CN1184484C - 用来精确测量阻抗的装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种用来测量阻抗的装置，从表示一正弦波的数字代码中产生一交流电流，由于一交流电流流进目标(11)中而将一ac电压变换成一数字信号；乘法器(5)连续地将该数字信号的二进制值乘以表示该正弦波和一余弦波的数字代码的二进制值，累加器(6)连续地对该乘积相加，和微计算机(9)根据乘积之和计算目标(11)的阻抗，因而改善了该计算结果的精度。

Description

用来精确测量阻抗的装置及方法

技术领域

本发明涉及对阻抗的测量，更详细地说，本发明涉及一种用来测量阻抗的装置及方法。

背景技术

在下面的说明中，术语“阻抗”意指一电路阻抗的绝对值，实部的值，虚部的值和它们之间的比值。用来测量阻抗的装置的一个典型例子在未审查日本专利申请JP-61-266965中已被披露。图1示出了用来测量阻抗的该已有技术装置。虽然标号有所不同，但图1相应于在该未审查日本专利申请中所披露的图1。

该已有技术装置测量一目标电路100的阻抗。该目标电路100假定是一电容性元件，并且具有表示为Y＝G+jB的导纳Y，这里G是电导而B是电纳。该已有技术装置包括有一交流电源102，一电流—电压变换器103，一鉴相器104，一相移器105，一鉴相器106，一比较器107，一开关单元108和一模—数变换器110。该交流电源102将电压e施加给目标电路，并且电流ig从目标电路100流入电流—电压变换器103中。电流量表示为e(G+jB)。电流—电压变换器103将电流ig变换为输出电压ey，并且该输出电压ey等于-R×ig。该输出电压ey被提供给鉴相器104和106。

该鉴相器104将电压ey乘以交流电源102的输出电压e，并且提取该直流分量。鉴相器104输出一正比于电导G的dc电压ea。另一方面，另一鉴相器106将电压ey乘以相移器105的输出电压。向相移器105提供交流源102的电压e，并且引入在电压e和输出电压之间的90°相位滞后。为此，鉴相器106输出一正比于电纳B的dc电压。

该开关单元108具有二个输入节点109a和109b。dc电压ea被加到输入端109a，并且另一dc电压eb被加到另一输入端109b。开关单元108有选择地向模—数变换器110提供dc电压ea和eb，并且模—数变换器110将dc电压ea/eb变换为一数字信号。

该已有技术测量装置还包括一微计算机111，ac电压—dc电压变换器112，模—数变换器113和显示单元114a/114b。输出电压ey被提供给ac电压—dc电压变换器112，并且ac电压—dc电压变换器112从输出电压ey产生一dc电压。dc电压正比于导纳Y的绝对值。该dc电压被提供给模—数变换器113，并被变换为一数字信号。

模—数变换器110和113被连接到微计算机111。微计算机111根据从模—数变换器110所提供的数字信号计算电导G和电纳B，并且显示器114a/114b分别指示电导G、电纳B。微计算机根据自模—数变换器113所提供的数字信号计算该导纳的绝对值。

比较器107的工作如下。dc电压ea与dc电压eb进行比较。如果导纳Y比电导G大的多，即Y＞＞G，则电纳B表示为

  B＝(Y²-G²)Y

为此，微计算机忽略自dc电压eb所变换的数字信号，并且根据自模—数变换器113所提供的数字信号计算该电纳B。

另一方面，当导纳Y比电纳B大的多时，即Y＞＞B，则电导G表示为

  G＝(Y²-B²)Y

为此，微计算机111忽略了自dc电压ea变换的数字信号，并且根据自模—数变换器113所提供的数字信号计算该电纳G。这是由于实际上在精度上该ac电压—dc电压变换器112比鉴相器104/106要高许多。事实上，由鉴相器104/106所导致的误差是在百分之0.1到0.2的量级。另一方面，由ac电压—dc电压变换器112所导致的误差是在百分之0.01的量级。因此，微计算机111将优先级给予通过模拟—数字变换器13从ac电压—dc电压变换器112所提供的数字信号，并且提高了该精确度。

该未审查日本专利申请进一步披露了一种用来测量一感性元件阻抗的装置。该电阻R、电抗X和阻抗Z以与前述相同的方式来测量。微计算机还将优先级给予变换自表示阻抗Z的dc电压的数字信号，并且在Z＞＞X或Z＞＞R的条件下根据该数字信号来计算电阻R或电抗X。

虽然优先级给予ac电压—dc电压变换器112令人满意地改善了该测量的精度，即在Y＞＞G或Y＞＞B的条件下改善了测量电导或电纳的精度，但是该测量仍包括根据变换自dc电压eb或ea的数字信号计算该电纳或电导。当导纳Y不比电导G和电纳B大很多时，则根据变换自dc电压ea和eb的数字信号计算电导G和电纳B。因此，该已有技术装置在测量精度上仍存在有问题。这是在该已有技术装置中存在的第一个问题。

第二个问题是在鉴相器104/106中由于电压偏移而引起的噪声分量。该已有技术装置被连接到各种电子电路105，并且鉴相器104和106需要一用于该动态范围的dc放大。该dc电压ea和eb包括该dc偏移电压，并且该偏移电压通过模—数变换被转换为数字信号。因此，该数字信号包括噪声分量，并且该噪声分量使该测量恶化。这是在该已有技术装置中存在的第二个问题。

第三个问题是相移器105。虽然该相移器105将目标相位滞后90°，但该相移器可以在所有时间不使输出电压e移相90°。这意味着该模拟相乘是不准确的。

在用于一感性元件的已有技术装置中存在相同的问题。

发明内容

因此本发明的一个重要目的是提供一种用来精确测量一阻抗的装置。

本发明还有一个重要目的是提供一种用来精确测量一阻抗的方法。

为了完成该目的，本发明建议数字化用来确定一阻抗的信号处理。

根据本发明的一个方面，提供了一种用来测量目标的阻抗的装置，其特征是包括：一连接到所述目标的端口；一连接到所述端口的周期信号发生器，它通过所述端口向所述目标提供周期性地变化的、根据一个第一数字信号产生的第一模拟信号，从而产生由于所述阻抗变化而变化的第二模拟信号；一数字信号发生器，从所述第二模拟信号产生第二数字信号；和一连接到所述周期信号发生器和所述数字信号发生器并被提供所述第一数字信号和所述第二数字信号的数据处理器，用来通过所述第一数字信号和第二数字信号之间的乘积来确定所述阻抗。

根据本发明的另一方面，还提供了一种用来测量一目标的阻抗的方法，其特征包括有步骤：a)自一第一数字信号产生一第一模拟信号；b)将所述第一模拟信号提供给目标以由于所述阻抗改变而产生一第二模拟信号；c)将所述第二模拟信号变换为第二数字信号；和d)通过所述第一数字信号和所述第二数字信号的之间的乘积来确定所述阻抗；其中所述步骤b)包括有子步骤：b-1)将所述第一模拟信号提供给目标以由于所述阻抗的改变而产生一初级模拟信号；和b-2)将表示一无规律噪声的噪声信号与所述初级模拟信号相混合用来产生第二模拟信号。

该测量装置和方法的特征和优点从以下结合附图的说明可更清楚地得到了解。

附图说明

图1的框图示出了日本未审查专利申请JP-61-266965中所披露的已有技术测量装置的电路构成；

图2的框图示出了根据本发明的一测量装置的电路构成；

图3示出了一被标称化的角频率和一增益之间的关系；

图4的框图示出了根据本发明的另一测量装置的电路构成；

图5的框图示出了根据本发明的又一测量装置的电路构成；

图6的框图示出了根据本发明的再一测量装置的电路构成。

具体实施方式

第一实施例

参见图2，本发明的一测量装置包括只读存贮器1，数—模变换器2，电压—电流变换器3，模—数变换器4，乘法器5，累加器6，寄存器7和8，微计算机9和控制器10。目标11被连接在测量装置和地之间，并且目标11的阻抗被测量。

只读存贮器1存贮表示正弦波的四分之一的离散值，并且该离散值按照时间来存贮。该正弦波具有角频率ω0。该离散值从只读存贮器1中被重复地读出，并且通过数—模变换器2被提供给电压—电流变换器3。从该离散值中产生一交流电流，并且该交流电流流到目标11。该交流电流被变换为ac电压，并且模—数变换器4数字化该ac电压，微计算机9根据表示该ac电压和离散值的数字数据信号计算在角频率ω0处的目标11的阻抗。

控制器10管理只读存贮器1、乘法器5和累加器6。详细地说，控制器10从只读存贮器1中读出该离散值。如前所述，该离散值表示该正弦波的四分之一，并且控制器10顺序地对该存贮器存贮单元进行寻址。首先，控制器10按规定次序顺序地读出该离散值，并且随后反向读出它的。接着，控制器10指示只读存贮器1反转该离散值的极性，并以上规定次序读出该离散值。最后，控制器10反向读出极性被反转的的该离散值。然后，从该离散值产生正弦波。

从该离散值进一步产生一余弦波。控制器10以时间共享形式重复该正弦波的生成和该余弦波的生成。首先，控制器10反向地读出该离散值。控制器10指示只读存贮器1反转该离散值的极性并且以规定的次序读出极性被反转的离散值。接着，控制器10反向读出极性被反转的该离散值。最后，控制器10以规定次序读出该离散值而不反转极性。该余弦波和正弦波相位相差90°。

数—模变换器2将表示正弦波或余弦波的一离散值系列变换为一模拟信号。该模拟信号的电压值是变化的，并且被提供给电压—电流变换器3。电压—电流变换器3从该模拟电压信号产生交流电流，并且将它提供给目标11。电压—电流变换器3可由图1所示的一运算放大器来实施。

当该交流电流流进目标11时，交流电流量被乘以目标11的阻抗。该乘积由ac电压表示。ac电压以时间共享形式表示该正弦波和余弦波。该ac电压被提供给模—数变换器4，并且被变换为数字信号。数字信号被提供给乘法器5。

乘法器5将该数字信号乘以表示该正弦波的一部分的离散值。乘法器还将该数字信号乘以表示余弦波的一部分的离散值。在只读存贮器1中存贮的离散值只表示具有角频率ω0的正弦波的四分之一。但是，从数—模变换到模—数变换的信号处理会将量化噪声和外部噪声引入数字信号。为此原因，和角频率ω0一起该数字信号表示具有不同角频率ω的正弦波和余弦波。但是，说明是首先依据根据本发明的测量原理而做出的，假定该数字信号表示在角频率ω0的正弦波和余弦波而不考虑直流电流和交流电流之间的不同。

现在假定正弦波Sinω0t表示交流电流，目标11的阻抗影响该交流电流，并且该响应函数是源于该阻抗的实部的正弦波Sinω0t和源于该阻抗的虚部的余弦波Cosω0t的组合。如前所述，乘法器5将该数字信号乘以表示在不同定时处的正弦波Sinω0t和余弦波Cosω0t的离散值。当在正弦波Sinω0处的值和在余弦波Cosω0处的值乘以表示正弦波Sinω0t的离散值时，该阻抗的实部导致该乘积包含Sin2ω0t＝1/2(1-Cos2ω0t)，和该阻抗的虚部导致该乘积包含Sinω0t×Cosω0t＝1/2Sin2ω0t。交流电流分量Cos2ω0和Sin2ω0t从该乘积中被减去，表示该差的数字信号具有正比于该实部的值。

另一方面，当该乘法器5将在正弦波Sinω0上的值和在余弦波Cosω0上的值乘以表示该余弦波Cosω0t的离散值时，则该阻抗的实部导致该乘积包含Cosω0t×Sinω0t＝1/2Sin2ω0t，并且该阻抗的虚部导致该乘积包含Cosω0t×Cosω0t＝1/2(1+Cos2ω0t)。在消去该交流电流分量之后，该数字信号正比于该阻抗的虚部。

累加器6从代表这些乘积的数字信号中消去交流电流分量。累加器6在多个周期之间连续地相加该乘积。如果自该模—数变换器4所提供的数字信号不包含有量化噪声和外部噪声。则该交流电流分量仅是Sin2ω0t和Cos2ω0t，并且通过仅一个周期的累加而从该数字信号中消去该交流电流分量。但是，提供给乘法器5的数字信号不可避免地包含量化噪声和外部噪声。为了消除来自该乘积中的噪声分量和交流电流分量，累加器6在一百个或更多的周期期间叠加该乘积。累加的结果，乘积的和及乘积的另外的和被分别提供给寄存器7和8，并且存储在其内。如后面所述那样，寄存器7和8分别被赋予一正弦项和一余弦项。

当完成该累加时，微计算机9从该寄存器7和8中捡出代表这些乘积之和的数字值。微计算机9分别将这些乘积的和平方，并将这些平方互相相加。微计算机9求出该和的平方根。该平方根正比于该阻抗的绝对值。微计算机9确定该和的比，它等于该实部与虚部的比，即相位角tan(θ)。

提供给乘法器5的数字信号Vi被假定表示为ASin(wt+φ)。当乘法器5在n周期期间内对表示正弦波部分的数字值和表示余弦波部分的数字值执行相乘时，累加器6在寄存器7和8中存储一正弦项HS(ω)和一余弦项HC(ω)。该正弦项Hs(ω)和余弦项Hc(ω)表示为

$\mathrm{Hs}\left(\mathrm{\ω}\right)={S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\mathrm{vi}\sin \left(\mathrm{\ω}0t\right)\mathrm{dt}$

$\mathrm{Hc}\left(\mathrm{\ω}\right)={S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\mathrm{vi}\cos \left(\mathrm{\ω}0t\right)\mathrm{dt}]$

首先，该正弦项Hs(ω)被计算

$\mathrm{Hs}\left(\mathrm{\ω}\right)={S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\mathrm{Ai}\sin (\mathrm{\ω}1+\mathrm{\ψ})\sin \left(\mathrm{\ω}0t\right)\mathrm{dt}$

$=(\mathrm{Ai}/2){S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\left[\cos \right\{(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}-\cos \{((\mathrm{\ω}+\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}]\mathrm{dt}$

如果ω＝ω0，则给出正弦项Hs(ω)

$\mathrm{Hs}\left(\mathrm{\ω}\right)=(\mathrm{Ai}/2){S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\{\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)-\cos (2\mathrm{\ω}0t+\mathrm{\ψ})\}\mathrm{dt}$

$=\mathrm{n\πAi}\×\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)/\mathrm{\ω}0$

另一方面，如果ω≠ω0，则给出正弦项Hs(ω)

$\mathrm{Hs}\left(\mathrm{\ω}\right)=(\mathrm{Ai}/2)\left[\right[\sin \{(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}/(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)]-$

$\left[\sin \right\{(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}/(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)]{{]}_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}$

$=(\mathrm{Ai}/2)\left[\right[\sin \{2\mathrm{n\π}((\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)-1)+\mathrm{\ψ}\}-\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)]/(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)-$

$\left[\sin \right\{2\mathrm{n\π}((\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)+1)+\mathrm{\ψ}\}-\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)]/(\mathrm{\ω}+\mathrm{\ω}0)\left]\right]$

$=(\mathrm{Ai}/2)\left\{\sin \right\{2n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}+\mathrm{\ψ}\}-\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)\}\{2\mathrm{\ω}0/({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}0}^2)\}$

$=2\mathrm{Ai}\cos \{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}+\mathrm{\ψ}\}\sin \left\{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}\right\}\{\mathrm{\ω}0/({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}0}^2)\}$

该余弦项Hc(ω)表示为

$\mathrm{Hc}\left(\mathrm{\ω}\right)={S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\mathrm{Ai}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\ψ})\cos \left(\mathrm{\ω}0t\right)\mathrm{dt}$

$=(\mathrm{Ai}/2){S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\left[\sin \right\{(\mathrm{\ω}+\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}+\sin \{((\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}]\mathrm{dt}$

如果ω＝ω0，则给出正弦项Hc(ω)

$\mathrm{Hc}\left(\mathrm{\ω}\right)=(\mathrm{Ai}/2){S_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}\{\sin (2\mathrm{\ω}0t+\mathrm{\ψ})+\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)\}\mathrm{dt}$

$=\mathrm{n\πAi}\×\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)/\mathrm{\ω}0$

另一方面，则给出ω≠ω0，则余弦项Hc(ω)

$\mathrm{Hc}\left(\mathrm{\ω}\right)=-(\mathrm{Ai}/2)\left[\right[\cos \{(\mathrm{\ω}+\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}/(\mathrm{\ω}+\mathrm{\ω}0)]+$

$\left[\cos \right\{(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)t+\mathrm{\ψ}\}/(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)]{{]}_0}^{2\mathrm{n\π}/\mathrm{\ω}0}$

$=-(\mathrm{Ai}/2)\left[\right[\cos \{2\mathrm{n\π}((\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)+1)+\mathrm{\ψ}\}-\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)]/(\mathrm{\ω}+\mathrm{\ω}0)+$

$\left[\cos \right\{2\mathrm{n\π}((\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)-1)+\mathrm{\ψ}\}-\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)]/(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)\left]\right]$

$=-(\mathrm{Ai}/2)\left\{\cos \right\{2n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}+\mathrm{\ψ}\}-\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)\}\left[\right\{1/(\mathrm{\ω}+\mathrm{\ω}0)\}+$

$\{1/(\mathrm{\ω}-\mathrm{\ω}0)\}]$

$=2\mathrm{Ai}\sin \{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}+\mathrm{\ψ}\}\sin \left\{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}\right\}\{\mathrm{\ω}0/({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}0}^2)\}$

如果ω＝ω0，则给出该平方的和H(ω)²

H(ω)²＝(n²π²Ai²)/ω0²        ……式1

另一方面，如果ω＝ω0，则给出该平方的和H(ω)²

$H{\left(\mathrm{\ω}\right)}^2=4{\mathrm{Ai}}^2{\sin }^2\left\{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}\right\}\left[\right\{{\mathrm{\ω}0}^2/{({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}0}^2)}^2\left\}{\cos }^2\right\{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}$

$+\mathrm{\ψ}\}+\{{\mathrm{\ω}}^2/{({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}0}^2)}^2\left\}{\sin }^2\right\{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}+\mathrm{\ψ}\left\}\right]$

$=4{\mathrm{Ai}}^2{\sin }^2\left\{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}\right\}\left[\right\{{\mathrm{\ω}0}^2/{({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}0}^2)}^2\}+\{1/({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}0}^2)\}$

${\sin }^2\{n(\mathrm{\ω}/\mathrm{\ω}0)\mathrm{\π}+\mathrm{\ψ}\}]\·\·\·\·\·$ 式2

在图3中本发明者所绘制的和H(ω)²假定n为32。当角频率ω从角频率ω0相离开时，该增益下降。

在第一实施例中，只读存储器1、控制器10、数—模变换器2和电压—电流变换器3构成一周期信号发生器，并且模—数变换器4用作一数字信号发生器。乘法器5、控制器10、累加器6、寄存器7和8及微计算机9构成一数据处理器。

如从前述说明中所了解的，根据本发明的测量装置以数字代码形式存储代表该正弦波的多块数据信息，并且将ac电压变换为数字信号。这意味着通过数字信号处理来确定该阻抗。只有量化噪声被引入从模—数变换器4提供给乘法器5的该数字信号中。该离散值以数字代码形式被存储，并直接提供给乘法器5。这意味着，由于dc偏移电压该数字信号不受噪声分量的影响。当累加器6对于正弦波的N个周期的乘积进行累加时，分辨力的改善给出1/2log₂N。如果N是256，则分辨力被改善4比特。因此，数字信号处理比模拟信号处理的精度更高，并且该测量装置所实现的分辨力高于已有技术。

另外，在相乘之后该累加器6如像—数字滤波器一样提取该dc分量。这意味着任何低通滤波器用于消除该交流电流分量。在该低通滤波器中包括一电容器，并且该低通滤波器对于一集成电路是不希望有的。在该叠加器6中不包含有任何的电容器，并且制造商在一半导体芯片上很容易集成1至10个部件。

第二实施例

图4示出了本发明的另一装置。混合器12、噪声源13和寄存器14及15被加到实现第一实施例的测量装置，并且其它部件相应于第一实施例的部件。为此，其它部件用相应部件的标号标注而不再详细说明。寄存器14被赋予表示该正弦波的离散值，而另一寄存器15被赋予表示该余弦波的离散值。

如前所述，通过该乘积的叠加消除了来自正弦项Hs(ω)和余弦项H(ω)的在数—模变换到模—数变换之间所引入的噪声分量。但是，当控制器10有规律地从只读存储器1中读出该离散值时，该量化噪声还被有规律地被混合到提供给乘法器5的数字信号中，并且很难通过该乘积的累加而从正弦项Hs(ω)和余弦项H(ω)中被消除。噪声源13无规律地产生噪声分量，并且混合器12将该无规律噪声分量引入该数字信号中。该无规律杂乱噪声分量破坏了该量化噪声分量的规律性，并且允许累加器6消除来自正弦项Hs(ω)和余弦项H(ω)的噪声分量。

寄存器14和15暂时存储表示正弦的一部分的离散值和表示余弦波的一部分的离散值，并将它们提供给乘法器5。寄存器14和15进行对简单相乘的控制。当然，实施第二实施例的测量装置还具有结合第一实施例所述的优点。

在第二实施例中只读存储器1、控制器10、数—模变换器2和电压—电流变换器3构成了一周期信号发生器，并且模—数变换器4、噪声源13和混合器12相结合构成一数字信号发生器。乘法器5、控制器10、累加器6、寄存器7、8、14和15以及微计算机9构成一数据处理器。

第三实施例

图5示出了实施本发明的另一测量装置。寄存器7、8、14和15分别由多个寄存器16/18、多个寄存器17/19、多个寄存器20/22和多个寄存器21/23所置换。其它的部件相应于第二实施例的其它部件，由相同的标号标注而不再详细说明。

只读存储器1存储表示不同正弦波的多组离散值。多个寄存器20和22存储表示在角频率f1处的一正弦波的离散值和表示在角频率f2处的另一正弦时的离散值。类似地，多个寄存器21和23存储表示在角频率f1处的一余弦波的离散值和表示在角频率f2处的另一余弦波的离散值。另一方面，多个寄存器16和18存储在角频率f1处的正弦项Hs(ω)和在角频率f2处的正弦项Hs(ω)，和多个寄存器17和19存储在角频率f1处的余弦项Hc(ω)和在角频率f2处的余弦项Hc(ω)。因此，实施第三实施例的该装置测量在不同频率f1和f2处的阻抗。由于该阻抗按照角频率具有不同的值，所以这个特征是合乎需要的。利用实施该第三实施例的测量装置，用户可测量在不同角频率f1和f2处的阻抗。实施第三实施例的该测量装置具有结合第一实施例所述的所有优点。

第四实施例

图6示出了实施本发明的又一测量装置。该电压—电流变换器3由一电压跟随器24所替换。电阻25和一ac放大器26加入到电路结构中。电阻25具有远小于目标11的阻抗的绝对值的阻值。电阻25连接在目标11和地之间，并且ac放大器26的二个输入节点被分别连接到电阻25的两端。在第一、第二和第三实施例中，交流电流从该电压—电流变换器3提供给目标11，并被变换成ac电压。但是，本发明决不限定于该ac电流。在第四实施例中，电压跟随器24向目标11提供一ac电压。电阻25产生一非常小的电压降，并由ac放大器放大该非常小的电压降。其它的特征类似于第一实施例，并且在下面不再予以说明。实施第四实施例的测量装置具有结合第一实施例所述的所有优点。

在第四实施例中，只读存储器1、控制器10、数—模变换器2和电压跟随器24构成一周期信号发生器。电阻25、ac放大器26和模—模变换器4组合构成一数字信号发生器。乘法器5、控制器10、累加器6、寄存器7和8与微计算机共同构成一数据处理器。

方法

该测量装置通过下面方法测量阻抗。该方法参照图2来说明。只读存储器1存储表示该正弦波的四分之一的离散值。该离散值以数字代码的形式被存储，并且在予置的时间间隔被绘制在该正弦波的四分之一上。控制器10存储用于累加的表示予置时间间隔的控制数据和表示予置周期的另外的控制数据。

目标11被连接在该测量装置的T1端和T2端之间。该测量装置被激励。随后，控制器10读出在予置时间间隔的离散值，并且该离散值从只读存储器10被提供给数—模变换器2。该数—模变换器2将该模拟信号提供给电压—电流变换器3，并且该电压—电流变换器3将该交流电流流进目标11中。结果，在T1端产生ac电压，并且提供给模—数变换器4。该模—数变换器4将该数字信号提供给乘法器5。该数字信号乘以表示正弦波部分的离散值，并且在该予置周期里通过累加器6被连续地相加。该和表示正弦项Hs(ω)，并被存储在寄存器7中。另外，该数字信号乘以表示余弦波的部分的离散值，并且在预定周期内由累加器6连续地相加。该和表示余弦项Hc(ω)，并被存储在寄存器8中。

最后，微计算机9执行正弦项Hs(ω)和余弦项Hc(ω)的计算，并且确定该阻抗的绝对值、实部的值、虚部的值和实部和虚部之间的比。

从前面所述可看出，该测量装置执行用于确定该阻抗值的数据处理，并且改善了测量的分辨力和该值的精度。

虽然表示和说明了本发明的特定实施例，但很明显的是本技术领域的普通技术人员在不违背本发明的精神和范围的前提下可以作出各种改变和改进。

例如，该只读存储器可以存储表示余弦波的一部分的离散值。在这个例子中，控制器10与余弦波一起产生一正弦波。

一显示器和一指示器可与微处理器9相连以便显示该阻抗。

Claims (20)

1、一种用来测量目标(11)的阻抗的装置，其特征是包括：

一连接到所述目标(11)的端口；

一连接到所述端口的周期信号发生器(1/2/3/10；1/2/3/10；1/2/10/24)，它通过所述端口向所述目标(11)提供周期性地变化的、根据一个第一数字信号产生的第一模拟信号，从而产生由于所述阻抗变化而变化的第二模拟信号；

一数字信号发生器(4；4/12/13；4/25/26)，从所述第二模拟信号产生第二数字信号；和

一连接到所述周期信号发生器和所述数字信号发生器并被提供所述第一数字信号和所述第二数字信号的数据处理器(5/6/7/8/9；6/7/8/9/14/15；5/6/9/16/17/18/20/21/22/23)，用来通过所述第一数字信号和第二数字信号之间的乘积来确定所述阻抗。

2、如权利要求1的装置，其中所述第一数字信号表示在第一周期波的一系列离散值和在与所述第一周期波相位相差90°的第二周期波的另外一系列离散值。

3、如权利要求2的装置，其中所述第一周期波和第二周期波分别是一正弦波和一余弦波。

4、如权利要求2的装置，其中所述周期信号发生器包括：

用来存贮表示所述离散值系列的一部分的数字代码的存贮器(1)；

连接到所述存贮器并且为了产生所述第一数字信号以不同次序以一种时间共享方式反复读出所述离散值系列的所述部分的控制器(10)；和

连接在所述存贮器和接口之间用来产生一用于所述第一模拟信号的一交流电流的数—模变换器(2)。

5、如权利要求4的装置，其中所述离散值系列的所述部分是在所述第一周期波的四分之一上，并且所述控制器(10)从所述离散值串的一端朝向另一端、从所述离散值串的所述另一端朝向所述一端、在多个所述离散值的一个极性变换之后从所述离散值串的一端朝向另一端、和在所述极性变换之下从所述另一端到所述一端读出所述离散值串的所述部分。

6、如权利要求2的装置，其中所述周期信号发生器包括：

一用来存贮表示所述离散值串的一部分的数字代码的存贮器(1)；

一以不同次序以一时间共享形式为了产生所述第一数字信号而控制所述存贮器反复读出所述离散串的所述部分的控制器(10)；

一连接到所述存贮器用来将所述第一数字信号变换为一模拟信号的数—模变换器(2)；和

一连接在所述数—模变换器和端口之间用来产生一用作来自所述模拟信号的所述第一模拟信号的交流电压的电压跟随器(24)。

7、如权利要求6的装置，其中所述离散值串的所述部分是在所述第一周期波的四分之一上，并且所述控制器(10)从所述离散值串的一端朝向另一端、从所述所述离散值串的另一端朝向所述一端、在多个所述离散值的一个极性变换之后从所述所述离散值串的一端朝向另一端、和在所述极性变换之下从所述所述离散值串的另一端到所述一端读出所述离散值串的所述部分。

8、如权利要求1的装置，在其中所述数字信号发生器包括一连接在所述端口和数据处理器之间的模—数变换器(4)。

9、如权利要求8的装置，其中所述数字信号发生器进一步包括：

一用来产生表示一无规律噪声的噪声信号的噪声源(13)；和

一混合器(12)，具有连接到所述端口的第一输入节点，一连接到所述噪声源的第二输入节点和连接到所述模—数变换器的一输出节点，用来将所述第二模拟信号与所述噪声信号相混合。

10、如权利要求8的装置，其中所述端口具有一连接到所述目标的输出节点和连接到所述周期信号发生器的一输入节点用来向所述目标提供用作所述第一模拟信号的一交流电压，和所述数字信号发生器进一步包括连接在所述端口的输出节点和一恒压源之间用来产生在其两端变化的一电压信号的一电阻元件(25)，一放大器(26)具有连接到分别用来增加所述电压信号的量值的所述两端的输入节点和连接到所述模—数变换器(4)的一输出节点。

11、如权利要求1的装置，其中所述第一数字信号表示在第一周期波中的一离散值系列和在与所述第一周期波相差90°的第二周期波中的另一离散值系列，和所述第二数字信号表示涉及所述阻抗的实部的第一系列二进制值和涉及所述阻抗的虚部的第二系列二进制值。

12、如权利要求11的装置，其中所述数据处理器包括：

一乘法器(5)，连接到所述周期信号发生器和所述数字信号发生器用来将所述第一二进制值系列和第二二进制值系列乘以所述离散值系列另一离散值系列以产生第一乘积和第二乘积；

一累加器(6)，连接到所述乘法器和累加所述第一乘积和第二乘积用来产生第一乘积之和及第二乘积之和；

一第一数据存贮器(7/8；16/17/18/19)，用来存贮第一乘积之和与第二乘积之和；和

一微计算机(9)，连接到所述第一数据存贮器，用来根据所述第一乘积之和及第二乘积之和确定所述阻抗。

13、如权利要求12的装置，其中所述微计算机(9)将所述第一乘积和第二乘积之和分别进行第一平方和第二平方，计算第一平方和第二平方之和，并且求出所述和的平方根以确定该阻抗。

14、如权利要求12的装置，其中所述数据处理器进一步包括用来单独存贮所述离散值系列和所述另一离散值系列的第二数据存贮器(14/15)。

15、如权利要求12的装置，其中所述累加器(6)在予置周期内重复累加以从所述第一乘积之和及第二乘积之和中消除噪声分量。

16、如权利要求12的装置，其中所述离散值系列具有在可述第一周期波中分别为不同频率的多个离散值子系列，和所述另一离散值系列具有在所述第二周期波中为不同频率的多个离散值子系列。

17、如权利要求16的装置，其中所述微计算机以所述不同频率确定所述阻抗的多个值。

18、一种用来测量一目标的阻抗的方法，其特征包括有步骤：

a)自一第一数字信号产生一第一模拟信号；

b)将所述第一模拟信号提供给目标(11)以由于所述阻抗改变而产生一第二模拟信号；

c)将所述第二模拟信号变换为第二数字信号；和

d)通过所述第一数字信号和所述第二数字信号的之间的乘积来确定所述阻抗；

其中所述步骤b)包括有子步骤：

b-1)将所述第一模拟信号提供给目标(11)以由于所述阻抗的改变而产生一初级模拟信号；和

b-2)将表示一无规律噪声的噪声信号与所述初级模拟信号相混合用来产生第二模拟信号。

19、如权利要求18的方法，其中所述第一数字信号表示在第一周期波中的一离散值系列和在第二周期波中的另一离散值系列，和所述第二数字信号表示涉及所述阻抗的实部的一第一二进制值系列和涉及所述阻抗的虚部的一第二二进制值系列；和

所述步骤d)包括子步骤：

d-1)将所述第一二进值系列和所述第二二进值系列乘以所述离散值系列和所述另一离散值系列用来产生第一乘积和第二乘积；

d-2)累加所述第一乘积和第二乘积从而得到第一乘积之和及第二乘积之和；

d-3)将所述第一乘积之和与第二乘积之和进行第一平方和第二平方；

d-4)计算所述第一平方及第二平方之和；和

d-5)求出表示正比于所述阻抗的一绝对值的所述和的平方根。

20、如权利要求18的方法，其中所述离散值系列和所述另一离散值系列是分别在频率不同的多个周期波中和其相位与所述多个周期波相差90°的其它周期波上，并且所述阻抗分别相应于不同频率而具有不同值。

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