CN102340311B

CN102340311B - 模数转换设备、模数转换方法和电子装置

Info

Publication number: CN102340311B
Application number: CN201110193585.XA
Authority: CN
Inventors: 中田雅人
Original assignee: Tanita Corp
Current assignee: Tanita Corp
Priority date: 2010-07-07
Filing date: 2011-07-07
Publication date: 2014-11-05
Anticipated expiration: 2031-07-07
Also published as: JP2012019320A; KR101175046B1; US20120007761A1; KR20120004941A; CN102340311A; EP2405578B1; US8416108B2; CN202364202U; JP5679412B2; EP2405578A2; EP2405578A3

Abstract

本发明涉及一种模数转换设备、模数转换方法和电子装置。所述模数(AD)转换设备包括：偏移信号生成部，被配置为生成大小彼此不同的n个偏移信号(n是大于1的自然数)；偏移信号控制部，被配置为控制所述偏移信号生成部；合成部，被配置为将所述n个偏移信号顺次和模拟输入信号合成为n个第一信号；AD转换部，被配置为执行AD转换以将n个所述第一信号转换成n个第二信号；以及信号处理部，被配置为计算n个所述第二信号的平均值以生成数字输出信号。其中，当使n个所述偏移信号根据大小排列时，相邻的所述偏移信号之间的差均不等于所述模数转换部的最小分辨率的自然数倍。

Description

模数转换设备、模数转换方法和电子装置

技术领域

本发明涉及模数(AD)转换设备、AD转换方法和电子装置。

背景技术

AD转换器所使用的采样方法大致分成利用奈奎斯特(Nyquist)频率执行采样的类型和利用比奈奎斯特频率高的频率执行采样的过采样型。过采样型旨在即使使用低分辨率的AD转换器也能提高分辨率。作为当前常用的采样方法之一，例示了∑-Δ(sigma-delta)型采样。

过采样型AD转换器通过对利用比奈奎斯特频率高的采样率进行采样得到的多个AD转换结果进行平均，来获得输出码的中间值。该中间值是利用各种技术所获得的。用于获得中间值的原始形式利用白噪声作为抖动噪声。

用于获得中间值的原理如下：当来自AD转换器的每次转换的输出均因受到噪声影响而取不同的值时(即，当输出保持闪烁(flicking)时)，可以通过对多个AD转换结果进行平均来获得来自AD转换器的输出码的中间值。该原理的前提如下：引起闪烁的噪声的平均值为0，针对AD转换器的分辨率的噪声水平的有效值为1/3LSB(Least Significant Bit，最低有效位)～几个LSB，并且噪声的带宽充分宽以致可以在每次采样时获得不同的结果。

专利文献1：日本特开2010-11906

然而，由于低分辨率的AD转换器的噪声水平远低于AD转换器的1LSB的大小，因此这种AD转换器经常难以获得过采样的效果。从技术上以及成本上均难以按预期且稳定地生成具有适当带宽的白噪声。电阻的热噪声被广泛理解为白噪声的例子。将噪声电压v_n表示为v_n＝(4kTRΔf)^1/2(k：Boltzmann常数，T：温度，R：电阻，Δf：噪声带宽)。即使R＝1MΩ、T＝300K并且Δf＝1MHz，要获得的噪声电压也最高为0.13mVrms。当10位的AD转换器的输入电压范围为0V～3V时，该10位的AD转换器的分辨率约为3mV/LSB。结果，为了实用的目的，应当将热噪声放大几十倍。

白噪声的频带应当充分高于信号频率。如果利用了包括噪声放大用的运算放大器的负反馈电路，则需要与该运算放大器的增益相对应的高频响应特性。此外，为了利用热噪声作为采样用的白噪声，运算放大器的等效输入噪声需要特别低。与放置在AD转换器之前的用于处理原始信号的一般的缓冲放大器相比，满足这种要求的运算放大器的性能要好很多并且更加昂贵。此外，实际的电阻元件不仅生成理论热噪声，还生成大的l/f噪声，热噪声的噪声水平可能根据温度而变化，并且环境噪声可能叠加到热噪声上。因此，难以按预期且稳定地生成大量噪声。

可以采用与白噪声相似的齐纳(Zener)二极管的噪声作为采样噪声。然而，齐纳二极管存在以下问题：齐纳二极管消耗大量的电流，其个体间差异大，并且其温度特性比电阻的温度特性差。

在另一问题中，在进行利用抖动噪声的过采样时，为了提高采样的分辨率，需要根据位数来增加采样数量。

与利用抖动噪声的过采样相比较，作为另一种过采样的∑-Δ型采样缩短了采样用的测量时间，但∑-Δ型采样需要大量复杂的数字处理。∑-Δ型采样由于如今的微型化技术而得到普及。然而，∑-Δ型采样专用的半导体制品仍然昂贵。如果利用软件来执行利用半导体制品的硬件所执行的数字处理，则仅可以处理频率比时钟频率的几十分之一低的信号。因此，难以以高频率执行∑-Δ型采样。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供能够利用简化的结构来进行高精度AD转换的AD转换设备和AD转换方法。

根据本发明的方面，一种AD转换设备，包括：偏移信号生成部，被配置为生成大小彼此不同的n个偏移信号(n是大于1的自然数)；合成部，被配置为顺次将n个所述偏移信号和模拟输入信号合成为n个第一信号；AD转换部，被配置为执行AD转换以将n个所述第一信号转换成n个第二信号；以及信号处理部，被配置为将n个所述第二信号处理成数字输出信号，其中，所述偏移信号生成部被配置为生成n个所述偏移信号，以使得当使n个所述偏移信号根据大小排列时，相邻的所述偏移信号之间的差均不等于所述AD转换部的最小分辨率的自然数倍。

在本实施例中，由于第一信号是通过合成n个偏移信号和模拟输入信号所生成的，因此根据这些偏移信号的大小，一些结果可能超过最小分辨率而另一些结果可能低于最小分辨率。n个第二信号包括比最小分辨率更加精确的信息。结果，可以通过基于第二信号生成数字输出信号来提高AD转换的分辨率。特别地，由于当使n个偏移信号根据大小排列时、相邻的偏移信号之间的差均被设置为不等于AD转换部的最小分辨率的自然数倍，因此可以有效地提高分辨率。

在本申请中，术语“合成”不仅包括“相加”还包括“相减”。

优选地，所述偏移信号生成部可以被配置为生成n个所述偏移信号，以使得当使n个所述偏移信号根据大小排列时，相邻的所述偏移信号之间的差彼此相等，并且所述差小于所述最小分辨率。在这种情况下，n个偏移信号等间距地彼此分离，并且各个差小于最小分辨率。结果，可以通过合成这些偏移信号和模拟输入信号来提高AD转换的分辨率。

更优选地，所述偏移信号生成部可以被配置为生成n个所述偏移信号，以使得n个所述偏移信号中的最小值和最大值之间的差等于或大于所述AD转换部的最小分辨率。在这种情况下，对于任意大小的输入信号，n个第一信号中的至少一个超过最小分辨率，以使得n个第二信号中的至少一个取与其它的第二信号不同的值。结果，可以进一步提高AD转换的分辨率。

优选地，所述信号处理部可以被配置为计算n个所述第二信号的平均值以生成所述数字输出信号。

优选地，所述模拟输入信号可以是按固定间隔重复的交流信号，所述交流信号的一个周期可以与所述间隔相对应，所述AD转换部可以与所述交流信号同步地执行AD转换，所述AD转换设备还可以包括偏移信号控制部，所述偏移信号控制部被配置为控制所述偏移信号生成部，从而按所述交流信号的间隔来切换n个所述偏移信号，以及所述信号处理部可以将所述交流信号的各间隔的相同相位处的n个所述第二信号处理成所述数字输出信号。

当在交流信号为按固定间隔重复的交流信号的情况下、与该交流信号的间隔(周期)同步地在每个周期的多个相位点处对该交流信号进行AD转换时，应当在该交流信号的相同相位点处进行n个偏移信号和该交流信号的合成。在本实施例中，可以通过按该交流信号的间隔切换偏移信号来减少切换次数。

优选地，所述模拟输入信号可以是按固定间隔重复的交流信号，所述交流信号的一个周期可以与所述间隔相对应，所述AD转换设备可以被配置为基于所述交流信号的n·p个间隔(p是大于1的自然数)生成所述数字输出信号，所述AD转换部可以与所述交流信号同步地执行AD转换，所述AD转换设备还可以包括偏移信号控制部，所述偏移信号控制部被配置为控制所述偏移信号生成部，从而按所述交流信号的p个间隔来切换n个所述偏移信号，以及所述信号处理部将所述交流信号的各间隔的相同相位处的n·p个所述第二信号处理成所述数字输出信号。

在本实施例中，可以通过按p个间隔切换偏移信号来大幅减少切换次数。结果，可以大幅缩短AD转换所需的时间。

当然可以将本发明理解为AD转换方法。根据本发明的方面，一种AD转换方法，包括以下步骤：生成大小彼此不同的n个偏移信号(n是大于1的自然数)；将n个所述偏移信号顺次和模拟输入信号合成为n个第一信号；执行AD转换，以将n个所述第一信号转换成n个第二信号；以及将n个所述第二信号处理成数字输出信号，其中，当使n个所述偏移信号根据大小排列时，相邻的偏移信号之间的差均不等于所述AD转换的最小分辨率的自然数倍。

附图说明

以下将参考附图说明根据本发明的实施例。在这些附图中：

图1是示出根据本发明第一实施例的AD转换设备的框图。

图2示出AD转换操作的概要。

图3是示出根据第二实施例的身体测量设备的框图。

图4是示出身体测量设备的外观的平面图。

图5是示出身体测量设备的操作的流程图。

图6示出AD转换操作的概要。

图7是示出身体测量设备所测量出的电阻成分和电抗成分的误差的图形。

图8是示出在不进行与偏移信号相加的情况下电阻成分和电抗成分的误差的图形。

图9示出根据变形例的AD转换操作的概要。

具体实施方式

第一实施例

图1是示出根据本发明的实施例的AD转换设备1的框图。向AD转换设备1提供模拟输入信号C_in。AD转换设备1输出数字输出信号C_out。AD转换设备1包括偏移信号生成部20和偏移信号控制部10。偏移信号生成部20生成n(n是大于1的自然数)个偏移信号δ_k(k是0～n-1的整数)。偏移信号控制部10控制偏移信号生成部20以根据预定规则切换n个偏移信号δ_k。

AD转换设备1还包括偏移信号相加部30、AD转换部40和信号处理部50。偏移信号相加部30通过将n个偏移信号δ_k分别与模拟输入信号C_in相加，来生成n个第一信号S1。AD转换部40执行AD转换，以将n个第一信号S1转换成n个第二信号S2。信号处理部50将n个第二信号S2处理成数字输出信号C_out。

AD转换部40可以生成10位的第二信号S2。对各个第一信号S1进行量化。即，将各个第一信号S1与利用2¹⁰等分全刻度范围(FSR)的离散值进行比较，以近似为最接近的离散值。FSR/2¹⁰(＝1LSB)是最小分辨率(与量化分辨率同义)。第一信号S1的小于1LSB的大小是检测不到的，并将成为量化误差。最小分辨率越小，AD转换的准确度和AD转换器的成本越高。在本实施例中，可以通过使用偏移信号δ_k来实质上提高最小分辨率。

n个偏移信号δ_k的大小彼此不同。选择各个大小，以使得当使n个偏移信号δ_k根据大小排列时，相邻的偏移信号δ_k之间的差均不等于最小分辨率(1LSB)的自然数倍。在本实施例中，对各个大小进行设置，以使得当使n个偏移信号δ_k根据大小排列时，相邻的偏移信号δ_k之间的差彼此相等并且这些差小于最小分辨率。“相邻的偏移信号δ_k之间的差彼此相等”表示n个偏移信号δ_k被配置成：当δ₀、δ₁、…、δ_n-2和δ_n-1按升序排列时，δ_n-1-δ_n-2＝δ_n-2-δ_n-3＝…＝δ₂-δ₁＝δ₁-δ₀。

将模拟输入信号C_in和偏移信号δ_k相加得到第一信号S1。假定在以下例子中，模拟输入信号C_in小于AD转换部40的最小分辨率。当将模拟输入信号C_in直接提供给AD转换部40时，第二信号S2取值0。另一方面，已相加有偏移信号δ_k的第一信号S1根据模拟输入信号C_in和偏移信号δ_k的大小而可能偶尔超过最小分辨率。当已分别相加有n个偏移信号δ_k之一的n个第一信号S1中的大部分超过最小分辨率并使得第二信号S2的大部分取值1时，意味着模拟输入信号C_in接近于最小分辨率。当n个第一信号S1的大部分没有超过最小分辨率并使得第二信号S2的大部分取值0时，意味着模拟输入信号C_in远离最小分辨率并且小。即，可以根据n个第二信号S2中取值1的数量来计算模拟输入信号C_in的大小。

信号处理部50计算n个第二信号S2的平均值以生成数字输出信号C_out。结果，可以输出已分配有小于AD转换部40的最小分辨率的离散值的数字输出信号C_out。

将参考图2解释AD转换设备1的操作。在以下例子中，n为5，并且从偏移信号生成部20提供5个偏移信号δ_k。

AD转换部40的操作可以简化表示为如下：

S2＝Round(S1)。

“Round”是将作为模拟值的第一信号S1四舍五入为最接近整数的函数。例如，如果S1＝0.4，则S2取值0，并且如果S1＝0.6，则S2取值1。

将偏移信号δ_k(k＝0，…，n-1)与模拟输入信号C_in相加，并且进行平均。信号处理部50的计算表示为如下：

C_out＝1/n×∑[Round(C_in+δ_k)](k＝0，…，n-1)。

当C_in等于1.2并且仅将C_in提供至AD转换部40时，输出码将被四舍五入为如下：

C_out＝Round(1.2)＝1.0。

换言之，在无偏移信号δ_k的情况下，不可能超过AD转换部40的原始分辨率(小数部分)。

假定n＝5并且δ_k＝{-0.4，-0.2，0，0.2，0.4}，则第一信号S1表示为S1＝{0.8，1，1.2，1.4，1.6}。与5个第一信号S1相对应的第二信号S2表示为S2＝{1，1，1，1，2}。

信号处理部50执行平均值的计算。数字输出信号C_out由以下公式来表示：

C_out＝(1+1+1+1+2)/5＝1.2。

如上所述，通过将大小与AD转换部40的原始最小分辨率(1LSB)的大小不同的多个偏移信号δ_k叠加在模拟输入信号C_in上，可以获得比AD转换部40的原始分辨率(整数)高的分辨率(小数)。

假定与模拟输入信号C_in1相对应的数字输出信号为C_out1、并且与模拟输入信号C_in1仅相差微小值ε处的输出(即，C_in1+ε的输出)为C_out2，则C_out1和C_out2表示为如下：

C_out1＝1/n×∑[Round(C_in1+δ_k)]；

C_out2＝1/n×∑[Round(C_in1+ε+δ_k)]。

当相邻的偏移信号之间的差Δ相等(δ_k+1-δ_k＝Δ)时，至少在ε＝Δ的情况下，C_out1和C_out2彼此不同。

可以将C_out2表示为如下：

C_out2＝1/n×∑[Round(C_in1+ε+δ_k)]

＝1/n×∑[Round(C_in1+δ_k+1)](k＝0，…，n-1)。

将分辨率的最差值表示为如下：

C_out2-C_out1

＝1/n×∑{Round(C_in1+δ_k+1)-Round(C_in1+δ_k)}

＝1/n×{Round(C_in1+δ_n)-Round(C_in1+δ₀)}

＝1/n×{Round(C_in1+δ₀+nΔ)-Round(C_in1+δ₀)}。

最后的公式表示分辨率是根据偏移信号δ_k的分布范围和偏移信号δ_k的数量n所确定的。为了提高分辨率，优选将Δ设置得小并且将n设置得大。实际上，AD转换部40的码宽度和偏移信号δ_k的步幅不一致并且存在误差。为了提高精度，优选将nΔ调整为几个LSB，以使得可以补偿该不一致。

第二实施例

将使用身体测量设备100作为包括上述的AD转换设备1的电子装置的例子来解释第二实施例。

身体测量设备的构成

图3是示出根据本发明的实施例的身体测量设备100的构成的框图。身体测量设备100测量被检人的生物阻抗和体重，并且通过基于这些测量结果和预先输入的诸如身高、性别和年龄等的个人信息进行计算，来计算诸如体脂百分比等的生物信息。

身体测量设备100包括体重秤110、第一存储部120、第二存储部130、输入部150和显示器160。这些组件经由总线(未示出)连接至微控制器140。微控制器140用作控制整体设备的控制中心。微控制器140利用从时钟信号生成电路(未示出)提供的时钟信号进行工作。当接通电源开关(未示出)时，电源电路对各个组件通电。

体重秤110测量被检人的体重并且将体重数据经由总线输出至微控制器140。第一存储部120是诸如ROM(只读存储器)等的非易失性存储器。将用于控制整体设备的控制程序存储在第一存储部120中。微控制器140通过根据控制程序执行预定计算，生成诸如体脂百分比等的生物信息。

第二存储部130是诸如DRAM(动态随机存取存储器)等的易失性存储器。第二存储部130用作微控制器140的工作区域，并且存储微控制器执行预定计算时的数据。

输入部150包括各种开关。被检人操作这些开关，可输入诸如身高、年龄和性别等的信息。显示器160显示诸如体重和体脂百分比等的测量结果以及提示被检人输入各种信息的消息。显示器160可以由液晶显示装置构成。

更具体地，如图4所示，显示器160配置在机架的上部中央。输入部150包括开关151～155。开关151和152可以用作用于输入数值或选择菜单的上开关和下开关。开关153和154可以用作用于确定输入状态的开关。开关155可以用作电源开关。

上述的AD转换设备1包括在身体测量设备100中。在本实施例中，AD转换部40嵌入在微控制器140中。偏移信号控制部10和信号处理部50是通过在微控制器140中执行预定程序来实现的。微控制器140包括阻抗计算部60和交流电压信号生成部70。

阻抗计算部60基于从信号处理部50输出的数字输出信号C_out来计算阻抗。交流电压信号生成部70生成具有50kHz的方波的电压信号。更具体地，使用微控制器140的定时器功能从端口输出50kHz的固定电压方波。在本实施例中，交流电压信号生成部70嵌入在微控制器140中，当然也可以在微控制器140外部生成该交流电压信号。

滤波器3可以包括使50kHz通过的低通滤波器或带通滤波器，并且去除50kHz的电压信号的谐波成分。结果，通过了滤波器3之后，该电压信号成为正弦波。

电压-电流转换部4将从滤波器3输出的电压信号转换成电流信号。将该电流信号依次提供至串联连接的参考阻抗Z_r和生物阻抗Z_h。参考阻抗Z_r是已知的，并且生物阻抗Z_h是被检人的阻抗。

身体测量设备100包括两个电流电极(CE)5A、5B和两个电压电极(VE)6A、6B。如图4所示，电流电极5A配置在与左足的前部相对应的位置处，电极6A配置在与左足的跟部相对应的位置处，电极5B配置在与右足的前部相对应的位置处，并且电极6B配置在与右足的跟部相对应的位置处。

信号选择部7选择位于参考阻抗Z_r的两端上的端子T1和T2，或者选择用于测量生物阻抗Z_h的电压电极6A和6B。信号接收部8可以包括差分放大器。该差分放大器用作具有高输入阻抗的电压缓冲放大器。结果，当信号选择部7选择位于参考阻抗Z_r的两端上的端子T1和T2时，信号接收部8输出参考阻抗Z_r的电压V_r。另一方面，当信号选择部7选择电压电极6A和6B时，信号接收部8输出生物阻抗Z_h的电压V_h。信号接收部8根据偏移信号相加部30或AD转换部40的动态范围调整信号大小。

将从信号接收部8输出的交流电压与(以下所述的)直流偏移信号δ_k相加，并且输入至AD转换部40。偏移信号生成部20由偏移信号控制部10所控制，并且将27个DC电压作为偏移信号δ_k输出至偏移信号相加部30。这27个DC电压的间隔相等。尽管偏移信号生成部20可以包括专用DA转换器，但在本实施例中，偏移信号生成部20包括微控制器140的可控制为具有三态形式的三个端口、多个电阻和缓冲器。由于这三个端口均可以取分别为高水平状态、低水平状态或高阻抗状态的三种状态，因此这三个端口可以表现27种状态。结果，可以生成27个DC电压作为偏移信号δ_k。

偏移信号控制部10控制微控制器140的三个端口的状态。偏移信号相加部30对从信号接收部8输入的电压设置1倍增益，并且对在偏移信号生成部20中生成的DC电压设置增益，以使得27个偏移信号δ_k各自相对于相邻的偏移信号δ_k相差1/9LSB。

AD转换部40将50kHz的正弦波的每个周期分割成20个部分，并且在20个相位点处进行测量。信号处理部50使用AD转换的结果，获得在交流电压的这些相位点处的、分辨率比AD转换部40的原始分辨率高的电压。

阻抗计算部60使用信号处理部50所获得的高分辨率的AD转换结果来计算阻抗。

具体地，通过使用20个相位点处的高分辨率的AD转换结果执行同步检测，来获得矢量成分(电阻成分和电抗成分)。对参考阻抗Z_r和生物阻抗Z_h这两者执行同步检测。生物阻抗Z_h是通过根据电压比较法执行表示为以下公式的复数运算所获得的：

Z_h＝Z_r·V_h/V_r。

如上所述，计算出生物阻抗Z_h。

身体测量设备的操作

将参考图5解释身体测量设备100中生成生物阻抗的操作。

首先，微控制器140控制信号选择部7以选择参考阻抗Z_r或生物阻抗Z_h(步骤S10)。

接着，微控制器140执行累计处理(步骤S20)。在该累计处理中，微控制器140将27个偏移信号δ_k顺次与电压V_r或电压V_h相加以生成27个第一信号S1，执行AD转换以将这27个第一信号S1转换成27个第二信号S2，并且对这27个第二信号S2进行平均。结果，可以以超过AD转换部40的最小分辨率的分辨率对电压V_r和电压V_h进行AD转换。

将具体解释AD转换操作。假定来自信号接收部8的输出信号是V_sig、并且从偏移信号生成部20输出的DC电压是Δ_k(k＝0，…，26)，则AD转换结果C_k表示为如下：

C_k＝Round[A(V_sig+Δ_k)](k＝0，1，…，26)。

“A”是用于将电压转换成AD转换部40中所使用的AD转换结果码的常数，并且“Round”是对从AD转换部40输出的小于1LSB的值进行四舍五入的函数。

假定C_sig等于A·V_sig并且δ_k等于A·Δ_k，则以上的公式表示为如下：

C_k＝Round[C_sig+δ_k](k＝0，1，…，26)。

最终的AD转换结果CT是与27个DC电压相对应的AD转换结果C_k的平均值，并且表示为如下：

CT＝1/n×∑[Round(C_sig+δ_k)](k＝0，1，…，26，n＝27)。

在信号处理部50中执行该计算。传统上，总是对来自信号接收部8的输出信号进行四舍五入并且忽略小数。在本实施例中，可以通过使用具有1/9LSB步幅的多个偏移信号δ_k进行平均来获得分辨率比AD转换部40的原始分辨率高的AD转换结果。

为了减少计算量，可以使用以下的累计值CT’：

CT’＝∑[Round(C_sig+δ_k)](k＝0，1，…，26)。

对AD转换结果进行四次累计以获得稳定的结果。如上所述，生成了数字输出信号。

参考图6，将解释提供至偏移信号相加部30的正弦波的模拟输入信号C_in、偏移信号δ_k和AD转换部40中一个周期内的20个相位点之间的关系。

为了生成27个DC电压作为偏移信号δ_k，偏移信号控制部10控制偏移信号生成部20，从而按模拟输入信号C_in的周期间隔顺次切换27个偏移信号δ₀、δ₁、…、和δ₂₆。

AD转换部40对1个周期内的20个相位点P₀、P₁、…、和P₁₉执行AD转换。AD转换部40执行AD转换，以将通过将27个偏移信号δ_k分别与各相位点处的模拟输入信号C_in相加所获得的27个第一信号S1转换成27个第二信号S2，并且信号处理部50计算这27个第二信号S2的平均值。结果，模拟输入信号C_in转换成数字输出信号C_out。在这种情况下，获得1个周期的数字输出信号C_out需要27个周期的模拟输入信号C_in。在本实施例中，重复该处理四次，从而获得精确的数字输出信号C_out。

当模拟输入信号C_in是按固定间隔重复的交流信号时，AD转换部40与该交流信号同步地执行AD转换，并且偏移信号控制部10控制偏移信号生成部20从而按该交流信号的间隔来切换n个偏移信号δ_k。信号处理部50将在该交流信号的各间隔的相同相位处的n个第二信号S2处理成数字输出信号C_out。

将再次参考图5来解释该操作。在步骤S20之后，微控制器140执行检测处理(步骤S30)。具体地，通过在数字输出信号C_out和50kHz的电流信号之间执行同步检测来获得矢量成分(电阻成分和电抗成分)。微控制器140根据上述的电压比较法执行阻抗计算，以计算生物阻抗Z_h(步骤S40)。

图7示出本实施例的身体测量设备100所测量出的电阻成分和电抗成分的误差。图8示出在不进行与偏移信号δ_k相加的情况下电阻成分和电抗成分的误差作为比较例子。如这些图形所示，根据本实施例，可以大幅减少误差。特别地，这对于嵌入有AD转换部40的通用型微控制器而言有效。当使用这种微控制器时，可以通过相加微小成分来大幅提高AD转换的分辨率。

其它变形例和改进

本发明不局限于上述实施例。例如，可以进行以下变形。

(1)在上述第二实施例中，模拟输入信号C_in是按固定间隔(周期)重复的交流信号。当生成27个偏移信号δ_k时，通过按模拟输入信号C_in的周期间隔切换偏移信号δ_k来在27个周期内切换偏移信号δ_k。为了提高准确度，可以通过将27个周期的组合重复4次并且对重复的结果进行平均来获得1个周期的数字输出信号C_out。

在上述实施例中，整体需要将偏移信号δ_k切换4×27次。由于需要时间来切换偏移信号δ_k，因此优选切换次数尽可能少。由于浮动电容和布线电阻，因而从偏移信号生成部20到偏移信号相加部30的传输通道等效于低通滤波器。结果，需要时间来将切换偏移信号δ_k的结果准确地反映到相加结果中。

考虑到以上情况，可以如图9所示切换偏移信号δ_k。即，假定模拟输入信号C_in是按固定间隔(周期)重复的交流信号、并且数字输出信号C_out是基于为该交流信号的周期的n·p倍(p是大于1的自然数)的间隔所生成的。在图9所示的例子中，n＝27并且p＝4。AD转换部40可以与该交流信号同步地执行AD转换。偏移信号控制部10可以控制偏移信号生成部20，从而按该交流信号的4个周期来切换27个偏移信号δ_k。信号处理部50可以将在该交流信号的相同相位点P₀、P₁、…、和P₁₉处的27×4个第二信号S2处理成数字输出信号C_out。结果，可以将切换偏移信号δ_k的次数缩减为27次。

(2)在上述实施例中，偏移信号相加部30通过将各个偏移信号δ_k与模拟输入信号C_in相加来生成第一信号S1。另一方面，可以通过从模拟输入信号C_in减去各个偏移信号δ_k来生成第一信号S1。总之，可以通过合成模拟输入信号C_in和偏移信号δ_k来生成第一信号S1。

(3)在上述实施例中，n个偏移信号δ_k的大小彼此不同，并且选择这n个偏移信号δ_k，以使得当使这n个偏移信号δ_k根据大小排列时，相邻的偏移信号之间的差彼此相等并且这些差小于最小分辨率。另一方面，n个偏移信号δ_k的一部分可以与最小分辨率(1LSB)的自然数倍相对应。

n个偏移信号δ_k的最小值可以超过最小分辨率(1LSB)。例如，可以将n个偏移信号δ_k设置成等差，即Δ＝δ_k-δ_k-1，并且假定Δ＝0.2LSB以及n＝5，则δ₀＝1.1LSB，δ₁＝1.3LSB，δ₂＝1.5LSB，δ₃＝1.7LSB，δ₄＝1.9LSB以及δ₅＝2.1LSB。与将n个偏移信号δ_k设置成δ₀＝0.1LSB、δ₁＝0.3LSB、δ₂＝0.5LSB、δ₃＝0.7LSB、δ₄＝0.9LSB和δ₅＝1.1LSB的情况相比较，最小的偏移信号δ_k可以取较大的值。通常，由于噪声而难以精确地生成微小电压。可以通过将n个偏移信号δ_k的最小值设置成超过最小分辨率(1LSB)来容易地生成微小电压。

当n个偏移信号δ_k的最小值(δ₀＝1.1LSB)和最大值(δ₅＝2.1LSB)之间的差与该例子中一样等于或大于AD转换部40的最小分辨率时，通过将n个偏移信号δ_k分别与任何大小的模拟输入信号C_in相加，第二信号S2至少之一不同于其它的第二信号S2。结果，可以提高AD转换的分辨率。

Claims

1.一种模数转换设备，包括：

偏移信号生成部，被配置为生成大小彼此不同的n个偏移信号，其中n是大于1的自然数；

合成部，被配置为将n个所述偏移信号顺次和模拟输入信号合成为n个第一信号；

模数转换部，被配置为执行模数转换以将n个所述第一信号转换成n个第二信号；以及

信号处理部，被配置为计算n个所述第二信号的平均值或者累计n个所述第二信号，以生成数字输出信号，

其中，所述偏移信号生成部被配置为生成n个所述偏移信号，以使得当使n个所述偏移信号根据大小排列时，相邻的所述偏移信号之间的差均不等于所述模数转换部的最小分辨率的自然数倍。

2.根据权利要求1所述的模数转换设备，其特征在于，所述偏移信号生成部被配置为生成n个所述偏移信号，以使得当使n个所述偏移信号根据大小排列时，相邻的所述偏移信号之间的差彼此相等，并且所述差小于所述最小分辨率。

3.根据权利要求2所述的模数转换设备，其特征在于，所述偏移信号生成部被配置为生成n个所述偏移信号，以使得n个所述偏移信号中的最小值和最大值之间的差等于或大于所述模数转换部的最小分辨率。

4.根据权利要求1所述的模数转换设备，其特征在于，

所述模拟输入信号是按固定间隔重复的交流信号，

所述交流信号的一个周期与所述间隔相对应，

所述模数转换部与所述交流信号同步地执行模数转换，

所述模数转换设备还包括偏移信号控制部，所述偏移信号控制部被配置为控制所述偏移信号生成部，从而按所述交流信号的间隔来切换所述n个偏移信号，以及

所述信号处理部将所述交流信号的各间隔的相同相位处的n个所述第二信号处理成所述数字输出信号。

5.根据权利要求1所述的模数转换设备，其特征在于，

所述模拟输入信号是按固定间隔重复的交流信号，

所述交流信号的一个周期与所述间隔相对应，

所述模数转换设备被配置为基于所述交流信号的n·p个间隔生成所述数字输出信号，其中p是大于1的自然数，

所述模数转换部与所述交流信号同步地执行模数转换，

所述模数转换设备还包括偏移信号控制部，所述偏移信号控制部被配置为控制所述偏移信号生成部，从而按所述交流信号的p个间隔来切换所述n个偏移信号，以及

所述信号处理部将所述交流信号的各间隔的相同相位处的n·p个所述第二信号处理成所述数字输出信号。

6.一种电子装置，包括根据权利要求1所述的模数转换设备。

7.一种模数转换方法，包括以下步骤：

生成大小彼此不同的n个偏移信号，其中n是大于1的自然数；

将n个所述偏移信号顺次和模拟输入信号合成为n个第一信号；

执行模数转换，以将n个所述第一信号转换成n个第二信号；以及

计算n个所述第二信号的平均值或者累计n个所述第二信号，以生成数字输出信号，

其中，当使n个所述偏移信号根据大小排列时，相邻的所述偏移信号之间的差均不等于所述模数转换的最小分辨率的自然数倍。