JPH02266630A - デジタルデータ受信装置 - Google Patents
デジタルデータ受信装置Info
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- JPH02266630A JPH02266630A JP2023587A JP2358790A JPH02266630A JP H02266630 A JPH02266630 A JP H02266630A JP 2023587 A JP2023587 A JP 2023587A JP 2358790 A JP2358790 A JP 2358790A JP H02266630 A JPH02266630 A JP H02266630A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 10
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 4
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 13
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 abstract description 4
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- WABPQHHGFIMREM-UHFFFAOYSA-N lead(0) Chemical compound [Pb] WABPQHHGFIMREM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000000977 initiatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
- H04B10/6933—Offset control of the differential preamplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Electromagnetism (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Optical Communication System (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はデジタルデータ受信装置、特に、バーストモー
ドデジタルデータを受信する受信装置に関する。
ドデジタルデータを受信する受信装置に関する。
［従来技術の説明］
コンピュータ間通信及びコンピュータ自通信ハしばしば
バーストモードデータ伝送が特徴的である。従来、連続
的なデータ伝送を意図した交流結合光受信装置が通常使
用されている。しかし、データの符号化によりシステム
の複雑さが増し、効率的なデータ伝送速度が減少される
ので好ましくない。一方、バーストモード動作に理想的
に適した高速直流結合受信装置は構成することが困難で
ある。これは受信されたデータパルスの直流中心の数ミ
リボルト（データ信号の最小及び最大の振れの和の半分
）内に論理的な基準電圧■ＲＥＰレベルを確立すること
が必要なためである。
バーストモードデータ伝送が特徴的である。従来、連続
的なデータ伝送を意図した交流結合光受信装置が通常使
用されている。しかし、データの符号化によりシステム
の複雑さが増し、効率的なデータ伝送速度が減少される
ので好ましくない。一方、バーストモード動作に理想的
に適した高速直流結合受信装置は構成することが困難で
ある。これは受信されたデータパルスの直流中心の数ミ
リボルト（データ信号の最小及び最大の振れの和の半分
）内に論理的な基準電圧■ＲＥＰレベルを確立すること
が必要なためである。
データリンクからのデジタルデータ信号が、直流結合受
信装置のプリアンプ（前置増幅器）により受信されると
、このデジタルデータ信号は論理的な０と１のレベルの
間において、不確実な振幅とゼロでない遷移時間を持つ
アナログ型信号に劣化されてしまう。プリアンプ出力の
直流中心は、決定回路がアナログ型信号をきれいなデジ
タル型信号に復旧させることができるように、この決定
回路の論理しきい値に一致するのが理想的である。
信装置のプリアンプ（前置増幅器）により受信されると
、このデジタルデータ信号は論理的な０と１のレベルの
間において、不確実な振幅とゼロでない遷移時間を持つ
アナログ型信号に劣化されてしまう。プリアンプ出力の
直流中心は、決定回路がアナログ型信号をきれいなデジ
タル型信号に復旧させることができるように、この決定
回路の論理しきい値に一致するのが理想的である。
プリアンプ出力の直流中心がこの論理しきい値に一致し
ないと、決定回路によりパルス幅歪み（ＰＷＤ）が起こ
るか又は論理的遷移を検出することができなくなること
がある。このＰＷＤは望ましくない。これはシステムの
感度及び最大帯域幅を減少させるからである。問題は、
入力データの振幅が１００以上の倍率で変化し得ること
により更に複雑化している。
ないと、決定回路によりパルス幅歪み（ＰＷＤ）が起こ
るか又は論理的遷移を検出することができなくなること
がある。このＰＷＤは望ましくない。これはシステムの
感度及び最大帯域幅を減少させるからである。問題は、
入力データの振幅が１００以上の倍率で変化し得ること
により更に複雑化している。
かくして、最小化されたＰＷＤと増大した感度を持つ（
バーストモード）デジタルデータ受信装置を設計するこ
とが望まれている。
バーストモード）デジタルデータ受信装置を設計するこ
とが望まれている。
（発明の概要）
本発明のバーストモードデジタルデータ受信装置は、到
来バーストデータパケットの振幅に：Ｊ！Ｊ′４ｉされ
、入力データパルスの直流中心にその論理しきい値電圧
を自動的に調整する。本受信装置は、入力バーストデー
タ信号を受信する第１入力点と、論理しきい値電圧を設
定する電圧基準回路に接続された第２入力点を有する平
衡型の差動式カドランスインピーダンス回路を有する。
来バーストデータパケットの振幅に：Ｊ！Ｊ′４ｉされ
、入力データパルスの直流中心にその論理しきい値電圧
を自動的に調整する。本受信装置は、入力バーストデー
タ信号を受信する第１入力点と、論理しきい値電圧を設
定する電圧基準回路に接続された第２入力点を有する平
衡型の差動式カドランスインピーダンス回路を有する。
電圧基準回路はトランスインピーダンス回路の出力点及
び第２入力点の両方の間においてフィードバックループ
に接続されて、差動式カドランスインピーダンス回路に
フィードバック信号を発生し、これにより、本受信装置
は、ａ）入力データが不存在中、及び入力データ信号が
そのピーク振幅値より小さいときの両方の場合に、第１
利得値を有し、及びｂ）入力データ信号のピーク振幅値
が達成された後所定時間、第１利得値の２倍にほぼ等し
い第２利得値を有することになる。
び第２入力点の両方の間においてフィードバックループ
に接続されて、差動式カドランスインピーダンス回路に
フィードバック信号を発生し、これにより、本受信装置
は、ａ）入力データが不存在中、及び入力データ信号が
そのピーク振幅値より小さいときの両方の場合に、第１
利得値を有し、及びｂ）入力データ信号のピーク振幅値
が達成された後所定時間、第１利得値の２倍にほぼ等し
い第２利得値を有することになる。
この実施例では、電圧基準回路及びトランスインピーダ
ンス回路は、ほぼ同一の最大データ伝送速度を有し、フ
ィードバックループは、トランスインピーダンス回路の
最大データ速度で安定する。
ンス回路は、ほぼ同一の最大データ伝送速度を有し、フ
ィードバックループは、トランスインピーダンス回路の
最大データ速度で安定する。
結果として、論理的なしきい値電圧は、到来のバースト
データパケットの開始点に続く１ビット時間内において
、入力データパルスの直流中心にほぼ等しくなるように
調整される。
データパケットの開始点に続く１ビット時間内において
、入力データパルスの直流中心にほぼ等しくなるように
調整される。
第１図は従来技術の直流結合バーストモード動作光受信
装置を例示する。第１図において、光検出器１０１は光
波信号１００から光検出器１０１によって受信された光
パワー人力に比例する光入力電流！ＩＮを送出する。こ
の電流はトランスインピーダンス前置増幅器プリアンプ
）１０２によって電圧に変換され、そして、「決定」回
路１０３の入力点に送られる。決定回路１０３は高利得
増幅器又はクロック再生ラッチでもよ（、その目的は不
確実な振幅を持つ受信アナログ信号をきれいなデジタル
の０又は１に復旧することである。クロックラッチとし
て構成された場合、この決定回路１０３は分散、パルス
幅歪み及びタイミングジッタのような要因から生じる位
相雑音を除くように、その出力点における論理遷移のタ
イミングをし直すようにも作用する。決定回路１０３の
他の入力点は論理しきい値を設定する基準電圧ｖＲＥＰ
に接続されている。
装置を例示する。第１図において、光検出器１０１は光
波信号１００から光検出器１０１によって受信された光
パワー人力に比例する光入力電流！ＩＮを送出する。こ
の電流はトランスインピーダンス前置増幅器プリアンプ
）１０２によって電圧に変換され、そして、「決定」回
路１０３の入力点に送られる。決定回路１０３は高利得
増幅器又はクロック再生ラッチでもよ（、その目的は不
確実な振幅を持つ受信アナログ信号をきれいなデジタル
の０又は１に復旧することである。クロックラッチとし
て構成された場合、この決定回路１０３は分散、パルス
幅歪み及びタイミングジッタのような要因から生じる位
相雑音を除くように、その出力点における論理遷移のタ
イミングをし直すようにも作用する。決定回路１０３の
他の入力点は論理しきい値を設定する基準電圧ｖＲＥＰ
に接続されている。
本発明の問題点を第２図ないし第５図に関して説明する
。これらの図は、第１図の受信装置の場合、互いに異な
る受信信号レベル（例えば、Ｖｌ。
。これらの図は、第１図の受信装置の場合、互いに異な
る受信信号レベル（例えば、Ｖｌ。
Ｖ２及びＶ３）の直流中心電圧をｖＲＥＦがたどらない
場合に、結果として生じるＰＷＤを示す。
場合に、結果として生じるＰＷＤを示す。
プリアンプの１０２の出力Ｖｏは、理想的な場合は、光
入力電流（光電流）ＩＩＮの存在又は不存在にそれぞれ
応じて、ＶＲＥＦの上下に対称的に振れる。この現象は
直流中心電圧がＶ ＲＥＰに等しいときであり、この場
合、直流中心電圧は、本明細書では、出力信号Ｖ。の最
小と最大の振れの和の半分として定義する。この条件は
第２図に示してあり、この図では、繰り返される０１０
１０１などのデータシーケンスに対する電圧Ｖ、が示さ
れている。特に、直流中心電圧Ｖ２が■ｌ？ＥＦに等し
い場合には、出力信号Ｖｏは■２を中心に対称的に振れ
る。従って、第３図に示した決定回路１０３の出力Ｖ、
は、論理的なＯと１のビット期間は−様な幅を有する。
入力電流（光電流）ＩＩＮの存在又は不存在にそれぞれ
応じて、ＶＲＥＦの上下に対称的に振れる。この現象は
直流中心電圧がＶ ＲＥＰに等しいときであり、この場
合、直流中心電圧は、本明細書では、出力信号Ｖ。の最
小と最大の振れの和の半分として定義する。この条件は
第２図に示してあり、この図では、繰り返される０１０
１０１などのデータシーケンスに対する電圧Ｖ、が示さ
れている。特に、直流中心電圧Ｖ２が■ｌ？ＥＦに等し
い場合には、出力信号Ｖｏは■２を中心に対称的に振れ
る。従って、第３図に示した決定回路１０３の出力Ｖ、
は、論理的なＯと１のビット期間は−様な幅を有する。
論理的なＯ（Ｔ２” −Ｔ２）と論理的な１ （Ｔ２−
７２−）のビット幅は等しいので、パルス幅歪み（ＰＷ
Ｄ）は生じない。
７２−）のビット幅は等しいので、パルス幅歪み（ＰＷ
Ｄ）は生じない。
しかし、光入力電流ＩＩＮが非常に小さいとき、第２図
に■ と示したプリアンプ出力信号の対応Ｓ 電圧の振れは小さく、プリアンプの出力に結果として生
じる直流中心電圧（第２図のＶｌ）も小さくなる。この
様な条件下では、ＶＲＥＰは直流中心電圧Ｖ１よりも大
きくなる。この結果、第４図に示すように、決定回路の
出力Ｖ、は幅の拡大した論理Ｏレベル（Ｔｌ”−ＴＩ）
と幅の狭くなった論理ルベル（ＴＩ−Ｔｌ−）を有する
ことになる。■、が示すこの非対称出力は、実際、ＰＷ
Ｄであって、これはｖＲＥＰがパルスの中心に存在しな
い（即ち” ＲＥＰは直流中心電圧ｖ１に等しくはない
）ために生じる。第５図はＶＲＥＰが直流中心電圧（例
えば、Ｖ３）よりも小さいときの影響を示す。これが生
じるのは入力電流ＩＩＮが非常に大きく、従って出力Ｖ
Ｄが大きい（第２図の■ＤＬを参照）ときである。決定
回路１０３の出力Ｖ。
に■ と示したプリアンプ出力信号の対応Ｓ 電圧の振れは小さく、プリアンプの出力に結果として生
じる直流中心電圧（第２図のＶｌ）も小さくなる。この
様な条件下では、ＶＲＥＰは直流中心電圧Ｖ１よりも大
きくなる。この結果、第４図に示すように、決定回路の
出力Ｖ、は幅の拡大した論理Ｏレベル（Ｔｌ”−ＴＩ）
と幅の狭くなった論理ルベル（ＴＩ−Ｔｌ−）を有する
ことになる。■、が示すこの非対称出力は、実際、ＰＷ
Ｄであって、これはｖＲＥＰがパルスの中心に存在しな
い（即ち” ＲＥＰは直流中心電圧ｖ１に等しくはない
）ために生じる。第５図はＶＲＥＰが直流中心電圧（例
えば、Ｖ３）よりも小さいときの影響を示す。これが生
じるのは入力電流ＩＩＮが非常に大きく、従って出力Ｖ
Ｄが大きい（第２図の■ＤＬを参照）ときである。決定
回路１０３の出力Ｖ。
は狭い幅の論理０（Ｔ３”−Ｔ３）と広い幅の論理１
（Ｔ３−Ｔ３″）を示す。第４図と第５図のＰＷＤは望
ましくない。それは、第１図の受信装置の最大データ伝
送速度と感度を減少させるからである。入力電流！ＩＮ
の変化の振幅としてのＰＷＤを最小にするために、電圧
ｖＲＥＦも対応する量だけ変化しなければならない。
（Ｔ３−Ｔ３″）を示す。第４図と第５図のＰＷＤは望
ましくない。それは、第１図の受信装置の最大データ伝
送速度と感度を減少させるからである。入力電流！ＩＮ
の変化の振幅としてのＰＷＤを最小にするために、電圧
ｖＲＥＦも対応する量だけ変化しなければならない。
第６図はＰＷＤの感度を減少するように設計された従来
技術の受信装置を示す。第６図では、プリアンプ３０２
を差動出力構成に変換することによって、決定回路３０
３への差動入力が使用されている。この回路では、プリ
アンプ３０３の出力電圧はＱとＱであるので、差電圧Ｑ
−Ｑは決定回路３０３の論理状態を決定し、ＶＲＥＶの
正確な値は重要ではない。従って、直流中心電圧に等し
くないレベルのＶＲＥＰををすることはＰＷＤに対して
影響を持たない。しかし、この試みによれば、光入力電
流ＩＩＮが存在しない（例えば、論理０の入力）のとき
、ＱとＱの出力点における同一の直流電圧は未定義の論
理状態に決定回路３０３を置くという新しい問題が生じ
る。従って、光入力が存在しないとき、決定回路３０３
が十分に定義された論理０の状態にあることを保証する
ために十分大きな「論理０のオフセット」が入力点に確
立されしなければならない。要求されたＬ Ｚ Ｏ（Ｌ
ｏｇＩｃ Ｚｅｒｏ ０ｒｆｓｅｔ） （Ｄ大きさは、
最大ビット速度及び最大許容可能ＰＷＤで決定回路３０
３の入力感度に基づいて選定される。
技術の受信装置を示す。第６図では、プリアンプ３０２
を差動出力構成に変換することによって、決定回路３０
３への差動入力が使用されている。この回路では、プリ
アンプ３０３の出力電圧はＱとＱであるので、差電圧Ｑ
−Ｑは決定回路３０３の論理状態を決定し、ＶＲＥＶの
正確な値は重要ではない。従って、直流中心電圧に等し
くないレベルのＶＲＥＰををすることはＰＷＤに対して
影響を持たない。しかし、この試みによれば、光入力電
流ＩＩＮが存在しない（例えば、論理０の入力）のとき
、ＱとＱの出力点における同一の直流電圧は未定義の論
理状態に決定回路３０３を置くという新しい問題が生じ
る。従って、光入力が存在しないとき、決定回路３０３
が十分に定義された論理０の状態にあることを保証する
ために十分大きな「論理０のオフセット」が入力点に確
立されしなければならない。要求されたＬ Ｚ Ｏ（Ｌ
ｏｇＩｃ Ｚｅｒｏ ０ｒｆｓｅｔ） （Ｄ大きさは、
最大ビット速度及び最大許容可能ＰＷＤで決定回路３０
３の入力感度に基づいて選定される。
第７図には、実際の立ち上がり及び立ち下がり時間を持
つ０１０１０１０などの入力データシーケンスに応答す
る時間関数としてプリアンプ３０２のＱとＱの相補出力
が示されている。理想的な場合には、ＬＺＯがプリアン
プ３０２の出力の振れの正確に］、／２となるように選
定されている場合、決定回路３０３により出力される論
理的な０と論理的な１のパルスの幅は第８図に示したよ
うに等しく、ＰＷＤは存在しない。しかし、第９図は、
入力電流ＩＩＮが２倍になると、プリアンプ３０２の出
力の振れは振幅が２倍になるが、ＬＺＯは前のレベルに
固定されたままであることを示す。
つ０１０１０１０などの入力データシーケンスに応答す
る時間関数としてプリアンプ３０２のＱとＱの相補出力
が示されている。理想的な場合には、ＬＺＯがプリアン
プ３０２の出力の振れの正確に］、／２となるように選
定されている場合、決定回路３０３により出力される論
理的な０と論理的な１のパルスの幅は第８図に示したよ
うに等しく、ＰＷＤは存在しない。しかし、第９図は、
入力電流ＩＩＮが２倍になると、プリアンプ３０２の出
力の振れは振幅が２倍になるが、ＬＺＯは前のレベルに
固定されたままであることを示す。
従って、論理的な１のパルスの幅は第１０図に示したよ
うに論理的なＯのそれよりも大きくなり、ＰＷＤは大き
くなる。実際、２ｘＬＺＯ以外のどのプリアンプ３０２
の出力振幅の振れについてもＰＷＤは存在することにな
る。
うに論理的なＯのそれよりも大きくなり、ＰＷＤは大き
くなる。実際、２ｘＬＺＯ以外のどのプリアンプ３０２
の出力振幅の振れについてもＰＷＤは存在することにな
る。
更に、入力電流！ＩＮの振幅が増大するに従って、ＰＷ
Ｄは増大して、ついに立ち上がり及び立ち下がりの時間
により決定さ°れるある入力レベルでは、論理０のパル
スはまったく消滅する。この理由は、１（複数）の長い
シーケンスにより差動出力が単一の論理１の場合の電圧
よりも大きな電圧に移り、単一の０のパルスが論理状態
の反転を起こすに不十分な時間しかが残されないからで
ある。最小のＰＷＤを別の表現で示すと（第７図から）
、従って、第１図及び第６図の従来技術の直流結合受信
回路は、望ましくない量のＰＷＤを示さずには大きな動
的範囲を持つ入力信号を検出することができなかった。
Ｄは増大して、ついに立ち上がり及び立ち下がりの時間
により決定さ°れるある入力レベルでは、論理０のパル
スはまったく消滅する。この理由は、１（複数）の長い
シーケンスにより差動出力が単一の論理１の場合の電圧
よりも大きな電圧に移り、単一の０のパルスが論理状態
の反転を起こすに不十分な時間しかが残されないからで
ある。最小のＰＷＤを別の表現で示すと（第７図から）
、従って、第１図及び第６図の従来技術の直流結合受信
回路は、望ましくない量のＰＷＤを示さずには大きな動
的範囲を持つ入力信号を検出することができなかった。
本発明の適応電圧基準回路は、入力データパケットの振
幅を測定し、その到着時の数ナノビット枕内において（
本実施例の場合）論理しきい値電圧を入力信号の直流中
心電圧に自動的に調整する。
幅を測定し、その到着時の数ナノビット枕内において（
本実施例の場合）論理しきい値電圧を入力信号の直流中
心電圧に自動的に調整する。
従って、ＰＷＤは最小化され、システムの全感度は最大
化される。
化される。
本発明は第１１図に示しであるが、この第１１図では、
受信装置５００は２つの回路ユニット５０１と５０２を
有している。第１の回路ユニット５０１は、例示的には
フィードバック抵抗Ｚｒにより決定されるｚＴの公称ト
ランスインピーダンス値を持つ公知の差動入力／出カド
ランスインピーダンス増幅器である。第２の回路ユニッ
ト５０２は第１の回路ユニット５０１用の論理しきい値
電圧を設定する基準電圧ＶＲＥＰを発生するピーク検出
器として例示的に構成された電圧基準回路である。以下
、電圧基準回路（器）５０２とピーク検出回路（器）５
０２なる用語が相互に交換可能に使用されている。ピー
ク検出器５０２は差動増幅器Ａ２、阻止トランジスタＴ
ｘ１ビーク電圧保持コンデンサＣＰＤ及びバッファトラ
ンジスタＴＶを有している。
受信装置５００は２つの回路ユニット５０１と５０２を
有している。第１の回路ユニット５０１は、例示的には
フィードバック抵抗Ｚｒにより決定されるｚＴの公称ト
ランスインピーダンス値を持つ公知の差動入力／出カド
ランスインピーダンス増幅器である。第２の回路ユニッ
ト５０２は第１の回路ユニット５０１用の論理しきい値
電圧を設定する基準電圧ＶＲＥＰを発生するピーク検出
器として例示的に構成された電圧基準回路である。以下
、電圧基準回路（器）５０２とピーク検出回路（器）５
０２なる用語が相互に交換可能に使用されている。ピー
ク検出器５０２は差動増幅器Ａ２、阻止トランジスタＴ
ｘ１ビーク電圧保持コンデンサＣＰＤ及びバッファトラ
ンジスタＴＶを有している。
ピーク検出器５０２はトランスインピーダンス増幅器Ａ
の正の出力リード線（Ｖｏ）に接続された差動増幅器
Ａ２の正の入力点と、トランスインピーダンス増幅器Ａ
１の負の入力点に接続された抵抗Ｚ１□（ＺＴｌ”ＺＴ
）に接続された出力５０３とを有している。この接続に
よりトランスインピーダンス増幅器Ａ１のリード線ＶＯ
の電圧からリード線５０３の基準直流電圧を発生する負
帰還ループが形成がされる。差動増幅器Ａ２とトランジ
スタＴＸ 、ＴＶを有する他の帰還ループ５０４はピー
ク検出器５０２の電圧利得を制御する。
の正の出力リード線（Ｖｏ）に接続された差動増幅器
Ａ２の正の入力点と、トランスインピーダンス増幅器Ａ
１の負の入力点に接続された抵抗Ｚ１□（ＺＴｌ”ＺＴ
）に接続された出力５０３とを有している。この接続に
よりトランスインピーダンス増幅器Ａ１のリード線ＶＯ
の電圧からリード線５０３の基準直流電圧を発生する負
帰還ループが形成がされる。差動増幅器Ａ２とトランジ
スタＴＸ 、ＴＶを有する他の帰還ループ５０４はピー
ク検出器５０２の電圧利得を制御する。
本発明の動作はピーク検出器５０２の接続の結果として
トランスインピーダンス増幅器Ａ１の差動伝達関数を解
析することにより十分に理解される。
トランスインピーダンス増幅器Ａ１の差動伝達関数を解
析することにより十分に理解される。
トランスインピーダンス増幅器Ａｔについては、十
− 低周波差動伝達関数はΔＶ ｏ ” Ｖ ｏ Ｖ ｏ
−＋ ＺＴ ＩＩＮである。ここで、ＩＩＮは入力電
流である。
− 低周波差動伝達関数はΔＶ ｏ ” Ｖ ｏ Ｖ ｏ
−＋ ＺＴ ＩＩＮである。ここで、ＩＩＮは入力電
流である。
ピーク検出器５０２はトランスインピーダンス増幅器Ａ
１の出力の１つだけをサンプルし、従って、シングルエ
ンド伝達関数△Ｖｏ−ＺＴＩ、Ｎ／２のピーク値を記憶
する。かくして、ピークの差動信号の振れの正確に１／
２に等しい振幅を持つＶＲＥＰがピーク検出器５０２か
ら発生して、トランスインピーダンス増幅”ｌＡＡ、の
負の入力点に加えられる。本発明の好適な実施例は差動
増幅器（即ちＡｉ）の固有の信号分割特性を利用して入
力信号振幅で理想的に調整されるＶＲＥＰを発生する。
１の出力の１つだけをサンプルし、従って、シングルエ
ンド伝達関数△Ｖｏ−ＺＴＩ、Ｎ／２のピーク値を記憶
する。かくして、ピークの差動信号の振れの正確に１／
２に等しい振幅を持つＶＲＥＰがピーク検出器５０２か
ら発生して、トランスインピーダンス増幅”ｌＡＡ、の
負の入力点に加えられる。本発明の好適な実施例は差動
増幅器（即ちＡｉ）の固有の信号分割特性を利用して入
力信号振幅で理想的に調整されるＶＲＥＰを発生する。
回路の動作をよりよく理解するために次の一連の事象を
考える。時間Ｔ−０ではデータは存在せず、従って、Ｉ
ＩＮ”” ０と仮定する。ピーク検出器５０２のコン
デンサＣＰＤは放電されている。データバーストが到着
すると、Δｙ＋＝−△Ｖ−の条件で、第１１図の回路の
伝達式はΔＶｏ−１１Ｎ Ｚ ｒ ／ ２である。（こ
こで「Δ」はデータバーストの到着後の電圧レベルの変
化を意味する。）ピーク検出器の差動増幅器Ａ２は、こ
の増幅器の十と−のノードの電圧が等しくなるまでコン
デンサＣＰＤを充電する。ＴｘとＴ、のターンオン電圧
のオフセット（ＶＢＥ）は差動増幅器Ａ２のオープンル
ープ利得に比例した比率で振幅が減少される。
考える。時間Ｔ−０ではデータは存在せず、従って、Ｉ
ＩＮ”” ０と仮定する。ピーク検出器５０２のコン
デンサＣＰＤは放電されている。データバーストが到着
すると、Δｙ＋＝−△Ｖ−の条件で、第１１図の回路の
伝達式はΔＶｏ−１１Ｎ Ｚ ｒ ／ ２である。（こ
こで「Δ」はデータバーストの到着後の電圧レベルの変
化を意味する。）ピーク検出器の差動増幅器Ａ２は、こ
の増幅器の十と−のノードの電圧が等しくなるまでコン
デンサＣＰＤを充電する。ＴｘとＴ、のターンオン電圧
のオフセット（ＶＢＥ）は差動増幅器Ａ２のオープンル
ープ利得に比例した比率で振幅が減少される。
１１ Ｎ Ｚ ｒ ／ ２に比例するコンデンサＣＰＤ
に蓄えられた電圧は、所望のｖＲＥＰに等しい。
に蓄えられた電圧は、所望のｖＲＥＰに等しい。
あるいは、決定回路の機能（即ち、第１図の回路１０３
により行われる機能）が差動入力のトランスインピーダ
ンス増幅器５０１に組み込まれており、そして、基準し
きい値電圧（即ち、第１図のＶＲＥＰ）が入力電流ＩＩ
Ｎの中間点に等しい基準直流電流を抵抗ＺＴＩを介して
確立するというように本発明を概念的に理解してもよい
。かくして、ピーク検出器５０２は、直流中心電圧に等
しい直流基準電圧ｖＲＥＰをリード線５０３に動的に発
生する。これにより、確実に、ｌＩＮは基準電流”ＲＥ
Ｆ／ＺＴｌを中心に対称的に変化し、従って、Ｖ２””
ＲＥＰの場合第２図ない（、第５図で述べた方法に似た
方法でＰＷＤが最小にされる。かくして、入力電流！Ｉ
Ｎが増加するとき、ｖＩ？ＥＰは増加し、ｌＩＮが減少
するとき、■Ｉｉヤは減少する。これにより、受／ｉ装
置５００は（低’ＩＮの場合）改良された感度と大きな
動的入力範囲（高■ＩＮ対低ＩＩＮの比）を有すること
ができる。
により行われる機能）が差動入力のトランスインピーダ
ンス増幅器５０１に組み込まれており、そして、基準し
きい値電圧（即ち、第１図のＶＲＥＰ）が入力電流ＩＩ
Ｎの中間点に等しい基準直流電流を抵抗ＺＴＩを介して
確立するというように本発明を概念的に理解してもよい
。かくして、ピーク検出器５０２は、直流中心電圧に等
しい直流基準電圧ｖＲＥＰをリード線５０３に動的に発
生する。これにより、確実に、ｌＩＮは基準電流”ＲＥ
Ｆ／ＺＴｌを中心に対称的に変化し、従って、Ｖ２””
ＲＥＰの場合第２図ない（、第５図で述べた方法に似た
方法でＰＷＤが最小にされる。かくして、入力電流！Ｉ
Ｎが増加するとき、ｖＩ？ＥＰは増加し、ｌＩＮが減少
するとき、■Ｉｉヤは減少する。これにより、受／ｉ装
置５００は（低’ＩＮの場合）改良された感度と大きな
動的入力範囲（高■ＩＮ対低ＩＩＮの比）を有すること
ができる。
データバーストが通過すると、ピーク検出器５０２のコ
ンデンサＣＰＤに蓄えられた電圧はバッファトランジス
タＴＶのベース電流の振幅により決定される放電速度で
減衰する。このこのことは、受信装置５００の周波数応
答特性が３つの領域に小分割できるということを示唆す
る。第１の、低周波数領域では、ピーク検出器５０２の
コンデンサＣＰＤは開回路により近似されるので、ピー
ク検出器５０２は単に利得１の増幅器となり、全小信号
利得関数は△ＶＯ”” １ＩＮＺＴとなる。第２の、高
周波数領域では、ピーク検出器５０２のコンデンサＣは
入力電流’ＩＮの振幅の半分に比例するＤ 一定値まで充電され、そして、小信号利得関数はΔｖ
−＋２Ｉ、ＮＺＴとなる。第３の、更に高層波領域で
は、利得関数は、トランスインピーダンス増幅器Ａ１の
利得により（大体）割り算されたトランスインピーダン
ス増幅器Ａｔの正の入力点における容量とＺｒの積によ
り決定される支配的な極でロールオフする。問題の低周
波数領域および高周波数領域におけるトランスインピー
ダンス増幅器Ａ１のトランスインピーダンスの詳細な解
析は後述する。
ンデンサＣＰＤに蓄えられた電圧はバッファトランジス
タＴＶのベース電流の振幅により決定される放電速度で
減衰する。このこのことは、受信装置５００の周波数応
答特性が３つの領域に小分割できるということを示唆す
る。第１の、低周波数領域では、ピーク検出器５０２の
コンデンサＣＰＤは開回路により近似されるので、ピー
ク検出器５０２は単に利得１の増幅器となり、全小信号
利得関数は△ＶＯ”” １ＩＮＺＴとなる。第２の、高
周波数領域では、ピーク検出器５０２のコンデンサＣは
入力電流’ＩＮの振幅の半分に比例するＤ 一定値まで充電され、そして、小信号利得関数はΔｖ
−＋２Ｉ、ＮＺＴとなる。第３の、更に高層波領域で
は、利得関数は、トランスインピーダンス増幅器Ａ１の
利得により（大体）割り算されたトランスインピーダン
ス増幅器Ａｔの正の入力点における容量とＺｒの積によ
り決定される支配的な極でロールオフする。問題の低周
波数領域および高周波数領域におけるトランスインピー
ダンス増幅器Ａ１のトランスインピーダンスの詳細な解
析は後述する。
２つの要件が、受信装置５００に付加される。
まず、［冷えたＪ （ｃｏｌｄ停止している）システム
がバーストのデータの第２ビツトに間に合って［暖かい
Ｊ （ｗａｒｍ立ち上げ）状態に移ることができるよう
に、ピーク検出器５０２のコンデンサＣＰＤは迅速に（
理想的には、単一の１のパルスの幅に匹敵する時間内に
）充電されなければならない。
がバーストのデータの第２ビツトに間に合って［暖かい
Ｊ （ｗａｒｍ立ち上げ）状態に移ることができるよう
に、ピーク検出器５０２のコンデンサＣＰＤは迅速に（
理想的には、単一の１のパルスの幅に匹敵する時間内に
）充電されなければならない。
２００ Ｍ ｂ ／ ｓのデータ伝送速度では、これに
より、パルス振幅情報の獲得には５ｎｓが与えられる。
より、パルス振幅情報の獲得には５ｎｓが与えられる。
第２に、出力ΔＶｏは数ミリボルト位の大ささなので、
全ての回路オフセットは一次オーダまで自己相殺されな
ければならない。これらの要件を満足、するために、ト
ランスインピーダンス増幅器Ａ と差動増幅器Ａ２は、
好適な実施例ではほぼ同一の動作特性（即ち、Ａ およ
びＡ２が互い■ に「双子」である）を持つように設計されている。
全ての回路オフセットは一次オーダまで自己相殺されな
ければならない。これらの要件を満足、するために、ト
ランスインピーダンス増幅器Ａ と差動増幅器Ａ２は、
好適な実施例ではほぼ同一の動作特性（即ち、Ａ およ
びＡ２が互い■ に「双子」である）を持つように設計されている。
どの与えられたデータ速度の場合にも、トランスインピ
ーダンス増幅器Ａ１はそのデータ速度を満足させる十分
な帯域幅を持つよう設計されなげればならない。従って
、トランスインピーダンス増幅器Ａ の双子としての増
幅器Ａ２を選択するこ■ とによって、差動増幅器Ａ２は単一のビット期間に（Ｃ
ＰＤが大きすぎない場合）振幅サンプリング機能を果た
すに十分な帯域幅を本来確実に有する。
ーダンス増幅器Ａ１はそのデータ速度を満足させる十分
な帯域幅を持つよう設計されなげればならない。従って
、トランスインピーダンス増幅器Ａ の双子としての増
幅器Ａ２を選択するこ■ とによって、差動増幅器Ａ２は単一のビット期間に（Ｃ
ＰＤが大きすぎない場合）振幅サンプリング機能を果た
すに十分な帯域幅を本来確実に有する。
更に、増幅器Ａ２ （本明細書では、ＴｘとＴ、を含む
ように定義した）はトランスインピーダンス増幅器Ａ
の双子であるので、Ａ２内の大部分の構造的なオフセッ
ト（例えば、トランジスタ■ＢＥの降下）はトランスイ
ンピーダンス増幅器Ａ１内の同一のオフセットにより一
次オーダまで平衡化される。小さな残留オフセットは更
に差動増幅器Ａ２を巡るフィードバックにより減少され
る。かくして、要素の不整合はＩＣ製造技術で制御する
ことができる場合、高速、高精度パルス振幅の獲得が保
証される。
ように定義した）はトランスインピーダンス増幅器Ａ
の双子であるので、Ａ２内の大部分の構造的なオフセッ
ト（例えば、トランジスタ■ＢＥの降下）はトランスイ
ンピーダンス増幅器Ａ１内の同一のオフセットにより一
次オーダまで平衡化される。小さな残留オフセットは更
に差動増幅器Ａ２を巡るフィードバックにより減少され
る。かくして、要素の不整合はＩＣ製造技術で制御する
ことができる場合、高速、高精度パルス振幅の獲得が保
証される。
次に、問題の低周波領域及び高周波領域における第１１
図の受信装置５００の動作モードについて述べる。
図の受信装置５００の動作モードについて述べる。
（１）低周波、即ち、データバーストの開始時において
：ピーク検出層５０２の差動増幅器Ａ２は利得１のフィ
ードバック増幅器として単に差動する。
：ピーク検出層５０２の差動増幅器Ａ２は利得１のフィ
ードバック増幅器として単に差動する。
（２）高周波：ビーク検出Ｍ５０２の差動増幅器Ａ２は
データ振幅をサンプリングして、トランスインピーダン
ス増幅器Ａ１の負の入力端子に「基準」電圧のみを提供
する。
データ振幅をサンプリングして、トランスインピーダン
ス増幅器Ａ１の負の入力端子に「基準」電圧のみを提供
する。
モード１の動作中
（低周波又はピーク検出中）
ピーク検出器５０２の差動増幅器Ａ２は利得１の増幅器
のように動作する。これは、本明細書で、コンデンサＣ
ＰＤの放電及び充電によりピーク検出回路５０２が増幅
器５０１のＱ出力を辿ることができる場合の周波数を意
味する「低」が定義されるからである。次式はモード１
中での回路動作を定義する： Ｖｉ７ ＝ Ｖｉｉ ＋ ＴｌｌＮＺｒ１Ｖｉｌｉ、Ｊ
冨ｙｉ 及び ■δ−ｙ６ｅΔＶｏ ＝ Ｇ （ｖ＝ −Ｖｉｓ）”
■ｏｆ（ｓ。
のように動作する。これは、本明細書で、コンデンサＣ
ＰＤの放電及び充電によりピーク検出回路５０２が増幅
器５０１のＱ出力を辿ることができる場合の周波数を意
味する「低」が定義されるからである。次式はモード１
中での回路動作を定義する： Ｖｉ７ ＝ Ｖｉｉ ＋ ＴｌｌＮＺｒ１Ｖｉｌｉ、Ｊ
冨ｙｉ 及び ■δ−ｙ６ｅΔＶｏ ＝ Ｇ （ｖ＝ −Ｖｉｓ）”
■ｏｆ（ｓ。
ここで■ は固有の増幅器のオフセット電圧ｆｒｓ
ｅｔ であり、Ｇはトランスインピーダンス増幅器Ａ１の電圧
利得である（Ｇ ＞ ＞ ０）。
ｅｔ であり、Ｇはトランスインピーダンス増幅器Ａ１の電圧
利得である（Ｇ ＞ ＞ ０）。
（Ａ）入刃先電流が存在しない、即ち、ｌｌＮ−〇と仮
定すると、式（１）と（２）を式（３）に代入し、次の
式を得る、 Δ■Ｏ” Ｇ （Ｖ６ Ｖ：） ＋ｖ訃ｒｓｔ。
定すると、式（１）と（２）を式（３）に代入し、次の
式を得る、 Δ■Ｏ” Ｇ （Ｖ６ Ｖ：） ＋ｖ訃ｒｓｔ。
それ故、受信装置５００は改良された感度又は精度を有
する。これは、受信装置５００がトランスインピーダン
ス増幅器Ａ１のオーブンループ利得Ｇにより固有の電圧
オフセットを減少するからである。従って、次の解析で
は、■ を無視す。ｆＴｓｃす る。
する。これは、受信装置５００がトランスインピーダン
ス増幅器Ａ１のオーブンループ利得Ｇにより固有の電圧
オフセットを減少するからである。従って、次の解析で
は、■ を無視す。ｆＴｓｃす る。
（Ｂ）データバーストの開始点において、電流ＩＩＮは
０ではない。従って、式（１）と（２）を式（３）に代
入すると、 ΔＶ−Ｇ（−△Ｖ ｏ ＋Ｉ Ｉ Ｎ Ｚ Ｔ）これを
解くと、 データパルスが存在している場合（１，Ｎ≠０）、即ち
、論理１の信号のとき及びデータパルスが存在しない（
１，Ｎ−０）、即ち、論理０の信号のときの出力電圧の
差は式（５） −（４） 、即ちピーク検出器の差動増
幅回路Ａ２により出力されたＶ である。ｖＲＥＦは
次のように計算される：ＥＰ データパルスが存在しない場合（１，Ｎ−０）、式（４
）から前に計算されたように 前に述べたように、解析を簡単にするためにＶｏｆｆｓ
ｅｔは小さく、その影響は無視される。かくして、式（
４）は△Ｖ ｏ４Ｑとなる、即ち、である。
０ではない。従って、式（１）と（２）を式（３）に代
入すると、 ΔＶ−Ｇ（−△Ｖ ｏ ＋Ｉ Ｉ Ｎ Ｚ Ｔ）これを
解くと、 データパルスが存在している場合（１，Ｎ≠０）、即ち
、論理１の信号のとき及びデータパルスが存在しない（
１，Ｎ−０）、即ち、論理０の信号のときの出力電圧の
差は式（５） −（４） 、即ちピーク検出器の差動増
幅回路Ａ２により出力されたＶ である。ｖＲＥＦは
次のように計算される：ＥＰ データパルスが存在しない場合（１，Ｎ−０）、式（４
）から前に計算されたように 前に述べたように、解析を簡単にするためにＶｏｆｆｓ
ｅｔは小さく、その影響は無視される。かくして、式（
４）は△Ｖ ｏ４Ｑとなる、即ち、である。
かくして、低周波差動トランスインピーダンスは次の式
により与えられる。
により与えられる。
Ｖ３ ＝Ｖｉ ！ Ｖ□ （ｄａ） ｇデータが存在し
ない場合の直流出力電圧対応的に モード２の動作中は（高周波：ピーク検出器が一定の「
基準」レベルまで充電された） 、ＶＩＮ−■δ＋Ｖｉ
＝ ２Ｖｏ（ｄＣ） 光電流ＩＩＮの存在の有無に関わらず式（９）に成立つ
。これは差動増幅器Ａ１の出力段階における電流の保存
のためである。
ない場合の直流出力電圧対応的に モード２の動作中は（高周波：ピーク検出器が一定の「
基準」レベルまで充電された） 、ＶＩＮ−■δ＋Ｖｉ
＝ ２Ｖｏ（ｄＣ） 光電流ＩＩＮの存在の有無に関わらず式（９）に成立つ
。これは差動増幅器Ａ１の出力段階における電流の保存
のためである。
つぎに定義により、Ｖｌ？ＩＥＦは、電流パルスが存在
するときのＶｌのピーク値である。即ち、及びしない場
合（それぞれＩ 、Ｎ＊Ｑ及び！、Ｎ−０、）の△ｖｏ
の計算に進むことができる。
するときのＶｌのピーク値である。即ち、及びしない場
合（それぞれＩ 、Ｎ＊Ｑ及び！、Ｎ−０、）の△ｖｏ
の計算に進むことができる。
（Ｃ）電流パルス！ＩＮが存在し、又Ｖ。ｒｆ’ｓｅｔ
を無視し、式（３） 、（１１）及び 十 ― ＶＲＥＦ−Ｖ。 （ピーク） （１０）■餉＝■δ十崩
に 式（５） ％式％ を式（９） Ｖ（ｊｉ 十Ｖ５ ＝ ２ＶＯ（ｄｃ）に加えてこれを
Ｖｌ （ピーク） について解くと、 Ｇ 。
を無視し、式（３） 、（１１）及び 十 ― ＶＲＥＦ−Ｖ。 （ピーク） （１０）■餉＝■δ十崩
に 式（５） ％式％ を式（９） Ｖ（ｊｉ 十Ｖ５ ＝ ２ＶＯ（ｄｃ）に加えてこれを
Ｖｌ （ピーク） について解くと、 Ｇ 。
ｖｇ （ｐｅａｋ）＝ ＶＲＥＦ ＝ ＶＯ（ｄｃ）＋
−ＩｒＮＺ７２（１＋Ｇ） ■♂−■δ＝Δ■。
−ＩｒＮＺ７２（１＋Ｇ） ■♂−■δ＝Δ■。
Ｖ３ ＋ Ｖｉｉ ＝ ２Ｖ（１（ｄｃ）Ｖ ｌ？Ｅｒ
’が計算されると、 データが存在する場合 従って、 波の場合）。従って、 ΔＶＯ＝Ｇ （Ｖｉ −ＶＲＥＦＩ ■五について式（１３）を式（１２）に代入すると、パ
ルスが存在しない場合（１５）、 ＝−Ｉ［ＮＺＴ、 ｆｏｒ Ｇ＞＞ １パルスが存在す
る場合（１４） 高周波の場合、データパルスが存在するとき（ＩＩＮ≠
０）とデータパルスが存在しないとき（１，Ｎ−０）の
出力電圧の差は ＝ ＩＩＮＺ７ ｆｏｒ Ｇ＞＞１ （Ｄ）電流パルスが消滅すると（１，Ｎ−０）、ＩＥＦ
はピーク検出器のために変化しない（高岡＝１．Ｎｋ・
２０ ２＋Ｇ 高周波差動トランスインピーダンスは、従って、従って
、開ループ利得ｒＧＪが大の場合（＞＞２）の高周波利
得対低周波利得の比は ■、高周波では、データバーストの最初のデータパルス
のピークの後では差動トランスインピーダンスは（式（
１７）から）次の式に等しい要約すると、受信装置５０
０は次の特性を有する： ■、電流パルスが存在しない場合、即ち直流では、本来
のオフセットはトランスインピーダンス増幅器Ａ１の開
ループ利得Ｇにより大いに減少される（式（４））。
’が計算されると、 データが存在する場合 従って、 波の場合）。従って、 ΔＶＯ＝Ｇ （Ｖｉ −ＶＲＥＦＩ ■五について式（１３）を式（１２）に代入すると、パ
ルスが存在しない場合（１５）、 ＝−Ｉ［ＮＺＴ、 ｆｏｒ Ｇ＞＞ １パルスが存在す
る場合（１４） 高周波の場合、データパルスが存在するとき（ＩＩＮ≠
０）とデータパルスが存在しないとき（１，Ｎ−０）の
出力電圧の差は ＝ ＩＩＮＺ７ ｆｏｒ Ｇ＞＞１ （Ｄ）電流パルスが消滅すると（１，Ｎ−０）、ＩＥＦ
はピーク検出器のために変化しない（高岡＝１．Ｎｋ・
２０ ２＋Ｇ 高周波差動トランスインピーダンスは、従って、従って
、開ループ利得ｒＧＪが大の場合（＞＞２）の高周波利
得対低周波利得の比は ■、高周波では、データバーストの最初のデータパルス
のピークの後では差動トランスインピーダンスは（式（
１７）から）次の式に等しい要約すると、受信装置５０
０は次の特性を有する： ■、電流パルスが存在しない場合、即ち直流では、本来
のオフセットはトランスインピーダンス増幅器Ａ１の開
ループ利得Ｇにより大いに減少される（式（４））。
■、低周波（直流まで）又は、データバーストの開始点
においては、差動トランスインピーダンス（式（７））
は次の式に等しい ■、受信装置５００はデータバースト中次の関係が存在
するように自己調整する二 △Ｖ （パルスが存在）喝−△■ｏ （パルスの不存在
） （Ｇ＞＞ｌのとき）。
においては、差動トランスインピーダンス（式（７））
は次の式に等しい ■、受信装置５００はデータバースト中次の関係が存在
するように自己調整する二 △Ｖ （パルスが存在）喝−△■ｏ （パルスの不存在
） （Ｇ＞＞ｌのとき）。
第７図に示し５．そして、前に述べたように、これは最
小のパルス幅歪み（ＰＷＤ）の必要な条件である。即ち
、 特定実施例 本発明の詳細な実施例を第１２図に示す。第１２図を第
１１図と共に説明する。第１１図のトランスインピーダ
ンス増幅器Ａ１は差動対Ｑｌ−Ｑ２、フォロワー／レベ
ルシフト段ＱＢ−Ｑ４、Ｑ５〜Ｑ６、及び電流源Ｑ７−
Ｑ９から構成されている。トランスインピーダンス抵抗
ＴＴと”ＴｌはそれぞれＲ２とＲ３である。抵抗Ｒ５、
Ｒ６及びＲ７はバイアス電流抵抗であり、抵抗Ｒ１とＲ
４は利得設定抵抗である。Ｑｌ、Ｑ３及びＱ４は共に、
従来のシングルエンド型のトランスインピーダンス増幅
器を有しており、Ｑ２、Ｑ５及びＱ６は他のシングルエ
ンド型のトランスインピーダンス増幅器を有している。
小のパルス幅歪み（ＰＷＤ）の必要な条件である。即ち
、 特定実施例 本発明の詳細な実施例を第１２図に示す。第１２図を第
１１図と共に説明する。第１１図のトランスインピーダ
ンス増幅器Ａ１は差動対Ｑｌ−Ｑ２、フォロワー／レベ
ルシフト段ＱＢ−Ｑ４、Ｑ５〜Ｑ６、及び電流源Ｑ７−
Ｑ９から構成されている。トランスインピーダンス抵抗
ＴＴと”ＴｌはそれぞれＲ２とＲ３である。抵抗Ｒ５、
Ｒ６及びＲ７はバイアス電流抵抗であり、抵抗Ｒ１とＲ
４は利得設定抵抗である。Ｑｌ、Ｑ３及びＱ４は共に、
従来のシングルエンド型のトランスインピーダンス増幅
器を有しており、Ｑ２、Ｑ５及びＱ６は他のシングルエ
ンド型のトランスインピーダンス増幅器を有している。
トランスインピーダンス増幅器Ａ１は差動増幅構成にＱ
ｌとＱ２のエミッタで共に結合された上記の２つのシン
グルエンド型のトランスインピーダンス増幅器よりなる
。
ｌとＱ２のエミッタで共に結合された上記の２つのシン
グルエンド型のトランスインピーダンス増幅器よりなる
。
第１１図のピーク検出器５０２の差動増幅器Ａ、はトラ
ンスインピーダンス増幅器Ａ１の「双子」である。第１
１図の差動増幅器Ａ２はトランジスタＱ１６〜Ｑ２１を
有し、そのバイアス電流抵抗（Ｒ１８、Ｒ１９）と利得
設定抵抗（Ｒ１６、Ｒ１７）はＡ１のそれらと整合して
いる。第１１図のトランジスタＴｘとＴＶそれぞれ第１
２図のトランジスタＱ１９と０２０である。ピーク検出
器５０２のコンデンサＣＰＤは２つの機能を果たす。
ンスインピーダンス増幅器Ａ１の「双子」である。第１
１図の差動増幅器Ａ２はトランジスタＱ１６〜Ｑ２１を
有し、そのバイアス電流抵抗（Ｒ１８、Ｒ１９）と利得
設定抵抗（Ｒ１６、Ｒ１７）はＡ１のそれらと整合して
いる。第１１図のトランジスタＴｘとＴＶそれぞれ第１
２図のトランジスタＱ１９と０２０である。ピーク検出
器５０２のコンデンサＣＰＤは２つの機能を果たす。
即ち、それは前に記載したようにサンプリングされた入
力パルス振幅を記憶し、そして、ピーク検出５５０２の
フィードバックループにおける「低周波」支配ノードを
も確立し、かくして、回路を安定化する。尚、双子の整
合増幅器の概念は（Ａ１のＱ８又はＱ９に対応する）Ｑ
ｌ９のエミッタにおける電流源トランジスタを省略する
ことにより得られる。Ｃ２゜の放電時間の延長を助けな
がら、それはＱｌ９とＱ３（又はＱ５）との間のベース
−エミッタ電圧にオフセットを導入することをも行う。
力パルス振幅を記憶し、そして、ピーク検出５５０２の
フィードバックループにおける「低周波」支配ノードを
も確立し、かくして、回路を安定化する。尚、双子の整
合増幅器の概念は（Ａ１のＱ８又はＱ９に対応する）Ｑ
ｌ９のエミッタにおける電流源トランジスタを省略する
ことにより得られる。Ｃ２゜の放電時間の延長を助けな
がら、それはＱｌ９とＱ３（又はＱ５）との間のベース
−エミッタ電圧にオフセットを導入することをも行う。
これは差動増幅器Ａ２の利得が本受信装置のために要求
されるレベルまで減少する入力参照オフセット電流に相
当する。Ｒ３と並列配置の分路コンデンサＣ１はＱ２の
ベースにおける極を平衡させるようにＯを加えることに
よって受信装置５００の；！！移応答を改善する。電圧
ＶＢＩＡＳは抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒｌｇ及びＲ１９
を用いてトランジスタのバイアス電流を設定する。
されるレベルまで減少する入力参照オフセット電流に相
当する。Ｒ３と並列配置の分路コンデンサＣ１はＱ２の
ベースにおける極を平衡させるようにＯを加えることに
よって受信装置５００の；！！移応答を改善する。電圧
ＶＢＩＡＳは抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒｌｇ及びＲ１９
を用いてトランジスタのバイアス電流を設定する。
！・ランスインピーダンス増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２
は各々エミッタ結合論理（Ｅ ＣＬ）ゲートに似た回路
構成を有している。したがって、Ａ１とＡ２のフィード
バック結合は２ゲ一ト遅延回路に等価であり、トランス
インピーダンスＡよと差動増幅器Ａ２は同等の帯域幅を
有する。更に、このようなフィードバック回路は便宜上
いずれかの増幅器のみの帯域幅に近い帯域幅で単一で支
配的なノードコンデンサ（Ｃ、Ｄ）により安定化される
。
は各々エミッタ結合論理（Ｅ ＣＬ）ゲートに似た回路
構成を有している。したがって、Ａ１とＡ２のフィード
バック結合は２ゲ一ト遅延回路に等価であり、トランス
インピーダンスＡよと差動増幅器Ａ２は同等の帯域幅を
有する。更に、このようなフィードバック回路は便宜上
いずれかの増幅器のみの帯域幅に近い帯域幅で単一で支
配的なノードコンデンサ（Ｃ、Ｄ）により安定化される
。
トランスインピーダンス増幅器Ａ＋の最大データ速度で
単一の論理パルスの期間にほぼ似た時間内で論理パルス
の直流中心にＶＲＥＰを設定可能にするのはこの構成で
ある。
単一の論理パルスの期間にほぼ似た時間内で論理パルス
の直流中心にＶＲＥＰを設定可能にするのはこの構成で
ある。
他の構成では、差動増幅器Ａ２の利得段の数は増加して
もよい。これはＡ２の全利得を増加し、それによって更
に、電圧オフセットとピーク検出器５０２のコンデンサ
充電時間を減少させるという利点がある。しかしながら
、結合されたトランスインピーダンスとＶＲＥＦ回路の
フィードバックループの安定化を確保するためには更に
付加的な安定化方法が要求される可能性がある。
もよい。これはＡ２の全利得を増加し、それによって更
に、電圧オフセットとピーク検出器５０２のコンデンサ
充電時間を減少させるという利点がある。しかしながら
、結合されたトランスインピーダンスとＶＲＥＦ回路の
フィードバックループの安定化を確保するためには更に
付加的な安定化方法が要求される可能性がある。
差動増幅器５０１とピーク検出器５０２の組み合わせに
関する低周波伝達関数は次式により与えられる。
関する低周波伝達関数は次式により与えられる。
そして、「高周波」伝達関数は次の式により与えられる
トランスインピーダンス増幅器Ａ１の利得Ｇは次の式に
より与えられる。
より与えられる。
これらの式で、Ｖｌ−ｋＴ／Ｑで、１ｏは差動入力段（
Ｑｌ、Ｑ２）のバイアス電流であり、及びＲ２は前に述
べたトランスインピーダンスＺ１に相当する。又Ｒ１−
Ｒ４及びＲ２−Ｒ３をも要件とした。項βはトランジシ
スタＱ１とＱ２の電流利得である。低周波伝達関数はピ
ーク検出器５０２の振幅追従特性を定義し、一方、高周
波伝達関数はピーク検出器５０２がＶ 即ち、基準
ＲＥＰゝ 電圧の振幅の半分まで充電されたときの正味のトランス
インピーダンスを示す。
Ｑｌ、Ｑ２）のバイアス電流であり、及びＲ２は前に述
べたトランスインピーダンスＺ１に相当する。又Ｒ１−
Ｒ４及びＲ２−Ｒ３をも要件とした。項βはトランジシ
スタＱ１とＱ２の電流利得である。低周波伝達関数はピ
ーク検出器５０２の振幅追従特性を定義し、一方、高周
波伝達関数はピーク検出器５０２がＶ 即ち、基準
ＲＥＰゝ 電圧の振幅の半分まで充電されたときの正味のトランス
インピーダンスを示す。
前に述べたように、データが存在しない場合、決定回路
が十分に定義された論理０の状態にあるということを保
証するために、増幅器の出力には公知のオフセットが存
在しなければならない。このオフセット及び要素の不整
合はオフチップ抵抗Ｒ１５又はＲ２２よりプログラムさ
れている。このオフチップ抵抗Ｒ１５又はＲ２０は、必
要な電圧オフセットの極性に依存し、それぞれ抵抗Ｒ２
１とＲ２２を介し、て入力差動対（即ち、Ｑｌ、Ｑ２）
の一方の側又は他方の側のベースへオフセット電流を注
入する。コンデンサＣ２とＣ３はバイパスコンデンサで
ある。差動的な論理０のオフセット電圧は、データが存
在しない場合に論理０の決定を保証するために必要とさ
れる最小値に合わされるべきである。これによりシステ
ム感度は最大となり、ＰＷＤは最小となる。
が十分に定義された論理０の状態にあるということを保
証するために、増幅器の出力には公知のオフセットが存
在しなければならない。このオフセット及び要素の不整
合はオフチップ抵抗Ｒ１５又はＲ２２よりプログラムさ
れている。このオフチップ抵抗Ｒ１５又はＲ２０は、必
要な電圧オフセットの極性に依存し、それぞれ抵抗Ｒ２
１とＲ２２を介し、て入力差動対（即ち、Ｑｌ、Ｑ２）
の一方の側又は他方の側のベースへオフセット電流を注
入する。コンデンサＣ２とＣ３はバイパスコンデンサで
ある。差動的な論理０のオフセット電圧は、データが存
在しない場合に論理０の決定を保証するために必要とさ
れる最小値に合わされるべきである。これによりシステ
ム感度は最大となり、ＰＷＤは最小となる。
ピーク検出器５０２の充電（開始）及び放電（減衰）特
性はデータバーストの最初の数ビツト内における誤りの
可能性を最小にするように設計されているので、ピーク
検出器５０２のコンデンサＣＰＤは最高速度で充電され
る。システム感度を最大にするために、コンデンサＣＰ
Ｄは今までに獲得された最長の期間その電荷を維持する
。充電時間は如何に多くの電流をトランジスタＱ１９が
ＣＰＤに供給できるかにより決定されるが、この電流は
Ｑｌ９のペースエミッタ接合に基づく電圧の振れの程度
に依存する。かくして、入力電流！１、の振幅が大きく
なるに従ってＣＰＤはより迅速に充電される。ＣＰＤは
適切な線形速度で０２０のベース電流により放電される
。充電時間は、データバーストが到着し、そして、ピー
ク検出器５０２がそのデータバーストの最初のビット中
に完全充電に到達するようにＣＰＤを選択することによ
り制御することができる。
性はデータバーストの最初の数ビツト内における誤りの
可能性を最小にするように設計されているので、ピーク
検出器５０２のコンデンサＣＰＤは最高速度で充電され
る。システム感度を最大にするために、コンデンサＣＰ
Ｄは今までに獲得された最長の期間その電荷を維持する
。充電時間は如何に多くの電流をトランジスタＱ１９が
ＣＰＤに供給できるかにより決定されるが、この電流は
Ｑｌ９のペースエミッタ接合に基づく電圧の振れの程度
に依存する。かくして、入力電流！１、の振幅が大きく
なるに従ってＣＰＤはより迅速に充電される。ＣＰＤは
適切な線形速度で０２０のベース電流により放電される
。充電時間は、データバーストが到着し、そして、ピー
ク検出器５０２がそのデータバーストの最初のビット中
に完全充電に到達するようにＣＰＤを選択することによ
り制御することができる。
本発明の開示実施例は相補バイポーラ集積回路（ＣＢＩ
Ｃ）の線形アレイ技術を用いて完全差動形で構成するこ
とができるが、集積バイポーラ、即ち、ＦＥＴを含む他
の回路技術を利用することもできる。
Ｃ）の線形アレイ技術を用いて完全差動形で構成するこ
とができるが、集積バイポーラ、即ち、ＦＥＴを含む他
の回路技術を利用することもできる。
この回路は、例えば、シリコンガリウムヒ素又は他の適
当な半導体材料を使用して構成することができる。更に
、本発明の教示から逸脱せずに第１２図に示した差動増
幅ユニット５０１又は電圧基準回路５０２を構成するた
めには他の公知の回路を利用することができよう。
当な半導体材料を使用して構成することができる。更に
、本発明の教示から逸脱せずに第１２図に示した差動増
幅ユニット５０１又は電圧基準回路５０２を構成するた
めには他の公知の回路を利用することができよう。
更に、本発明はバーストモード動作データシステムで使
用される直流受信装置として記載されたが、連続データ
伝送を利用するシステムで利用することかできる。本発
明は光信号との使用について記載されたか同様に非光信
号で利用丈ることもできる。
用される直流受信装置として記載されたが、連続データ
伝送を利用するシステムで利用することかできる。本発
明は光信号との使用について記載されたか同様に非光信
号で利用丈ることもできる。
最後に、本発明は、トランスインピーダンス増幅器から
電圧増幅器への充電ユニット５０１により（電流入力信
号よりはむしろ）電圧入力信号で使用することができる
。これは光検出器１０１を特定の出力インピーダンスを
持つ電圧信号源で置換することにより達成される。
電圧増幅器への充電ユニット５０１により（電流入力信
号よりはむしろ）電圧入力信号で使用することができる
。これは光検出器１０１を特定の出力インピーダンスを
持つ電圧信号源で置換することにより達成される。
上記のことは単に本発明の原理の利用を例示するもので
ある。本発明の趣旨および範囲から逸脱せずに他の方法
及び回路も当業者により構成することができる。
ある。本発明の趣旨および範囲から逸脱せずに他の方法
及び回路も当業者により構成することができる。
（発明の効果）
本発明によれば、適応電圧基準回路が到来パストデータ
バッケトの振幅を測定し、その到着時の数ナノビット内
において論理しきい値電圧を入力信号の直流中心電圧に
自動的に調整する。したがって、ＰＷＤは最小に化され
、システムの全感度を最大にすることができる。
バッケトの振幅を測定し、その到着時の数ナノビット内
において論理しきい値電圧を入力信号の直流中心電圧に
自動的に調整する。したがって、ＰＷＤは最小に化され
、システムの全感度を最大にすることができる。
第１図は従来技術の直流結合バーストモード受信装置の
図、 第２図ないし第５図は、第１図の受信装置の論理基準電
圧ＶＲＥＦが異なる受信信号レベルの直流中心電圧を追
跡しない場合に生ずるＰＷＤを示す図、 第６図は従来技術の他の直流結合バーストモード受信装
置を示す図、 第７図ないし第１０図は、第６図の受信装置の異なる受
信信号レベルでのＰＷＤを示す図、第１１図は本発明の
バーストモード受信装置を示す図、 第１２図は本発明の実施例を示す図である。 ＦＸＧ、 ６ 如国背 出 願 人：アメリカン テレフォン アンドテレグラ
フ カンパニ
図、 第２図ないし第５図は、第１図の受信装置の論理基準電
圧ＶＲＥＦが異なる受信信号レベルの直流中心電圧を追
跡しない場合に生ずるＰＷＤを示す図、 第６図は従来技術の他の直流結合バーストモード受信装
置を示す図、 第７図ないし第１０図は、第６図の受信装置の異なる受
信信号レベルでのＰＷＤを示す図、第１１図は本発明の
バーストモード受信装置を示す図、 第１２図は本発明の実施例を示す図である。 ＦＸＧ、 ６ 如国背 出 願 人：アメリカン テレフォン アンドテレグラ
フ カンパニ
Claims (14)
- （１）デジタルデータ入力信号を受信する第１入力点、
基準信号を受信する第２入力点、及びデータ出力点を備
えた直流結合の差動増幅回路と、データ出力に応答して
、デジタルデータ入力信号の不存在中、及びデジタルデ
ータ入力信号がそのピーク振幅値より小さい間に、差動
増幅回路が第１利得値を有し、デジタルデータ入力信号
のピーク振幅値が達成された後所定時間、第１利得値の
２倍にほぼ等しい第２利得値を有するように基準信号を
発生する手段と を有することを特徴とするデジタルデータ受信装置。 - （２）電圧基準回路が、差動増幅回路のデータ出力点と
第２入力点との間にフィードバックループで結合されて
いることを特徴とする請求項１記載のデジタルデータ受
信装置。 - （３）電圧基準回路が、ピーク検出回路を有することを
特徴とする請求項１記載のデジタルデータ受信装置。 - （４）差動増幅回路及びピーク検出回路が、各々互いに
ほぼ整合された動作特性を備えた増幅手段を有すること
を特徴とする請求項３記載のデジタルデータ受信装置。 - （５）差動増幅回路及びピーク検出回路が、集積回路の
一部として構成されることを特徴とする請求項４記載の
デジタルデータ受信装置。 - （６）差動増幅回路が、この差動増幅回路の入力電流−
電圧出力特性の大きさを制御する第１フィードバックル
ープを有しており、及び ピーク検出回路が、このピーク検出回路の利得を制御す
る第１フィードバックループを有することを特徴とする
請求項３記載のデジタルデータ受信装置。 - （７）ピーク検出回路が、データ入力信号のピーク振幅
値を記憶する記憶手段及びこの記憶手段の放電率を制御
する増幅手段を有していることを特徴とする請求項３記
載のデジタルデータ受信装置。 - （８）記憶手段が前記フィードバックループに結合され
ると共に、ピーク検出回路の利得を制御する別のフィー
ドバックループに結合されることを特徴とする請求項７
記載のデジタルデータ受信装置。 - （９）前記フィードバックループが、差動増幅回路の第
２の入力点のインピーダンス極を打ち消す差動増幅回路
の第２の入力点に直列接続された抵抗及びコンデンサの
並列回路を有することを特徴とする請求項１記載のデジ
タルデータ受信装置。 - （１０）差動増幅回路が、この差動増幅回路の第１と第
２の入力点の間の直流オフセット電流を選択する手段を
有していること特徴とする請求項１記載のデジタルデー
タ受信装置。 - （１１）電圧基準回路及び差動増幅回路が、ほぼ同一の
最大データ速度で動作し、 前記フィードバックループが、差動増幅回路の最大デー
タ速度で安定し、 結果として生じる第２の入力点の電圧が、受信データの
バーストの開始点に続く単一のビット期間内における入
力信号の直流中心にほぼ等しいことを特徴とする請求項
１記載のデジタルデータ受信装置。 - （１２）バーストモードのデジタルデータ入力信号を受
信する第１入力点、電圧基準回路に接続された第２入力
点、及びデータ出力点を有する直流結合の差動増幅回路
と、 受信されたバーストモードのデジタルデータ入力信号の
開始点後の単一のビット期間内に、入力信号の直流中心
にほぼ等しい基準直流電圧を発生するようにデータ出力
点と第２の入力点との間にフィードバックループで接続
される電圧基準回路とからなるデジタルデータ受信装置
において、電圧基準回路及び差動増幅回路が、ほぼ同一
の最大データ伝送速度動作特性を有し、及び フィードバックループが、差動増幅回路の最大データ伝
送速度で安定することを特徴とするバースドモードデジ
タルデータ受信装置。 - （１３）バーストモードデジタルデータ入力信号を受信
する第１入力点と基準電圧回路に接続された第２入力点
を有する直流結合の差動入力増幅回路と、差動増幅回路
からの出力データ信号に応答して、データ入力信号の開
始点から所定時間内における受信データ入力信号の振幅
のほぼ半分に等しい直流電圧を発生する基準電圧回路と
からなるバースドモードデジタルデータ受信装置におい
て、本受信装置が、バーストモードのデジタルデータ入
力信号の不存在中に及びこのデジタルデータ入力信号が
そのピークより小さい間に、第１利得値を有し、デジタ
ルデータ入力信号のピーク振幅値が達成された後の所定
時間に、第１利得値のほぼ２倍の第２利得値を有するこ
とを特徴とするバーストモードデジタルデータ受信装置
。 - （１４）デジタルデータ入力信号を受信する第１入力点
、電圧基準回路に接続された第２入力点及びデータ出力
点を有する直流結合の差動増幅回路と、データ出力点と
第２入力点との間において、差動増幅回路にフィードバ
ック信号を発生するフィードバックループに接続され、
これによりデジタルデータ受信装置が、デジタルデータ
入力信号不存在中に及びデジタルデータ入力信号がその
ピーク振幅値より小さいときに、第１利得値を有し、及
び、デジタルデータ入力信号のピーク振幅値が達成され
た後所定時間、第１利得値のほぼ２倍に等しい第２利得
値を有する電圧基準回路 とからなることを特徴とするデジタルデータ受信装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/305,035 US5025456A (en) | 1989-02-02 | 1989-02-02 | Burst mode digital data receiver |
| US305035 | 1989-02-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02266630A true JPH02266630A (ja) | 1990-10-31 |
| JP2651031B2 JP2651031B2 (ja) | 1997-09-10 |
Family
ID=23179030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2023587A Expired - Lifetime JP2651031B2 (ja) | 1989-02-02 | 1990-02-01 | デジタルデータ受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5025456A (ja) |
| EP (1) | EP0381371B1 (ja) |
| JP (1) | JP2651031B2 (ja) |
| KR (1) | KR970000063B1 (ja) |
| DE (1) | DE69028328T2 (ja) |
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| US5025456A (en) | 1991-06-18 |
| DE69028328T2 (de) | 1997-03-27 |
| EP0381371A2 (en) | 1990-08-08 |
| KR900013742A (ko) | 1990-09-06 |
| EP0381371A3 (en) | 1992-05-27 |
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