JPH0370944B2 - - Google Patents
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- JPH0370944B2 JPH0370944B2 JP59207808A JP20780884A JPH0370944B2 JP H0370944 B2 JPH0370944 B2 JP H0370944B2 JP 59207808 A JP59207808 A JP 59207808A JP 20780884 A JP20780884 A JP 20780884A JP H0370944 B2 JPH0370944 B2 JP H0370944B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明はAMステレオ復調装置に関し、特に直
交位相変調方式のAMステレオ信号の復調装置に
関する。
交位相変調方式のAMステレオ信号の復調装置に
関する。
背景技術
従来、この種の装置としては第１図に示すもの
がある。図において、１は除算器であり、２及び
３は同期検波をなす乗算器であつて両乗算器２及
び３から左右チヤンネル信号が復調されて得られ
る。４は受信AMステレオ信号のAM変動成分を
除去するリミツタであり、５はこのリミツタ出力
からいわゆるcosφ成分を抽出するcosφ検出器で
あり、６及び７は乗算器２及び３の各乗算入力の
１つである同期検波用基準信号の選択をなす切換
器である。８はAMステレオ信号中から同期検波
用基準信号を得るためのPLL（フエイズロツクド
ループ）であり、９及び１０はPLL８の出力を
夫々＋π／４及び−π／４だけ移相する移相器で
ある。また、１１はPLL８のロツク検出器であ
り、１２は電界強度検出用のIFレベル検出器で
あり、そして、１３はロツク検出器１１の出力と
レベル検出器１２の出力とを２入力とするオア回
路であり、このオア出力により切換器６及び７の
切換状態が制御される。
がある。図において、１は除算器であり、２及び
３は同期検波をなす乗算器であつて両乗算器２及
び３から左右チヤンネル信号が復調されて得られ
る。４は受信AMステレオ信号のAM変動成分を
除去するリミツタであり、５はこのリミツタ出力
からいわゆるcosφ成分を抽出するcosφ検出器で
あり、６及び７は乗算器２及び３の各乗算入力の
１つである同期検波用基準信号の選択をなす切換
器である。８はAMステレオ信号中から同期検波
用基準信号を得るためのPLL（フエイズロツクド
ループ）であり、９及び１０はPLL８の出力を
夫々＋π／４及び−π／４だけ移相する移相器で
ある。また、１１はPLL８のロツク検出器であ
り、１２は電界強度検出用のIFレベル検出器で
あり、そして、１３はロツク検出器１１の出力と
レベル検出器１２の出力とを２入力とするオア回
路であり、このオア出力により切換器６及び７の
切換状態が制御される。
いま、AMステレオ信号をモトローラ方式とす
ると、このモトローラ方式による信号υ(t)は、 υ(t)＝Ａ｛１＋ｋ（Ｌ＋Ｒ）｝cos（
ωcｔ＋φ） φ＝tan-1k（Ｌ−Ｒ）／｛１＋ｋ（Ｌ＋Ｒ）｝ ……(1) と表わされる。こゝに、Ａ、ｋは定数、Ｌ、Ｒは
左右チヤンネル信号、ωcはキヤリヤ角周波数で
ある。(1)式のυ(t)を変形すると次式を得る。
ると、このモトローラ方式による信号υ(t)は、 υ(t)＝Ａ｛１＋ｋ（Ｌ＋Ｒ）｝cos（
ωcｔ＋φ） φ＝tan-1k（Ｌ−Ｒ）／｛１＋ｋ（Ｌ＋Ｒ）｝ ……(1) と表わされる。こゝに、Ａ、ｋは定数、Ｌ、Ｒは
左右チヤンネル信号、ωcはキヤリヤ角周波数で
ある。(1)式のυ(t)を変形すると次式を得る。
υ(t)＝（Ａ／√２）｛（１＋2kL）cos（ωcｔ＋π／４
）＋（１＋2kR）cos（ωcｔ−π／４）｝cosφ……(2) この(2)式で示されるAMステレオ信号υ(t)を入
力とするリミツタ４の出力とPLL８の出力とか
ら、cosφ検出器５にてcosφ成分が検出される。
よつて、除算器１にて(2)式で示すAMステレオ信
号υ(t)がcosφにて除算されてcosφ成分が消去さ
れる。
）＋（１＋2kR）cos（ωcｔ−π／４）｝cosφ……(2) この(2)式で示されるAMステレオ信号υ(t)を入
力とするリミツタ４の出力とPLL８の出力とか
ら、cosφ検出器５にてcosφ成分が検出される。
よつて、除算器１にて(2)式で示すAMステレオ信
号υ(t)がcosφにて除算されてcosφ成分が消去さ
れる。
一方、PLL回路８により得られた基準信号を
夫々移相器９及び１０にて＋π／４及び−π／４
移相して互いに直交した基準信号cos（ωcｔ＋
π／４）、cos（ωcｔ−π／４）が得られる。この
１対の基準信号と除算器１の出力とが乗算器２及
び３にて夫々乗算されることになる。この場合、
除算器１の除算出力は、 υ(t)／cosφ＝（Ａ／√２）｛（１＋2kL）cos（ωcｔ
＋π／４）＋（１＋2kR）cos（ωcｔ−π／４）｝……(
3) となつているから、先の１対の基準信号cos（ωc
ｔ＋π／４）及びcos（ωcｔ−π／４）と(3)式と
の乗算により、Ｌ及びＲ成分が夫々同期検波され
ることになる。
夫々移相器９及び１０にて＋π／４及び−π／４
移相して互いに直交した基準信号cos（ωcｔ＋
π／４）、cos（ωcｔ−π／４）が得られる。この
１対の基準信号と除算器１の出力とが乗算器２及
び３にて夫々乗算されることになる。この場合、
除算器１の除算出力は、 υ(t)／cosφ＝（Ａ／√２）｛（１＋2kL）cos（ωcｔ
＋π／４）＋（１＋2kR）cos（ωcｔ−π／４）｝……(
3) となつているから、先の１対の基準信号cos（ωc
ｔ＋π／４）及びcos（ωcｔ−π／４）と(3)式と
の乗算により、Ｌ及びＲ成分が夫々同期検波され
ることになる。
こヾで、受信電界強度が低下してＳ／Ｎが劣化
したり、またPLL８がアンロツク状態にある場
合、Ｓ／Ｎを良好に維持する必要がある。そこ
で、ロツク検出器１１及びレベル検出器１２の各
出力によつて切換器６及び７を制御して、各乗算
器２及び３の乗算入力としての各基準信号を移相
器９及び１０の出力からリミツタ４の出力に切換
えるようにし、検波出力をエンベロープ検波出力
としている。これによつてステレオモードからモ
ノラルモードとなり、Ｓ／Ｎが改善されるのであ
る。
したり、またPLL８がアンロツク状態にある場
合、Ｓ／Ｎを良好に維持する必要がある。そこ
で、ロツク検出器１１及びレベル検出器１２の各
出力によつて切換器６及び７を制御して、各乗算
器２及び３の乗算入力としての各基準信号を移相
器９及び１０の出力からリミツタ４の出力に切換
えるようにし、検波出力をエンベロープ検波出力
としている。これによつてステレオモードからモ
ノラルモードとなり、Ｓ／Ｎが改善されるのであ
る。
従来の装置は以上の如く構成されているので、
ステレオモードからモノラルモードへの切換が急
峻になされることになり、この切換え時に違和感
を招来している。
ステレオモードからモノラルモードへの切換が急
峻になされることになり、この切換え時に違和感
を招来している。
発明の概要
本発明は上記の如き従来の欠点を除去するため
になされたものであつて、その目的とするところ
は、電界強度に応じてステレオセパレーシヨンを
変化させるようにして、PLLのロツクはずれ時
におけるステレオ・モノラル切換えの違和感をな
くすようにしたAMステレオ復調装置を提供する
ことにある。
になされたものであつて、その目的とするところ
は、電界強度に応じてステレオセパレーシヨンを
変化させるようにして、PLLのロツクはずれ時
におけるステレオ・モノラル切換えの違和感をな
くすようにしたAMステレオ復調装置を提供する
ことにある。
本発明によるAMステレオ復調装置は、AMス
テレオ信号中の互いに位相が直交する１対のキヤ
リヤ成分に夫々位相同期した１対の基準信号を発
生する基準信号発生手段と、AMステレオ信号の
振幅変動成分を除去した信号を発生するリミツタ
手段と、AMステレオ信号と前記１対の基準信号
とを夫々乗算してステレオ復調信号を得る同期検
波手段と、当該１対の基準信号の非発生時に同期
検波手段の乗算入力の１つを１対の基準信号の代
りにリミツタ手段の出力に切換える手段とを含む
装置を対象としており、その特徴とするところ
は、受信電界強度が低下して１対の基準信号が非
発生となる以前に電界強度に応じて１対の基準信
号の各位相を制御するように構成し、結果として
モノラルモードへの切換わり前にステレオセパレ
ーシヨンを低下させるようにして、スムーズなモ
ノラルモードへの移行を図つたことにある。
テレオ信号中の互いに位相が直交する１対のキヤ
リヤ成分に夫々位相同期した１対の基準信号を発
生する基準信号発生手段と、AMステレオ信号の
振幅変動成分を除去した信号を発生するリミツタ
手段と、AMステレオ信号と前記１対の基準信号
とを夫々乗算してステレオ復調信号を得る同期検
波手段と、当該１対の基準信号の非発生時に同期
検波手段の乗算入力の１つを１対の基準信号の代
りにリミツタ手段の出力に切換える手段とを含む
装置を対象としており、その特徴とするところ
は、受信電界強度が低下して１対の基準信号が非
発生となる以前に電界強度に応じて１対の基準信
号の各位相を制御するように構成し、結果として
モノラルモードへの切換わり前にステレオセパレ
ーシヨンを低下させるようにして、スムーズなモ
ノラルモードへの移行を図つたことにある。
実施例
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。
る。
第２図は本発明の実施例のブロツク図であり、
第１図と同等部分は同一符号により示している。
第１図と異なる部分につき説明すれば、第１図の
±π／４移相器９及び１０を本例では可変移相器
１３及び１４とし、この可変移相器１３及び１４
の移相制御をレベル検出器１２の検出々力により
行うようになつている。そして、PLLロツク検
出器１１の検出々力は直接（オア回路を介さず）
に切換器６及び７の制御信号となつており、他の
構成は第１図のそれと同等であり説明は省略す
る。
第１図と同等部分は同一符号により示している。
第１図と異なる部分につき説明すれば、第１図の
±π／４移相器９及び１０を本例では可変移相器
１３及び１４とし、この可変移相器１３及び１４
の移相制御をレベル検出器１２の検出々力により
行うようになつている。そして、PLLロツク検
出器１１の検出々力は直接（オア回路を介さず）
に切換器６及び７の制御信号となつており、他の
構成は第１図のそれと同等であり説明は省略す
る。
こゝで、弱電界となつてPLL８のロツクがは
ずれやすくなる以前に、ステレオセパレーシヨン
を劣化させておけば、PLLのロツクが完全には
ずれてモノラルモードに切換わる際によりスムー
ズな切換わりが可能となる。そこで、同期検波用
の基準信号cos（ωcｔ±π／４）の位相を夫々制
御してcosωcｔに近づけるようにするのである。
すなわち、cos（ωcｔ±α・π／４）としてαを
１から０へ減少させるように可変移相器１３及び
１４で制御するのである。この場合の各基準信号
は次式で表わせる。
ずれやすくなる以前に、ステレオセパレーシヨン
を劣化させておけば、PLLのロツクが完全には
ずれてモノラルモードに切換わる際によりスムー
ズな切換わりが可能となる。そこで、同期検波用
の基準信号cos（ωcｔ±π／４）の位相を夫々制
御してcosωcｔに近づけるようにするのである。
すなわち、cos（ωcｔ±α・π／４）としてαを
１から０へ減少させるように可変移相器１３及び
１４で制御するのである。この場合の各基準信号
は次式で表わせる。
cos（ωcｔ＋απ／４）
＝cos（ωcｔ＋π／４−（１−α）π／４｝
＝cos（ωcｔ＋π／４）cos（１−α）π／４
＋sin（ωcｔ＋π／４）sin（１−α）π／４
＝cos（ωcｔ＋π／４）cos（１−α）π／４
＋cos（ωcｔ＋π／４）sin（１−α）π／４
……(4) 同様にして cos（ωct−απ／４） ＝cos（ωct−π／４）cos（１−α）π／４ ＋cos（ωct−π／４）sin（１−α）π／４
……(5) となる。
……(4) 同様にして cos（ωct−απ／４） ＝cos（ωct−π／４）cos（１−α）π／４ ＋cos（ωct−π／４）sin（１−α）π／４
……(5) となる。
この(4)、(5)式を検波用基準信号として(3)式を同
期検波するものであるから、乗算器２及び３の各
出力にはＬ及びＲチヤンネル成分の他に夫々αに
応じてＲ及びＬチヤンネル成分も検波されて混入
することになる。よつて、ステレオセパレーシヨ
ンがαに応じて変化することになるのである。
期検波するものであるから、乗算器２及び３の各
出力にはＬ及びＲチヤンネル成分の他に夫々αに
応じてＲ及びＬチヤンネル成分も検波されて混入
することになる。よつて、ステレオセパレーシヨ
ンがαに応じて変化することになるのである。
第３図は可変移相器１３，１４の１例を示す具
体例の回路図であり、検波用基準信号cos（ωcｔ
±π／４）の位相を±π／４から±π／８に段階
的に変化させるようにしたものである。図におい
て、１５〜２０はＤ−FF（デイレイドフリツプフ
ロツプ）であり、２１はレベルコンパレータであ
る。また２２〜２５はアンドゲートであり、２
６，２７はオアゲートであり、２８，２９はイン
バータである。そして、PLL８よりの入力がFF
１５のクロツク入力となると共に、インバータ２
８を介してFF１９のクロツク入力となつている。
レベル検出器１２からの検出信号がレベルコンパ
レータ２１にて基準レベルV0と比較され、この
比較出力がアンドゲート２２，２４のゲート信号
となると共に、インバータ２９を介してアンドゲ
ート２３，２５とゲート信号となる。
体例の回路図であり、検波用基準信号cos（ωcｔ
±π／４）の位相を±π／４から±π／８に段階
的に変化させるようにしたものである。図におい
て、１５〜２０はＤ−FF（デイレイドフリツプフ
ロツプ）であり、２１はレベルコンパレータであ
る。また２２〜２５はアンドゲートであり、２
６，２７はオアゲートであり、２８，２９はイン
バータである。そして、PLL８よりの入力がFF
１５のクロツク入力となると共に、インバータ２
８を介してFF１９のクロツク入力となつている。
レベル検出器１２からの検出信号がレベルコンパ
レータ２１にて基準レベルV0と比較され、この
比較出力がアンドゲート２２，２４のゲート信号
となると共に、インバータ２９を介してアンドゲ
ート２３，２５とゲート信号となる。
アンドゲート２２〜２５の各他入力には、夫々
FF１６，１９，１７，２０の各Ｑ出力が印加さ
れている。アンドゲート２２，２３の両ゲート出
力がオアゲート２６の２入力となり、アンドゲー
ト２４，２５の両ゲート出力がオアゲート２７の
２入力となつている。そして、両ゲート２６，２
７の出力が夫々切換器６，７の各１入力となる。
FF１６，１９，１７，２０の各Ｑ出力が印加さ
れている。アンドゲート２２，２３の両ゲート出
力がオアゲート２６の２入力となり、アンドゲー
ト２４，２５の両ゲート出力がオアゲート２７の
２入力となつている。そして、両ゲート２６，２
７の出力が夫々切換器６，７の各１入力となる。
こゝで、最初にPLL８のVCO（図示せず）が入
力信号の８倍の周波数にロツクしているとし、こ
のロツク信号ａがFF１５に入力されて２分周さ
れｃ、次段のFF１６，１７，１８において夫々
−π／４、＋π／４及び０の位相を有して入力信
号ａと位相ロツクした信号ｄ，ｅ及びｆが得られ
る。これ等の信号からFF１９，２０により−
π／８及び＋π／８の位相を有する信号ｇ，ｈを
作り出している。この両信号を、コンパレータ２
１により電界強度に応じて例えばコンパレータ出
力が低レベルのときにアンドゲート２３，２５を
開として、±π／８の位相を有する基準信号を導
出しオアゲート２６，２７を介して切換器６，７
へ供給するのである。
力信号の８倍の周波数にロツクしているとし、こ
のロツク信号ａがFF１５に入力されて２分周さ
れｃ、次段のFF１６，１７，１８において夫々
−π／４、＋π／４及び０の位相を有して入力信
号ａと位相ロツクした信号ｄ，ｅ及びｆが得られ
る。これ等の信号からFF１９，２０により−
π／８及び＋π／８の位相を有する信号ｇ，ｈを
作り出している。この両信号を、コンパレータ２
１により電界強度に応じて例えばコンパレータ出
力が低レベルのときにアンドゲート２３，２５を
開として、±π／８の位相を有する基準信号を導
出しオアゲート２６，２７を介して切換器６，７
へ供給するのである。
尚、コンパレータ２１の出力が高レベルのとき
には、アンドゲート２２，２４を開として、±
π／４の位相を有する基準信号を導出するように
していることは従来と同様である。第４図に第３
図の各部信号ａ〜ｈの波形をａ〜ｈに夫々対応し
て示している。
には、アンドゲート２２，２４を開として、±
π／４の位相を有する基準信号を導出するように
していることは従来と同様である。第４図に第３
図の各部信号ａ〜ｈの波形をａ〜ｈに夫々対応し
て示している。
第５図は可変移相器の他の例に示す回路図であ
り、基準信号の位相を連続的に変化させる例であ
る。図において、１対の基準信号cos（ωcｔ±
π／４）（この信号はPLL８の出力から得られた
ものとする）がトランジスタQ5，Q6のベースへ
夫々印加されており、両トランジスタQ5，Q6の
コレクタ出力が夫々トランジスタQ1，Q2及びQ3，
Q4による１対の差動回路の電流源となつている。
り、基準信号の位相を連続的に変化させる例であ
る。図において、１対の基準信号cos（ωcｔ±
π／４）（この信号はPLL８の出力から得られた
ものとする）がトランジスタQ5，Q6のベースへ
夫々印加されており、両トランジスタQ5，Q6の
コレクタ出力が夫々トランジスタQ1，Q2及びQ3，
Q4による１対の差動回路の電流源となつている。
この１対の差動回路の入力には、レベル検出器
１２によるレベル検出出力が供給されており、ト
ランジスタQ1，Q3の共通コレクタ及びトランジ
スタQ2，Q4の共通コレクタから夫々移相された
新らしい１対の基準信号が得られる。尚、R1〜
R4は抵抗を示しており、V0はバイアスである。
１２によるレベル検出出力が供給されており、ト
ランジスタQ1，Q3の共通コレクタ及びトランジ
スタQ2，Q4の共通コレクタから夫々移相された
新らしい１対の基準信号が得られる。尚、R1〜
R4は抵抗を示しており、V0はバイアスである。
第６図に第５図の回路の入出力信号のベクトル
関係を示しており、入力信号は夫々±π／４の位
相を有する信号P1，P2である。いまトランジス
タQ1〜Q4のベース電圧が電界強度に応じて変化
してP1→P1′、P2→P2′、P1→P1″、P2→P2″となつ
たとすると、新しい信号の位相は夫々P3，P4と
なる。こうすることにより連続的に位相を変化さ
せることが可能となる。
関係を示しており、入力信号は夫々±π／４の位
相を有する信号P1，P2である。いまトランジス
タQ1〜Q4のベース電圧が電界強度に応じて変化
してP1→P1′、P2→P2′、P1→P1″、P2→P2″となつ
たとすると、新しい信号の位相は夫々P3，P4と
なる。こうすることにより連続的に位相を変化さ
せることが可能となる。
尚、上記実施例では、モトローラ方式のAMス
テレオ信号を用いて説明したが、メイン信号（Ｌ
＋Ｒ）とサブ信号（Ｌ−Ｒ）とを夫々位相がπ／
２だけずれたキヤリヤによつて送信する方式のも
のにも同様に適用可能である。
テレオ信号を用いて説明したが、メイン信号（Ｌ
＋Ｒ）とサブ信号（Ｌ−Ｒ）とを夫々位相がπ／
２だけずれたキヤリヤによつて送信する方式のも
のにも同様に適用可能である。
発明の効果
叙上の如く、本発明によれば、弱入力時に
PLLのロツクはずれに起因するステレオモード
からモノラルモードへの移行を急激になすことな
く、ステレオセパレーシヨンを次第に劣化させて
後モノラルモードとするようにしているので、違
和感をなくすことができる。
PLLのロツクはずれに起因するステレオモード
からモノラルモードへの移行を急激になすことな
く、ステレオセパレーシヨンを次第に劣化させて
後モノラルモードとするようにしているので、違
和感をなくすことができる。
また、同期検波用の基準信号の位相を変化させ
ているので、セパレーシヨン変化による回路上の
悪影響が復調信号に現われないという効果もあ
る。
ているので、セパレーシヨン変化による回路上の
悪影響が復調信号に現われないという効果もあ
る。
第１図は従来のAMステレオ復調回路のブロツ
ク図、第２図は本発明の実施例のブロツク図、第
３図は第２図のブロツクの可変移相器の具体例を
示す回路図、第４図は第３図の回路の各部動作波
形図、第５図は同じく可変位相器の他の具体例を
示す回路図、第６図は第５図の回路の動作を示す
信号ベクトル図である。 主要部分の符号の説明、２，３……乗算器、４
……リミツタ、５……cosφ検出器、６，７……
切換器、８……PLL、１１……ロツク検出器、
１２……レベル検出器、１３，１４……可変移相
器。
ク図、第２図は本発明の実施例のブロツク図、第
３図は第２図のブロツクの可変移相器の具体例を
示す回路図、第４図は第３図の回路の各部動作波
形図、第５図は同じく可変位相器の他の具体例を
示す回路図、第６図は第５図の回路の動作を示す
信号ベクトル図である。 主要部分の符号の説明、２，３……乗算器、４
……リミツタ、５……cosφ検出器、６，７……
切換器、８……PLL、１１……ロツク検出器、
１２……レベル検出器、１３，１４……可変移相
器。
Claims (1)
- １ AMステレオ信号中の互いに位相が直交する
１対のキヤリヤ成分に夫々位相同期した１対の基
準信号を発生する基準信号発生手段と、前記AM
ステレオ信号の振幅変動成分を除去した信号を発
生するリミツタ手段と、前記AMステレオ信号と
前記１対の基準信号とを夫々乗算してステレオ復
調信号を得る同期検波手段と、前記１対の基準信
号の非発生時に、前記同期検波手段の乗算入力の
１つを前記１対の基準信号の代りに前記リミツタ
手段の出力に切換える手段とを含むAMステレオ
復調装置であつて、受信電界強度が低下して前記
１対の基準信号が非発生となる以前に、電界強度
に応じて前記１対の基準信号の位相を制御する位
相制御手段を有することを特徴とするAMステレ
オ復調装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59207808A JPS6184933A (ja) | 1984-10-03 | 1984-10-03 | Ａｍステレオ復調装置 |
| CA000492161A CA1244101A (en) | 1984-10-03 | 1985-10-03 | Am stereo demodulator |
| AU48256/85A AU580633B2 (en) | 1984-10-03 | 1985-10-03 | Am stereo demodulator |
| US06/783,506 US4648114A (en) | 1984-10-03 | 1985-10-03 | AM stereo demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59207808A JPS6184933A (ja) | 1984-10-03 | 1984-10-03 | Ａｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6184933A JPS6184933A (ja) | 1986-04-30 |
| JPH0370944B2 true JPH0370944B2 (ja) | 1991-11-11 |
Family
ID=16545839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59207808A Granted JPS6184933A (ja) | 1984-10-03 | 1984-10-03 | Ａｍステレオ復調装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4648114A (ja) |
| JP (1) | JPS6184933A (ja) |
| AU (1) | AU580633B2 (ja) |
| CA (1) | CA1244101A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6184933A (ja) * | 1984-10-03 | 1986-04-30 | Pioneer Electronic Corp | Ａｍステレオ復調装置 |
| US4887297A (en) * | 1986-12-01 | 1989-12-12 | Hazeltine Corporation | Apparatus for processing stereo signals and universal AM stereo receivers incorporating such apparatus |
| US7127008B2 (en) | 2003-02-24 | 2006-10-24 | Ibiquity Digital Corporation | Coherent AM demodulator using a weighted LSB/USB sum for interference mitigation |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4232189A (en) * | 1977-08-31 | 1980-11-04 | Harris Corporation | AM Stereo receivers |
| JPS5575359A (en) * | 1978-12-01 | 1980-06-06 | Pioneer Electronic Corp | Phase control unit |
| US4349696A (en) * | 1979-02-05 | 1982-09-14 | Hitachi, Ltd. | AM Stereophonic demodulator circuit for amplitude/angle modulation system |
| JPS6029251Y2 (ja) * | 1979-11-29 | 1985-09-04 | ソニー株式会社 | Ａｍステレオ受信機 |
| AU535856B2 (en) * | 1980-03-24 | 1984-04-05 | Motorola, Inc. | Am stereophonic decoder |
| US4375580A (en) * | 1980-10-27 | 1983-03-01 | National Semiconductor Corporation | AM Stereo receiver separation control |
| US4536885A (en) * | 1983-03-03 | 1985-08-20 | Hazeltine Corporation | Distortion correcting AM stereo receiver with non-flat AGC |
| JPS6184933A (ja) * | 1984-10-03 | 1986-04-30 | Pioneer Electronic Corp | Ａｍステレオ復調装置 |
-
1984
- 1984-10-03 JP JP59207808A patent/JPS6184933A/ja active Granted
-
1985
- 1985-10-03 AU AU48256/85A patent/AU580633B2/en not_active Ceased
- 1985-10-03 US US06/783,506 patent/US4648114A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-10-03 CA CA000492161A patent/CA1244101A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4648114A (en) | 1987-03-03 |
| JPS6184933A (ja) | 1986-04-30 |
| AU580633B2 (en) | 1989-01-19 |
| CA1244101A (en) | 1988-11-01 |
| AU4825685A (en) | 1986-04-10 |
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