JP3053910B2 - 磁気再生装置 - Google Patents

磁気再生装置

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JP3053910B2
JP3053910B2 JP3169914A JP16991491A JP3053910B2 JP 3053910 B2 JP3053910 B2 JP 3053910B2 JP 3169914 A JP3169914 A JP 3169914A JP 16991491 A JP16991491 A JP 16991491A JP 3053910 B2 JP3053910 B2 JP 3053910B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、HDTV(High Defin
ition TV) 信号などの広帯域信号を記録再生する磁気再
生装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】ハイビジョンベースバンド信号(以下、
HDベースバンド信号という)として輝度信号Y(20
MHz帯域)、色差信号PR ・PB (それぞれ6MHz
帯域)を想定する場合、これら伝送帯域の異なる3チャ
ネルの信号を時分割多重して1チャネルあるいは2チャ
ネルのTCI(Time-compressed Integration)信号に時
分割合成する方法が知られている。
【0003】図5に、上記のようなHDベースバンド信
号を2チャネルのTCI信号にエンコード・デコードす
るシステム構成例を示す。また、この場合のTCIエン
コーダ51における入出力信号波形の一例を図6に示し
ている。同図のように、奇数ラインY信号Y1 (1ライ
ン期間29.63μs、帯域20MHz)の有効走査期間
内信号の時間軸を1.68倍に伸長しY1Tとして帯域を約
12MHzにしたものと、PR 奇数ライン信号PR1(帯
域6MHz)の有効走査期間内部分を半分に時間圧縮し
て、約12MHz帯域時分割信号(PR1T としたもの
とを時分割合成して、TCI信号1チャネル分T1 が作
られる。次に、偶数ラインY2 信号とPB 偶数ライン信
号PB2から、上記同様の時分割合成方法で、第2チャネ
ルTCI信号T2 が作られる。
【0004】このように、Y信号の時間軸伸長と、PR
・PB 信号をそれぞれ1ラインおきに交互に抜き出し、
線順次化と時間軸圧縮による時分割合成により、帯域1
2MHzの色差線順次TCI信号2チャネルが得られ
る。輝度信号帯域20MHz、色差信号帯域6MHzと
の時分割合成では、計算上、(20+6)MHz/2=
13MHzとなるが、有効走査期間内情報だけを取扱う
時分割合成処理により、帯域を12MHzにすることが
可能となっている。
【0005】この2チャネルTCI信号の並列記録信号
を再生して得られるTCI信号2チャネルから、もとの
ベースバンド3チャネルY・PR ・PB 信号への変換
は、図5に示しているTCIデコーダ52によって行わ
れる。これは、TCIエンコーダ51での処理と逆の処
理を行うものであって、特に、エンコーダ51側の線順
次化処理で再生PR ・PB 信号が1ラインおきに欠如し
ているので、ライン補間を行って、Y・PR ・PB 3チ
ャネルベースバンド信号が復元される。
【0006】上記のような帯域12MHzのTCI信号
をVTRに記録するのに、これまでは、中心周波数19
MHzのFMキャリアに乗せて、つまり、TCI信号で
周波数変調して得られるキャリア信号を磁気テープに記
録し、再生する処理が行われている。このときのFMキ
ャリアスペクトル分布を図7(a)に示す。この場合の
低域側波帯の一次のサイドバンドは7MHzとなるが、
実際はこれ以下の側波帯成分もかなり存在している。
【0007】ところで、FM復調器にパルスカウント式
(FMキャリア信号のゼロクロス点毎にワンショットマ
ルチを働かす復調方式)を使い、かつ、FMキャリアの
中に基本波成分の他に偶数高調波成分を含まない場合、
その復調出力には復調TCI信号成分とFMキャリアの
2逓倍成分、その奇数高調波(つまり、6逓倍、10逓
倍FMキャリア)成分だけとなり、入力FMキャリア基
本波成分は原理的には発生しない筈であるが、種々の原
因でその入力キャリアが出力にリークすることがある。
つまり、ダブラ(2逓倍器)を使わない場合、FM復調
器出力は、図7(b)に示すと同様のスペクトル分布と
なり、中心キャリア周波数は2倍の38MHz、下側波
帯の一次のサイドバンドも2倍の14MHzとなるの
で、12MHzの信号帯域の復調TCI信号帯域をFM
キャリアスペクトルから分離することが可能であるが、
実際は、DU比(Desired to Undesired Signal Ratio)
で30〜40dB程度の下側波帯成分の混入がTCI信
号に出るのが一般である。
【0008】この混入を軽減するために、再生FMキャ
リアを直接FM復調器に入力せずにダブラに加え、この
ダブラにて、図7(b)に示すように、中心周波数を3
8MHzにあげてから、パルスカウント式FM復調器に
加え、そこでさらに2逓倍復調を行うことによって合計
4逓倍化を行う方法が採用されている。これにより、図
7(c)に示すように、下側波帯の一次のサイドバンド
は28MHzとなり、復調TCI信号帯域12MHzと
の分離はきわめて容易となり、下側波帯成分の一部がT
CI信号帯域に混入する量は小さくなる。しかし、実際
にはダブラでのキャリアリークが存在すると、その成分
はFM復調器出力にそのまま混入してくる。また、ダブ
ラ出力に基本波スペクトルの2逓倍FMキャリア成分の
他に4逓倍FMキャリア成分が含まれてくると、図中一
点鎖線で示すような2逓倍キャリア成分が復調器に混入
してくる。これらのうち、下側波帯成分は、復調TCI
信号に混入してビート妨害を発生させる。
【0009】一方、水平同期パルス前縁をFMキャリア
基準位相として、水平同期パルス尖端部対応FMキャリ
アの位相を水平同期毎にその基準位相にリセットするF
Mキャリアリセット方式開発により、FMキャリアに水
平相関をもたすことができる。特に、下側波帯成分と再
生画像との間に強い相関が生じる結果、従来のFM復調
信号にリークして「流れるビート縞」の原因となってい
たFMキャリアの下側波帯成分が再生画面上で静止し、
僅かな画像歪み成分となって、視覚上、殆ど妨害となら
ず、品質劣化は検知限以下となる(特開昭63−274
290号公報参照)。
【0010】ここで、この水平相関化効果を最大限に生
かすため、中心周波数19MHzでのFM変調パラメー
タ(TCI信号帯域:12MHz、エンファシス量:1
1MHzで12dB)をそのままとして、図8(a)に
示すように、中心周波数を15.5MHzにシフトする低
域シフトFMキャリア記録再生方式を本出願人等は先に
提案した(特願平3−48391号参照)。この場合、
同図(b)に示すようにダブラによって2逓倍化され、
そして、パルスカウント式FM復調器によって、同図
(c)に示すように4逓倍化されて、FMキャリアの下
側波帯の一次のサイドバンドは14MHzとなる。これ
は、復調TCI信号帯域(映像信号帯域)12MHzに
接近しており、一部の側波帯成分がリークし、画像歪と
なって検知限を超える場合も生ずるようになる。特に、
最も厳しいテスト信号として100%マルチバースト信
号を記録再生する場合に、マルチバースト画像歪みとし
ては検知限以下でも、信号歪として10%程度の歪みを
生ずることがある。
【0011】そこで、このような再生信号歪みを画面上
で視覚的に消滅させるため、磁気テープへの記録を水平
パルス尖端部対応FMキャリア位相リセット変調方式で
行う必要がある。以下に、この変調方式の一例を概説す
る。
【0012】図9に示すように、入力TCI信号から水
平・垂直パルス分離回路61にて水平及び垂直パルスを
分離し、これにロックさせてマスタクロック発生器62
を働かせる。この場合、図6に示すように、TCIライ
ン周期が入力ベースバンドY信号2ライン周期に等しく
するようにシステム設計すれば、TCIエンコーダの同
期盤は簡素化できると同時に、VTR内の信号処理用ク
ロック系が一元化できる。
【0013】上記入力TCI信号は、図9に示すプリエ
ンファシス回路63にて高域を強調した後、フロントポ
ーチキャリアリセットパルス発生器65・水平パルス尖
端キャリアリセットパルス発生器66・AFC用基準周
波数発生器67が接続されているFM変調用マルチバイ
ブレータ64に入力する。ここで、図10に示すよう
に、TCI信号のフロントポーチ部対応FMキャリア周
波数を基準位相に先行リセットしておき、次に、水平同
期尖端部対応FMキャリアを基準位相にリセットする。
一般に、リセットによりキャリア位相に不連続的な変化
が生じ、この部分をFM復調すると、そこで過渡歪みが
発生するので、水平同期パルス部での過渡歪みの発生を
避けるため、フロントポーチで先行リセットして、そこ
で過渡歪みを発生させる。これにより、水平パルス尖端
部FMキャリアでの正規のリセットではキャリア位相の
不連続変化は生じず、FM復調時にこの部分ではリセッ
トによる過渡歪みは発生しない(特願平3−17980
号参照)。上記のリセット処理を行った後、図9に示す
ように、マスタクロック発生器62と同期しているロー
カル発振器68での周波数(48.6MHz)による周波
数変換を周波数変換アナログマルチプライヤ69で行っ
たあと、低域フィルタ70で周波数偏移Δf=2.6MH
zのまま、FM中心周波数を15.5MHzにシフトした
FMキャリアを分離する。なお、FM変調用マルチバイ
ブレータ64発生のFMキャリア中心周波数f0 を64.
1MHzとしたのは、変調器出力波形が方形波のため第
3高調波を含み、このFMスペクトル成分を除去し易く
するためである。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
たように、高密度記録のためにキャリア周波数を低くし
た場合、図8(c)に示すように、従来の4逓倍復調方
式では、FM復調器出力で4逓倍FMキャリアの下側波
帯の一次のサイドバンドと、復調信号帯域上限周波数と
の間の周波数間隙が充分にとれず、低域フィルタで下側
波帯成分を取り除こうとしても、一部は復調映像信号に
混入し、キャリアリセット記録してない場合には、前述
のように、ビート縞流れとなって画質を劣化させる。そ
こで、前記したキャリアリセット記録方式を採用するこ
とでビート流れとはならないが、混入した下側波帯成分
は画質歪みとなり、特に、100%マルチバースト信号
の記録再生では、画像歪みとしては検知限以下でも、信
号波形歪みとしてみると10%程度に達する。すなわ
ち、モアレとはならないが、波形歪みが依然としてあ
り、このため、必ずしも充分に良好な画質は得られてい
ないという問題を生じている。
【0015】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たものであって、その目的は、復調映像信号における信
号歪みを低減し、さらに、ジッタを抑制し得る構成とも
することで、画質をさらに向上し得る磁気再生装置を提
供することにある。
【0016】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項1記載の
磁気再生装置は、上記目的を達成するために、キャリア
リセット記録方式によって記録された記録信号を再生し
て得られる再生信号を高周波数域にシフトする周波数変
換器と、上記周波数変換器によって高周波数域にシフト
された再生信号から映像信号を復調するパルスカウント
式FM復調器と、上記パルスカウント式FM復調器によ
って復調された映像信号が書き込まれると上記映像信号
を基準クロックに同期して読み出すタイムベースコレク
タ回路と、再生信号から水平パルスの尖端部に対応した
部分を抽出してバースト信号の検出を行う基準バースト
検出器とを有する磁気再生装置において、上記基準バー
スト検出器は抽出した水平パルスの尖端部に対応した部
分の位相に基づいて上記映像信号の上記タイムベースコ
レクタ回路への書き込みをトリガするパルスを発生さ
せ、上記基準バースト検出器にて発生されるパルスに位
相ロックされている発振信号を出力するローカル発振器
をさらに有し、上記周波数変換器は、上記ローカル発振
器から出力される上記発振信号と上記再生信号との掛け
算を行うアナログマルチプライヤーと、上記アナログマ
ルチプライヤーからの出力のうち所定の高周波数成分の
みを通す高域フィルタとからなることを特徴としてい
る。
【0017】また、本発明の請求項2記載の磁気再生装
は、上記目的を達成するために、キャリアリセット記
録方式によって記録された記録信号を再生して得られる
再生信号を高周波数域にシフトする周波数変換器と、上
記周波数変換器によって高周波数域にシフトされた再生
信号から映像信号を復調するパルスカウント式FM復調
器と、上記パルスカウント式FM復調器によって復調さ
れた映像信号が書き込まれると上記映像信号を基準クロ
ックに同期して読み出すタイムベースコレクタ回路と、
再生信号から水平パルスの尖端部に対応した部分を抽出
してバースト信 号の検出を行う基準バースト検出器とを
有する磁気再生装置において、再生信号を高周波数域に
シフトさせた信号から水平パルスの尖端部に対応した部
分を抽出してこの部分の位相に基づいて上記映像信号の
上記タイムベースコレクタ回路への書き込みをトリガす
るパルスを発生させる第2基準バースト検出器と、再生
信号から抽出した水平パルスの尖端部に対応した部分の
位相に基づいて上記基準バースト検出器が発生するパル
スに位相ロックされている発振信号を出力するローカル
発振器とをさらに有し、上記周波数変換器は、上記ロー
カル発振器から出力される上記発振信号と上記再生信号
との掛け算を行うアナログマルチプライヤーと、上記ア
ナログマルチプライヤーからの出力のうち所定の高周波
数成分のみを通す高域フィルタとからなることを特徴と
している。
【0018】
【作用】上記請求項1記載の磁気再生装置においては、
再生信号を、一旦、周波数変換器で高周波数域にシフト
し、このシフトされた再生信号をパルスカウント式FM
復調器に入力する。この場合、前述したダブラを使用す
るときよりも、再生信号の帯域幅は広がらずに再生信号
の低域側波帯スペクトルと復調映像信号帯域との周波数
間隙が広がることになる。このため、復調した映像信号
に混入する下側波帯成分が少なくなり、復調後の波形歪
みが低減される。
【0019】ここで、周波数変換器を構成するアナログ
マルチプライヤーと高域フィルタとのうちアナログマル
チプライヤーでは、ローカル発振器から出力される発振
信号と再生信号との掛け算が行われるが、この発振信号
は後述の基準バースト検出器にて発生されるパルスに位
相ロックされている。
【0020】また、基準バースト検出器がキャリアリセ
ット記録時に再生信号に含まれたリセットキャリア部
(水平パルスの尖端部に対応した部分)を抽出し、この
部分の位相に基づいて再生信号から復調される映像信号
のタイムベースコレクタ回路への書き込みをトリガする
パルスを発生させる。したがって、そのときのジッタに
基づいて、映像信号のジッタを補正することが可能であ
る。
【0021】上記請求項2記載の磁気再生装置において
も、請求項1と同様に、再生信号の高周波数域へのシフ
トと映像信号のジッタの補正とが行われるので、復調後
の波形歪みが低減され、かつ、ジッタのない良好な画像
を再生することができる。ただし、この場合、ローカル
発振器から出力される発振信号が基準バースト検出器に
て発生されるパルスに位相ロックされていることは同じ
であるが、映像信号のタイムベースコレクタ回路への書
き込みをトリガするパルスは、再生信号を高周波数域へ
シフトさせた信号からリセットキャリア部を抽出する第
2基準バースト検出器である。
【0022】
【実施例】本発明の一実施例について図1ないし図4
基づいて説明すれば、以下の通りである。まず初めに、
図1および図2を用いて、ローカル発振器の発振信号を
一般的な方法で位相ロックさせたことを前提に、再生信
号の高周波数域へのシフトと、復調された映像信号のジ
ッタ補正とについて述べる。
【0023】図1に示すように、VTR1内の磁気テー
プから読出される記録信号は、ヘッドアンプ・イコライ
ザ2を通してアナログマルチプライヤーとしての周波数
変換用アナログマルチプライヤ3に入力される。なお、
磁気テープの走行速度は、水平・垂直パルス発生器11
で発生される同期パルスに基づいてキャプスタン・ドラ
ムサーボ回路12により制御されるようになっている。
また、上記水平・垂直パルス発生器11は、マスタクロ
ック発生器4で発生される周波数97.2MHzのクロッ
ク信号に基づいた同期パルス信号を発生するようになっ
ている。
【0024】上記磁気テープには、前記したTCI信号
をFM変調するに当たり、前記図9を参照して説明した
キャリヤリセット記録方式にて信号の記録が行われてい
る。したがって、ヘッドアンプ・イコライザ2からは、
図2(a)に示すように、中心周波数15.5MHz、帯
域12MHzの再生信号としてのFMキャリアが出力さ
れる。
【0025】前記周波数変換用アナログマルチプライヤ
3には、図1に示すように、マスタクロック発生器4に
位相ロックされたローカル発振器5から、24.3MHz
の正弦波信号が入力されている。この正弦波信号と、上
記ヘッドアンプ・イコライザ2からの再生FMキャリア
とのアナログ乗算が上記周波数変換用アナログマルチプ
ライヤ3にて行われる。これにより、図2(b)に示す
ように、中心周波数がそれぞれ11.8MHzおよび39.
8MHzの二つのFMキャリア成分に変換される。ここ
で、周波数変換用アナログマルチプライヤ3の出力に
は、24.3MHzの入力正弦波の混入、すなわちキャリ
アリークは殆ど生じないものとなっている。
【0026】上記周波数変換用アナログマルチプライヤ
3からの出力は、次いで、図1に示すように、カットオ
フ周波数が22MHzの高域フィルタ6を通してパルス
カウント式FM復調器7に入力される。上記高域フィル
タ6によって、特に15MHz以下のスペクトルは充分
に減衰され、図2(c)に示すように、中心周波数39.
8MHz、そして、同図(a)での帯域幅12MHzが
そのまま維持された高周波数域シフトFMキャリアが出
力される。したがって、本実施例では、上記周波数変換
用アナログマルチプライヤ3と高域フィルタ6とによっ
て、周波数変換器20が構成されている。
【0027】上記パルスカウント式FM復調器7から
は、図2(d)に示すように、中心周波数79.6MH
z、帯域24MHzのFMキャリアが出力される。この
出力には、帯域12MHzの復調信号成分と2逓倍(第
2高調波)FMキャリア、6逓倍(第6高調波)FMキ
ャリアなどが混在している。このFMキャリアは、前述
したダブラを使用するときよりもFMキャリアの帯域幅
は広がらず、FMキャリアの低域側波帯スペクトルと復
調映像信号帯域との間に充分な周波数間隙を有してい
る。このFMキャリアから復調信号成分のみ取出すため
に、図1に示すように、カットオフ周波数13MHzの
低域フィルタ8に入力し、これによって、TCI信号が
復調される。この場合、上記のようにFMキャリアの低
域側波帯スペクトルと復調映像信号帯域との間の周波数
間隙が広いことから、映像信号としてのFM復調信号に
FMキャリアの下側波帯成分を殆ど混入させずに復調す
ることが可能であり、この結果、復調後の波形歪みが低
減される。なお、上記パルスカウント式FM復調器7へ
の入力FMキャリアに偶数高調波成分あるいは低調波成
分が含まれていると、出力には上記以外の高調波成分が
発生すると同時に、復調信号の歪み成分も発生するの
で、入力キャリア歪みは充分に抑制されたものとなって
いる。
【0028】一方、前記ヘッドアンプ・イコライザ2か
らの再生FMキャリアは、基準バースト検出器9にも入
力され、この基準バースト検出器9で、前記したFMキ
ャリアリセット記録方式による記録時に基準位相にリセ
ットされた水平パルス尖端部対応FMキャリア部の抽出
が行われ、これに基づいてバースト信号の検出が行われ
る。さらに、上記水平パルス尖端部対応FMキャリア部
でのジッタが検出され、この検出結果に基づく書込トリ
ガが発生される。この書込トリガに基づいて、上記低域
フィルタ8から出力される復調映像信号がタイムベース
コレクタ(TBC)回路10に入力され、このタイムベ
ースコレクタ10にて時間軸補正が行われた後、図示し
ないTCIデコーダに送られ、前記同様に、Y・PR
B 3チャネルベースバンド信号が復元される。
【0029】上記構成においては、基準バースト検出器
9が、ジッタを補正する機能を兼用している。すなわ
ち、上記基準バースト検出器9においては、FMキャリ
アが周波数変換用アナログマルチプライヤ3にて高周波
数域にシフトされる前の信号で、水平パルス尖端部対応
FMキャリア部を抽出し、この段階で検出されるジッタ
に基づいてタイムベースコレクタ回路10への復調TC
I信号の書込みを補正することで、FM復調映像信号の
ジッタの補正が行われるようになっているが、以下、こ
のように高周波数域シフト変換前の信号に基づいてジッ
タの補正を行い得る点について説明する。
【0030】いま、変調時の入力信号S(t)を単一周
波数fP 、振幅aをもつ一定余弦波信号とし、時刻tに
おいて、 S(t)=a・cos(2πfP t) で表されるものとすると、このS(t)で振幅Ac 、中
心周波数fc のキャリアを周波数偏移Δfの条件で周波
数変調して得られるFMキャリアFC (t)は、 FC (t)=Ac cos{2πfc t +Δf/fP ・sin(2πfP t)} そして、上記を再生して得られる再生FMキャリアは、
一般に時間ゆらぎ、つまり、ジッタしているが、このジ
ッタΔtが存在する再生FMキャリアをFC (t+Δ
t)とすると、 FC (t+Δt)=Ac cos〔2πfc (t+Δt) +Δf/fP ・sin{2πfP (t+Δt)}〕 となる。
【0031】一方、マスタクロック発生器4のマスタク
ロックにロックさせた周波数変換用のローカル発振器5
から、周波数f0 、振幅A0 の周波数シフト用余弦波F
0 (t)、すなわち、 F0 (t)=A0 cos(2πf0 t) が周波数変換用アナログマルチプライヤ3に入力されて
いるとすると、その出力G(t+Δt)は、 G(t+Δt)=FC (t+Δt)・F0 (t) =Ac 0 /2・cos〔2πfc (t+Δt) +Δf/fP ・sin{2πfP (t+Δt)}+2π
0 t〕 +Ac 0 /2・cos〔2πfc (t+Δt) +Δf/fP ・sin{2πfP (t+Δt)}−2π
0 t〕 このうち、第1項をG1 (t+Δt)として、 G1 (t+Δt)≡Ac 0 /2・cosφ1 とすると、G1 (t+Δt)を高域フィルタ6で取出し
てFM復調、つまり、周波数弁別を行って得られる復調
出力H1 は、 H1 (t+Δt)=dφ1 /dt =2π〔f0 +{1+d(Δt)/dt} ×{fc +Δfcos(2πfP (t+Δt))}〕 となる。
【0032】ここで、時間ゆらぎΔtは、テープ走行ゆ
らぎ、及びテープの伸縮によって生ずる。走行機構に起
因するジッタスペクトルは数100Hz以下で、テープ
の伸縮に起因するジッタスペクトルは数kHzに達する
が、スペクトル強度は周波数に反比例して低下するの
で、通常、d(Δt)/dt≪1としてよい。故に、 H1 (t+Δt)≒2π〔f0 +fc +Δfcos{2πfP (t+Δt)}〕 一方、水平パルス尖端部対応キャリアをFs (t)と
し、その周波数をfs とすると、 Fs (t)=Ac cos(2πfs t) このFMキャリアも再生時には同様の時間ゆらぎΔtを
もつ。
【0033】 Fs (t+Δt)=Ac cos{2πfs (t+Δ
t)} したがって、高周波数域シフトFMキャリアを復調して
得たTCI信号のジッタ補正用基準信号として、高周波
数域シフト変換前のFs (t+Δt)を使用することに
より、ジッタ補正が可能である。
【0034】また、周波数変換用のローカル発振器5の
周波数を水平周波数の整数倍に設定し、再生Hに常に位
相同期していれば、周波数変換用アナログマルチプライ
ヤ3でのキャリヤリークが例えばDU比30dB程度で
も、これは常に再生画面と位相同期しているためにモア
レは静止し、このため、視覚上大きな妨害にはならな
い。
【0035】前記のでは、ローカル発振器5をマスタ
クロック発生器4に位相ロックさせた構成を挙げて説明
したが、次に、図3に示すように、ローカル発振器5を
基準バースト検出器9からのジッタ補正用信号に位相ロ
ックさせた構成について説明する。
【0036】この場合、図のように、ヘッドアンプ・イ
コライザ2からの再生FMキャリアが入力される基準バ
ースト検出器9から、ジッタ補正信号が出力され、この
信号に位相ロックされたローカル発振器5からの出力が
周波数変換用アナログマルチプライヤ3に入力されると
共に、さらにタイムベースコレクタ回路10に書込クロ
ックとして入力されるように構成されている。また、上
記ジッタ補正信号は、タイムベースコレクタ回路10に
書込トリガとして入力される。
【0037】上記構成においては、ローカル発振器5の
出力は、 F0 (t+Δt)=A0 cos{2πf0 (t+Δ
t)} となる。このときの復調出力をH1 (t+Δt)として
前記実施例と同様に計算すると、 H1 (t+Δt)=2π{1+d(Δt)/dt} ×〔f0 +fc +Δfcos{2πfP (t+Δ
t)}〕 ≒2π〔f0 +fc +Δfcos{2πfP (t+Δ
t)}〕 したがって、この場合も前記の例と同様にジッタ補正が
可能である。
【0038】さらに、図4に示すように、ヘッドアンプ
・イコライザ2からの再生FMキャリア、すなわち、前
記した高周波数域シフト変換前のFs (t+Δt)を使
用し、基準バースト検出器9から出力されるジッタ補正
信号でローカル発振器5を位相ロックさせておいて、こ
のローカル発振器5からの出力を書込クロックとしてタ
イムベースコレクタ回路10に入力する一方、高域フィ
ルタ6の出力、すなわち、Fs (t+Δt)の高周波数
域シフト信号からFMキャリアの水平パルス尖端部対応
キャリアを抽出する第2基準バースト検出器15を設
け、この第2基準バースト検出器15でジッタ補正基準
信号を発生させてタイムベースコレクタ回路10に書込
トリガとして入力させる構成とすることも可能である。
【0039】この場合、Fs (t+Δt)の高域シフト
信号をGS (t+Δt)とすると、 GS (t+Δt)=Ac 0 /2・cos{2π(f0
+fs ) ×(t+Δt)} したがって、このGS (t+Δt)を使用してジッタを
検出することにより、タイムベースコレクタ回路10で
のジッタの補正を行うことができる。
【0040】
【発明の効果】以上のように、本発明の請求項1記載の
磁気再生装置は、キャリアリセット記録方式によって記
録された記録信号を再生して得られる再生信号を高周波
数域にシフトする周波数変換器と、上記周波数変換器に
よって高周波数域にシフトされた再生信号から映像信号
を復調するパルスカウント式FM復調器と、上記パルス
カウント式FM復調器によって復調された映像信号が書
き込まれると上記映像信号を基準クロックに同期して読
み出すタイムベースコレクタ回路と、再生信号から水平
パルスの尖端部に対応した部分を抽出してバースト信号
の検出を行う基準バースト検出器とを有する磁気再生装
置において、上記基準バースト検出器は抽出した水平パ
ルスの尖端部に対応した部分の位相に基づいて上記映像
信号の上記 タイムベースコレクタ回路への書き込みをト
リガするパルスを発生させ、上記基準バースト検出器に
て発生されるパルスに位相ロックされている発振信号を
出力するローカル発振器をさらに有し、上記周波数変換
器は、上記ローカル発振器から出力される上記発振信号
と上記再生信号との掛け算を行うアナログマルチプライ
ヤーと、上記アナログマルチプライヤーからの出力のう
ち所定の高周波数成分のみを通す高域フィルタとからな
構成である。
【0041】これにより、FM復調映像信号に混入する
FMキャリアの下側波帯成分が少なくなるので、復調後
の波形歪みが低減され、良好な画像を再生することがで
きるとともに、FMキャリアに含まれたリセットキャリ
ア部に基づきFM復調映像信号のジッタの補正も併せて
行われる。したがって、復調後の波形歪みの低減と共
に、ジッタも低減された良好な画像を再生することがで
きるという効果を奏する。
【0042】また、請求項2記載の磁気再生装置は、
ャリアリセット記録方式によって記録された記録信号を
再生して得られる再生信号を高周波数域にシフトする周
波数変換器と、上記周波数変換器によって高周波数域に
シフトされた再生信号から映像信号を復調するパルスカ
ウント式FM復調器と、上記パルスカウント式FM復調
器によって復調された映像信号が書き込まれると上記映
像信号を基準クロックに同期して読み出すタイムベース
コレクタ回路と、再生信号から水平パルスの尖端部に対
応した部分を抽出してバースト信号の検出を行う基準バ
ースト検出器とを有する磁気再生装置において、再生信
号を高周波数域にシフトさせた信号から水平パルスの尖
端部に対応した部分を抽出してこの部分の位相に基づい
て上記映像信号の上記タイムベースコレクタ回路への書
き込みをトリガするパルスを発生させる第2基準バース
ト検出器と、再生信号から抽出した水平パルスの尖端部
に対応した部分の位相に基づいて上記基準バースト検出
器が発生するパルスに位相ロックされている発振信号を
出力するローカル発振器とをさらに有し、上記周波数変
換器は、上記ローカル発振器から出力される上記発振信
号と上記再生信号との掛け算を行うアナログマルチプラ
イヤーと、上記アナログマルチプライヤーか らの出力の
うち所定の高周波数成分のみを通す高域フィルタとから
なる構成である。
【0043】これにより、請求項1と同様に、復調後の
波形歪みの低減と共に、ジッタも低減された良好な画像
を再生することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例における磁気再生装置の要部
構成を示すブロック図である。
【図2】上記構成において復調される過程でのFMキャ
リアのスペクトル分布の変化を示すものであって、同図
(a)はヘッドアンプ・イコライザから、同図(b)は
アナログマルチプライヤから、同図(c)は高域フィル
タから、同図(d)はパルスカウント式FM復調器から
それぞれ出力されるFMキャリアのスペクトル分布を示
すグラフである。
【図3】本発明の一実施例における他の磁気再生装置
要部構成を示すブロック図である。
【図4】本発明の一実施例におけるさらに他の磁気再生
装置の要部構成を示すブロック図である。
【図5】2チャネル分割TCIエンコーダ・デコーダを
備えるベースバンド記録ハイビジョンVTRシステムの
構成を示すブロック図である。
【図6】ハイビジョンベースバンド信号と色差線順次T
CI信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図7】従来のハイビジョンTCI信号記録用FMキャ
リア復調時のスペクトル分布の変化を示すものであっ
て、同図(a)は磁気テープから再生される再生FMキ
ャリア、同図(b)は上記再生FMキャリアをダブラに
入力して得られるFMキャリア、同図(c)は上記ダブ
ラの出力をパルスカウント式FM復調器に入力して得ら
れるFMキャリアの各スペクトル分布を示すグラフであ
る。
【図8】従来の低域シフト記録方式によるハイビジョン
TCI信号記録用FMキャリア復調時のスペクトル分布
の変化を示すものであって、同図(a)は磁気テープか
ら再生される再生FMキャリア、同図(b)は上記再生
FMキャリアをダブラに入力して得られるFMキャリ
ア、同図(c)は上記ダブラの出力をパルスカウント式
FM復調器に入力して得られるFMキャリアの各スペク
トル分布を示すグラフである。
【図9】キャリアリセット記録方式における変調記録を
行うための構成の一例を示すブロック図である。
【図10】上記キャリアリセット記録方式でのフロント
ポーチ部キャリアのリセット動作を示す説明図である。
【符号の説明】
周波数変換用アナログマルチプライヤ(アナログ
マルチプライヤ)ローカル発振器 6 高域フィルタ 7 パルスカウント式FM復調器 9 基準バースト検出器10 タイムベースコレクタ回路 15 第2基準バースト検出器 20 周波数変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−262592(JP,A) 特開 昭61−172273(JP,A) 特開 昭63−144458(JP,A) 特開 昭63−274290(JP,A) 特開 昭64−37194(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G11B 20/06 G11B 20/02 H04N 5/922 H04N 9/80

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】キャリアリセット記録方式によって記録さ
    れた記録信号を再生して得られる再生信号を高周波数域
    にシフトする周波数変換器と、上記周波数変換器によっ
    て高周波数域にシフトされた再生信号から映像信号を復
    調するパルスカウント式FM復調器と、上記パルスカウ
    ント式FM復調器によって復調された映像信号が書き込
    まれると上記映像信号を基準クロックに同期して読み出
    すタイムベースコレクタ回路と、再生信号から水平パル
    スの尖端部に対応した部分を抽出してバースト信号の検
    出を行う基準バースト検出器とを有する磁気再生装置に
    おいて、 上記基準バースト検出器は抽出した水平パルスの尖端部
    に対応した部分の位相に基づいて上記映像信号の上記タ
    イムベースコレクタ回路への書き込みをトリガするパル
    スを発生させ、上記基準バースト検出器にて発生される
    パルスに位相ロックされている発振信号を出力するロー
    カル発振器をさらに有し、上記周波数変換器は、上記ロ
    ーカル発振器から出力される上記発振信号と上記再生信
    号との掛け算を行うアナログマルチプライヤーと、上記
    アナログマルチプライヤーからの出力のうち所定の高周
    波数成分のみを通す高域フィルタとからなることを特徴
    とする磁気再生装置。
  2. 【請求項2】キャリアリセット記録方式によって記録さ
    れた記録信号を再生して得られる再生信号を高周波数域
    にシフトする周波数変換器と、上記周波数変換器によっ
    て高周波数域にシフトされた再生信号から映像信号を復
    調するパルスカウント式FM復調器と、上記パルスカウ
    ント式FM復調器によって復調された映像信号が書き込
    まれると上記映像信号を基準クロックに同期して読み出
    すタイムベースコレクタ回路と、再生信号から水平パル
    スの尖端部に対応した部分を抽出してバースト信号の検
    出を行う基準バースト検出器とを有する磁気再生装置に
    おいて、 再生信号を高周波数域にシフトさせた信号から水平パル
    スの尖端部に対応した部分を抽出してこの部分の位相に
    基づいて上記映像信号の上記タイムベースコレ クタ回路
    への書き込みをトリガするパルスを発生させる第2基準
    バースト検出器と、再生信号から抽出した水平パルスの
    尖端部に対応した部分の位相に基づいて上記基準バース
    ト検出器が発生するパルスに位相ロックされている発振
    信号を出力するローカル発振器とをさらに有し、上記周
    波数変換器は、上記ローカル発振器から出力される上記
    発振信号と上記再生信号との掛け算を行うアナログマル
    チプライヤーと、上記アナログマルチプライヤーからの
    出力のうち所定の高周波数成分のみを通す高域フィルタ
    とからなることを特徴とする磁気再生装置。
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