JPH06209231A - 信号処理用アクティブフィルタの自動特性調整回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 入力端子４から方形波状の基準周波数信号Ａ
が入力され、波形変換手段５で、例えば三角波状信号等
の方形波よりも高調波成分が少なくて正弦波に近い波形
の信号Ｂに変換される。この信号Ｂは、信号処理用アク
ティブフィルタ２と同様の特性変動をする参照用フィル
タ６で処理される。制御信号生成手段７は、参照用フィ
ルタ６の出力信号Ｃから参照用フィルタ６の特性の変動
を検出し、これをなくすような制御信号Ｄを生成する。
信号処理用アクティブフィルタ２はこの制御信号Ｄによ
って特性が制御される。参照用フィルタ６と信号処理用
アクティブフィルタ２の特性変動は同じであるから、制
御信号Ｄによって信号処理用アクティブフィルタ２の特
性変動が補正される。 【効果】 基準周波数信号Ａに方形波を用いながら、正
弦波を用いた場合と同程度の高い精度で、信号処理用ア
クティブフィルタの特性変動を補正できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、所望信号の処理に用い
られるアクティブフィルタの自動特性調整回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】信号処理用にフィルタでは、部品精度の
バラツキや使用環境の変化に応じて特性に変化が生じ、
適正な信号処理が行なわれない場合がある。このため
に、かかるフィルタとしては、特性を制御可能とするア
クティブフィルタが用いられ、その特性を自動特性調整
回路でもって制御し、部品精度や使用環境による特性の
変動をなくすようにしている。

【０００３】この自動特性調整回路は信号処理用アクテ
ィブフィルタの特性変動を検出し、これをなくすような
制御信号を生成して信号処理用アクティブフィルタの特
性を制御するものであるが、その一従来例が「電子情報
通信学会論文誌」Vol.J-７１A No.２ pp.２１８-２１９
に記載されている。これは、信号処理用アクティブフィ
ルタと同じ特性変動を引き起こす参照用フィルタを用
い、これに基準となる周波数の信号（以下、基準周波数
信号という）を供給することにより、この参照用フィル
タの特性ずれ量を測定し、この特性ずれ量から信号処理
用アクティブフィルタの特性ずれ量を推測してこれを補
正する制御信号を生成し、この制御信号で信号処理用ア
クティブフィルタの特性を制御するものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】かかる従来の自動特性
調整回路においては、参照用フィルタに用いる基準周波
数信号としては、特性ずれ量の測定の容易さやその精度
の点から、正弦波を用いるのが好ましいのであるが、通
常、信号処理回路には、正弦波発生回路が設けられてい
ないため、クリスタル等を用いた専用の正弦波発生回路
を別に設ける必要である。これに対し、アナログ／デジ
タル混在システム等では、方形波の各種クロック信号の
発生手段が設けられていることが通常であり、このた
め、かかるクロック信号を上記基準周波数信号として利
用すれば、専用の正弦波発生回路を設ける必要がなく、
部品点数や回路規模の削減等が行える。

【０００５】しかし、方形波信号は基準の周波数に等し
い周波数の基本波成分以外に高調波成分を含んでおり、
このため、かかる方形波状のクロック信号を基準周波数
信号として用いると、正弦波状の基準周波数信号を用い
た場合に比べ、参照用フィルタの応答が高周波成分の影
響を受け、かかる参照用フィルタの出力に応じた制御信
号を用いて信号処理用アクティブフィルタの特性を制御
すると、それに誤差を生じてしまうことになる。

【０００６】本発明の目的は、かかる問題を解消し、専
用の基準周波数信号の発生手段を不要として、信号処理
用アクティブフィルタの特性変動を精度良くなくすこと
ができるようにした信号処理用アクティブフィルタの自
動特性調整回路を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、方形波状信号をこれより高周波成分が少
ない波形の信号に変換する波形変換手段を設け、該波形
変換手段の出力信号を参照用フィルタの入力基準周波数
信号とする。

【０００８】

【作用】方形波状の基準周波数信号を方形波より高調波
成分の少ない波形の信号に波形変換して参照用フィルタ
の入力基準周波数信号とするため、参照用フィルタの応
答が、正弦波状の基準周波数信号を入力した場合に近く
なり、信号処理用アクティブフィルタの特性制御に生じ
る誤差を低減することができる。従って、正弦波発生手
段を別に設ける必要はない。

【０００９】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明による信号処理用アクティブフィルタ
の自動特性調整回路の一実施例を示すブロック図であっ
て、１は入力端子、２は信号処理用アクティブフィル
タ、３は出力端子、４は入力端子、５は波形変換手段、
６は参照用フィルタ、７は制御信号生成手段である。

【００１０】同図において、信号処理用アクティブフィ
ルタ２は入力端子１から入力される情報信号を処理し、
出力端子３に出力するものであって、その特性が制御可
能に構成されている。参照用フィルタ６は信号処理用ア
クティブフィルタ２と同じ特性変動を起こすアクティブ
フィルタまたは電気的素子であり、制御信号生成手段７
はこの参照用フィルタ６の出力信号Ｃから信号処理用ア
クティブフィルタ２の特性を制御するための制御信号Ｄ
を生成する。波形変換手段５は入力端子４から入力され
る方形波状の基準周波数信号Ａを方形波よりも高調波成
分が少なくて正弦波に近い波形の信号Ｂに波形変換し、
参照用フィルタ６の入力信号とする。

【００１１】このように、この実施例では、信号処理用
アクティブフィルタ２と参照用フィルタ６とは、部品精
度のバラツキや使用環境の変化に応じて同じように特性
が変動するものであり、ある一定波形の信号を参照用フ
ィルタ６に供給し、その出力変化を検出することによ
り、参照用フィルタ６の特性変動、従って、信号処理用
アクティブフィルタ２の特性変動を検出することができ
る。制御信号生成回路７はかかる特性変動を検出し、こ
れから信号処理用アクティブフィルタ２の特性を制御し
てその変動をなくすための制御信号Ｄを生成する。

【００１２】この場合、入力端子４からの基準周波数信
号Ａは、例えばクロック発生手段等からのクロック信号
のように、方形波状の信号であるが、参照用フィルタ６
の入力信号Ｂは波形が波形変換手段５によって正弦波に
近いものとなっている。これにより、参照用フィルタ６
の入力信号を方形波状の信号とした場合よりも、参照用
フィルタ６の特性変動を精度良く検出することができ、
従って、制御信号生成回路７からの制御信号Ｄにより、
信号処理用アクティブフィルタ２の特性変動を高い精度
で補正することができる。

【００１３】図２は図１における波形変換手段５の一具
体例を示すブロック図であって、８は出力端子、Ｓ１，
Ｓ２はスイッチ、Ｉ１は定電流源、Ｉ２は可変電流源、
Ｃ１，Ｃ２はキャパシタ、Ｖ１，Ｖ２は定電圧源、Ａ
１，Ａ２は演算増幅器、Ｒ１は抵抗であり、図１に対応
する部分には同一符号をつけている。この具体例は、方
形波状の基準周波数信号を三角波状に波形変換するもの
としている。

【００１４】図２において、演算増幅器Ａ１，キャパシ
タＣ１及び定電圧源Ｖ１は、電流源Ｉ１，Ｉ２からの電
流を積分する積分器を構成している。定電流源Ｉ１から
の電流はこの積分器の充電電流となり、また、可変電流
源Ｉ２は演算増幅器Ａ２によって電流値が制御され、そ
の電流はこの積分器の放電電流となる。スイッチＳ１，
Ｓ２は入力端子４からの方形波状の基準周波数信号Ａの
レベルに応じてオン，オフし、積分器の充電，放電動作
を交互に行なわせる。かかる充電，放電動作により、演
算増幅器Ａ１から出力端子８に三角波状信号Ｂが得られ
る。抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ２はこの三角波状信号Ｂ
の直流成分を取り出すためのＬＰＦ（ローパスフィル
タ）を構成している。演算増幅器Ａ２はコンパレータで
あり、このＬＰＦの出力直流電圧と定電圧源Ｖ２からの
電圧とを比較し、その結果に応じて電流源Ｉ２の出力電
流値を制御する。

【００１５】以下、図３を参照してこの具体例の動作を
説明する。入力端子４からの方形波状の基準周波数信号
Ａの“Ｈ”（高レベル）の半周期では、スイッチＳ１が
オンとなり、キャパシタＣ１に定電流源Ｉ１から充電電
流が流れて演算増幅器Ａ１の出力レベルは上昇する。ま
た、基準周波数信号Ａの“Ｌ”（低レベル）の半周期で
は、スイッチＳ２がオンとなり、キャパシタＣ１から可
変電流源Ｉ２に放電電流が流れ込んで演算増幅器Ａ１の
出力レベルは下降する。そして、かかる充放電動作の繰
り返しにより、方形波状の基準周波数信号Ａは三角波状
信号Ｂに波形変換されて演算増幅器Ａ１から出力され
る。

【００１６】この三角波状信号Ｂは、また、抵抗Ｒ１及
びキャパシタＣ２で構成されるＬＰＦに供給されてその
直流成分が取り出され、演算増幅器Ａ２で定電圧源Ｖ２
からの電圧と比較される。そして、三角波状信号Ｂの直
流成分と定電圧源Ｖ２からの電圧が等しければ放電電流
と充電電流が等しくなるように、また、三角波状信号Ｂ
の直流成分が定電圧源Ｖ２からの電圧より高ければ放電
電流が充電電流より大きくなるように、さらに、三角波
状信号Ｂの直流成分が定電圧源Ｖ２からの電圧より低け
れば放電電流が充電電流より小さくなるように、夫々演
算増幅器Ａ２の出力によって電流源Ｉ２が制御される。

【００１７】以上の制御により、図３に示すように、周
期Ｔ〔ｓｅｃ〕の方形波状の基準周波数信号Ａは、平均
電位がＶ２〔Ｖ〕で振幅が(Ｉ１・Ｔ)/(Ｃ１・２)〔Ｖp-
p〕の三角波状信号Ｂに波形変換される。

【００１８】周期Ｔが２π／ω〔ｓｅｃ〕の三角波信号
及び方形波信号は、夫々フーリエ級数を用いて次の数
１，数２で表わすことができる。

【００１９】

【数１】

【００２０】

【数２】

【００２１】これらの数式を比較すると明らかなよう
に、三角波状信号は方形波状信号より高調波成分が少な
い。従って、図１において、三角波状信号Ｂが供給され
る参照用フィルタ６の出力信号Ｃは、これに方形波状の
基準周波数信号Ａが直接供給される場合よりも、正弦波
状の基準周波数信号が供給された場合の参照用フィルタ
６の出力信号に近い信号となる。このため、三角波状信
号Ｂが供給される参照用フィルタ６の出力信号Ｃから生
成される制御信号Ｄで信号処理用アクティブフィルタ２
が制御されると、方形波状信号が直接参照用フィルタ６
に供給される場合に比べ、信号処理用アクティブフィル
タ２の特性制御に生ずる誤差を低減することができるの
である。

【００２２】図４は参照用フィルタ６として１次のＬＰ
Ｆを用いた場合の参照用フィルタ６の入力信号Ｂと出力
信号Ｃの波形を示すものであって、図４（ａ）は入力信
号Ｂが正弦波状の場合の、図４（ｂ）は入力信号Ｂが三
角波状の場合の、図４（ｃ）は方形波状の場合の夫々出
力信号Ｃの波形を示している。ここでは、ＬＰＦである
参照用フィルタ６のカットオフ周波数と入力基準周波数
信号Ｂの基本周波数とは一致しているものとする。

【００２３】また、図５は参照用フィルタ６に２次のＬ
ＰＦを用いた場合の参照用フィルタ６の入力信号Ｂと出
力信号Ｃとの波形を示しており、図５（ａ）は入力信号
Ｂが正弦波状の場合の、図５（ｂ）は入力信号Ｂが三角
波状の場合の、図５（ｃ）は入力信号Ｂが方形波状の場
合の夫々参照用フィルタ６の出力信号Ｃの波形を示して
いる。ここでも、参照用フィルタ６のカットオフ周波
数，中心周波数と入力基準周波数信号Ｂの基本周波数は
一致しているものとする。

【００２４】これら図４，図５から明らかなように、方
形波状の基準周波数信号を直接参照用フィルタ６に供給
するよりも、これを三角波状信号に変換してから参照用
フィルタ６に供給した方が、参照用フィルタ６の出力信
号Ｃが、参照用フィルタ６の入力信号を正弦波状にした
場合の出力信号に近い波形となる。このため、この実施
例では、波形変換手段５として図２に示した具体例を用
いることにより、信号処理用アクティブフィルタ２の特
性制御に生ずる誤差を低減できる。

【００２５】図６は図１での制御信号生成手段７の一具
体例を示すブロック図であって、９，１０はコンパレー
タ、１１は遅延回路、１２は位相比較手段、１３はルー
プフィルタであり、図１に対応する部分には同一符号を
つけている。この具体例は、位相同期回路（ＰＬＬ回
路）を用いたものである。

【００２６】図６において、入力端子４からの方形波状
の基準周波数信号Ａは波形変換手段５で方形波状よりも
高調波成分の少ない波形（ここでは、三角波とする）の
信号Ｂに変換され、一方では、参照用フィルタ６，コン
パレータ９を介して位相比較手段１２へ、他方では、コ
ンパレータ１０，信号遅延手段１１を介して位相比較手
段１２へ夫々供給される。ここで、これらコンパレータ
９，１０は例えば図４（ｂ）に示した波形の入力信号
Ｃ，Ｂを予め設定された閾値と比較し、レベルが
“Ｈ”，“Ｌ”の二値を取る信号に変換する。また、信
号遅延手段１１はコンパレータ１０の出力信号Ｈを一定
時間遅延する。位相比較手段１２はコンパレータ９の出
力信号Ｅと信号遅延手段の出力信号Ｆとの位相を比較
し、これらの位相差に応じた信号Ｇを出力する。この信
号Ｇはループフィルタ１３で積分平滑処理され、制御信
号Ｄとして参照用フィルタ６と信号処理用アクティブフ
ィルタ２に供給される。

【００２７】そこで、参照用フィルタ６の特性は、信号
遅延手段１１で設定されている信号遅延量により決定さ
れる特性に固定される。また、参照用フィルタ６の特性
を制御する制御信号Ｄは参照用フィルタ６と同一の基本
構造をなす信号処理用アクティブフィルタ２をも制御す
るものであるから、参照用フィルタ６と同時に信号処理
用アクティブフィルタ２の特性も信号遅延手段１１で設
定されている信号遅延量により決定される特性に固定さ
れることになり、部品の精度のバラツキ等の製造上の問
題や周辺の状況等から発生する特性のバラツキを抑える
ことができる。

【００２８】なお、図６において、波形変換手段５を設
けずに、方形波状の基準周波数信号Ａを直接参照用フィ
ルタ６，コンパレータ１０に供給した場合、かかる基準
周波数信号Ａに含まれる高調波成分が原因となり、位相
比較手段１２での位相比較結果に誤差を生じてしまう。
しかし、この具体例によると、予め波形変換手段５でも
って方形波状の基準周波数信号Ａを方形波よりも高調波
成分が少ない波形（三角波）の信号Ｂに変換してから、
参照用フィルタ６，コンパレータ１０に供給しているた
め、位相比較手段１２での位相比較結果の誤差を低減す
ることができることになり、より高精度に信号処理用ア
クティブフィルタ２の特性制御が可能である。

【００２９】また、図６では、図７に示すように、コン
パレータ９，１０の閾値が基準周波数信号Ｂ及び参照用
フィルタ６の出力信号Ｃのセンターレベルからずれてい
る場合でも、これによる影響は非常に小さいものとな
る。即ち、いま、これら入出力信号Ｂ，Ｃを図４（ｂ）
に示すものとする。図７において、参照用フィルタ６か
ら出力される正弦波状信号Ｃをコンパレータ９で二値化
して得られる信号Ｅと、三角波状信号Ｂをコンパレータ
１０で二値化して得られる信号Ｈとの位相が一致するよ
うに、コンパレータ９，１０の閾値ＳＬが設定されるの
であるが（但し、実際には、参照用フィルタ６に遅れが
あり、図４（ｂ）に示すように、信号Ｂ，Ｃ間に位相差
が生ずるが、ここでは、説明の便宜上、かかる位相差が
ないものとする）、いま、使用環境等によって閾値がＳ
Ｌ’と変動したときには、かかる変動がない場合に比
べ、コンパレータ９の出力信号ＥはΔｔ０だけ位相がず
れ、コンパレータ１０の出力信号Ｅは（Δｔ０＋Δｔ
１）だけ位相がずれる。しかし、三角波信号Ｂはその波
形が正弦波信号Ｃに近くなっているので、Δｔ１の位相
ずれは非常に小さい。従って、コンパレータ９，１０の
閾値が変動しても、その影響は小さいものである。これ
に対し、方形波状の基準周波数信号をそのまま使用した
場合には、コンパレータ９，１０の閾値のずれ量がその
まま位相比較手段１２で位相ずれとして検出される。即
ち、図７に示すように、この場合でも、コンパレータ９
の出力信号Ｅの位相は、その閾値の変動に対してΔｔ０
の位相ずれが生ずるが、コンパレータ１０の出力信号で
は、図７にＩとして示すように、その閾値が変動しても
位相に変化が生じない。従って、コンパレータ９，１０
の閾値の変動により、これらの出力信号にΔｔ０という
大きな位相のずれが生じてしまい、信号処理用アクティ
ブフィルタ２の正しい特性制御ができなくなる。この具
体例の場合には、かかる問題も解消できるのである。

【００３０】以上は、方形波状の基準周波数信号Ａを三
角波状信号に波形変換して参照用フィルタ６の入力信号
Ｂとしたが、図９に示すように、方形波状の基準周波数
信号Ａを台形波状信号に波形変換して参照用フィルタ６
の入力信号Ｂとしてもよい。この場合には、図８に示す
ように、例えば図２に示した構成の波形変換手段５の次
段にリミッタ１４を設ければよい。また、図１０に示す
ように、波形変換手段５としてローパスフィルタ５’を
用いるようにしてもよく、この場合、その特性を方形波
状の基準周波数信号Ａの高調波成分を充分減衰させられ
るように設定する。これらいずれの方法でも、三角波状
信号に変換する場合と同様の効果を得ることができる。

【００３１】また、信号処理用アクティブフィルタを主
体として構成されるアクティブフィルタシステムにおい
ても、この信号処理用アクティブフィルタの特性変動を
補正するために、以上説明した実施例を適用することが
でき、特に、かかるアクティブフィルタシステムをＬＳ
Ｉ化する場合においては、ＬＳＩの製造バラツキに起因
する信号処理用アクティブフィルタの特性のバラツキを
低減することができ、高精度なアクティブフィルタシス
テムのＬＳＩ化が可能になる。

【００３２】図１１は以上説明した実施例をノイズ除去
フィルタとして用いたハードディスク装置の一具体例を
示す構成図であって、１５は磁気ヘッド、１６はリード
／ライトアンプ、１７はＡＧＣアンプ、１８は上記実施
例のノイズ除去フィルタ、１９は波形整形回路、２０は
データセパレータ、２１はディスク装置制御回路、２２
はサーボ系回路、２３はインターフェース、２４はホス
トコンピュータ、２５はディスク媒体、２６はハードデ
ィスク装置である。

【００３３】同図において、データの書込みに際して
は、ホストコンピュータ２４からハードディスク装置２
６に書込みデータとともに書込みコマンドが送られ、こ
れらは、インターフェース２３を介してディスク装置制
御回路２１に供給される。このディスク装置制御回路２
１はサーボ系回路２２に書込み動作を指令し、これによ
ってサーボ系回路２２はディスク媒体２５の回転や磁気
ヘッド１５の位置を制御する。

【００３４】一方、書込みデータはディスク装置制御回
路２１からデータセパレータ２０に送られて記録符号に
変調され、リード／ライトアンプ１６を介して磁気ヘッ
ド１５に供給される。このようにして、書込みデータは
ディスク媒体２５の所定の位置に記録される。

【００３５】データの読出しに際しては、ホストコンピ
ュータ２４からハードディスク装置２６に読出しコマン
ドが送られ、インターフェース２３を介してディスク装
置制御回路２１に供給される。このディスク装置制御回
路２１はサーボ系回路２２に読出し動作を指令し、これ
によってサーボ系回路２２はディスク媒体２５の回転や
磁気ヘッド１５の位置を制御する。

【００３６】そして、データの読出し動作が開始して磁
気ヘッド１５によってディスク媒体２５からデータが読
み出される。この読出し信号は、リード／ライトアンプ
１６で増幅され、ＡＧＣアンプ１７で振幅が一定とされ
た後、上記実施例であるノイズ除去回路１８でノイズ成
分が除去され、波形整形回路１９でパルス波に整形され
る。この波形整形回路１９の出力信号はデータセパレー
タ２０で元のデータに復調され、ディスク装置制御回路
２１、インターフェース２３を介してホストコンピュー
タ２４に送られる。

【００３７】ところで、一般に、ディスク媒体２５から
磁気ヘッド１５によって読み出された信号はデータ成分
の他にノイズ成分を含んでいるが、データ成分が持って
いる周波数領域が限られている場合には、ディスク媒体
２５からの読み出し信号のうちのこの周波数領域以外の
成分を、不要なノイズ成分として、ノイズ除去回路１８
により取り除く。これにより、データ化け等の誤動作を
未然に防止することができる。このノイズ除去回路１８
として上記の実施例を用いることにより、そのカットオ
フ周波数等の特性を高精度に制御できるため、より高精
度で高効率にノイズ除去を行なうことができる。

【００３８】また、上記実施例では、基準周波数信号に
より信号処理用アクティブフィルタの特性を自由に設定
できるため、ディスク媒体２５上の記録位置等からデー
タ転送速度が変化するＣＤＲ（Constant Dencity Recor
ding）方式等に最適である。

【００３９】さらに、図１１に示した構成と同様な構成
で、他のディスク型記憶媒体を用いた記録再生装置（フ
ロッピーディスク装置や光ディスク装置等）やテープ型
記録媒体を用いた記録再生装置（ＭＴ装置等）に上記実
施例を用いた場合も、同様な効果が得られる。

【００４０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
方形波状の基準周波数信号を用いて、正弦波状の周波数
基準信号を用いた場合と同程度の精度で特性変動を検出
することができ、従って、信号処理用アクティブフィル
タの特性変動の補正に際し、その補正誤差を大幅に低減
することができるし、ディジタル処理に通常用いられて
いる方形波状のクロック信号等を上記基準周波数信号と
して利用可能となるために、正弦波状の基準周波数信号
の発生手段を別に設ける必要がなく、部品点数の削減、
装置の簡略化が図れてコストの低減が達成できる。

【００４１】また、本発明によると、制御信号生成手段
としてコンパレータ等を含む位相同期回路を用いた場
合、コンパレータの閾値にずれが生じても、信号処理用
アクティブフィルタの特性制御の際の誤差を低減でき
る。

【００４２】さらに、本発明によると、記録再生装置に
ノイズ除去フィルタとして用いることにより、ノイズ成
分をより高精度に除去することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による信号処理用アクティブフィルタの
自動特性調整回路の一実施例を示すブロック図である。

【図２】図１における波形変換手段の一具体例を示すブ
ロック図である。

【図３】図２に示した具体例の入出力信号を示す波形図
である。

【図４】図１における参照用フィルタが１次のローパス
フィルタであるときの、異なる波形の入力信号に対する
出力信号を示す波形図である。

【図５】図１における参照用フィルタが２次のローパス
フィルタであるときの、異なる波形の入力信号に対する
出力信号を示す波形図である。

【図６】図１に示した実施例の制御信号生成手段を具体
的に示したブロック図である。

【図７】図６に示した具体例でのコンパレータの閾値の
変動に対する特性補正誤差を示す図である。

【図８】本発明による信号処理用アクティブフィルタの
自動特性調整回路の他の実施例の要部を示すブロック図
である。

【図９】図８に示した実施例の入出力信号を示す波形図
である。

【図１０】本発明による信号処理用アクティブフィルタ
の自動特性調整回路のさらに他の実施例を示すブロック
図である。

【図１１】本発明を用いたハードディスク装置の一例を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 信号処理用アクティブフィルタ ３ 出力端子 ４ 基準周波数信号の入力端子 ５ 波形変換手段 ５’ ローパスフィルタ ６ 参照用フィルタ ７ 制御信号生成手段 ９，１０ コンパレータ １１ 遅延回路 １２ 位相比較手段 １３ ループフィルタ １４ リミッタ

フロントページの続き (72)発明者 立山 強 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立画像情報システム内 (72)発明者 鈴村 伸太郎 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立画像情報システム内 (72)発明者 宮沢 章一 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所マイクロエレクトロニク ス機器開発研究所内 (72)発明者 浦上 憲 東京都小平市上水本町五丁目22番１号 株 式会社日立製作所半導体設計開発センタ内

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 信号処理用アクティブフィルタの特性変
   動を補正するものであって、 該信号処理用アクティブフィルタの特性変動とともにこ
   れと同様の特性変動をなす参照用フィルタと、制御信号
   生成手段とを備え、 該制御信号生成手段は、基準周波数の信号が入力される
   該参照用フィルタの出力信号から該参照用フィルタの特
   性変動を検出して、その検出結果に応じた制御信号を生
   成し、該制御信号を該信号処理用アクティブフィルタの
   特性変動を補正する特性制御信号とするアクティブフィ
   ルタの自動特性調整回路において、 基準信号源からの基準周波数の信号をこれよりも高調波
   成分が少ない波形の信号に変換する波形変換手段を設
   け、 該波形変換手段の出力信号を該参照用フィルタに入力さ
   れる上記の基準周波数の信号とすることを特徴とする信
   号処理用アクティブフィルタの自動特性調整回路。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記波形変換手段は、方形波信号を三角波信号に変換す
   ることを特徴とする信号処理用アクティブフィルタの自
   動特性調整回路。
3. 【請求項３】 請求項１において、 前記波形変換手段は、方形波信号を台形波信号に変換す
   ることを特徴とする信号処理用アクティブフィルタの自
   動特性調整回路。
4. 【請求項４】 請求項１において、 前記波形変換手段はローパスフィルタからなり、方形波
   信号を入力信号として、該入力信号の高周波成分を減衰
   することを特徴とする信号処理用アクティブフィルタの
   自動特性調整回路。
5. 【請求項５】 アクティブフィルタシステムに設けたこ
   とを特徴とする請求項１，２，３または４に記載の信号
   処理用アクティブフィルタの自動特性調整回路。
6. 【請求項６】 ＬＳＩ化されたアクティブフィルタシス
   テムに設けたことを特徴とする請求項１，２，３または
   ４に記載の信号処理用アクティブフィルタの自動特性調
   整回路。
7. 【請求項７】 請求項１，２，３，４，５または６にお
   いて、 前記信号処理用アクティブフィルタが記録再生装置のノ
   イズ除去用フィルタであることを特徴とする信号処理用
   アクティブフィルタの自動特性調整回路。