CN103376363B - 一种三相交流系统阻抗测量方法 - Google Patents

一种三相交流系统阻抗测量方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种三相交流系统阻抗测量方法,包括以下步骤:网络分析仪输出端发出的扫频信号与频率检测环节相联接,通过频率检测环节,得到扫频信号的实时频率;频率检测环节所得的实时频率,根据所在的测量步骤,与同步频率相减或相加;通过上述处理得到频率后,经过积分环节,再得到随该频率变化的角度,从而进一步地产生正弦信号,注入被测系统;采集系统源模块与负载模块分界处的电压与电流信号,进行dq变换;将变换以后的信号,通过多路选择器,依次的返回到网络分析仪中;由网络分析仪获得的两组供8个电压、电流信号建立方程组,联立求解即可获得被测系统的阻抗。本发明所搭建的测试系统结构相对简单,后期数据处理容易。

Description

一种三相交流系统阻抗测量方法 【技术领域】
[0001] 本发明涉及电力电子技术领域,特别涉及一种针对三相交流系统的阻抗测量方 法。 【技术背景】
[0002] 随着电力电子技术日益深入电能的生产与处理领域,我们有能力控制功率的流 动,也可以改善输送电能的质量。然而电力电子变换器是非线性的,并且它们的动态性能跟 与之连接的电源与负载是耦合在一起的。因此,为了提供一个稳定的输出,很多电力电子系 统都是需要控制的。这种控制却带来了在电力系统里没有的一些新风险,其中就有稳定性 问题。
[0003] 具有恒功率负载特性的电力电子变流器,在它的输入端呈现负阻抗特性,从而可 能会导致系统的不稳定。大型的电网是可以承受这些负阻抗特性的,然后很多小型的电力 系统却不能,比如航天器,船舶,混合动力车,以及微型电网系统。这些小型的系统在工业以 及民用领域会越来越普及,使得我们必须能够预测和测试以确保它们的安全运行。
[0004] 工程实践中,伴随着对大功率设备的使用,对电力电子模块使用的功率要求越来 越高,电力电子模块的互联也越来越多的出现在实际应用中。系统互联的便利显而易见,却 同时带来了稳定性的问题。单个模块单独工作的时候,其工况相对简单,模块的稳定性也是 在这种情况下进行设计。但是互联之后,不仅存在模块与源和负载之间的影响,还同时存在 模块相互间的影响,这就会导致原本单独工作时稳定的模块在互联时发生不稳定的现象。
[0005] 针对互联系统的稳定性问题,Middlebrook率先阐述了阻抗判据,也就是当源模 块的输出阻抗与负载模块的输入导纳的乘积不超出单位圆,整个系统就是稳定的。从那时 起,很多基于阻抗的稳定性判据被建立起来。例如基于直流互联系统的阻抗判据,以及基于 广义奈奎斯特判据的三相交流系统的阻抗判据。对于一个三相电力电子系统来说,如果它 可以划分为两个可以独立运行的子系统,那么遵循一定的规则,我们将其中一个看成"源模 块",另一个看成"负载模块",如果源模块的输出阻抗,与负载模块的输入阻抗的比值,服从 广义奈奎斯特判据,即,这两个阻抗的比值的每一条特征轨迹都不绕过(-1,j〇 )点,那么,我 们可以判定系统是稳定的。综上所述,阻抗的获取变得十分重要。
[0006] 对于直流系统的阻抗测量方法已经建立得比较完善,通过向直流系统注入不同频 率的小信号扰动,然后测量与扰动同频率的电压电流相应,再经过处理就得到了所需频段 的阻抗或导纳。然后对于一个交流系统,系统的工作点是时变的,使得小信号扰动的方法难 以施行。
[0007] 然而,对于三相平衡的交流系统来说,如果通过Park变换,将系统变换到旋转坐 标下,那么此平衡系统的各个变量就成了直流量。由此,系统便有了稳定的工作点,我们可 以仿照直流系统的经验,在这个工作点周围施加小信号扰动,从而实现在旋转dqo坐标系 下对三相交流系统阻抗的测量。
[0008] 如何实现dqo坐标系下三相交流系统阻抗的测量,一些学者对其进行了研宄。已 有技术[1],见 ECCE2011,第 3221-3228 页 "An Algorithm and Implementation System for Measuring Impedance in the D-Q Domain",来自美国弗吉尼亚理工大学,电力电子研 宄中心(CPES)的研宄者们提出了一种采用三个注入源的测量方案。该方案利用了安捷伦 公司的网络分析仪作为激励源产生扫频信号,作为在dqo坐标系下对系统的激励,在控制 器内将此激励由dqo坐标系变换到abc坐标系,产生三相的激励源控制信号,从而控制并联 在系统上的三个扰动源的控制信号,将扫频扰动注入被测系统。然后采集三相的电压电流 信号,经过控制器的变换,由abc坐标系变换到dqo坐标系,再经过多路选择器进入网络分 析仪的输入端,实现对阻抗的测量。这种方法实现了对系统阻抗宽频带的测量,并且由于成 熟的商业设备一一网络分析仪的引进,使得数据的后期处理变得简单。然后此方法的明显 缺点就是需要使用三个注入源,使得测量系统结构变得复杂。 【发明内容】
[0009] 本发明的目的在于提出一种三相交流系统阻抗测量方法,其采用单个注入源,系 统结构相对简单,后期数据处理容易。
[0010] 本发明采用以下技术方案予以实现:
[0011] 一种三相交流系统阻抗测量方法,包括以下步骤:
[0012] 步骤1)、进行第一次扫频过程,将频率发生器的选择开关拨向+ωε,频率发生器 产生的频率为 +ωε的信号输入加法器中,加法器将网络分析仪输出的频率ω 3和ω ^相 加产生瞬时频率值ω3+ωε,将此瞬时频率值ω3+ω ε取绝对值后通过积分环节,产生角度 0=(c〇s+coe)t ;将此角度Θ形成余弦信号V_control,以信号V_control控制电流扰动源, 将扰动电流注入被测系统;与此同时,在源模块与负载模块的分界处,采集三相电压信号 νϋ、vb、v。,同时米集二相电流彳目号k、ib,、i。;将米集的二相电压彳目号 v a、vb、v。和二相电流ί目 号ia、ib,、i。通过数字处理器,进行abc到dqo的坐标变换,得到dqo坐标下的电压与电流 信号:^^^^^再通过多路选择器将电压与电流信号^^^^'中的一个信号返 回网络分析仪的输入端;
[0013] 步骤2)、再重复三次步骤1),将电压与电流信号^^、^^、^、^中的其它三个信号 返回网络分析仪的输入端;
[0014] 步骤3)、将网络分析仪采集的四个电压与电流信号^、^^、^、'导出进行保存;
[0015] 步骤4)、重复步骤1)至3),进行四次第二次扫频过程,与第一次扫频过程不中之 处在于:将频率发生器的选择开关拨向,将频率为I ω3-ω」的扰动电流注入被测系 统;采集四个电压与电流信号:Vd2、~、i d2、iq2并进行保存;
[0016] 步骤5 )、建立阻抗方程组:
[0017] Vdl= Z ddidl+Zdqiql
[0018] Vql= Z qdidl+Zqqiql
[0019] Vd2 - Z ddid2+Zdqiq2
[0020] Vq2= Z qdid2+Zqqiq2
[0021] 对上述阻抗方程组联立进行求解所得zdd、zdq、z qd、ZtwS被测系统的阻抗值。
[0022] 本发明进一步的改进在于:第一、二次扫频过程中电流扰动源注入的扰动信号的 波形为:
Figure CN103376363BD00061
[0025] 其中,iinjl表示第一次扫频过程扰动源所注入的扰动信号,注入频率为 «s+«el 如-2表示第二次扫频过程扰动源所注入的扰动信号,注入频率为I « s-«el山 表示注入的扰动信号的幅值;ω3为扫频信号的频率,ω ^为工频。
[0026] 本发明进一步的改进在于:扰动电流从源模块与负载模块分界处的b相和c相注 入。
[0027] 本发明进一步的改进在于:第一、二次扫频过程中采集的三相电流信号均为源模 块的三相电流或者负载模块的三相电流。
[0028] 本发明进一步的改进在于:所述三相交流系统由电网和三相PWM整流器组成,所 述电网为源模块,素数PWM整流器为负载模块。
[0029] 本发明在源模块与负载模块的分界处安装外加电流扰动源,具体来说,就是在b、c 两相之间添加一受控的电流源,实现对该系统的扰动。用网络分析仪产生的扫频信号作为 该电流扰动源的控制信号,扫频过程分两次完成。第一次扫频过程中,使电流扰动源注入被 测系统的电流频率为旋转坐标系的旋转频率加上网络分析仪产生的扫频频率ω s;第二 次扫频过程中,使电流扰动源注入被测系统的电流频率为旋转坐标系的旋转频率ω e减去 网络分析仪产生的扫频频率,结果取绝对值。为了实现以上功能,需要对网络分析仪发 出的扫频信号进行频率探测,即,得到扫频信号的实时频率,然后通过信号的处理,将此 频率加上或者减去所需的频率之后,再重新产生具有新频率的正弦信号。
[0030] 经过上述的处理,已经产生了需要注入系统的扰动信号,这个信号是abc固定坐 标系下的信号,并不再需要dqo变换处理。但是采集回来的电压电流信号是需要经过dqo变 换之后才能返回网络分析仪的输入端,通过调节网络分析仪内部的滤波器参数,可以得到8 组中间数据。这是因为,对于每一次扫频测量,都会得到Vd,Vq,Id,Iq四组数据的波特图, 他们是由采集回来经过dqo变换的电压电流信号,与最初网络分析仪的扫频信号进行运算 得到的,所以只是一个中间数据。但是由于每一次网络分析仪扫频的条件是相同的,所以可 以认为每个中间结果都是与同一个信号运算得到的,所以可以通过简单的运算求得最终结 果。
[0031] 最后,将网络分析仪产生的中间数据导入计算机,通过求解线性方程组,即可得到 最终结果。
[0032] 相对于现有技术,本发明具有以下有益效果:本发明通过在三相交流系统的源模 块和负载模块之间的b、c两相之间添加单一的受控的电流扰动源,实现对该系统的扰动; 通过四次第一次扫频过程和四次第二次扫描过程,获得两组不同注入频率下的电压和电流 信号,建立阻抗方程组,进行联立求解,即可方便的获得所要测量的阻抗;本发明所搭建的 阻抗测试平台简单,后续数据处理步骤容易。 【附图说明】
[0033] 图1为本发明一个具体实施例的示意图;
[0034] 图2为本发明中施加外加扰动电流源的位置示意图;
[0035] 图3为本发明的具体实施框图;
[0036] 图4为本发明所测量的LRC网络示意图;
[0037] 图5 (a)-图5 (d)为本发明实施例中测量LRC网络的阻抗与该网络阻抗的理论 计算结果的比较图;
[0038] 图6 (a)-图6 (b)为本发明实施例中测量PWM整流器阻抗的仿真结果。 【具体实施方式】
[0039] 下面结合附图对本发明进行进一步详细说明:
[0040] 请参阅图1至图4所示,本发明一种三相交流系统阻抗测量方法,包括以下步骤:
[0041] -.实验数据的获取
[0042] 参照图1,用PWM整流器作为示例系统说明本发明的具体实施方式。如图1所述, 将该三相交流系统按照能否独立工作划分为两部分:源模块和负载模块。两模块的分界点, 即为阻抗测量点。为简化说明过程,现将被测系统用图2所示框图表示。
[0043] 参照图2,在系统源模块与负载模块的分界处的b、c两相之间,设置受控电流扰动 源,电流扰动源由控制器给出的电压信号进行控制,控制器的电压信号由网络分析仪的扫 频信号经过一定运算得到,在后文将详细叙述。现将电流扰动源注入扰动信号的波形描述 如下:
Figure CN103376363BD00071
[0046] 其中Iiwu表示第一次扫频过程扰动源所注入的扰动信号,注入频率为I ω s+«」 (其中为扫频信号的频率,ω e为系统的工作频率,在这里是工频50Hz) ;1_2表示第二 次扫频过程扰动源所注入的扰动信号,注入频率为I ω3-ω」;Im表示注入的扰动信号的幅 值。
[0047] 若按下式将这扰动信号iinD变换到dqo坐标系下考察:
Figure CN103376363BD00072
Figure CN103376363BD00081
[0050] 可以看出,在abc固定坐标系下的电流扰动在dqo坐标系下具有扫频频率ω3的成 分,以及w s+2〇e的成分。由此,我们可以认为通过上述扰动电流,我们向被测系统在dqo 坐标系下注入了 ^^与ω s+2 0^频率的扰动彳目号。在最后提取时只需滤除掉ω s+2 0^的成 分,即可得到频率点的频率特性。
[0051] 由图3,搭建完整的阻抗测量平台。将网络分析仪按照图4示例接线,其输出信号 乂_通过与之相连接的频率检测模块处理,得到该时刻的扫频信号频率ω s。
[0052] 步骤1,如图3所示,进行第一次扫频过程,将选择开关拨向+ωε,频率发生器产 生的频率为 +ωε的信号输入加法器中,加法器将频率ω 3和ω ^相加即产生瞬时频率值 ω s+ ω e,将此瞬时频率值经ABS取绝对值后通过积分环节,产生角度θ = ( ω s+ ω t,将此角 度Θ形成余弦信号[control,控制图2所示的电流扰动源,将扰动注入被测系统。与此 同时,在被测系统源模块与负载模块的分界处,采集电压信号v a、vb、v。,同时采集电流信号 (若需测量源模块阻抗则采集源侧电流,反之则采集负载侧电流)i a、ib,、i。。将采集的信号 通过数字处理器,进行abc到dqo的坐标变换,得到dqo坐标下的电压与电流信号:v dl、Vql、 idl、iql,再通过多路选择器,按照图4所示,返回网络分析仪的输入端。实际仿真与实验中, 此工程需要通过四次扫频过程完成;一次扫频通过多路选择器将v dl、Vql、idl、iql中一个输 入网络分析仪的输入端;重复四次第一次扫频过程将dqo坐标系下的四个电压电流信号依 次作为网络分析仪的输入信号。
[0053] 步骤2,将步骤1采集的四个电压与电流信号:vdl、导出进行保存,作为 后期处理使用。
[0054] 步骤3,重复步骤1、2,进行四次第二次扫频过程,但是将选择开关拨向_ωε,即将 频率为I ω3-ω」的扰动电流注入被测系统;采集四个电压与电流信号:vd2、Vq2、i d2、iq2并 进行保存。
[0055] 二,实验数据的后期处理
[0056] 以测量负载模块为例,设源模块与负载模块分界点处的电压在dqo坐标系下为Vd、 V,,流向负载侧的电流为ild、ilq。那么该组电压电流可用下式关联:
Figure CN103376363BD00082
[0058] 对于每一个特定的扫频点,我们可以写出以下方程:
[0059] Vd= Z ddild+Zdqilq
[0060] Vq= Z qdild+Zqqilq (4)
[0061] 对于此线性方程,我们需要求解四个未知量Zm,因此需要用第二组扫 频的结果,再构建两个方程组,构成:
[0062] Vdl -Z ddildl+Zd(1i1(ll
[0063] Vql= Z qdiidl+ZqqIlql
[0064] Vd2 - Z ddild2+Zd(1i1(l2 (5)
[0065] Vq2 - Z qdild2+Zqqilq2
[0066] 变成求解此线性方程组,即可得到最终阻抗结果:Zdd、Zdq、Z qd、ZM。
[0067] 为了验证所提出方法的正确性,首先对简单的三相对称LRC网络进行测量仿真, 与理论计算结果比较。如图4所示的LRC网络,C=9mF,L=10mH,R=I Ω,经推导,该网络在dqo 坐标系下的阻抗可以用式(6)表示:。
Figure CN103376363BD00091
[0069] 图5 (a)-图5 (d)将该LRC网络阻抗的理论计算结果与按照本专利所提出方法 进行的仿真结果比较,验证了所提出方法的正确性。在验证了所提出方案的正确性后,再对 复杂的电力电子变流器阻抗进行测量,图6 (a)_图6 (b)展示了对于某双环控制的PWM整 流器的阻抗测量结果。
[0070] 由以上的结果可以看出,根据本专利所提出的方案可以得到正确的阻抗测量结 果,同时,由于本方案的采用,测量过程得到很大简化,即,扰动信号不需要再采用自制的装 置产生,数据后期处理的最关键部分也是由网络分析仪来完成。本专利所提出的方案有利 于对三相交流系统阻抗进行准确且方便的测量。

Claims (5)

1. 一种三相交流系统阻抗测量方法,其特征在于,包括以下步骤: 步骤1)、进行第一次扫频过程,将频率发生器的选择开关拨向+ωε,频率发生器产生 的频率为+ωε的信号输入加法器中,加法器将网络分析仪输出的频率ω 3和ω ^相加产生 瞬时频率值ω3+ωε,将此瞬时频率值〇^+〇^取绝对值后通过积分环节,产生角度Θ = (〇s+oe)t ;将此角度Θ开多成余弦信号V_c〇ntrol,以信号V_control控制电流扰云力源,将 扰动电流注入被测系统;与此同时,在源模块与负载模块的分界处,采集三相电压信号v a、 vb、v。,同时米集二相电流彳目号U ib,、i。;将米集的二相电压彳目号V a、vb、v。和二相电流彳目号 ia、ib,、i。通过数字处理器,进行abc到dqo的坐标变换,得到dqo坐标下的电压与电流信 号:^^^^込^…再通过多路选择器将电压与电流信号^^^"^^'中的一个信号返回 网络分析仪的输入端; 步骤2)、再重复三次步骤1),将电压与电流信号^、^^、^、'中的其它三个信号返回 网络分析仪的输入端; 步骤3)、将网络分析仪采集的四个电压与电流信号vdl、vql、idl、i ql导出进行保存; 步骤4)、重复步骤1)至3),进行四次第二次扫频过程,与第一次扫频过程不同之处在 于:将频率发生器的选择开关拨向-ωε,将频率为I ω3-ω」的扰动电流注入被测系统;采 集四个电压与电流信号:Vd2、~、i d2、iq2并进行保存; 步骤5)、建立阻抗方程组: Vdl 一 Z ddidl+Zdqiql Vql 一 Z Qdidl+ZqqIql Vd2 一 Z ddid2+Zdqiq2 Vq2 一 Z qdid2+Zqqiq2 对上述阻抗方程组联立进行求解所得Zdd、Zdq、Zqd、Zm为被测系统的阻抗值。
2. 根据权利要求1所述的一种三相交流系统阻抗测量方法,其特征在于,第一、二次扫 频过程中电流扰动源注入的扰动信号的波形为:
Figure CN103376363BC00021
其中,Iiwu表示第一次扫频过程扰动源所注入的扰动信号,注入频率为I ω ; iinj 2表示第二次扫频过程扰动源所注入的扰动信号,注入频率为I ω ;Im表示注入的 扰动信号的幅值;为扫频信号的频率,ω 6为工频。
3. 根据权利要求1所述的一种三相交流系统阻抗测量方法,其特征在于,扰动电流从 源模块与负载模块分界处的b相和c相注入。
4. 根据权利要求1所述的一种三相交流系统阻抗测量方法,其特征在于,第一、二次扫 频过程中采集的三相电流信号均为源模块的三相电流或者负载模块的三相电流。
5. 根据权利要求1所述的一种三相交流系统阻抗测量方法,其特征在于,所述三相交 流系统由电网和三相PWM整流器组成,所述电网为源模块,所述PWM整流器为负载模块。
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