JP5679412B2 - Ad変換装置、ad変換方法、及び電子機器 - Google Patents
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Description
オーバサンプリング型のAD変換器は、ナイキスト周波数よりも高いサンプリングレートで多数回のAD変換結果を平均することでAD変換器の出力コードの中間値を得るものである。中間値を得るための工夫は様々だが、その原型はホワイトノイズをディザノイズとして利用したものである。
その原理は、AD変換器の出力がノイズの影響を受けて変換するたびに異なる値となっている(ちらついている)場合に、多数回の変換結果を平均すると、AD変換器の出力コードの中間値を得ることができるというものである。前提として、ちらつきを起こすノイズの平均値がゼロであり、AD変換器の分解能に対して、ノイズレベルが実効値で1/3LSBから数LSB程度になっていること、更にサンプリングする度に結果が変わるよう、十分に広い帯域のノイズになっている必要がある。
また、オーバサンプリング型の別形態として、現在主流になっているΣ−Δ方式では、ノイズシェーピングとフィードバックを施すことにより、先のディザノイズを利用する方式よりも測定時間の短縮が図られる一方、大規模で複雑なデジタル処理が必要になる。昨今の微細化技術により広まっている方式だが、専用の半導体製品は依然として高価であり、専用の半導体製品がハードウェアで行っているデジタル処理をソフトウェアで処理しようとしても、クロック周波数の数十分の1、数百分の1の周波数の信号までしか処理しきれないため、高周波への対応が難しい。
上述したAD変換装置において、前記AD変換部は、前記第1信号の小数点以下を四捨五入して前記第2信号を生成することを特徴とする。
前記交流信号の同じ位相点ごとに前記n個の第2信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、ことを特徴とする。
図1は、本発明の実施形態に係るAD変換装置1の構成を示すブロック図である。AD装置1には、入力アナログ信号Cinが供給され出力デジタル信号Coutが出力される。AD変換装置1は、n(nは2以上の自然数)個の偏移信号δk(kは0からn-1までの整数)を生成する偏移信号生成部20と、偏移信号生成部20を制御してn個の偏移信号δkを所定の規則に従って切り替える偏移信号制御部10を備える。
また、AD変換部40の動作をごく簡略化して、以下の式で表すものとする。
S2=Round(S1)
ここで、Roundは、アナログ量である第1信号S1の小数点以下を四捨五入する関数とする。例えば、S1=0.4とするとS2=0、S1=0.6の場合はS2=1である。
Cout=1/n×Σ[Round(Cin+δk)] (k=0...n−1)
具体例として、Cin=1.2の場合を考える。単純にこれをAD変換部40に入力すると、その出力コードは
Cout=Round(1.2)=1.0
と丸められてしまう。(小数部=元のAD変換部40の分解能を超えることはできない。)、
信号処理部50では、平均値の演算が実行されるので、出力デジタル信号Coutは以下の式で与えられる。
Cout=(1+1+1+1+2)/5=1.2
Cout1=1/n×Σ[Round(Cin1+δk)]
Cout2=1/n×Σ[Round(Cin1+ε+δk)]
と書けるが、δk+1−δk=Δで均等な場合、
少なくともε=ΔであればCout2とCout1に差が出る。
Cout2=1/n×Σ[Round(Cin1+ε+δk)]
=1/n×Σ[Round(Cin1+δk+1)] (k=0…n-1)
となるので、
Cout2−Cout1
=1/n×Σ{Round(Cin1+δk+1)−Round(Cin1+δk)}
=1/n×{Round(Cin1+δn)−Round(Cin1+δ0)}
=1/n×{Round(Cin1+δ0+nΔ)−Round(Cin1+δ0)}
が分解能の最悪値となる。これはδkが点在する範囲と個数nによって分解能が決まることを意味する。分解能を高くするには、Δを小さく、nを大きくするのが良いが、現実には、AD変換部40のコード幅や偏移信号δkのステップ幅は共に均一ではなく誤差を含む。nΔを数LSB分とると、これらの不均一な特性を平準化できるので、精度を向上する観点から好ましい。
第2実施形態は、上述したAD変換装置1を備える電子機器の一例として生体測定装置100を取り上げ説明する。
<2−1:生体測定装置の構成>
図3は、本発明の実施形態に係る生体測定装置100の構成を示すブロック図である。この生体測定装置100は、被験者の生体電気インピーダンスと体重を測定し、これらの
測定結果と、予め入力された身長、性別、年齢といった個人情報とに基づいて、体脂肪率などの生体情報を演算によって算出するものである。
生体測定装置100は、体重計110、第1記憶部120、第2記憶部130、入力部150、及び表示部160を備える。これらの構成要素は、図示せぬバスを介してマイクロコントローラ140と接続されている。マイクロコントローラ140は、装置全体を制御する制御中枢として機能する。なお、マイクロコントローラ140は図示せぬクロック信号発生回路からクロック信号の供給を受けて動作する。また、各構成要素には図示せぬ電源スイッチがオン状態になると、電源回路から電源が供給される。
より具体的には、図4に示すように、筐体の上部中央に表示部160が配置されている。また、入力部150は、スイッチ151〜155から構成される。例えば、スイッチ151及び152は数値の入力やメニューの選択に用いるアップダウンスイッチとして機能し、スイッチ153及び154は、入力状態を確定するためのスイッチとして機能し、さらに、スイッチ155は、電源スイッチとして機能する。
インピーダンス算出部60は信号処理部50から出力される出力デジタル信号Coutに基づいてインピーダンスを算出する。交流電圧信号発生部70は、50KHzの方形波の電圧信号を生成する。より具体的には、マイクロコントローラ140のタイマ機能を用いて、ポートから50KHzの定電圧方形波が出力される。この例では、交流電圧信号発生部70がマイクロコントローラ140に内蔵されているが、マイクロコントローラ140の外部で信号を発生してもよいことは勿論である。
電圧電流変換部4は、フィルタ3から出力される電圧信号を電流信号に変換する。この電流信号は、直列に接続された参照インピーダンスZrと生体インピーダンスZhとに直直列に供給されるようになっている。参照インピーダンスZrは既知であり、生体インピーダンスZhは被験者のインピーダンスである。
AD変換部40では、50KHzの正弦波の波形を20分割して1周期あたり20個の位相点の測定を行う。信号処理部50では複数のAD変換結果を用いて、元のAD変換部40の分解能よりも高い分解能で交流電圧の各位相点の電圧を求める。
具体的には、20個の位相点それぞれについて高分解能のAD変換結果が得られると、それらを用いて同期検波を行うことでベクトル成分(レジスタンス成分とリアクタンス成分)が得られる。この同期検波は参照インピーダンスZrと生体インピーダンスZhとの両方について行う。この場合、生体インピーダンスZhは、電圧比較法により、以下の式を複素演算することで与えられる。
Zh=ZrVh/Vr
このようにして生体インピーダンスZhが算出される。
次に、図5を参照して生体測定装置100における生体インピーダンスの生成動作について説明する。
まず、マイクロコントローラ140は、信号選択部7を制御して、参照インピーダンスZrか生体インピーダンスZhかのいずれかを選択させる(ステップS10)。
次に、マイクロコントローラ140は、積算処理を実行する(ステップS20)。積算処理では、電圧Vr又は電圧Vhについて、27個の偏移信号δkを順次加算して27個の第1信号S1を生成し、これをAD変換部40でAD変換して27個の第2信号S2を得て、27個の第2信号S2を平均することによって、AD変換部40の最小分解能を超える分解能で電圧Vr又はVhをAD変換する。
Ck = Round[A(Vsig + Δk)] (k = 0,1,…26)
ここで、「A」はAD変換部40が電圧からAD変換結果のコードに変換するための定数、Roundは、AD変換部40の1LSB未満を四捨五入した値である。
Ck = Round[Csig +δk] (k = 0,1,…26)
と置くことができる。
CT = 1/n Σ[Round(Csig +δk)] (k = 0,1,…26, n=27)
例えば、δk=1/9LSBであれば、通常は四捨五入されて無視される場合が多いが、1/9LSBステップで多数のδkを用いて平均することで、元々のAD変換部40の分解能よりも高い分解能のAD変換結果を得ることができる。
なお、演算量を減らすため、ここでは平均値ではなく積算値CT´を用いる。
CT´ = Σ[Round(Csig +δk)] (k = 0,1,…26)
変換結果を安定して得るために、AD変換結果は4回積算する。このようにして、出力デジタル信号が生成される。
偏移信号δkとして27個のDC電圧を出力する場合、偏移信号制御部10は、27個の偏移信号δ0、δ1、…δ26を入力アナログ信号Cinの周期ごとに順次切り替えるように偏移信号生成部20を制御する。
AD変換部40は1周期当たり、20個の位相点P0、P1、…P19について、AD変換を実行する。
そして、各位相点ごとの入力アナログ信号Cinに、27個の偏移信号δkを各々加算して得た27個の第1信号S1をAD変換部40でAD変換して、27個の第2信号S2を生成し、信号処理部50において平均を算出することによって、正弦波の入力アナログ信号Cinを出力デジタル信号Coutに変換する。この場合、1周期の出力デジタル信号Coutを得るために、27周期の入力アナログ信号Cinが必要となる。さらに、本実施形態では、この処理を4回繰り返すことにより、より正確な出力デジタル信号Coutを得ている。
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下の変形が可能である。
(1)上述した第2実施形態では、図6に示すように入力アナログ信号Cinが一定周期で繰り返される交流信号であり、27個の偏移信号δkを生成する場合、入力アナログ信号Cinの1周期ごとに偏移信号δkを切り替えることにより、27周期かけて偏移信号δkの切り替えを実行した。そして、さらに精度を向上させるため、27周期のセットを例えば、4回実行し、これを平均化することによって、1周期の出力デジタル信号Coutを得ていた。
偏移信号δkの切り替えには時間がかかるため、なるべく切り替え回数が少ないことが好ましい。また、浮遊容量や配線抵抗になどによって偏移信号生成部20から偏移信号加算部30までの伝送路は、等価的にローパスフィルタが構成される。このため、偏移信号δkを切り替えたとしても、正確に加算結果に反映されるまでは多少時間がかかる。
この場合には、偏移信号δkの切り替え回数を27回に低減することができる。
Claims (6)
- 大きさが互いに異なるn(nは3以上の自然数)個の偏移信号を生成する偏移信号生成部と、
入力アナログ信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成する合成部と、
前記第1信号をAD変換して第2信号を生成するAD変換部と、
前記第2信号に信号処理を施して出力デジタル信号を生成する信号処理部とを備え、
前記偏移信号生成部は、前記n個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分が前記AD変換部の最小分解能より小さくなり、且つ、前記n個の偏移信号の最小値と最大値との差分が前記AD変換部の最小分解能以上となるように前記n個の偏移信号を生成し、
前記入力アナログ信号は、一定周期で繰り返す交流信号であり、
前記AD変換部は前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点でAD変換を実行し、
前記交流信号の一周期ごとに前記n個の偏移信号を切り替えるように前記偏移信号生成部を制御する偏移信号制御部を備え、
前記信号処理部は、前記交流信号の同じ位相点ごとにn個の第2信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、
ことを特徴とするAD変換装置。 - 前記信号処理部は、前記n個の第2信号の平均値を算出して前記出力デジタル信号を生成することを特徴とする請求項1に記載のAD変換装置。
- 一定周期で繰り返す交流信号が入力アナログ信号として供給され、n・p(nは3以上の自然数、pは2以上の自然数)周期の交流信号に基づいて、出力デジタル信号を生成するAD変換装置であって、
大きさが互いに異なるn個の偏移信号を生成し、前記n個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分がAD変換部の最小分解能より小さくなり、且つ、前記n個の偏移信号の最小値と最大値との差分が前記AD変換部の最小分解能以上となるように前記n個の偏移信号を生成する偏移信号生成部と、
前記交流信号のp周期ごとに前記n個の偏移信号を切り替えるように前記偏移信号生成部を制御する偏移信号制御部と、
前記交流信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成する合成部と、
前記第1信号を前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点でAD変換して第2信号を生成する前記AD変換部と、
前記交流信号の同じ位相点ごとにn・p個の前記第2信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する信号処理部と、
を備えることを特徴とするAD変換装置。 - 前記AD変換部は、前記第1信号の小数点以下を四捨五入して前記第2信号を生成することを特徴とする請求項1乃至3のうち何れか1項に記載のAD変換装置。
- 請求項1乃至4のうちいずれか1項に記載のAD変換装置を備えた電子機器。
- 大きさが互いに異なるn(nは3以上の自然数)個の偏移信号を生成し、
入力アナログ信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成し、
前記第1信号をAD変換して第2信号を生成し、
前記第2信号に信号処理を施して出力デジタル信号を生成し、
前記n個の偏移信号は、大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分が前記AD変換の最小分解能より小さくなり、
前記n個の偏移信号の最小値と最大値との差分は、前記AD変換の最小分解能以上となり、
前記入力アナログ信号は、一定周期で繰り返す交流信号であり、
前記AD変換は、前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点で実行され、
前記交流信号の一周期ごとに前記n個の偏移信号を切り替え、
前記交流信号の同じ位相点ごとに前記n個の第2信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、
ことを特徴とするAD変換方法。
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