JPS59149416A - 波形整形回路 - Google Patents
波形整形回路Info
- Publication number
- JPS59149416A JPS59149416A JP2275483A JP2275483A JPS59149416A JP S59149416 A JPS59149416 A JP S59149416A JP 2275483 A JP2275483 A JP 2275483A JP 2275483 A JP2275483 A JP 2275483A JP S59149416 A JPS59149416 A JP S59149416A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- level
- supplied
- input signal
- slice level
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
- H03K5/086—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold generated by feedback
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は波形整形回路に関する。
例えば、ディジタルオーディオ装置などでは、変化する
入力信号を所定電圧レベルの基準電圧と比較してスライ
スし、矩形波信号に波形整形する方法が採られている。
入力信号を所定電圧レベルの基準電圧と比較してスライ
スし、矩形波信号に波形整形する方法が採られている。
この際、基準電圧の電圧レベルによっては、入力信号の
いわゆる読み落しが発生する。そこで、上記読み落しが
無いように、常に基準電圧の電圧レベルな管理しておか
なければなら−ない。
いわゆる読み落しが発生する。そこで、上記読み落しが
無いように、常に基準電圧の電圧レベルな管理しておか
なければなら−ない。
しかるに、本願発明に先立ち本発明者が検討したところ
によると、入力信号の電圧レベル１．言い換えれば振幅
に対龜して最適スライスレベルを選択し得る波形整形回
路がなか・た。
によると、入力信号の電圧レベル１．言い換えれば振幅
に対龜して最適スライスレベルを選択し得る波形整形回
路がなか・た。
本発明の目的とするところは、入力信号の振幅に対応し
て最適スライスレベルな自動的に得て、入力信号に対し
波形整形動作な行うことのできる波形整形回路を提供す
ることにある。
て最適スライスレベルな自動的に得て、入力信号に対し
波形整形動作な行うことのできる波形整形回路を提供す
ることにある。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を述べる。
第１図は、本発明を適用した波形整形回路の回路図であ
る。入力端子Ｔ１（（は入力信号■ｉｎとして、ディジ
タルオーディオディスクのフォトダイオード（図示せず
）から再生デジタル入力信号が供給されるものとする。
る。入力端子Ｔ１（（は入力信号■ｉｎとして、ディジ
タルオーディオディスクのフォトダイオード（図示せず
）から再生デジタル入力信号が供給されるものとする。
再生ディジタル入力信号Ｖｉｎは、本来は矩形波状のも
のであるが、実際には立上り部分や立下り部分がなまっ
てしまう。
のであるが、実際には立上り部分や立下り部分がなまっ
てしまう。
従って、入力端子Ｔ１には、第１図に入力信号■ｉｏと
して示す如くレベル変化する波形の信号が供給されるこ
とになる。なお、以下に述べる実施例では、説明の便宜
のため第２図に示す如く実質的に正弦波とほぼ等しい波
形に書き直して説明するものとする。
して示す如くレベル変化する波形の信号が供給されるこ
とになる。なお、以下に述べる実施例では、説明の便宜
のため第２図に示す如く実質的に正弦波とほぼ等しい波
形に書き直して説明するものとする。
第２図に示すようにＨレベルとＬレベルとの間で変化す
る入力信号■、ｎを波形整形するためのスライスレベル
Ｓ 、を工ＨレベルとＬレベルとの中間のＭレベルに設
定される必要がある。
る入力信号■、ｎを波形整形するためのスライスレベル
Ｓ 、を工ＨレベルとＬレベルとの中間のＭレベルに設
定される必要がある。
今、スライスレベルＳｖがこの中間Ｍレベルより下にあ
ることを想定する。
ることを想定する。
電圧比較器１は、非反転入力端子に供給される入力信号
ｖｉｎと、反転入力端子圧供給される基準電圧としての
スライスレベルＳＶとの電圧比較を行う。従って、電圧
比較ｖｒ１の出方波形は、第３図に示す出力信号ｅ。ど
なるっすなわち、出力信号ｅ０は、入力信号ｖｉｎの振
幅がスライスレベルＳｖの電圧レベルよりも大であると
きにのみ現われるっ 出力信号ｅ。は、第１のインバータ２によって第３図に
実線で示すように位相反転された信号ｅ１となる。信号
ｅ、は、第２のインバータ３に供給されると同時に、抵
抗ＲＬ、コンデンサＣ８で構成された時定数回路Ａ１に
供給される。時定数回路Ａ、の時定数は、非常に大きく
設定されているため、信号ｅ、はほぼ平均化された状態
で演算増幅器４０反転入力端子（−）へ供給される。第
４図に仮想線で示す電圧ＶＩは、上記直流化された電圧
レベルである。
ｖｉｎと、反転入力端子圧供給される基準電圧としての
スライスレベルＳＶとの電圧比較を行う。従って、電圧
比較ｖｒ１の出方波形は、第３図に示す出力信号ｅ。ど
なるっすなわち、出力信号ｅ０は、入力信号ｖｉｎの振
幅がスライスレベルＳｖの電圧レベルよりも大であると
きにのみ現われるっ 出力信号ｅ。は、第１のインバータ２によって第３図に
実線で示すように位相反転された信号ｅ１となる。信号
ｅ、は、第２のインバータ３に供給されると同時に、抵
抗ＲＬ、コンデンサＣ８で構成された時定数回路Ａ１に
供給される。時定数回路Ａ、の時定数は、非常に大きく
設定されているため、信号ｅ、はほぼ平均化された状態
で演算増幅器４０反転入力端子（−）へ供給される。第
４図に仮想線で示す電圧ＶＩは、上記直流化された電圧
レベルである。
一方、第２のインバータ３に供給された信号ｅ１は位相
反転され、第５図に実線で示す信号ｅ、となる。＠号ｅ
２は、出力端子Ｔ、から、出力信号■Ｏｕｔ として次
段へ供給されると同時に、抵抗Ｒ２゜コンデンサＣ２で
構成された時定数回路Ａ２に供給される。時定数回路Ａ
、の時定数は、非常に大きく設定されているため、信号
ｅ２はほぼ平均化された状態で演算増１１１ｔｄ器４の
非反転入力端子（１）・＼供給される。第５図に仮想線
で示す電圧Ｖ、は、上記直流化された電圧レベルである
。なお、抵抗Ｒ８は、コンデンサＣＩに充電された電荷
の放電用抵抗として動作する。
反転され、第５図に実線で示す信号ｅ、となる。＠号ｅ
２は、出力端子Ｔ、から、出力信号■Ｏｕｔ として次
段へ供給されると同時に、抵抗Ｒ２゜コンデンサＣ２で
構成された時定数回路Ａ２に供給される。時定数回路Ａ
、の時定数は、非常に大きく設定されているため、信号
ｅ２はほぼ平均化された状態で演算増１１１ｔｄ器４の
非反転入力端子（１）・＼供給される。第５図に仮想線
で示す電圧Ｖ、は、上記直流化された電圧レベルである
。なお、抵抗Ｒ８は、コンデンサＣＩに充電された電荷
の放電用抵抗として動作する。
演算増幅器４は、電圧Ｖ１．Ｖ、に対して減算回路とし
て動作する。すなわち、演ｎ増４１１１器Ａ１の出力信
号は、Ｋ（Ｖ２−Ｖ、）となる。なお、上式におけるＫ
は、いわゆる伝達関数であって、時定数回路Ａ ｒ 、
Ａ ２における損失分等罠よって決定される。また、抵
抗Ｒｆは、演算増幅器４のフィードバック抵抗であり、
この抵抗値も上記伝達関数ＫＫ関連して決定される。
て動作する。すなわち、演ｎ増４１１１器Ａ１の出力信
号は、Ｋ（Ｖ２−Ｖ、）となる。なお、上式におけるＫ
は、いわゆる伝達関数であって、時定数回路Ａ ｒ 、
Ａ ２における損失分等罠よって決定される。また、抵
抗Ｒｆは、演算増幅器４のフィードバック抵抗であり、
この抵抗値も上記伝達関数ＫＫ関連して決定される。
そして、演算増幅器４の出力信号は直流電圧であり、そ
の電圧レベルがスライスレベルを決定する基準電圧の電
圧レベルＳｖとなる。
の電圧レベルがスライスレベルを決定する基準電圧の電
圧レベルＳｖとなる。
第２図のようにスライスレベルＳｖが中間Ｍレベルより
下にある場合は二つの平均化電圧Ｖ、 、Ｖ２のレベル
関係はＶ ｓ ＜Ｖ ｔとなるので上記演算増幅器４の
出力信号は高レベルとなり、スライスレベルＳｖが上昇
することになる。また、逆にスライスレベルＳｖが中間
レベルより上の場合は、 Ｖ ＋ ＞Ｖ ｔとなり、演
算増幅器４の出力信号は低レベルとなり、スライスレベ
ルＳｖが低下することになる。
下にある場合は二つの平均化電圧Ｖ、 、Ｖ２のレベル
関係はＶ ｓ ＜Ｖ ｔとなるので上記演算増幅器４の
出力信号は高レベルとなり、スライスレベルＳｖが上昇
することになる。また、逆にスライスレベルＳｖが中間
レベルより上の場合は、 Ｖ ＋ ＞Ｖ ｔとなり、演
算増幅器４の出力信号は低レベルとなり、スライスレベ
ルＳｖが低下することになる。
すなわち、演算増幅器４は波形整形回路のフィードバッ
クループ内核おいて、二つの平均化電圧Ｖ、、Ｖ、のレ
ベル関係がＶ１＝Ｖ、となるようにスライスレベルＳｖ
を制御する。従って、レベル関係Ｖ ｔ ＝Ｖ ｔを満
足するには、各信号ｅｌｓ■ｏｕｔのＨレベル期間とＬ
レベル期間とが等しくなる必要があるので、この結果ス
ライスレベルＳｖは入力信号Ｖｉｎの中間Ｍレベルと等
しくなる。
クループ内核おいて、二つの平均化電圧Ｖ、、Ｖ、のレ
ベル関係がＶ１＝Ｖ、となるようにスライスレベルＳｖ
を制御する。従って、レベル関係Ｖ ｔ ＝Ｖ ｔを満
足するには、各信号ｅｌｓ■ｏｕｔのＨレベル期間とＬ
レベル期間とが等しくなる必要があるので、この結果ス
ライスレベルＳｖは入力信号Ｖｉｎの中間Ｍレベルと等
しくなる。
上述した回路動作から明らかな如く、本発明を適用した
波形整形回路においては、入力信号ｖｉｎに・対応して
、波形整形するためのスライスレベルが自動的に決定さ
れる。故に、入力信号ｖｉｎが小振幅であっても、いわ
ゆる読み落しがなく、入力信号■ｉｎが矩形波状に確実
に波形整形され、出力端子Ｔ、から導出される。
波形整形回路においては、入力信号ｖｉｎに・対応して
、波形整形するためのスライスレベルが自動的に決定さ
れる。故に、入力信号ｖｉｎが小振幅であっても、いわ
ゆる読み落しがなく、入力信号■ｉｎが矩形波状に確実
に波形整形され、出力端子Ｔ、から導出される。
第１図は本発明の一実施例を示す波形整形回路の回路図
、 第２図、＠３図、第４図、第５図は回路動作を説明する
ための波形図である。 １・・・電圧比較器、２，３・・・第１及び第２の位相
反転回路、４・・・演算増＠器、Ａ、、Ａ２・・・第１
及び第２の時定数回路。 代理人 弁理士 高 橋 明 失 策 １ 図 第 〆ｌＡ２ １ １ １ １ １
、 第２図、＠３図、第４図、第５図は回路動作を説明する
ための波形図である。 １・・・電圧比較器、２，３・・・第１及び第２の位相
反転回路、４・・・演算増＠器、Ａ、、Ａ２・・・第１
及び第２の時定数回路。 代理人 弁理士 高 橋 明 失 策 １ 図 第 〆ｌＡ２ １ １ １ １ １
Claims (1)
- １、基準電圧と入力信号の電圧レベルとな比較する電圧
比較器と、上記電圧比較器の出力信号を位相反転する第
１の位相反転回路と、上記第１の位相反転回路の出力信
号を平均化する第１回路と、上記第１の位相反転回路の
出力信号を位相反転する第２の位相反転回路と、上記第
２の位相反転回路の出力信号を平均化する第２回路と、
上記第１及び第２の平均化回路の出力信号の差を検出し
て、上記基準電圧を供給する制瀕回路とをそれぞれ具備
する波形整形回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2275483A JPS59149416A (ja) | 1983-02-16 | 1983-02-16 | 波形整形回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2275483A JPS59149416A (ja) | 1983-02-16 | 1983-02-16 | 波形整形回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59149416A true JPS59149416A (ja) | 1984-08-27 |
Family
ID=12091469
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2275483A Pending JPS59149416A (ja) | 1983-02-16 | 1983-02-16 | 波形整形回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59149416A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6168523U (ja) * | 1984-10-09 | 1986-05-10 | ||
| JPH0273712A (ja) * | 1988-09-08 | 1990-03-13 | Yamaha Corp | Ｅｆｍ信号用波形整形回路 |
| JPH02266630A (ja) * | 1989-02-02 | 1990-10-31 | American Teleph & Telegr Co <Att> | デジタルデータ受信装置 |
-
1983
- 1983-02-16 JP JP2275483A patent/JPS59149416A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6168523U (ja) * | 1984-10-09 | 1986-05-10 | ||
| JPH0273712A (ja) * | 1988-09-08 | 1990-03-13 | Yamaha Corp | Ｅｆｍ信号用波形整形回路 |
| JPH02266630A (ja) * | 1989-02-02 | 1990-10-31 | American Teleph & Telegr Co <Att> | デジタルデータ受信装置 |
| JP2651031B2 (ja) * | 1989-02-02 | 1997-09-10 | アメリカン テレフォン アンド テレグラフ カムパニー | デジタルデータ受信装置 |
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