JP6130434B2

JP6130434B2 - 波長可変光源を利用した光干渉断層撮影法の方法及び装置

Info

Publication number: JP6130434B2
Application number: JP2015099884A
Authority: JP
Inventors: ジョセフ・エム・シュミット
Original assignee: ライトラボ・イメージング・インコーポレーテッド
Priority date: 2007-01-10
Filing date: 2015-05-15
Publication date: 2017-05-17
Anticipated expiration: 2028-01-10
Also published as: US20180003482A1; US20080165366A1; CN101600388B; CN102973243A; US20110216325A1; US7916387B2; WO2008086017A1; JP5750138B2; CN102973243B; CN105581776B; US9702687B2; EP2897239A1; US20110101207A1; CN105581776A; EP2106240A1; ES2534572T3; US8902941B2; JP2013190438A; JP2010515919A; JP2017122740A

Description

本発明は光学的撮影の分野に関し、より詳しくは、光源として波長可変レーザを採用する光干渉断層撮影法（ＯＣＴ）の設計及び実施に関する。

光干渉断層撮影法（ＯＣＴ）は干渉法による撮影法であり、眼科、心臓病科、消化器科及びその他の医療分野において広く利用されている（非特許文献１）。ＯＣＴでは、小径の光ファイバプローブを介し、表面付近の構造を高解像度（２−１５μｍ）で見ることができるため、特に、組織や器官の低侵襲的な撮影に有用である。市販の時間領域ＯＣＴシステムでは、動きの速い器官や表面積の大きい器官をスムーズにリアルタイムで可視化するのに十分な走査速度が得られない。例えば、鼓動する心臓では、ＯＣＴによる冠状動脈の撮影は困難である。これは、プローブの視野から血液が除去されている間に、動脈の長い領域（３ｃｍを越える）を明瞭に視覚化できるように、素早く撮影を行わなければならないためである。現状の市販のＯＣＴシステムによる冠状動脈撮影の画像収集率は、毎秒約１５画像に限られる。この収集速度では、３ｃｍの動脈領域を撮影するのに、少なくとも３０秒間、バルーンで血流を遮断する必要がある。画質をそれほど落とすことなく、ＯＣＴシステムの画像収集率が少なくとも一桁向上すると、バルーンによる長時間の血液遮断を避けることができる。すると、生理食塩水を２〜３秒間ボーラス投与するだけで、動脈領域を撮影することができ、心筋虚血のおそれを低減しつつ、撮影手順を簡略化することができる。

時間領域ＯＣＴシステムは、路長走査を行うために、干渉計への入力として、機械的に作動するリファレンスアームを備える広帯域光源を採用する。リファレンスアームの路長を変化させ、各深度に存在する構造からの反射で生成された干渉信号を、ポイント毎に測定する。この測定方式では、装置の動力学的な拘束と、光源のスペクトルパワー密度との双方により、最大走査速度が制限される。４０〜６０ｎｍのスペクトルバンド幅の全域に亘って２５ｍＷの出力パワーを有し、発光能力が非常に優れた光源を利用するシステムでは、組織撮影のための適切なＳＮ（信号対雑音）比（９０ｄＢを超える）を維持しつつ、深部で走査を行うのに得られる最大速度は、毎秒約２５ｍである。したがって、５ｍｍの深度に存在する対象物の線画像は、毎秒１０ｍくらいの速度では、５１２得られる。

周波数領域（フーリエドメインとも称される）（ＦＤ）ＯＣＴは、フーリエ変換（機械的に作動する長い装置が不要）に基づく光周波数弁別法を利用することで、このような速度の制約を解決している（特許文献１、非特許文献２）。ＦＤ−ＯＣＴは、ポイント毎にサンプルからデータ取得して有用な動力を浪費してしまう代わりに、複数の深度から同時に情報を収集し、各深度で生成される信号の光周波に従ってそれぞれの反射を弁別する。ＦＤ−ＯＣＴ撮影は、広帯域光源でサンプルに光を当て、分光計で反射光をアレイ検出器に分散させる。あるいは、高速波長可変レーザでサンプルに光を当て、波長掃引の間反射する光を一の光検出器で取得することもできる。いずれの場合も、記録された干渉信号をフーリエ変換し、各深度からの反射プロファイルを得る。これらの場合、１３００ｎｍスペクトル領域において、低コストで高性能を達成する可能性がある。このため、波長可変レーザ光源を利用するＦＤ−ＯＣＴシステムは、散乱性が強い組織内での物体撮影が必要な医療分野への利用について最も注目されている。

波長可変ＯＣＴ（ＳＳ−ＯＣＴ）の実現可能性が、いくつかの学術研究調査報告書で実証されている（非特許文献３、非特許文献４、非特許文献５、非特許文献６）。報告された殆どの高速ＳＳ−ＯＣＴシステムでは、電子的駆動のファブリ・ペロー・フィルタ又はモーター駆動の格子フィルタによって高速操作される短共振器レーザが採用されている。これまでに公開された実施では、ＳＳ−ＯＣＴの商用化を妨げる欠点が見られる。特に、現状の実施では、フーリエ変換する前に、データ取得後のリサンプリングか、記録データの補間が必要なデータ取得方式を採用しているため、リアルタイムのデータ取得及び表示が困難である。また、短空洞レーザは、干渉長が比較的短く、モードホッピングの傾向があるため、２〜３ｍｍを越える深度で光走査を行うと、ＳＮ比及び解像度が低くなってしまう。冠状動脈の撮影をはじめ、医療分野で利用される多くの場合では、５ｍｍを越える深度で光走査を行うことが必要である。

昨今のフーリエドメイン・モードロッキング（ＦＤＭＬ）の開発により、ＳＮ比及び解像度が深部で低くなる問題が解決されている（特許文献２、非特許文献７）。しかしながら、ＦＤＭＬを利用したＳＳ−ＯＣＴシステムの現実の実施においては、いくつかの技術的な課題が見られる。本発明は、これら課題に対処し、かつ解決するものである。

米国特許第６，１６０，８２６号明細書米国特許出願公開第２００６／０１８７５３７号明細書

フアン・ディー(Huang D)、スワソン・イーエー(Swanson EA)、リン・シーピー(Lin CP)、シューマン・ジェーエス(Schuman JS)、スティンソン・ダブリュージー(Stinson WG)、チャン・ダブリュー(Chang W)、ヒー・エムアール(Hee MR)、フロッテ・ティー(Flotte T)、グレゴリー・ケー(Gregory K)、プリアフィト・シーエー(Puliafito CA)及びフジモト・ジェージー(Fujimoto JG)著、「光干渉断層法("Optical coherence tomography)」、サイエンス(Science)、1991年、第254巻(VoI 254)、p.1178-p.1181 チョーマ・エムエー(Choma MA)、サルニク・エムヴィ(Sarunic MV)、ヤン・シー(Yang C)、及びイザット・ジェー(Izatt J)著、「掃引光源及びフーリエドメイン光干渉断層法の感度利点(Sensitivity advantage of swept source and Fourier domain optical coherence tomography)」、オプト・エクスプレス(Opt. Express)、2003年、第11巻(Vol. 11)、p.2183-p.2189 チン・エスアール(Chinn SR)、スワソン・イーエー(Swanson EA)、及びフジモト・ジェージー(Fujimoto JG)著、「周波数操作型光源を利用した光干渉断層法(Optical coherence tomography using a frequency-tunable optical source)」、1997年、オプト・レット(Opt. Lett.)、第22巻(Vol. 22)、p.340-p.342 ユン・エスエッチ(Yun SH)、ティアニー・ジージェー(Tearney GJ)、ボウマ・ビーイー(Bouma BE)、パーク・ビーエッチ(Park BH)，、及びデボアー・ジェーエフ(de Boer JF)著、「1.3 [mu]m波長における高速スペクトル領域光干渉断層法(High-speed spectral domain optical coherence tomography at 1.3 [mu]m wavelength)」、オプティクス・エクスプレス(Optics Express)、2003年、第11巻(Vol. 11)、p. 3598-p.3604 チョーマ・エムエー(Choma MA)、フス・ケー(Hsu K)、及びイザット・ジェー(Izatt J)著、「全ファイバ化1300 nmリングレーザ光源を利用した掃引光源光干渉断層法(Swept source optical coherence tomography using an all-fiber 1300 nm ring laser source," J. Biomed. Optics, Vol. 10, p. 044009 (2005) フーバー・アール(Huber R)、ボトコブスキ・エム(Wojtkowski M)、タイラ・ケー(Taira K)、フジモト・ジェージー(Fujimoto JG)、及びフス・ケー(Hsu K)著、「周波数領域リフレクメトリ及びOCT撮影のための増幅周波数掃引レーザ：設計及びスケーリング法(Amplified, frequency-swept lasers for frequency domain reflectometry and OCT imaging: design and scaling principles)」、オプト・エクスプレス(Opt. Express)、2005年、第13巻(Vol. 13)、p.3513-p.3528 フーバー・アール(Huber R)、ボトコブスキ・エム(Wojtkowski M)、及びフジモト・ジェージー(Fujimoto JG)著、「フーリエドメインモードロック(FDML)：光干渉断層法のための新しいレーザ操作方式及び適用法(Fourier Domain Mode Locking (FDML): A new laser operating regime and applications for optical coherence tomography)」、オプティクス・エクスプレス(Optics Express)、2006年、第14巻(Vol. 14)、p.3225-p.3237

本発明は、連続的にリアルタイムで画像表示を行いつつ、安定的に、低ノイズで、かつ効率よく、高速で波長可変ＯＣＴ（ＳＳ−ＯＣＴ）システムを操作できる装置及び方法に関する。ここに詳述される方法は、従来より実施されているＳＳ−ＯＣＴシステムの不利点（低いノイズ特性、狭い走査範囲、レーザ空洞の複屈折性及び分散性の影響、位相ジッタ、及びサンプリング速度の制限を含む）を克服する。

一の態様において、本発明は、光干渉断層撮影データ収集器に関する。この収集器は、それぞれ異なる偏光依存性利得を有する第一利得要素及び第二利得要素と、空洞が形成されたフーリエドメインモードロックレーザとを有することができる。当該レーザは、レーザ空洞中に設けられた第一利得要素と光学的に接続される周波数同調要素を備え、第二利得要素はレーザ空洞外に設けることができ、第一利得要素の偏光依存性利得は第二利得要素の偏光依存性利得よりも小さい。

前記収集器は、ＡＤ変換器にクロック信号を出力するサンプルクロック発生器を有することができ、ＡＤ変換器は、メイン干渉計が出力する干渉信号をサンプリングすることが可能である。また前記収集器は、サンプルクロック発生器から得られる制御信号の少なくとも一つを用いて、フーリエドメインモードロックレーザに備えられた周波数同調要素の駆動周波数を安定化するデジタルコントロールシステムを有することができる。前記フーリエドメインモードロックレーザは、偏光モード分散効果を低減するように相対的な配置が調整された一対のファイバコイルを有する光遅延要素を備えることができる。

前記サンプルクロック発生器は、サンプルクロック干渉計、受光器、自動利得制御増幅器、周波数逓倍器（multiplier）、ゼロ交差検出器及び／又はクロックスイッチを備えることができる。また、一対の２×２ファイバ結合器を備えるマッハ・ツェンダー干渉計、サンプルアームとリファレンスアームの長さが不一致のマイケルソン干渉計、２つの部分的反射面を有する要素を備える共通光路マイケルソン干渉計及び／又はファブリ・ペロー干渉計を備えることもできる。前記サンプルクロック発生器は、アナログ乗算器を備えることができる。当該アナログ乗算器は、入力された干渉信号を乗算する機能を実行する。前記サンプルクロック発生器は、位相シフトＲＦパワースプリッタを介して伝送される干渉信号から取得される２つの信号を乗算するアナログ乗算器を備えることもできる。また、位相がシフトされた２つのパルス列を伝送するための排他的理論和演算回路を有することができ、パルス列は、干渉信号に適用されるゼロ交差検出器とゼロ交差検出器が出力する遅延レプリカから取得される。さらに、位相がシフトされた２つのパルス列を伝送するための排他的理論和演算回路を有することができ、パルス列は、位相シフトパワースプリッタから取得される正弦波に適用されるゼロ交差検出器から取得される。

前記サンプルクロック干渉計は、２×２結合器と３×３結合器との組合せから、位相がシフトされた干渉信号を周波数変調のために生成することができる。３×３結合器のパワースプリット率は、位相が概ね９０度異なる２つの干渉信号を得るよう選択される。前記収集器は、４×４結合器をさらに備えることができ、当該４×４結合器は、直交位相関係を有する２つの平衡信号を生成し、前記サンプルクロック発生器は、１つのＡＤＣクロック信号を生成する。また、前記基準クロック発生器は、ＡＤ変換器に出力する位相が９０度異なる２つのクロック信号を用いてＯＣＴデータを記録することにより、フーリエ変換用の複素信号を生成することができる。

他の一の態様において、本発明は、光干渉断層撮影方法に関する。この方法は、空洞が形成され、当該空洞中に設けられた第一利得要素を備えるフーリエドメインモードロックレーザから光を照射する段階を含むことができる。また、第一利得要素及び第二利得要素がそれぞれ異なる偏光依存性利得を有し、前記空洞外に設けられた第二利得要素を介して照射された光を伝送する段階を含むことができる。この場合、第一利得要素の偏光依存性利得は第二利得要素の偏光依存性利得よりも小さい。さらに、メイン干渉器の出力における干渉信号を、ＡＤ変換器を用いてサンプリングする段階を含むこともでき、当該ＡＤ変換器は、サンプルクロック発生器からクロック信号が入力される。また、少なくとも一の制御信号がサンプルクロック発生器から取得されるデジタル制御システムを用いて、レーザの周波数同調要素の駆動周波数を最適化する段階を含むこともできる。

前記方法は、前記メイン干渉計からのＯＣＴ信号をデュアルチャンネルで取得するために、４×４結合器を用いて直交位相関係を有する２つの平衡信号を生成する段階をさらに含むことができ、前記サンプルクロック発生器からＡＤ変換器へ出力されるクロック信号は１つだけ必要とされる。前記駆動周波数を最適化する段階は、光遅延要素のゼロ分散波長付近の狭通過帯域を有するファイバブラッグフィルタを介するパルス伝送時間τで、サンプルクロック干渉計の受光器から出力された干渉信号の瞬時ＲＭＳ振幅φ（ｔ）を測定する段階と、φ（ｔ）値が最大となるようにダイレクトデジタルシンセイサイザ（ＤＤＳ）発生器を調整する段階とを含むことができる。

前記駆動周波数を最適化する段階は、駆動波形のゼロ交差時点と初期レーザ掃引のゼロ交差時点との間の所望の遅延Ｄを測定する段階と、固定遅延τ−Ｄを維持するようにＤＡ変換器によってｄｃバイアスを調整する段階とをさらに含むことができ、τは、光遅延要素のゼロ分散波長付近の狭通過帯域を有するファイバブラッグフィルタを介するパルス伝送により測定される時間である。

他の態様において、本発明は、光干渉断層撮影データ収集器に関し、この収集器は、入力と出力とを行う干渉計と、当該出力からの干渉信号をサンプリングするＡＤ変換器と、それぞれ異なる偏光依存性利得を有する第一利得要素及び第二利得要素と、空洞が形成され、前記干渉計と光学的に接続されたフーリエドメインモードロックレーザとを備えることができる。前記レーザは、レーザ空洞中に設けられた第一利得要素と光学的に連通する周波数同調要素と、レーザ空洞外に設けられた第二利得要素とを備えることができる。前記収集器は、ＡＤ変換器にクロック信号を出力するサンプルクロック発生器と、当該サンプルクロック発生器から得られる制御信号を用いて周波数同調要素の駆動周波数を安定化するデジタルコントロールシステムとを備えることもできる。前記第一利得要素の偏光依存性利得は第二利得要素の偏光依存性利得よりも小さい。前記レーザは、偏光モード分散効果を低減するよう相対配向が調整された一対のファイバコイルを有する光遅延要素を備えることができる。

前記サンプルクロック発生器は、サンプルクロック干渉計、受光器、自動利得制御増幅器、周波数逓倍器、ゼロ交差検出器及び／又はクロックスイッチを備えることができる。また、アナログ乗算器を備えることもでき、当該アナログ乗算器は、入力された干渉信号を乗算する機能を実行することができる。

他の態様において、本発明は、ＦＤＭＬレーザ空洞内に設けられた同調要素の有用なデューティサイクルを向上させる方法に関する。この方法は、周波数同調要素のデューティサイクルの一部を直線化する段階と、フィルタを駆動する段階とを含む。フィルタは、周波数が高調波関係にあり、それぞれの振幅及び位相が調整可能な複数の位相固定正弦波を組合わせる。一の実施形態では、位相固定デジタルダイレクト合成集積回路により、振動数がｆと２ｆの周波数を有する正弦波を２つ生成し、これら正弦波の重み付き総和により、ピエゾ電子又はマイクロ電気機械システム（ＭＥＭｓ）のファブリ・ペロー同調フィルタで平滑なランプ波形に近似した変位を生じさせる。他の実施形態では、位相固定デジタルダイレクト合成集積回路により、振動数がｆと３ｆの周波数を有する正弦波を２つ生成し、これら正弦波の重み付き総和により、ピエゾ電子又はマイクロ電気機械システム（ＭＥＭｓ）のファブリ・ペロー同調フィルタで三角波形の変位を生じさせる。

本発明の一の実施形態では、低偏光依存性利得（ＰＤＧ）を得るためにレーザリング内の半導体光増幅器（ＳＯＡ）が選択され、高偏光依存性利得を得るために光リング外のブースタ半導体光増幅器が選択される。低偏光依存性利得の半導体光増幅器を利用することで、レーザの出力光の偏光状態のばらつきは殆どなくなるが、掃引中のレーザ出力の偏光状態のばらつきをなくすことはできず、これがＳＳ−ＯＣＴシステムの性能を低下させる可能性がある。ここに開示されるいくつかの実施形態では、振幅及び偏光の双方のばらつきを克服する。レーザリング内の低偏光依存性利得の半導体光増幅器の出力で偏光ばらつきがあっても、ブースタ半導体光増幅器が一の偏光軸において十分な増幅を行い、全波長において利得飽和に達するためである。

本発明の一の目的は、ＦＤＭＬレーザの長いリング空洞を周回する光の偏光状態を安定化する方法を提供することである。これら方法は、ＦＤＭＬ原理を利用するＳＳ−ＯＣＴシステムの性能と製造可能性を向上させる。

本発明の他の目的は、種々のタイプのＳＳ−ＯＣＴシステムから、干渉計システムで直接取得される安定したサンプルクロックを生成する光電子装置及び方法を開示することである。これら方法は、位相雑音を減少させ、ダイナミックレンジを拡張し、得られた干渉信号の取得スピードを向上させる。

本発明のさらに他の目的は、ＦＤＭＬを利用するＳＳ−ＯＣＴシステムのフィードバックを安定化させる光電子装置及び方法を開示することである。開示された実施形態には、周波数アジャイルのデジタルダイレクト合成器（ＤＤＳ）波形生成器と、電子フィードバック変数を最適化するデジタルマイクロコントローラとが含まれている。併せて、ＦＤＭＬレーザの波長掃引が開始する波長を安定化させる方法も開示されている。

本発明のさらに他の目的は、波長可変レーザの光周波数掃引のデューティサイクルを線形化し、かつ向上させる方法を開示することである。これら方法は、高い走査繰り返し率で作用し、ピエゾ電子又はマイクロ電気機械システム（ＭＥＭｓ）のアクチュエータ（共振性が高いアクチュエータを含むが、それらに限られない）に適用される。

本発明のさらに他の目的は、折り返しアーティファクトを低減することである。一の実施形態では、検査対象部分がその反対側に投影されると、折り返しアーティファクトが発生し、最終的に得られる画像が不鮮明になってしまう。折り返しアーティファクトとは、ここで用いられるように、位相ラッピング、ラップアラウンド、及びＯＣＴデータキャプチャが関係するエイリアシングが原因の不鮮明さ、のいずれをも指す。

上記方法及びシステムは、以下の説明、図面及び請求の範囲によって説明される。

本発明の上記目的及び特徴は、下記の詳細な説明を、添付の図面と併せて参照することにより、より完全に理解される。図面は、概して発明の本質を説明することに重点が置かれ、必ずしも縮尺どおりではない。図面中、異なる図面を通して使用されている同一符号は、同一部位を示す。

本発明の一実施形態におけるＳＳ−ＯＣＴシステムのブロック図を示す。本発明の一実施形態における、偏光安定性が高い出力を行うＦＤＭＬの好適例を示す。本発明の一実施形態による、偏光モード分散を減少させるためにα〜９０度角で配置された一対の光ファイバコイルを有する図２の光遅延要素の他の構成を示す。本発明の一実施形態によるサンプルクロック発生器の概要を示す。本発明の実施形態による、図４の周波数逓倍器の他の２つの実施形態５（ａ）及び５（ｂ）を示す。本発明の他の実施形態による２つの周波数逓倍器６（ａ）及び６（ｂ）を示す。本発明の他の実施形態による、従来のマッハ・ツェンダー・サンプルクロック干渉計を３×３位相スプリット干渉計に置き換えたサンプルクロック発生器を示す。本発明の一実施形態による、２つの直交出力を最初にゼロ交差検出器を通過させ、次いでＸＯＲ演算し、周波数が２倍のＡＤＣクロックを生成する図７のサンプルクロック発生器の変形例を示す。本発明の他の実施形態によるサンプルクロック発生器の例を示す。、本発明の一実施形態による、メイン干渉計からのＯＣＴ信号を直交検出するための独立のクロックとして直角位相のサンプルクロックが採用される構成を示す。本発明の一実施形態による、メイン干渉計からの平衡直交位相ＯＣＴ信号をデュアルチャンネルで取得するための４×４結合器の利用を示す。本発明の一実施形態による、ＦＤＭＬを利用したＳＳ−ＯＣＴシステムの駆動周波数を最適化及び安定化させるためのデジタルフィードバックループの具体例を示す。本発明の一実施形態による、ＦＤＭＬレーザ中の周波数同調要素の駆動波形の周波数を最適に及び不適切に（低すぎる又は高すぎる）に調整したときのクロックフリンジ制御信号の振幅と形態（ＲＭＳフリンジ振幅）の測定結果を示す。本発明の一実施形態による、ＦＤＭＬレーザ中の周波数同調要素に加えられるｂｃバイアス電圧を最適化及び安定化させるためのデジタルフィードバックループの具体例を示す。本発明の一実施形態による、ピエゾ駆動のファブリ・ペロー・フィルタの典型的な高い共振周波数応答を示す。本発明の一実施形態による、例示の駆動波形の線形化法の基礎とされるフーリエ合成法の原則を示す。本発明の一実施形態による、ピエゾ駆動のファブリ・ペロー同調フィルタの合成高調波を線形化する構成例を示す。本発明の一実施形態による、同調フィルタ線形回路の具体例を示す。

以下の説明においては、本発明のいくつかの実施形態を示す添付図面を参照する。他の実施形態も可能であり、また本発明の範囲を逸脱しない範囲で実施形態に変更を加えることも可能である。したがって、下記の詳細な説明は、本発明を限定するものではない。むしろ、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲に基づいて定められる。

本発明は、概して、例えば死体又は生体内の組織等、種々の組織を撮影するのに適した改良版波長可変ＯＣＴ（ＳＳ−ＯＣＴ）に利用される装置及び方法に関する。典型的には、これらシステムは、フーリエドメインモードロッキング（ＦＤＭＬ）アプローチに基づくものである。ここで述べるシステム及び方法において、フーリエドメイン・モードロッキング（ＦＤＭＬ）を利用することにより、光走査の深度が大きくなるとＳＮ比及び解像度が低くなるという問題が解決される。しかしながら、ＦＤＭＬを利用したＳＳ−ＯＣＴシステムの現実の実施においては、いくつかの技術的な課題が見られる。

第一に、ＦＤＭＬを利用したＳＳ−ＯＣＴシステムの作動時において、安定性及び低ノイズ状態を確実にするために、レーザ空洞の複屈折性及び分散特性の影響を最小限に抑える必要がある。第二に、周波数モードロック状態を維持するために、同調フィルタを駆動させる波形周期は、位相ジッタが極めて低くなければならず、かつ、レーザ空洞内で生じる往復遅延と正確に合致する必要がある。駆動波形と往復遅延との周期が、極僅か（例えば１０ｐｐｍ）異なるだけでも、レーザの干渉性及びノイズ特性は著しく低減する。

さらに、外部の影響を相殺するために、空洞の長さに応じて駆動波形の周期を変化させる必要がある。第三に、取得された干渉信号の位相及び振幅の特性を一定にするために、都度の掃引において、掃引開始の波長が一定でなければならない。第四に、高解像度で出力を行うＦＤＭＬレーザを確実にリアルタイムで操作するために、干渉信号を高速かつ正確な光周波数間隔でサンプリングしなければならない。

本発明の態様は、ＦＤＭＬを利用した種々のＳＳ−ＯＣＴシステムに特定部品を組み込み、全体の構造に適応させることで上記課題に対処する装置及び方法を説明するものである。したがって、ここで述べる本装置及び方法は、安定的に、低ノイズで、かつ効率よく、高速でＳＳ−ＯＣＴを操作することを可能とし、連続的にリアルタイムで画像表示させる。ここに述べる方法は、ＳＳ−ＯＣＴシステムの従来の実施における課題（コストが高いこと、構造が複雑なこと、ノイズ特性が低いこと、走査範囲が限られていることを含む）を解決するものである。

特に、ここに開示するシステムのいくつかにおいては、光回路での伝送時間を電子回路での切替時間に一致させるために一又は複数の長い光ファイバーループが使用されるため、温度変化及び機械的ストレス等の外部の影響により、光ファイバ内で望ましくない偏光効果が生じる。ここに開示する実施形態は、レーザリング内の偏光依存性利得が低い半導体光増幅器の出力で偏光ばらつきがあっても、ブースタ半導体光増幅器が一の偏光軸において十分な増幅を行い、全波長において利得飽和を達成し、振幅及び偏光のばらつきを解決するものである。このように、光回路での伝送時間を電子回路での切替時間に一致させるために長い光ファイバを使用することで生じる課題に対し、この半導体光増幅器をもって対処する。

本発明の全体態様、並びに上記課題に対処するシステム及び方法を示す種々の実施形態は、添付の図面でさらに詳細に説明される。図１は、ＯＣＴプローブの利用に適した、ＦＤＭＬ利用のシステムＳ_１の概要を示す。一方、図２は、望ましくない偏光効果を是正するための、例えば半導体光増幅器（これに限らない）のような利得要素の利用に関する詳細を示す。さらに、図３のシステムは、本発明の実施形態による図２の光遅延要素の他の構成を示し、この光遅延要素は、偏光モード分散を減少させるためにα（〜９０）度角で配置された一対の光ファイバコイルを有する。

図１に戻り、種々の特定部品を備えるＳＳ−ＯＣＴシステムＳ_１を説明する。図１に、本発明の実施形態で基本となるシステムの主要な部品を示す。詳しくは、図１は、光遅延要素１、光周波数同調要素２ａ、及び第一利得要素を有する波長可変（波長掃引）レーザＬを示す。周波数同調要素２ａは、周波数アジャイルのＤＤＳ（ダイレクトデジタルシンセサイズド）波形生成器３及びＤＡ変換器４から、制御入力を受ける。このシステムＳ_１は、ＦＤＭＬを実行し、上記利点を奏するよう構成されている。レーザＬからの光は、ＯＣＴプローブと光学的に連通するメイン干渉計へ入射される。ＯＣＴプローブからの光は、メイン干渉計に返され、受光器で受光された後、最後にスキャンデータに変換される。

図１に示すように、ＦＢＧ（ファイバブラッググレーティング）フィルタ６からの波長同期信号（λｓｙｎｃ）を入力し、レーザを安定させるためのマイクロコントローラ５も、システムＳ_１の一部品である。サンプルクロック発生器７は、サンプルクロックをメインＡＤ変換器（ＡＤＣ）に直接送る。本システムでは、サンプルクロック発生器７からマイクロコントローラ５へとクロックフリンジ制御信号も入力される。概して、図１に示される経路は、本実施形態に適するように図示される要素同士を経路に沿って電気的又は光学的に接続している。

図示されるように、ＦＤＭＬレーザＬからの光は、メイン干渉計によって、リファレンス経路とサンプルとに分割される。電子干渉信号は平衡受光器によって検出される。そして、受光器の出力信号は、メインＡＤＣで高速処理される。レーザＬからごく僅かな光がサンプルクロック発生器７に入ることにより、１）メインＡＤＣに入力するための低ジッタのサンプルクロックと、２）周波数同調要素２ａの交流駆動波形を安定させるために制御変数として用いられるクロックフリンジ信号とが生成される。

周波数同調要素として、例えばピエゾ駆動のファブリ・ペロー・フィルタや検流計駆動の格子フィルタが含まれる。レーザＬからのごく僅かな光は、狭帯域のファイバブラッグ格子フィルタを通過し、波長同期パルスを生成する第３受光器にも送られる。この同期パルスは、周波数同調要素の直流バイアス電圧を制御する参照時間マーカとして用いられる。マイクロコントローラは、交流駆動波形の周波数と直流バイアス電圧とをフィードバック制御するためのデータ取得とデジタル処理を行う。交流駆動の周波数は、マイクロコントローラが生成するデジタル制御ワード（通常は４バイトかそれ以上）に応じて、ＤＤＳ波形生成器（例えば、アナログデバイセズ社のＡＤ９９５２）によって制御される。

通常、ＤＤＳ波形生成器３は、２０〜１００ＫＨｚ範囲で正弦波を生成するよう構成されており、その周波数は０．０５Ｈｚより高い分解能で高速変化する。波形のジッタを極力低くするために、水晶振動子のように高周波数（通常は１００ＭＨｚを越える）で安定性の高い（１０ｐｐｍ未満）振動子を、ＤＤＳ波形生成器３の基準（baseline）クロックとして利用することができる。また、上記内蔵マイクロコントローラは、周波数同調要素の直流バイアス電圧を制御するためのデジタル制御ワードをＤＡ変換器４に送信する。

図１のシステムの概要と異なり、図２は、偏光安定性が高い出力を行うＦＤＭＬレーザの好適例を示す。図２の実施形態は図１のシステムで利用することができる。図２のＦＤＭＬレーザは、上述した機械的及び熱的ストレスで発生する、問題となる偏光効果に対処する。おおかまなレイアウトは特許文献２で開示されているものと似ているが、特定の要求を満たすために、第一及び第二利得要素が選択されている。特に、光ファイバリング（空洞）中の半導体光増幅器（ＳＯＡ）、すなわち第一利得要素は、低偏光依存性利得（ＰＤＧ）を得るために選択される。また、ブースタ半導体光増幅器、すなわち例示の第二利得要素は、高偏光依存性利得を得るために選択される。偏光依存性利得（ＰＤＧ）に関して「高」「低」という用語を利用するときは、高ＰＤＧ要素の偏光依存性は低ＰＤＧ要素の偏光依存性より大きいといったように、偏光利得の依存性の相対的なベルを示す。

一の実施形態では、ＰＤＧが約３ｄＢより低い増幅器等の利得要素は、低ＰＤＧ利得要素と考えられ得る。一方、ＰＤＧが約３ｄＢ以上の増幅器等の利得要素は、高ＰＤＧ利得要素と考えられ得る。また、この意味では、３ｄＢＰＤＧというのは、二直交偏光状態が互いに３ｄＢ以内に増幅されることを意味する。

リングで使用されるＳＯＡ（高ＰＤＧ型でも低ＰＤＧ型でも）が一つだったり、同じようなＰＤＧのＳＯＡがリングとブースタとの両方で使用される従来の構成では、レーザが広域波長で掃引すると、出力光の偏光状態のばらつきが大きくなる。これら影響の原因として考えられるのは、リング内の光遅延要素や他の光要素内の偏光モード分散（ＰＭＤ）の波長依存特性である。レーザ出力における掃引中の偏光状態のばらつきは、ＳＳ−ＯＣＴシステムのパフォーマンスを低下させる可能性があるが、低ＰＤＧのＳＯＡはそのばらつきを解消するものではないことに留意すべきである。

図２で示される構成は、振幅及び偏光のいずれのばらつきも解消する。低ＰＤＧリングＳＯＡ（第一利得要素）の出力で偏光にばらつきがあるとしても、ブースタＳＯＡ（第二利得要素）が一の偏光軸において十分な増幅を行い、全波長において利得飽和を達成するからである。

さて、図３に移行すると、図２の光遅延要素の他の構成が示されている。具体的に、図３に示される光遅延要素は、一対の光ファイバコイルを有し、これらは偏光モード分散（ＰＤＭ）を低減するために互いに角度φ（〜９０）度角で配置されている。図３に示される光ファイバ遅延要素の分割コイル構造は、ＦＤＭＬシステムで光回路の伝送時間を電子回路の切替時間に一致させるため用いられる光ファイバリング内で、ＰＤＭの影響をさらに減少させるよう考案されたものである。コイルを実質的に９０度と同等の角度φで配置することで、第一コイル内での直交偏光モード間の群遅延の差異は、第二コイル内での相対差異により相殺される。この相殺効果は、２つのコイルの複屈折軸の直交配置により生じる。このように、図３に示される実施形態は、より大きな光リングを用いた場合に顕著となる望ましくない偏光効果をさらに減少させる。

概して、本発明は、ＦＤＭＬを利用するＯＣＴシステムに使用される部品の選択及び組合せに関する。サンプルクロック発生器の選択も、本発明に属する。図１に示すように、サンプルクロック発生器７は、他の複数の制御装置及びＦＤＭＬレーザに接続されている。サンプルクロックの機能は、二つの面がある。一つはメインＡＤＣ用のサンプルクロックを発生させるため利用されること、もう一つはマイクロコントローラ５で使用されるクロックフリンジ制御信号を発生させるため利用されることである。

図１に示されるように、マイクロコントローラ５は、ＦＤＭＬレーザに接続又は一体化された周波数同調要素を制御する最適な駆動周波数を決定するために、クロックフリンジ制御信号を利用する。サンプルクロック発生器は、サンプルクロック干渉計で生成される正弦波干渉信号からの低ジッタクロックパルスを発生する。クロックパルスの間隔がレーザの掃引につれて変化しても、光周波数領域のクロックエッジは等間隔に維持される。これら特徴により、複雑なリサンプリング装置を必要とせずとも、特定の高速ＡＤＣ、例えば周波数可変クロックも許容するフラッシュＡＤＣやパイプラインＡＤＣ（例えば、ＡＤ９３４０）等に直接クロックを出力することが可能となる。このように、光パルス列の同期の重要性を考慮すると、それに関するクロック発生器の選択や種々の機能強化が、ＯＣＴプローブから得られるスキャンデータの全体的な質を向上させる。サンプルクロック発生器の実施形態に関する他の細部が、図４〜図１０でさらに詳細に示されている。

図４は、マッハ・ツェンダー干渉計１０の平衡出力から、ＡＤＣで用いられる安定したクロックを発生する、サンプルクロック発生器８の実施形態の概略を示す。周波数逓倍器１４（Ｍ＝２，３，…）により、ＡＤＣに出力するクロックの周波数を、マッハ・ツェンダーの干渉信号の基本周波数より高い周波数にすることが可能となる。水晶振動子１２やＲＦクロックスイッチ１３といった、連続的にクロッキングを行うＡＤＣの利用を可能とするオプショナル部品を有するサンプルクロック発生器の実施形態もある。

図４は、サンプルクロック発生器８の基本構成を示す。受光器は、本実施形態で、光路長の差がΔＬであるマッハ・ツェンダー干渉計１０として示されるサンプルクロック干渉計からの光干渉信号を、周波数が変化する正弦波形に変換する。この波形は、ＦＤＭＬレーザの掃引で生じる周波数帯域を通過するように、周波数ｆL及びｆH間の周波数帯域成分を選択的に透過させる通過帯域フィルタによってフィルタリングされる。フィルタリングされた波形は、掃引中に生成される干渉信号の振幅を均一化し、ゼロ交差検出後の位相エラーを低減するために、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器を通過する。

オプショナルの周波数逓倍器１４は、前記周波数帯域を通過した波形の周波数を、通常２〜４逓倍増幅する。周波数逓倍器１４（Ｍ＝２，３，…）により、ＡＤＣに出力するクロックの周波数を、マッハ・ツェンダーの干渉信号の基本周波数よりも高い周波数にすることが可能となる。これにより、波長可変レーザは、上記の光路長差がレーザのコヒーレンス長と同等に設定される際のナイキスト周波数よりも高い同期ＡＤＣクロッック周波数を生成できる。このため、逓倍処理によって、長い走査範囲を有する高解像度ＳＳ−ＯＣＴ用に設計されたクロック発生器の能力が高められる。逓倍処理の後、逓倍処理前の基本周波数を有する信号に含まれていた不要な高調波や残差信号成分を除去するため、波形が再度フィルタリングされる。

また、図４の実施形態では、波形は、ゼロ交差検出器により、時間領域では可変間隔のパルス列に変換されるが、光周波数領域では等間隔のパルス列に変換される。オプショナルのクロックスイッチは、水晶振動子やＲＦクロックスイッチで構成されており、周期的な掃引中に生成される可変周波パルス列に、固定周波パルス列を割り込ませる。クロックスイッチは、連続的なクロック入力を必要とするＡＤＣの利用を可能とする。

図４の周波数逓倍器の他の２つの実施形態が、図５（ａ）及び図５（ｂ）に示されている。具体的に、２つの周波数逓倍器の実施形態は、正弦波干渉信号を２倍（Ｍ＝２）にし、本発明の実施形態による取得時間中の範囲ｆ_Ｌ〜ｆ_Ｈで掃引する周波数にする。図５（ａ）では、アナログ乗算器は二乗回路として構成され、２つの入力は共に図４の平衡受光器４の出力から得られる。

図５（ａ）において、周波数逓倍器は、周波数倍増器として構成されるアナログＲＦ乗算器（例えば、アナログ乗算器ＡＤ８３４やＡＤ８３５）である。この構成により、正弦波入力を二乗して、周波数が２倍の正弦波を得る。帯域通過フィルタは、乗算の過程で生じるオフセットを除去する。図５（ａ）の他の実施形態が図５（ｂ）に示されている。図５（ｂ）において、周波数倍増器は、入力される正弦波形を、相対位相差が９０度の２つの正弦波形に分割する。

図５（ｂ）では、位相差９０度の一対の正弦波信号を周波数に殆ど影響されることなく生成するために、位相シフトパワースプリッタが使用される。２つの入力がアナログ乗算器に送られ、周波数が２倍の正弦波が生成される。位相がシフトされた２つの正弦波が乗算され、周波数が２倍の１つの正弦波が生成される。図５（ａ）の実施形態とは異なり、図５（ｂ）の実施形態では、乗算の過程でオフセットが生じないため、帯域通過フィルタを必要としない。

図６は、本発明の実施形態によるクロック周波数の倍増に利用される２つの他の周波数逓倍器の実施形態を示す。図６（ａ）の実施形態では、最初にゼロ交差検出器がサンプルクロック干渉計によって出力された正弦波を方形波に変換する。次いでこの方形波とそのデジタル遅延波との排他的論理和（ＸＯＲ）を演算によって、ＡＤＣで利用されるクロック信号を入力正弦波の２倍の周波数のクロックとして生成する。上記デジタル遅延波（遅延パルス例）は、デジタル遅延列により生成される。ここでの遅延τは、最短パルス間隔の４分の１に設定される。

図６（ｂ）の実施形態では、位相シフトパワースプリッタで位相差９０度の一対の正弦波信号が生成される。具体的には、パワースプリッタが入力正弦波を相対位相差９０度の２つの波形に分割する。次いでこれらの信号は方形波に変換され、ＸＯＲ演算されて、周波数が２倍のＡＤＣクロックが生成される。本実施形態では、サンプルクロックが、広周波数帯域の全域に亘り常時５０％のデューティサイクルを維持する利点がある。パイプライン型ＡＤＣの殆どは、能力を向上させるために、略５０％のデューティサイクルで作動される。

図７〜図９のサンプルクロック発生器の実施形態で示すように、電気領域と同様に光領域でも、干渉信号の周波数の逓倍処理に必要な遅延が実現される。これらの実施形態は、Ｎ×Ｎファイバ結合器を備えた干渉計内で結合する光信号間の位相関係を利用する。

例えば、図７の位相スプリット干渉計は、従来のマッハ・ツェンダー干渉計（光路長差ΔＬ）の出力２×２結合器を、３×３結合器に置き換えることで構成されている。３×３結合器が特定の分割値（〜約２９．３％：〜約４１．４％：〜約２９．３％）を有するとき、２つの出力の干渉信号は相対位相差が９０度となる。図７の実施形態では、２つの等振幅出力を直角位相にするために、約２９．３％：約４１．４％：約２９．３％のパワースプリット率が選択される。これら２つの出力を乗算し、ゼロ交差検出器を通過させる。このように、電気信号を別々に処理し、アナログ乗算器で結合して、周波数が２倍の正弦波を生成する。あるいは、図８に示すように、位相がシフトされた信号を、上述のデジタルＸＯＲ演算を利用して処理し、周波数が２倍のＡＤＣサンプルクロックを生成してもよい。

レーザの強度雑音で生じるクロック信号の減衰を抑えるために平衡光検出が必要なシステムでは、図９に示す実施形態が好適だと思われる。図９に示すように、従来のマッハ・ツェンダー干渉計の出力２×２結合器を、４つの出力を同等の光パワーに分割する４×４結合器に置き換えて、位相が反対極性にシフトされた光信号のペアを二対生成する。本実施形態は、直角位相関係にある平衡出力を生成する４×４位相スプリット干渉計を利用する。図８の実施形態のように、合成光信号を、デジタルＸＯＲ演算を利用して処理し、周波数が２倍のＡＤＣサンプルクロックを生成する。

図１０は、サンプルクロック発生器のさらに他の実施形態を示す。図４〜図９の実施形態とは異なり、本実施形態では、直角位相関係にある２つの独立したＡＤＣサンプルクロックを生成する。サンプルクロック干渉計の光路長差（ΔＬ）により設定された基本サンプリング周波数の一対のＡＤＣチャンネル上のメイン干渉計から、ＯＣＴ干渉信号を得るために、これら正弦・余弦クロックが利用される。

ＯＣＴ信号の複素フーリエ変換により、サンプルの深さ方向分析が再現されると共に、複素共役の曖昧さから生じる画像アーティファクトが抑えられる。ＳＳ−ＯＣＴシステムで実測値の干渉信号の実数成分をフーリエ変換して深さ方向分析を再現すると、基準（reference）反射器の両側で同距離オフセットした反射体が重ね合わさって生じるアーティファクトが問題となる。図１１に示すように、メイン干渉計から直角位相の信号（複素数信号）を取り出すために、同じＡＤＣクロックで同期する一対のＡＤＣを利用して、相似の光位相スプリット法が用いられる。

ＦＤＭＬレーザを利用するＳＳ−ＯＣＴでは、高ＳＮ比かつ広ダイナミックレンジを達成するために、レーザの繰り返し速度を規定するａｃ駆動波形と、掃引の中心波長を規定する周波数同調要素のｄｃバイアスとの双方を、精度よく制御する必要がある。一の実施形態では、最適なａｃ駆動波形は、空洞内の往復時間と波形の周期が一致し、レーザの瞬間線幅が最小になったときの周波数とされる。この周波数で、光遅延要素のゼロ分散波長（通常は１３１０−１３１５ｎｍ）でレーザが走査する時間ｔ＝τのとき測定すると、サンプルクロック干渉計の受光器が出力する干渉信号の瞬時ＲＭＳ振幅Φ（ｔ）が最大に達している。したがって、振幅Φ（τ）を最大に調整すると、最適な駆動周波数となる。

図１２は、デジタルフィードバックループの好適な一実施形態を示しており、狭帯域（通常、１ｎｍ未満）のファイバブラッグフィルタを介して１３１０ｎｍでパルスを伝送した時にＡＤＣでφ（ｔ）を記録するマイクロコントローラが使用される。マイクロコントローラは、記録値φ（ｔ）が最大値に達するまで、低ジッタで周波数アジャイルのＤＤＳ波形生成器の周波数を調整する。図１２の実施形態では、サンプルクロック発生器の受光器から出力され狭帯域フィルタリングされた干渉信号の瞬時ＲＭＳ振幅を検出することで、クロックフリンジ制御信号が得られる。ＲＭＳ振幅は、ＦＤＭＬレーザに備えられた光遅延要素のゼロ分散波長（１３１０ｎｍ）で周波数同調要素が走査する時に、コントロールＡＤＣでサンプリングされる。

ここで図１３に移行すると、サンプルクロック干渉信号の瞬時ＲＭＳ振幅が、最適調整周波数と、該最適値の上下の周波数とにおいて、どのように変化するかが示されている。波形の周波数は、連続的に更新することもできるし、レーザの最大ドリフト値で規定される間隔で断続的に更新することもできる。ａｃ駆動波形に加え、周波数同調要素のｂｃバイアスも、ＦＤＭＬを利用したＳＳ−ＯＣＴシステムが最高な性能を発揮するために、調整することができる。

図１４に、ｄｃバイアスを最適化するためのデジタルコントロールループの一実施形態を示す。すなわち、このループでは、ａｃ駆動波形がゼロ交差した後の固定遅延と一致するゼロ分散波長（１３１０ｎｍ）で、周波数同調要素が走査する時まで、ｄｃバイアスの大きさが調整される。このループでは、同調要素の電圧感度を変化させる外部環境に左右されずに、固定波長でレーザの波長走査が開始されるよう、ｄｃバイアスが調整される。周波数最適化コントロールループ（図１３）で採用されたのと同様のファイバブラッグフィルタが、波長基準（reference）として採用される。ＤＡ変換器（ＤＡＣ）を介してｄｃバイアスを調整することで、マイクロコントローラは、ＤＤＳ発生器からのａｃ駆動波形のゼロ交差と、ファイバブラッグフィルタに接続された受光増幅器の出力先の比較器で生成されるパルスエッジとの間の時間間隔を、一定レベルに維持する。

ここに開示するシステムを実施する際に、波形の生成と、フィルタの様式と、レーザの動作との関連性と、これらに関する商業的実現可能性とを考慮することは重要である。（１）正弦波形は安価なＤＤＳ集積回路で容易に生成でき、（２）共振応答性の良い高速同調フィルタの殆どが正弦波駆動で最も良く作動するが、正弦波を適用する際のこの利点を全てのレーザが享受できるわけではない。例えば、正弦波波長掃引ではなく、線形波長掃引を行うレーザは、ＳＳ−ＯＣＴシステムにとってより高性能の光源となる。正弦波波長掃引では、瞬時サンプリングクロック周波数が、正弦波の１周期での傾きに比例して、広周波数帯域に亘り変化する。通常、高精度の高速ＡＤＣは、既定帯域（例えば、約４０〜約２１０ＭＨｚ）のクロック周波数を許容する。その結果、干渉計で測定できる実際のデューティサイクルは、通常、約３３％に限られる。また、ナイキストサンプリング周波数は、サンプリングクロック周波数に比例して、連続的かつ急激に変化する。種々の実施形態で示されたトラッキングフィルタと直線化アプローチは、この実際のデューティサイクルの制限を克服する。

したがって、一の実施形態では、ＯＣＴ画像の好ましくない折り返しアーティファクトとなるエイリアシングを防ぐため、ＡＤ変換前の干渉信号に適用されるアンチエイリアスフィルタのカットオフ周波数が、瞬時サンプリング周波数の２分の１（またはそれ以下）をトラックするように設定している。適切なトラッキングフィルタは、例えばバラクタ同調型ＬＣ回路を使用して構成することができる。しかしながら、トラッキングコントローラを適切に同期するためには、複雑なデジタル又はアナログの制御回路が必要となるし、また、所望の鮮明さを得るために、通常フィルタは、部品用の狭い空間の中で多段に構成される。これに対し、いくつかの実施形態では、同調フィルタの波長掃引の大部分を直線化することが、代替策として提案され得る。

ここに示されるマッハ・ツェンダークロッキング法を使用することで、高デューティサイクルの線形波長掃引により、正弦波波長掃引よりも周波数分布が小さいサンプルクロックパルスが多量に生成される。このようにして、データ取得速度の最大値がより小さく、折り返しアーティファクトがより少ない高速撮影が可能となる。残念ながら、従来の三角波形又はランプ波形を使用して、市販のファブリ・ペロー・フィルタの高速線形動作を得ることは難しい。このような広帯域の波形は、アクチュエータが強い共振挙動を示す周波数を含んでいるからである。三角波又はランプ波の駆動波形でフィルタを励起すると、所望の線形走査よりも、共振周波数の正弦波に近い振幅が生成されてしまう。

図１５の周波数感度特性の測定結果で示されるように、ピエゾアクチュエータを利用するフィルタは、通常、４０〜７５ＫＨｚの範囲の周波数で、高いクオリティ・ファクタ（Ｑ＝４〜８）の共振を示す。これらフィルタを三角波又はランプ波で励起するために、極めて不規則な振幅及び位相応答の補正を行う長期間に亘り、駆動波形を調整して線形の共振を起こさせる。

さらに、図１６では、フーリエ合成法の原則により基本正弦波及びその高調波正弦波を総和し、その総和に基づいて駆動波形を合成する新規の方法を示す。基本正弦波と２又は３の高調波の重み付き総和を行うだけで、駆動波形の線形近似振幅の減衰の周期を著しく延ばすことができる。ｆ_０＝４５ＫＨｚの波形の例が示されている。この方法の第一の利点は、フィルタの強い共振応答を避けるために、基本波及びその高周波を選択できることである。また、図１７に示すように、この方法の第二の利点は、平滑化された三角波又はランプ波を合成するために、少数の高調波だけで足りることである。さらに、第三の利点は、同調フィルタの極めて不均一な振幅及び位相応答を補正するために、正弦波成分の振幅及び位相を調整できることである。

図１７についてみると、２位相固定デジタルダイレクト合成器（ＤＤＳ）正弦波発生器の出力が加算・増幅されて、ピエゾアクチュエータの駆動波形が生成される。ＤＤＳ発生器の位相と振幅は、干渉計信号のサンプリング中、最大のデューティサイクルと駆動波形部分の線形部分を得るように調整される。

図１８に、２位相固定デジタルダイレクト合成器（ＤＤＳ）正弦波発生器を利用する同調フィルタ線形回路を示す。この回路は、図１５に示す周波数感度特性を有するピエゾ駆動のファブリ・ペロー・フィルタで、平滑なランプ波への変換を行うために設計されたものである。このフィルタの基本励起周波数（４５ＫＨｚ）は、レーザの繰り返し周波数を規定するもので、通常は、この周波数と第二高調波（９０ＫＨｚ）との双方が、フィルタ応答の主共振ピークより外側に位置するように選択される。実際は、約４５ＫＨｚと約９０ＫＨｚの正弦波の相対振幅は、駆動波形の下がる部分でクロック周波数範囲が最も狭くなるように調整される。

この同調プロセスは、クロック信号のフーリエ変換を表示するために設けられたオシロスコープでリアルタイムで実行される。テスト結果では、２正弦高調波駆動波形は、従来の正弦波駆動波形に比較し、約１００ｎｍの同一掃引範囲を維持しつつ、最大クロック周波数が３０％、周波数スパンが３ファクタ低減されている。これらの改良により、システムの信号ＮＳ比が向上し、一定のアーティファクトが減少する。

当然ながら、ここに開示された技術の組合せが発明の種々の態様の対象となる。また、ここで採用された用語や表現は説明のためのもので何ら限定を加えたり、これら用語や表現の使用においては記載された特徴及びその部分と均等のものを除外したりする意図はなく、発明の範囲内で種々の変形は可能と認められる。以上より、特許証により保証が要求されるのは、以下の請求の範囲により明確に区別される発明であり、均等のものを全て含む。

本出願は、２００７年１月１０日に出願された米国特許出願第６０／８７９，８８０号明細書に基づく優先権を主張し、その出願の全ての内容はこの明細書中に参照により援用されている。

いくつかの態様を記載しておく。
〔態様１〕
光干渉断層撮影データ収集器であり、
それぞれ利得の偏光依存性が異なる第一利得要素及び第二利得要素と、
空洞が形成されたフーリエドメインモードロックレーザとを有し、
前記レーザは、レーザ空洞中に設けられた前記第一利得要素と光学的に接続される周波数同調要素を備え、
前記第二利得要素はレーザ空洞外に設けられる、光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様２〕
前記第一利得要素の利得の偏光依存性は前記第二利得要素の利得の偏光依存性よりも小さい、態様１記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様３〕
出力を有するメイン干渉計と；
前記メイン干渉計における干渉信号をサンプリングするよう構成されているＡＤ変換器と；
サンプルクロック干渉計および周波数逓倍器を有するサンプルクロック発生器であって、前記ＡＤ変換器をクロックするサンプルクロックを生成するよう構成されているサンプルクロック発生器と、
前記サンプルクロック発生器から得られる少なくとも一つの制御信号を用いて、前記フーリエドメインモードロックレーザに備えられた前記周波数同調要素の駆動周波数を安定化するよう構成されているデジタルコントロールシステムとをさらに有する、
態様１または２記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様４〕
前記フーリエドメインモードロックレーザは、偏光モード分散効果を低減するように相対的な配向が調整された一対のファイバコイルを有する光遅延要素をさらに備える態様１ないし３のうちいずれか一項に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様５〕
前記サンプルクロック発生器は、受光器、自動利得制御増幅器、ゼロ交差検出器及びクロックスイッチから成る群より選択される要素をさらに備える態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様６〕
前記サンプルクロック発生器は、一対の２×２ファイバ結合器を備えるマッハ・ツェンダー干渉計、サンプルアームとリファレンスアームの長さが不一致のマイケルソン干渉計、２つの部分的反射界面を有する要素を備える共通光路マイケルソン干渉計及びファブリ・ペロー干渉計から成る群より選択される要素をさらに備える態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様７〕
前記サンプルクロック発生器はアナログ乗算器をさらに備え、前記アナログ乗算器は、入力された干渉信号に対する二乗機能を実行するよう構成されている態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様８〕
前記サンプルクロック発生器はアナログ乗算器をさらに備え、前記アナログ乗算器は、位相シフトＲＦパワースプリッタを通じて伝送される干渉信号から取得される一対の信号を乗算する、態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様９〕
前記サンプルクロック発生器は、位相がシフトされた一対のパルス列を伝送するための排他的理論和ゲートを有し、前記パルス列は、干渉信号に適用されるゼロ交差検出器とゼロ交差検出器が出力する遅延レプリカとから取得される態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様１０〕
前記サンプルクロック発生器は、位相がシフトされた一対のパルス列を伝送するための排他的理論和ゲートを有し、前記パルス列は、位相シフトパワースプリッタから取得される正弦波に適用される一対のゼロ交差検出器から取得される態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様１１〕
前記サンプルクロック干渉計は、２×２結合器と３×３結合器との組合せから、位相がシフトされた干渉信号を周波数変調のために生成し、３×３結合器のパワースプリット率は、位相が概ね９０度異なる一対の干渉信号を得るよう選択される態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様１２〕
４×４結合器をさらに備え、前記４×４結合器は、直交位相関係を有する一対の平衡信号を生成し、
前記サンプルクロック発生器は、ＡＤ変換器クロック信号を１つ生成する態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様１３〕
前記サンプルクロック発生器は、位相が９０度異なる一対のＡＤ変換器クロック信号を用いてＯＣＴデータを記録することにより、フーリエ変換用の複素信号を生成する態様３に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様１４〕
光干渉断層撮影方法であり、
空洞が形成され、該空洞中に設けられた第一利得要素を備えるフーリエドメインモードロックレーザから光を発生させる段階と、
前記空洞外に設けられた第二利得要素を介して、発生された光を伝送する段階と、
メイン干渉計の出力における干渉信号を、サンプルクロックを用いてクロックされるＡＤ変換器を用いてサンプリングする段階と、
サンプルクロック干渉計からの信号を周波数逓倍することによって前記サンプルクロックを生成する段階と；
少なくとも一の制御信号が前記サンプルクロック発生器から取得されるデジタル制御システムを用いて、前記レーザの周波数同調要素の駆動周波数を最適化する段階と、
を含む光干渉断層撮影方法。
〔態様１５〕
各利得要素の利得の偏光依存性が異なり、前記第一利得要素の利得の偏光依存性は前記第二利得要素の利得の偏光依存性よりも小さい、態様１４記載の方法。
〔態様１６〕
前記フーリエドメインモードロックレーザから前記サンプルクロック干渉計によって受け取られる光から前記信号を生成することを含む、態様１４または１５記載の方法。
〔態様１７〕
前記メイン干渉計からのＯＣＴ信号をデュアルチャンネルで取得するために、４×４結合器を用いて直交位相関係を有する一対の平衡信号を生成する段階をさらに含み、前記サンプルクロック発生器からのＡＤ変換器クロック信号は１つだけ必要とされる態様１４ないし１６のうちいずれか一項に記載の光干渉断層撮影方法。
〔態様１８〕
前記駆動周波数を最適化する段階は、
光遅延要素のゼロ分散波長付近の狭通過帯域を有するファイバブラッグフィルタを介するパルスの伝送によって示される時間τにおいて、サンプルクロック干渉計の受光器の出力における干渉信号の瞬時ＲＭＳ振幅φ（ｔ）を測定する段階と、
φ（ｔ）の値が最大となるようにダイレクトデジタル合成（ＤＤＳ）発生器の周波数を調整する段階と、
をさらに含む態様１４ないし１６のうちいずれか一項に記載の光干渉断層撮影方法。
〔態様１９〕
前記駆動周波数を最適化する段階は、
駆動波形のゼロ交差時点と初期レーザ掃引のゼロ交差時点との間の所望の遅延Ｄを測定する段階と、
固定遅延τ−Ｄを維持するようにＤＡ変換器によってｄｃバイアスを調整する段階とをさらに含み、
τは、光遅延要素のゼロ分散波長付近の狭通過帯域を有するファイバブラッグフィルタを介するパルスの伝送により測定される時間である態様１４ないし１６のうちいずれか一項に記載の光干渉断層撮影方法。
〔態様２０〕
光干渉断層撮影データ収集器であり、
入力と出力とをもつ干渉計と、
前記出力からの干渉信号をサンプリングするよう構成されたＡＤ変換器と、
それぞれ利得の偏光依存性が異なる第一利得要素及び第二利得要素と、
空洞を有し、前記干渉計と光学的に接続されたフーリエドメインモードロックレーザであって、前記レーザは、レーザ空洞中に設けられた前記第一利得要素と光学的に接続された周波数同調要素を備える、レーザと、
前記ＡＤ変換器をクロックするよう構成された、サンプルクロック干渉計および周波数逓倍器を有するサンプルクロック発生器と、
前記サンプルクロック発生器から得られる制御信号を用いて前記周波数同調要素の駆動周波数を安定化するよう構成されたデジタルコントロールシステムとを備え、
前記第二利得要素はレーザ空洞外に設けられる、
光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様２１〕
前記第一利得要素の利得の偏光依存性は前記第二利得要素の利得の偏光依存性よりも小さい、態様２０記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様２２〕
前記レーザは、偏光モード分散効果を低減するように相対的な配向が調整された一対のファイバコイルを有する光遅延要素をさらに備える態様２０または２１に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様２３〕
前記サンプルクロック発生器は、受光器、自動利得制御増幅器、ゼロ交差検出器及びクロックスイッチから成る群より選択される要素をさらに備える態様２０または２１に記載の光干渉断層撮影データ収集器。
〔態様２４〕
前記サンプルクロック発生器はアナログ乗算器をさらに備え、当該アナログ乗算器は、入力された干渉信号に対する二乗機能を実行するよう構成されている態様２０または２１に記載の光干渉断層撮影データ収集器。

１…光遅延要素、２…光周波数同調要素、３…波形生成器、４…ＤＡ変換器、５…マイクロコントローラ、６…ファイバブラッグ格子フィルタ、７…サンプルクロック発生器、８…サンプルクロック発生器、１０…マッハ・ツェンダー干渉計、１２…水晶振動子、１３…ＲＦクロックスイッチ、１４…周波数逓倍器、Ｓ_１…ＳＳ−ＯＣＴシステム、Ｌ…ＦＤＭＬレーザ。

Claims

ＦＤＭＬレーザのレーザ空洞に対して光学的に接続され、ある共振周波数をもつ、機械的に作動される同調可能なフィルタであって、前記同調可能なフィルタは信号入力をもつ、同調可能なフィルタと；
前記信号入力と電気的に接続され、前記同調可能なフィルタに対して信号を供給する波形信号生成器であって、前記信号は、二つ以上の高調波関係にある正弦波信号を含み、前記信号は、前記ＦＤＭＬレーザの実効的なデューティ・サイクルを増加させるよう、機械的に作動される同調可能なフィルタの応答を線形化する、波形信号生成器と；
を具備する、光イメージング・システム。
前記信号は、前記同調可能なフィルタの前記機械的な共振周波数を避ける、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記波形信号生成器は、前記機械的に作動される同調可能なフィルタの前記信号入力に電気的に接続され、前記同調可能なフィルタに前記信号を提供する一対の位相固定正弦波生成器を有する、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記ＦＤＭＬレーザと光学的に連通する光干渉断層撮影法（ＯＣＴ）血管内撮影プローブをさらに有する、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記機械的に作動される同調可能なフィルタは、ピエゾおよびマイクロ電気機械的に作動されるファブリ・ペロー・フィルタの一方である、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記波形信号生成器は、デジタルダイレクト合成正弦波生成器である、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記機械的に作動される同調可能なフィルタと光学的に連通する利得要素をさらに有する、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記利得要素と光学的に連通する光遅延要素をさらに有する、請求項７記載の光イメージング・システム。
前記二つ以上の高調波関係にある正弦波信号はフーリエ合成を使って総和される、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記一対の位相固定正弦波生成器の一方は、他方の二倍の周波数で動作する、請求項３記載の光イメージング・システム。
前記機械的に作動される同調可能なフィルタと前記一対の位相固定正弦波生成器との間に電気的に接続された電力増幅器をさらに有する、請求項３記載の光イメージング・システム。
前記波形信号生成器は前記二つ以上の高調波関係の正弦波信号を総和し、総和された信号の振幅および位相を調整する、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記総和された信号は、前記ＦＤＭＬレーザのデューティ・サイクルが増加するよう、前記同調可能なフィルタの振幅および位相応答における不均一性を補償するよう調整され、増幅される、請求項１２記載の光イメージング・システム。
波形信号が前記同調可能なフィルタの不均一性の補償によって遅延された線形成分を含む、請求項１記載の光イメージング・システム。
前記プローブおよび前記ＦＤＭＬレーザと光学的に連通する干渉計をさらに有する、請求項４記載の光イメージング・システム。
第一の利得要素および第二の利得要素をさらに有する、請求項１１記載の光イメージング・システム。
前記同調可能なフィルタが前記第一の利得要素と光学的に連通し、前記第一の利得要素が前記ＦＤＭＬレーザ空洞内に配置されている、請求項１６記載の光イメージング・システム。
前記第二の利得要素が前記空洞の外部に配置されている、請求項１６記載の光イメージング・システム。
各利得要素は偏光に依存して異なる利得を有する、請求項１６記載の光イメージング・システム。
前記第一の利得要素の偏光に対する利得依存性が、前記第二の利得要素の偏光に対する利得依存性より低い、請求項１６記載の光イメージング・システム。
前記干渉計の出力において干渉信号をサンプリングするよう構成されたＡＤ変換器にクロック信号を出力するよう構成されたサンプルクロック発生器をさらに有する、請求項１４記載の光イメージング・システム。