JP5679412B2 - Ａｄ変換装置、ａｄ変換方法、及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、ＡＤ変換装置、ＡＤ変換方法、及び電子機器に関する。

Ａ／Ｄ変換器のサンプリング方法は、ナイキスト周波数でサンプリングする方法と、ナイキスト周波数よりも高い周波数でサンプリングするオーバサンプリング型に大別される。低い分解能のＡＤ変換器を使って分解能を向上するのがオーバサンプリング型であり、現在主流になっている方式としてΣ−Δ方式などが挙げられる。
オーバサンプリング型のＡＤ変換器は、ナイキスト周波数よりも高いサンプリングレートで多数回のＡＤ変換結果を平均することでＡＤ変換器の出力コードの中間値を得るものである。中間値を得るための工夫は様々だが、その原型はホワイトノイズをディザノイズとして利用したものである。
その原理は、ＡＤ変換器の出力がノイズの影響を受けて変換するたびに異なる値となっている（ちらついている）場合に、多数回の変換結果を平均すると、ＡＤ変換器の出力コードの中間値を得ることができるというものである。前提として、ちらつきを起こすノイズの平均値がゼロであり、ＡＤ変換器の分解能に対して、ノイズレベルが実効値で１／３ＬＳＢから数ＬＳＢ程度になっていること、更にサンプリングする度に結果が変わるよう、十分に広い帯域のノイズになっている必要がある。

特開２０１０−１１９０６号公報

しかしながら、分解能の粗いＡＤ変換器では、ＡＤ変換器の１ＬＳＢの大きさと比較してノイズレベルが小さすぎるために、オーバサンプリングの効果を得るのが難しいことが多かった。適切な帯域のホワイトノイズを意図的に安定的に生成するのは技術的にも難しく、部品代も高くなる。例えば、ホワイトノイズの発生源の例として、抵抗の熱雑音が広く知られている。雑音電圧v_nは、v_n = (4kTRΔf)^1/2 (k: ボルツマン定数、T: 温度、R: 抵抗値、Δf: ノイズの帯域)で表わされるが、R=1MΩ、T=300K、Δf=1MHzとしても、得られるノイズは高々0.13mVrmsである。仮に入力電圧範囲が0Vから3Vの１０ビットのＡＤ変換器があったとすると、その分解能は約3mV/LSBなので、実用的には先の熱雑音を数十倍に増幅しなければならない。

ホワイトノイズの周波数帯域は信号周波数よりも十分に高くなくてはならず、ノイズを増幅ためにオペアンプによる負帰還回路を用いるとすれば、更に増幅率に相応する高い周波数応答特性が要求されるばかりでなく、熱雑音によりノイズレベルを決めるためには非常に低い入力換算ノイズが要求される。こうした要求を満たすアンプは、元々の信号を処理するために一般的にＡＤ変換器の前に置かれるバッファアンプに必要な特性と比較して、はるかに高性能で、非常に高価なものとなってしまう。しかも、実際の抵抗素子は、原理通り熱雑音を発するばかりでなく、大きな１／ｆノイズも持っており、更には温度によりノイズレベルが変わることや、周囲の環境ノイズが重畳してしまうことなどを考え合わせると、意図した通りに安定的に大きなノイズを生成するのは容易なことではない。他にもホワイトノイズに近いとされるツェナーダイオードのノイズなども考えられるが、上記以外にも、消費電流が大きいことや、素子の個体差が大きいこと、温度特性が抵抗よりも更に悪いことなど、問題が増える。

別の問題として、ディザノイズによるオーバサンプリング方式ではｎビット分分解能を向上するには、４^ｎ回のサンプリング回数が必要なため、不足しているビット数が多い場合には長い測定時間が必要だった。
また、オーバサンプリング型の別形態として、現在主流になっているΣ−Δ方式では、ノイズシェーピングとフィードバックを施すことにより、先のディザノイズを利用する方式よりも測定時間の短縮が図られる一方、大規模で複雑なデジタル処理が必要になる。昨今の微細化技術により広まっている方式だが、専用の半導体製品は依然として高価であり、専用の半導体製品がハードウェアで行っているデジタル処理をソフトウェアで処理しようとしても、クロック周波数の数十分の１、数百分の１の周波数の信号までしか処理しきれないため、高周波への対応が難しい。

以上の事情に鑑みて、本発明は、簡易な構成で精度の高いＡＤ変換を可能とするＡＤ変換装置及びＡＤ変換方法を提供することを解決課題とする。

以上の課題を解決するために、本発明に係るＡＤ変換装置は、大きさが互いに異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個の偏移信号を生成する偏移信号生成部と、入力アナログ信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成する合成部と、前記第1信号をＡＤ変換して第２信号を生成するＡＤ変換部と、前記第２信号に信号処理を施して出力デジタル信号を生成する信号処理部とを備え、前記偏移信号生成部は、前記ｎ個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分が前記ＡＤ変換部の最小分解能より小さくなり、且つ、前記ｎ個の偏移信号の最小値と最大値との差分が前記ＡＤ変換部の最小分解能以上となるように前記ｎ個の偏移信号を生成し、前記入力アナログ信号は、一定周期で繰り返す交流信号であり、前記ＡＤ変換部は前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点でＡＤ変換を実行し、前記交流信号の一周期ごとに前記ｎ個の偏移信号を切り替えるように前記偏移信号生成部を制御する偏移信号制御部を備え、前記信号処理部は、前記交流信号の同じ位相点ごとにｎ個の第２信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、ことを特徴とする。

この発明によれば、ｎ個の偏移信号を入力デジタル信号に合成して第１信号を生成するから、ｎ個の第１信号をＡＤ変換すると偏移信号の大きさによっては、最小分解能を超えたり超えなかったりする。このため、ｎ個の第２信号には最小分解能より高精度の情報を含むので、これに基づいて出力デジタル信号を生成することによりＡＤ変換の分解能を向上させることができる。特に、ｎ個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が、ＡＤ変換部の最小分解能の自然数倍と一致しないように設定されているので、効率良く分解能を向上させることができる。なお、「合成」とは、加算のみならず減算を含む概念である。

ここで、前記偏移信号生成部は、前記ｎ個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分が前記最小分解能より小さくなるように前記ｎ個の偏移信号を生成することが好ましい。この場合には、ｎ個の偏移信号を均等に離間させることができ、それらの差分は最小分解能より小さい。従って、そのような偏移信号を入力アナログ信号に合成することによって、ＡＤ変換の分解能を向上させることができる。

さらに、前記偏移信号生成部は、前記ｎ個の偏移信号の最小値と最大値との差分が前記ＡＤ変換部の最小分解能以上となるように前記ｎ個の偏移信号を生成することが好ましい。この場合には、入力デジタル信号がどのような値であっても、ｎ個の偏移信号を合成することによって、ｎ個の第１信号の少なくとも一つは最小分解能を超えるので、ｎ個の第２信号の少なくとも一つは他の第２信号と異なる値となる。従って、ＡＤ変換の分解能をより一層向上させることができる。

また、前記信号処理部は、前記ｎ個の第２信号の平均値を算出して前記出力デジタル信号を生成することが好ましい。

また、上述したＡＤ変換装置において、前記入力アナログ信号は、一定周期で繰り返す交流信号であり、前記ＡＤ変換部は前記交流信号に同期してＡＤ変換を実行し、前記交流信号の一周期ごとに前記ｎ個の偏移信号を切り替えるように前記偏移信号生成部を制御する偏移信号制御部を備え、前記信号処理部は、前記交流信号の同じ位相ごとに前記ｎ個の第２信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、ことを特徴とする。

一定周期で繰り返す交流信号を、その周期に同期して１周期当たり複数の位相点でＡＤ変換する場合、ｎ個の偏移信号の合成は、同じ位相点について実行する必要がある。この発明によれば、交流信号の周期ごとに、偏移信号を切り替えるので、偏移信号の切り替え回数を低減することができる。

本発明に係る他のＡＤ変換装置は、一定周期で繰り返す交流信号が入力アナログ信号として供給され、ｎ・ｐ（ｎは３以上の自然数、ｐは２以上の自然数）周期の交流信号に基づいて、出力デジタル信号を生成するものであって、大きさが互いに異なるｎ個の偏移信号を生成し、前記ｎ個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分がＡＤ変換部の最小分解能より小さくなり、且つ、前記ｎ個の偏移信号の最小値と最大値との差分が前記ＡＤ変換部の最小分解能以上となるように前記ｎ個の偏移信号を生成する偏移信号生成部と、前記交流信号のｐ周期ごとに前記ｎ個の偏移信号を切り替えるように前記偏移信号生成部を制御する偏移信号制御部と、前記交流信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成する合成部と、前記第1信号を前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点でＡＤ変換して第２信号を生成する前記ＡＤ変換部と、前記交流信号の同じ位相点ごとにｎ・ｐ個の前記第２信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する信号処理部と、を備える。

この発明によれば、ｐ周期ごとに偏移信号を切り替えるので、偏移信号の切り替え回数を大幅に減少させることができる。これにより、ＡＤ変換に要する時間を大幅に短縮することができる。
上述したＡＤ変換装置において、前記ＡＤ変換部は、前記第1信号の小数点以下を四捨五入して前記第２信号を生成することを特徴とする。

本発明はＡＤ変換方法としても把握できることは勿論である。そのような発明は、大きさが互いに異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個の偏移信号を生成し、入力アナログ信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成し、前記第1信号をＡＤ変換して第２信号を生成し、前記第２信号に信号処理を施して出力デジタル信号を生成し、前記ｎ個の偏移信号は、大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分が前記ＡＤ変換の最小分解能より小さくなり、前記ｎ個の偏移信号の最小値と最大値との差分は、前記ＡＤ変換の最小分解能以上となり、前記入力アナログ信号は、一定周期で繰り返す交流信号であり、前記ＡＤ変換は、前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点で実行され、前記交流信号の一周期ごとに前記ｎ個の偏移信号を切り替え、
前記交流信号の同じ位相点ごとに前記ｎ個の第２信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、ことを特徴とする。

本発明の第１実施形態に係るＡＤ変換装置のブロック図である。 ＡＤ変換動作の概略を示す説明図である。 第２実施形態に係る生体測定装置の構成を示すブロック図である。 生体測定装置の外観を示す平面図である。 生体測定装置の動作を示すフローチャートである。 ＡＤ変換動作の概略を示す説明図である。 生体測定装置で測定したレジスタンス成分とリアクタンス成分の誤差を示すグラフである。 偏移信号の加算がない場合におけるレジスタンス成分とリアクタンス成分の誤差を示すグラフである。 変形例に係るＡＤ変換動作の概略を示す説明図である。

＜１．第１実施形態＞
図１は、本発明の実施形態に係るＡＤ変換装置１の構成を示すブロック図である。ＡＤ装置１には、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎが供給され出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔが出力される。ＡＤ変換装置１は、ｎ（ｎは２以上の自然数）個の偏移信号δ_ｋ（ｋは０からｎ-1までの整数）を生成する偏移信号生成部２０と、偏移信号生成部２０を制御してｎ個の偏移信号δ_ｋを所定の規則に従って切り替える偏移信号制御部１０を備える。

また、ＡＤ変換装置１は、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎにｎ個の偏移信号δ_ｋを各々加算してｎ個の第１信号Ｓ１を生成する偏移信号加算部３０と、ｎ個の第１信号Ｓ１を各々ＡＤ変換してｎ個の第２信号Ｓ２を生成するＡＤ変換部４０と、ｎ個の第２信号Ｓ２に信号処理を施して出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを生成する信号処理部５０とを備える。

ＡＤ変換部４０は、例えば１０ビットの第２信号Ｓ２を生成する。この場合、全入力電圧範囲ＦＳＲを２^１０で等分した離散値と第１信号Ｓ１とを比較して最も近い離散値に近似する量子化が行われる。そして、ＦＳＲ／２^１０（＝１ＬＳＢ）が最小分解能（量子化分解能と同義）となる。すなわち、１ＬＳＢより小さい第１信号Ｓ１の振幅は検出することができず、量子化誤差となる。最小分解能が小さいほどＡＤ変換の精度が向上するが、コストが上昇する。本実施形態では、偏移信号δ_ｋを用いることにより、実質的に最小分解能を向上させている。

ｎ個の偏移信号δ_ｋは、互いに異なる大きさである。ｎ個の偏移信号δ_ｋを大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が、最小分解能（１ＬＳＢ）の自然数倍と一致しないように選定される。この例では、ｎ個の偏移信号δ_ｋを大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号δ_ｋの差分が等しく、且つ差分が最小分解能より小さくなるように設定する。隣接する偏移信号δ_ｋの差分が等しいとは、ｎ個の偏移信号δ_ｋを昇順に並べたとき、δ_０、δ_１、…δ_ｎ−１となる場合に、δ_ｎ−１−δ_ｎ−２＝δ_ｎ−２−δ_ｎ−３…＝δ_２−δ_１＝δ_１−δ_０となることを意味する。

第１信号Ｓ１は、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎに偏移信号δ_ｋが加算されたものである。いま、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎがＡＤ変換部４０の最小分解能より小さかったとする。入力アナログ信号Ｃ_ｉｎをそのままＡＤ変換部４０に供給すると、第２信号Ｓ２は「０」となる。これに対して、偏移信号δ_ｋが加算された第１信号Ｓ１は、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎと偏移信号δ_ｋとの大きさによっては、最小分解能を超えることもある。ｎ個の偏移信号δ_ｋを各々加算したｎ個の第１信号Ｓ１のうち大部分が最小分解能を超えて第２信号Ｓ２が「１」となった場合は入力アナログ信号Ｃ_ｉｎが最小分解能に近く、ｎ個の第１信号Ｓ１のうち大部分が最小分解能を超えず第２信号Ｓ２が「０」となった場合は、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎが最小分解能から遠く小さいことを意味する。すなわち、ｎ個の第２信号Ｓ２のうち「１」となった数に応じて入力アナログ信号Ｃ_ｉｎの大きさを求めることができる。

信号処理部５０は、ｎ個の第２信号Ｓ２の平均値を算出して出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを生成する。これによって、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎに、ＡＤ変換部４０の最小分解能より小さい離散値を割り当てた出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを出力することができる。

図２を参照して、ＡＤ変換装置１の動作を具体的に説明する。この例では、ｎ＝５とし、５個の偏移信号δ_ｋが偏移信号生成部２０から供給されるものとする。
また、ＡＤ変換部４０の動作をごく簡略化して、以下の式で表すものとする。
Ｓ２＝Round（Ｓ１）
ここで、Roundは、アナログ量である第１信号Ｓ１の小数点以下を四捨五入する関数とする。例えば、Ｓ１＝０．４とするとＳ２＝０、Ｓ１＝０．６の場合はＳ２＝１である。

入力アナログ信号Ｃ_ｉｎに偏移信号δ_ｋ（ｋ＝０．．．ｎ−１）を加算し、それらの平均をとることを考えると、信号処理部５０の演算は、以下の式で与えられる。
Ｃ_ｏｕｔ＝１／ｎ×Σ［Round（Ｃ_ｉｎ＋δ_ｋ）］ （ｋ＝０．．．ｎ−１）
具体例として、Ｃ_ｉｎ＝１．２の場合を考える。単純にこれをＡＤ変換部４０に入力すると、その出力コードは
Ｃ_ｏｕｔ＝Round（１．２）＝１．０
と丸められてしまう。（小数部＝元のＡＤ変換部４０の分解能を超えることはできない。）、

ここで、ｎ＝５、δ_ｋ＝｛−０．４，−０．２，０，０．２，０．４｝とすると、第１信号Ｓ１は、Ｓ１＝｛０．８，１，１．２，１．４，１．６｝となる。５個の第１信号Ｓ１に対応する第２信号Ｓ２は、Ｓ２＝｛１，１，１，１，２｝となる。
信号処理部５０では、平均値の演算が実行されるので、出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔは以下の式で与えられる。
Ｃ_ｏｕｔ＝（１＋１＋１＋１＋２）／５＝１.２

このようにして、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎに、元のＡＤ変換部４０の最小分解能（１ＬＳＢ）の幅と異なる幅で複数個の偏移信号δ_ｋを重ね合わせることで、ＡＤ変換部４０の元々の分解能（整数）よりも高い分解能（小数）を得ることができる。

入力アナログ信号Ｃ_ｉｎ１に対する出力デジタル信号がＣ_ｏｕｔ１、入力アナログ信号Ｃｉｎが微小量εだけ違う場合（Ｃ_ｉｎ１＋ε）の出力がＣ_ｏｕｔ２だったとすると、
Ｃ_ｏｕｔ１＝１／ｎ×Σ［Round（Ｃ_ｉｎ１＋δ_ｋ）］
Ｃ_ｏｕｔ２＝１／ｎ×Σ［Round（Ｃ_ｉｎ１＋ε＋δ_ｋ）］
と書けるが、δ_ｋ＋１−δ_ｋ＝Δで均等な場合、
少なくともε＝ΔであればＣ_ｏｕｔ２とＣ_ｏｕｔ１に差が出る。
Ｃ_ｏｕｔ２＝１／ｎ×Σ［Round（Ｃ_ｉｎ１＋ε＋δ_ｋ）］
＝１／ｎ×Σ［Round（Ｃ_ｉｎ１＋δ_ｋ＋１）］ (k=0…n-1)
となるので、
Ｃ_ｏｕｔ２−Ｃ_ｏｕｔ１
＝１/ｎ×Σ｛Round（Ｃ_ｉｎ1＋δ_ｋ＋１）−Round（Ｃ_ｉｎ1＋δ_ｋ）｝
＝１/ｎ×｛Round（Ｃ_ｉｎ1＋δ_ｎ）−Round（Ｃ_ｉｎ1＋δ_０）｝
＝１/ｎ×｛Round（Ｃ_ｉｎ1＋δ_０＋ｎΔ）−Round（Ｃ_ｉｎ1＋δ_０）｝
が分解能の最悪値となる。これはδ_ｋが点在する範囲と個数ｎによって分解能が決まることを意味する。分解能を高くするには、Δを小さく、ｎを大きくするのが良いが、現実には、ＡＤ変換部４０のコード幅や偏移信号δ_ｋのステップ幅は共に均一ではなく誤差を含む。ｎΔを数ＬＳＢ分とると、これらの不均一な特性を平準化できるので、精度を向上する観点から好ましい。

＜２．第２実施形態＞
第２実施形態は、上述したＡＤ変換装置１を備える電子機器の一例として生体測定装置１００を取り上げ説明する。
＜２−１：生体測定装置の構成＞
図３は、本発明の実施形態に係る生体測定装置１００の構成を示すブロック図である。この生体測定装置１００は、被験者の生体電気インピーダンスと体重を測定し、これらの
測定結果と、予め入力された身長、性別、年齢といった個人情報とに基づいて、体脂肪率などの生体情報を演算によって算出するものである。
生体測定装置１００は、体重計１１０、第１記憶部１２０、第２記憶部１３０、入力部１５０、及び表示部１６０を備える。これらの構成要素は、図示せぬバスを介してマイクロコントローラ１４０と接続されている。マイクロコントローラ１４０は、装置全体を制御する制御中枢として機能する。なお、マイクロコントローラ１４０は図示せぬクロック信号発生回路からクロック信号の供給を受けて動作する。また、各構成要素には図示せぬ電源スイッチがオン状態になると、電源回路から電源が供給される。

体重計１１０は、被験者の体重を測定して体重データをバスを介してマイクロコントローラ１４０に出力する。第１記憶部１２０は、不揮発性のメモリであって、例えばＲＯＭ（Read Only Memory）で構成される。第１記憶部１２０には、装置全体を制御する制御プログラムが記憶されている。マイクロコントローラ１４０は、制御プログラムに従って所定の演算を実行することにより、被験者の体脂肪率などの生体情報を生成する。

第２記憶部１３０は、揮発性のメモリであり、例えば、ＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory）によって構成される。第２記憶部１３０はマイクロコントローラ１４０の作業領域として機能し、マイクロコントローラ１４０が所定の演算を実行する際にデータを記憶する。

入力部１５０は、各種のスイッチから構成され、被験者がスイッチを操作すると、身長、年齢、及び性別といった情報が入力される。表示部１６０は、体重や体脂肪率といった測定結果や被験者に各種の情報の入力を促すメッセージを表示する機能を有し、例えば、液晶表示装置などで構成される。
より具体的には、図４に示すように、筐体の上部中央に表示部１６０が配置されている。また、入力部１５０は、スイッチ１５１〜１５５から構成される。例えば、スイッチ１５１及び１５２は数値の入力やメニューの選択に用いるアップダウンスイッチとして機能し、スイッチ１５３及び１５４は、入力状態を確定するためのスイッチとして機能し、さらに、スイッチ１５５は、電源スイッチとして機能する。

この生体測定装置１００には上述したＡＤ変換装置１が組み込まれている。但し、この例では、ＡＤ変換部４０はマイクロコントローラ１４０に内蔵されており、偏移信号制御部１０および信号処理部５０は、マイクロコントローラ１４０が所定のプログラムを実行することによって実現される。また、マイクロコントローラ１４０は、インピーダンス算出部６０と交流電圧信号発生部７０とを備える。
インピーダンス算出部６０は信号処理部５０から出力される出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔに基づいてインピーダンスを算出する。交流電圧信号発生部７０は、５０ＫＨｚの方形波の電圧信号を生成する。より具体的には、マイクロコントローラ１４０のタイマ機能を用いて、ポートから５０ＫＨｚの定電圧方形波が出力される。この例では、交流電圧信号発生部７０がマイクロコントローラ１４０に内蔵されているが、マイクロコントローラ１４０の外部で信号を発生してもよいことは勿論である。

フィルタ３は、５０ＫＨｚを通過させるローパスフィルタあるいはバンドパスフィルタで構成され、５０ＫＨｚの電圧信号の高調波成分を除去する。このため、フィルタ３を通過した電圧信号は正弦波となっている。
電圧電流変換部４は、フィルタ３から出力される電圧信号を電流信号に変換する。この電流信号は、直列に接続された参照インピーダンスＺ_ｒと生体インピーダンスＺ_ｈとに直直列に供給されるようになっている。参照インピーダンスＺ_ｒは既知であり、生体インピーダンスＺ_ｈは被験者のインピーダンスである。

生体測定装置１００は２個の電流電極５Ａ及び５Ｂと、２個の電圧電極６Ａ及び６Ｂを有する。図４に示すように電流電極５Ａは左足の先端部に位置し、電圧電極６Ａは左足の踵部に位置し、電流電極５Ｂは右足の先端部に位置し、電圧電極６Ｂは右足の踵部に位置するように配置される。

信号選択部７は、参照インピーダンスＺ_ｒの両端の端子Ｔ１及びＴ２か、生体インピーダンスＺ_ｈを測定するための電圧電極６Ａ及び６Ｂのいずれか一方を選択する。信号受信部８は、例えば、差動増幅器で構成される。差動増幅器は高インピーダンス入力の電圧バッファアンプとして機能する。このため、信号選択部７によって、参照インピーダンスＺ_ｒの両端の端子Ｔ１及びＴ２が選択された場合には、信号受信部８から、参照インピーダンスＺ_ｒの電圧Ｖ_ｒが出力される。一方、信号選択部７によって、電圧電極６Ａ及び６Ｂが選択された場合には、信号受信部８から、生体インピーダンスＺ_ｈの電圧Ｖ_ｈが出力される。信号受信部８は、偏移信号加算部３０やＡＤ変換部４０のダイナミックレンジに合わせて信号の振幅を調整する。

信号受信部８から出力された交流電圧は、偏移信号加算部３０で、後で述べる直流の偏移信号δ_ｋと加算され、ＡＤ変換部４０に入力される。偏移信号生成部２０は、偏移信号制御部１０で制御され、２７個のＤＣ電圧を偏移信号δ_ｋとして偏移信号加算部３０に出力する。２７個のＤＣ電圧の間隔は均等とする。偏移信号生成部２０は、専用のＤＡ変換器を使用して生成してもよいが、ここでは３ステート形式で制御可能なマイクロコントローラ１４０の３個のポート、複数の抵抗、及びバッファを用いて構成する。３個のポートの各々がＨレベル、Ｌレベル、ハイインピーダンスの３つの状態を取り得るので、３個のポート全体で２７通りの状態を設定することができる。これによって、２７個のＤＣ電圧を偏移信号δ_ｋとして生成することが可能となる。

偏移信号制御部１０は、マイクロコントローラ１４０の３個のポートの状態を制御する。偏移信号加算部３０は、信号受信部８から入力される電圧に対しては１倍の増幅率を持ち、偏移信号生成部で２０生成されたＤＣ電圧に対しては、２７個の偏移信号δ_ｋがそれぞれ１／９ＬＳＢ刻みになるような増幅率に設定する。
ＡＤ変換部４０では、５０ＫＨｚの正弦波の波形を２０分割して１周期あたり２０個の位相点の測定を行う。信号処理部５０では複数のＡＤ変換結果を用いて、元のＡＤ変換部４０の分解能よりも高い分解能で交流電圧の各位相点の電圧を求める。

インピーダンス算出部６０は、信号処理部５０で得られる高分解能のＡＤ変換結果を用いてインピーダンスを算出する。
具体的には、２０個の位相点それぞれについて高分解能のＡＤ変換結果が得られると、それらを用いて同期検波を行うことでベクトル成分（レジスタンス成分とリアクタンス成分）が得られる。この同期検波は参照インピーダンスＺ_ｒと生体インピーダンスＺ_ｈとの両方について行う。この場合、生体インピーダンスＺ_ｈは、電圧比較法により、以下の式を複素演算することで与えられる。
Ｚ_ｈ＝Ｚ_ｒＶ_ｈ／Ｖ_ｒ
このようにして生体インピーダンスＺ_ｈが算出される。

＜２−２：生体測定装置の動作＞
次に、図５を参照して生体測定装置１００における生体インピーダンスの生成動作について説明する。
まず、マイクロコントローラ１４０は、信号選択部７を制御して、参照インピーダンスＺ_ｒか生体インピーダンスＺ_ｈかのいずれかを選択させる（ステップＳ１０）。
次に、マイクロコントローラ１４０は、積算処理を実行する（ステップＳ２０）。積算処理では、電圧Ｖ_ｒ又は電圧Ｖ_ｈについて、２７個の偏移信号δ_ｋを順次加算して２７個の第１信号Ｓ１を生成し、これをＡＤ変換部４０でＡＤ変換して２７個の第２信号Ｓ２を得て、２７個の第２信号Ｓ２を平均することによって、ＡＤ変換部４０の最小分解能を超える分解能で電圧Ｖ_ｒ又はＶ_ｈをＡＤ変換する。

ここで、ＡＤ変換動作について具体的に説明する。まず、信号受信部８の出力信号をV_sig、偏移信号生成部２０の出力するＤＣ電圧をΔｋ(ｋ=0..26)とすると、ＡＤ変換結果Ｃ_ｋは、以下の式で与えられる。
Ｃ_ｋ = Round［A（V_sig + Δk）］ (k = 0,1,…26)
ここで、「A」はＡＤ変換部４０が電圧からＡＤ変換結果のコードに変換するための定数、Roundは、ＡＤ変換部４０の１ＬＳＢ未満を四捨五入した値である。

簡単のためにＡＤ変換器のコードを仮想的に無限小数と考え、V_sig、Δkに対応する仮想的なコード値をそれぞれC_sig、δ_ｋと置くと、上式は
Ｃ_ｋ = Round［C_sig +δ_ｋ］ (k = 0,1,…26)
と置くことができる。

２７個のＤＣ電圧についてＣ_ｋを平均したものが最終的なＡＤ変換結果ＣＴであり、以下に示す式で与えられる。信号処理部５０で実行される演算である。
ＣＴ = 1/n Σ［Round（C_sig +δ_ｋ）］ (k = 0,1,…26, n=27)
例えば、δ_ｋ＝１／９ＬＳＢであれば、通常は四捨五入されて無視される場合が多いが、１／９ＬＳＢステップで多数のδ_ｋを用いて平均することで、元々のＡＤ変換部４０の分解能よりも高い分解能のＡＤ変換結果を得ることができる。
なお、演算量を減らすため、ここでは平均値ではなく積算値CT´を用いる。
ＣＴ´ = Σ［Round（C_sig +δ_ｋ)] (k = 0,1,…26)
変換結果を安定して得るために、ＡＤ変換結果は４回積算する。このようにして、出力デジタル信号が生成される。

次に、図６を参照して、偏移信号加算部３０に供給される正弦波の入力アナログ信号Ｃ_ｉｎと、偏移信号δ_ｋ、及びＡＤ変換部４０における１周期当たり２０個の位相点の関係を説明する。
偏移信号δ_ｋとして２７個のＤＣ電圧を出力する場合、偏移信号制御部１０は、２７個の偏移信号δ_０、δ_１、…δ_２６を入力アナログ信号Ｃ_ｉｎの周期ごとに順次切り替えるように偏移信号生成部２０を制御する。
ＡＤ変換部４０は１周期当たり、２０個の位相点Ｐ０、Ｐ１、…Ｐ１９について、ＡＤ変換を実行する。
そして、各位相点ごとの入力アナログ信号Ｃ_ｉｎに、２７個の偏移信号δ_ｋを各々加算して得た２７個の第１信号Ｓ１をＡＤ変換部４０でＡＤ変換して、２７個の第２信号Ｓ２を生成し、信号処理部５０において平均を算出することによって、正弦波の入力アナログ信号Ｃ_ｉｎを出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔに変換する。この場合、１周期の出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを得るために、２７周期の入力アナログ信号Ｃ_ｉｎが必要となる。さらに、本実施形態では、この処理を４回繰り返すことにより、より正確な出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを得ている。

このように入力アナログ信号Ｃ_ｉｎが、一定周期で繰り返す交流信号である場合、ＡＤ変換部４０は交流信号に同期してＡＤ変換を実行し、偏移信号制御部１０は、交流信号の一周期ごとにｎ個の偏移信号δ_ｋを切り替えるように偏移信号生成部２０を制御する。この場合、記信号処理部５０は、交流信号の同じ位相ごとにｎ個の第２信号Ｓ２に信号処理を施して出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを生成する。

説明を図５に戻す。この後、マイクロコントローラ１４０は検波処理を行う（ステップＳ３０）。具体的には、出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔと、５０ＫＨｚの電流信号との間で同期検波を行うことでベクトル成分（レジスタンス成分とリアクタンス成分）を算出する。さらに、マイクロコントローラ１４０は、インピーダンス計算処理を実行して、生体インピーダンスＺ_ｈを算出する（ステップＳ４０）。この場合、上述した電圧比較法を用いる。

図７に、本実施形態の生体測定装置１００で測定されたレジスタンス成分及びリアクタンス成分の誤差を示し、図８に偏移信号δ_ｋを加算しない場合のレジスタンス成分及びリアクタンス成分の誤差を比較例として示す。これらの図に示すように、本実施形態によれば、誤差を大幅に低減することができる。特に、ＡＤ変換部４０が組み込まれている汎用的なマイクロコントローラを用いる場合に効果的である。そのようなマイクロコントローラを用いる場にも、ごく小規模な構成を追加することにより、ＡＤ変換の精度を大幅に向上させることができる。

＜３：変形例＞
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下の変形が可能である。
（１）上述した第２実施形態では、図６に示すように入力アナログ信号Ｃ_ｉｎが一定周期で繰り返される交流信号であり、２７個の偏移信号δ_ｋを生成する場合、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎの１周期ごとに偏移信号δ_ｋを切り替えることにより、２７周期かけて偏移信号δ_ｋの切り替えを実行した。そして、さらに精度を向上させるため、２７周期のセットを例えば、４回実行し、これを平均化することによって、１周期の出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを得ていた。

上述した手法では、全体として、４・２７回、偏移信号δ_ｋを切り替える必要がある。
偏移信号δ_ｋの切り替えには時間がかかるため、なるべく切り替え回数が少ないことが好ましい。また、浮遊容量や配線抵抗になどによって偏移信号生成部２０から偏移信号加算部３０までの伝送路は、等価的にローパスフィルタが構成される。このため、偏移信号δ_ｋを切り替えたとしても、正確に加算結果に反映されるまでは多少時間がかかる。

そこで、図９に示すように偏移信号δ_ｋの切り替えを行ってもよい。即ち、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎが、一定周期で繰り返す交流信号であり、ｎ・ｐ（ｐは２以上の自然数）周期の交流信号に基づいて出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを生成することを想定する。図９に示す例では、ｎ＝２７、ｐ＝４である。この場合、ＡＤ変換部４０は、交流信号に同期してＡＤ変換を実行し、偏移信号制御部１０は交流信号の４周期ごとに２７個の偏移信号δ_ｋを切り替えるように偏移信号生成部２０を制御し、信号処理部５０は、交流信号の同じ位相点Ｐ０，Ｐ１，…Ｐ１９ごとに２７・４個の第２信号Ｓ２に信号処理を施して出力デジタル信号Ｃ_ｏｕｔを生成してもよい。
この場合には、偏移信号δ_ｋの切り替え回数を２７回に低減することができる。

（２）上述した実施形態において、偏移信号加算部３０は入力アナログ信号Ｃ_ｉｎに偏移信号δ_ｋを加算して第１信号Ｓ１を生成したが、入力アナログ信号Ｃ_ｉｎから偏移信号δ_ｋを減算して第１信号Ｓ１を生成してもよい。要は入力アナログ信号Ｃ_ｉｎと偏移信号δ_ｋとを合成して第１信号Ｓ１を生成すればよい。

（３）上述した実施形態では、ｎ個の偏移信号δ_ｋは、互いに異なる大きさであり、ｎ個の偏移信号δ_ｋを大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ最小分解能より小さくなるように選定した。但し、ｎ個の偏移信号δ_ｋの一部が最小分解能（１ＬＳＢ）の自然数倍と一致してもよい。

また、ｎ個の偏移信号δ_ｋの最小値が最小分解能（１ＬＳＢ）を超えるものであってもよい。例えば、ｎ個の偏移信号δ_ｋを均等に設定し、Δ＝δ_ｋ−δ_ｋ-１とし、Δ＝0.2LSB、ｎ＝５の場合、δ₀＝1.1LSB、δ₁＝1.3LSB、δ₂＝1.5LSB、δ₃＝1.7LSB、δ₄＝1.9LSB、δ₅＝2.1LSBとしてもよい。この場合、δ₀＝0.1LSB、δ₁＝0.3LSB、δ₂＝0.5LSB、δ₃＝0.7LSB、δ₄＝0.9LSB、δ₅＝1.1LSBと設定する場合に比較して、最小の偏移信号δ₀を大きくすることができる。一般に、ノイズとの関係で微小電圧を正確に生成することは容易ではない。このようにｎ個の偏移信号δ_ｋの最小値が最小分解能（１ＬＳＢ）を超えるように設定すれば、それらの生成が容易となる。

また、この例のように、ｎ個の偏移信号δ_ｋの最小値（δ₀＝1.1LSB）と最大値（δ₅＝2.1LSB）との差分がＡＤ変換部４０の最小分解能以上となる場合には、どのような大きさの入力アナログ信号Ｃ_ｉｎであっても、ｎ個の偏移信号δ_ｋを加算することによって、少なくとも一つの第２信号Ｓ２は他の第２信号Ｓ２と異なる値となる。これにより、ＡＤ変換の分解能を向上させることが可能となる。

１……ＡＤ変換装置、１０……偏移信号制御部、２０……偏移信号生成部、３０……偏移信号加算部、４０……ＡＤ変換部、５０……信号処理部、１００……生体測定装置。

Claims (6)

1. 大きさが互いに異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個の偏移信号を生成する偏移信号生成部と、
   入力アナログ信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成する合成部と、
   前記第1信号をＡＤ変換して第２信号を生成するＡＤ変換部と、
   前記第２信号に信号処理を施して出力デジタル信号を生成する信号処理部とを備え、
   前記偏移信号生成部は、前記ｎ個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分が前記ＡＤ変換部の最小分解能より小さくなり、且つ、前記ｎ個の偏移信号の最小値と最大値との差分が前記ＡＤ変換部の最小分解能以上となるように前記ｎ個の偏移信号を生成し、
   前記入力アナログ信号は、一定周期で繰り返す交流信号であり、
   前記ＡＤ変換部は前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点でＡＤ変換を実行し、
   前記交流信号の一周期ごとに前記ｎ個の偏移信号を切り替えるように前記偏移信号生成部を制御する偏移信号制御部を備え、
   前記信号処理部は、前記交流信号の同じ位相点ごとにｎ個の第２信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、
   ことを特徴とするＡＤ変換装置。
2. 前記信号処理部は、前記ｎ個の第２信号の平均値を算出して前記出力デジタル信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のＡＤ変換装置。
3. 一定周期で繰り返す交流信号が入力アナログ信号として供給され、ｎ・ｐ（ｎは３以上の自然数、ｐは２以上の自然数）周期の交流信号に基づいて、出力デジタル信号を生成するＡＤ変換装置であって、
   大きさが互いに異なるｎ個の偏移信号を生成し、前記ｎ個の偏移信号を大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分がＡＤ変換部の最小分解能より小さくなり、且つ、前記ｎ個の偏移信号の最小値と最大値との差分が前記ＡＤ変換部の最小分解能以上となるように前記ｎ個の偏移信号を生成する偏移信号生成部と、
   前記交流信号のｐ周期ごとに前記ｎ個の偏移信号を切り替えるように前記偏移信号生成部を制御する偏移信号制御部と、
   前記交流信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成する合成部と、
   前記第1信号を前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点でＡＤ変換して第２信号を生成する前記ＡＤ変換部と、
   前記交流信号の同じ位相点ごとにｎ・ｐ個の前記第２信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する信号処理部と、
   を備えることを特徴とするＡＤ変換装置。
4. 前記ＡＤ変換部は、前記第1信号の小数点以下を四捨五入して前記第２信号を生成することを特徴とする請求項１乃至３のうち何れか１項に記載のＡＤ変換装置。
5. 請求項１乃至４のうちいずれか１項に記載のＡＤ変換装置を備えた電子機器。
6. 大きさが互いに異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個の偏移信号を生成し、
   入力アナログ信号と前記偏移信号とを合成して第1信号を生成し、
   前記第1信号をＡＤ変換して第２信号を生成し、
   前記第２信号に信号処理を施して出力デジタル信号を生成し、
   前記ｎ個の偏移信号は、大きさ順に並べたとき、隣接する偏移信号の差分が等しく、且つ当該差分が前記ＡＤ変換の最小分解能より小さくなり、
   前記ｎ個の偏移信号の最小値と最大値との差分は、前記ＡＤ変換の最小分解能以上となり、
   前記入力アナログ信号は、一定周期で繰り返す交流信号であり、
   前記ＡＤ変換は、前記交流信号に同期して、前記交流信号の一周期当たり複数の位相点で実行され、
   前記交流信号の一周期ごとに前記ｎ個の偏移信号を切り替え、
   前記交流信号の同じ位相点ごとに前記ｎ個の第２信号に信号処理を施して前記出力デジタル信号を生成する、
   ことを特徴とするＡＤ変換方法。

Images