JP4665453B2 - 回転速度検出装置及び転がり軸受ユニットの荷重測定装置 - Google Patents

Description

この発明に係る回転速度検出装置及び転がり軸受ユニットの荷重測定装置は、例えば自動車、鉄道車両、各種搬送車等の移動体の車輪を支持する為の転がり軸受ユニットの改良に関し、この転がり軸受ユニットを構成する回転部材の回転速度、更にはこの転がり軸受ユニットに負荷される荷重（ラジアル荷重とアキシアル荷重との一方又は双方）を測定し、上記移動体の運行の安定性確保を図る為に利用する。

例えば自動車の車輪は懸架装置に対し、複列アンギュラ型の転がり軸受ユニットにより回転自在に支持する。又、自動車の走行安定性を確保する為に、アンチロックブレーキシステム（ＡＢＳ）やトラクションコントロールシステム（ＴＣＳ）、更にはビークルスタビリティコントロールシステム（ＶＳＣ）等の車両用走行安定装置が使用されている。この様な各種車両用走行安定装置を制御する為には、車輪の回転速度、車体に加わる各方向の加速度等を表わす信号が必要になる。そして、より高度の制御を行なう為には、車輪を介して上記転がり軸受ユニットに加わる荷重（ラジアル荷重とアキシアル荷重との一方又は双方）の大きさを知る事が好ましい場合がある。

この様な事情に鑑みて、特許文献１には、ラジアル荷重を測定自在な、荷重測定装置付転がり軸受ユニットが記載されている。この従来の第１例の荷重測定装置付転がり軸受ユニットは、ラジアル荷重を測定するもので、図２３に示す様に構成している。懸架装置に支持される、静止輪である外輪１の内径側に、車輪を結合固定する、回転輪であるハブ２を支持している。このハブ２は、車輪を固定する為の回転側フランジ３をその外端部（車両への組み付け状態で幅方向外側となる端部）に有するハブ本体４と、このハブ本体４の内端部（車両への組み付け状態で幅方向中央側となる端部）に外嵌されてナット５により抑え付けられた内輪６とを備える。そして、上記外輪１の内周面に形成した、それぞれが静止側軌道である複列の外輪軌道７、７と、上記ハブ２の外周面に形成した、それぞれが回転側軌道である複列の内輪軌道８、８との間に、それぞれ複数個ずつの転動体９ａ、９ｂを配置して、上記外輪１の内径側での上記ハブ２の回転を自在としている。

上記外輪１の軸方向中間部で複列の外輪軌道７、７の間部分に、この外輪１を直径方向に貫通する取付孔１０を、この外輪１の上端部にほぼ鉛直方向に形成している。そして、この取付孔１０内に、荷重測定用のセンサである、円杆状（棒状）の変位センサ１１を装着している。この変位センサ１１は非接触式で、先端面（下端面）に設けた検出面は、ハブ２の軸方向中間部に外嵌固定したセンサリング１２の外周面に近接対向させている。上記変位センサ１１は、上記検出面と上記センサリング１２の外周面との距離が変化した場合に、その変化量に対応した信号を出力する。

上述の様に構成する従来の荷重測定装置付転がり軸受ユニットの場合には、上記変位センサ１１の検出信号に基づいて、転がり軸受ユニットに加わる荷重を求める事ができる。即ち、車両の懸架装置に支持した上記外輪１は、この車両の重量により下方に押されるのに対して、車輪を支持固定したハブ２は、そのままの位置に止まろうとする。この為、上記重量が嵩む程、上記外輪１やハブ２、並びに転動体９ａ、９ｂの弾性変形に基づいて、これら外輪１の中心とハブ２の中心とのずれが大きくなる。そして、この外輪１の上端部に設けた、上記変位センサ１１の検出面と上記センサリング１２の外周面との距離は、上記重量が嵩む程短くなる。そこで、上記変位センサ１１の検出信号を制御器に送れば、予め実験等により求めた関係式或はマップ等から、当該変位センサ１１を組み込んだ転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重を求める事ができる。この様にして求めた、各転がり軸受ユニットに加わる荷重に基づいて、ＡＢＳを適正に制御する他、積載状態の不良を運転者に知らせる。

尚、図２３に示した従来構造は、上記転がり軸受ユニットに加わる荷重に加えて、上記ハブ２の回転速度も検出自在としている。この為に、前記内輪６の内端部にセンサロータ１３を外嵌固定すると共に、上記外輪１の内端開口部に被着したカバー１４に回転速度検出用センサ１５を支持している。そして、この回転速度検出用センサ１５の検知部を、上記センサロータ１３の被検出部に、検出隙間を介して対向させている。

上述の様な回転速度検出装置を組み込んだ転がり軸受ユニットの使用時、車輪を固定したハブ２と共に上記センサロータ１３が回転し、このセンサロータ１３の被検知部が上記回転速度検出用センサ１５の検知部の近傍を走行すると、この回転速度検出用センサ１５の出力が変化する。この様にして回転速度検出用センサ１５の出力が変化する周波数は、上記車輪の回転数に比例する。従って、この回転速度検出用センサ１５の出力信号を図示しない制御器に送れば、ＡＢＳやＴＣＳを適切に制御できる。

上述の様な従来構造の第１例の荷重測定装置付転がり軸受ユニットは、転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重を測定する為のものであるが、転がり軸受ユニットに加わるアキシアル荷重を測定する構造も、特許文献２等に記載されて、従来から知られている。図２４は、この特許文献２に記載された、アキシアル荷重を測定する為の荷重測定装置付転がり軸受ユニットを示している。この従来構造の第２例の場合、回転輪であるハブ２ａの外端部外周面に、車輪を支持する為の回転側フランジ３ａを固設している。又、静止輪である外輪１ａの外周面に、この外輪１ａを懸架装置を構成するナックル１６に支持固定する為の、固定側フランジ１７を固設している。そして、上記外輪１ａの内周面に形成した複列の外輪軌道７、７と、上記ハブ２ａの外周面に形成した複列の内輪軌道８、８との間に、それぞれ複数個ずつの転動体９ａ、９ｂを転動自在に設ける事により、上記外輪１ａの内径側に上記ハブ２ａを回転自在に支持している。

更に、上記固定側フランジ１７の内側面複数個所で、この固定側フランジ１７を上記ナックル１６に結合する為のボルト１８を螺合する為のねじ孔１９を囲む部分に、それぞれ荷重センサ２０を添設している。上記外輪１ａを上記ナックル１６に支持固定した状態でこれら各荷重センサ２０は、このナックル１６の外側面と上記固定側フランジ１７の内側面との間で挟持される。

この様な従来構造の第２例の転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、図示しない車輪と上記ナックル１６との間にアキシアル荷重が加わると、上記ナックル１６の外側面と上記固定側フランジ１７の内側面とが、上記各荷重センサ２０を、軸方向両面から強く押し付け合う。従って、これら各荷重センサ２０の測定値を合計する事で、上記車輪と上記ナックル１６との間に加わるアキシアル荷重を求める事ができる。又、図示はしないが、特許文献３には、一部の剛性を低くした外輪相当部材の振動周波数から転動体の公転速度を求め、更に、転がり軸受に加わるアキシアル荷重を測定する方法が記載されている。

前述の図２３に示した従来構造の第１例の場合、変位センサ１１により、外輪１とハブ２との径方向に関する変位を測定する事で、転がり軸受ユニットに加わる荷重を測定する。但し、この径方向に関する変位量は僅かである為、この荷重を精度良く求める為には、上記変位センサ１１として、高精度のものを使用する必要がある。高精度の非接触式センサは高価である為、荷重測定装置付転がり軸受ユニット全体としてコストが嵩む事が避けられない。

又、上述の図２４に示した従来構造の第２例の場合、ナックル１６に対し外輪１ａを支持固定する為のボルト１８と同数だけ、荷重センサ２０を設ける必要がある。この為、荷重センサ２０自体が高価である事と相まって、転がり軸受ユニットの荷重測定装置全体としてのコストが相当に嵩む事が避けられない。又、特許文献３に記載された方法は、外輪相当部材の一部の剛性を低くする必要があり、この外輪相当部材の耐久性確保が難しくなる可能性がある。

この様な事情に鑑みて本発明者等は先に、複列アンギュラ型玉軸受である転がり軸受ユニットを構成する１対の列の転動体（玉）の公転速度に基づいて、この転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重又はアキシアル荷重を測定する、転がり軸受ユニットの荷重測定装置に関する発明を行なった（特願２００４−７６５５号）。この先発明の転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、上記各列の転動体の公転速度を求めるのに、これら各列の転動体を保持した保持器の回転速度を検出する事が、この公転速度を高分解能で求める面から有効である。但し、上記各列の転動体の転動面と、各列の保持器のポケットの内面との間には、これら各転動体の転動を許容すると共に、これら各転動体の転動面へのグリースの付着を許容する為の隙間が存在する為、上記各保持器は、回転に伴って径方向に変位しつつ回転する、振れ回りを生じる可能性がある。そして、この様な振れ回りが発生すると、上記各列の転動体の公転中心と上記各列の保持器の回転中心とがずれ、これら各列の保持器の回転速度、延いては上記各列の転動体の公転速度を正確に測定できなくなる。

この様な問題は、転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重又はアキシアル荷重を測定する、転がり軸受ユニットの荷重測定装置で、保持器の回転速度を測定する場合に限らずに生じ得る。即ち、各種回転部材の回転速度を検出する為の回転速度検出装置で、回転速度を検出すべき部材の回転中心とエンコーダの幾何中心とが不一致の場合に、この回転速度の検出精度が悪化する。この様な原因での回転速度検出の精度悪化を防止する為には、エンコーダの径方向反対側２個所位置に配置した１対の回転検出センサの検出信号を足し合わせる事で、上記両中心のずれによる影響をなくす事も考えられる。但し、この場合には回転検出センサが２個必要になって、その分、コスト並びに設置スペースが嵩む原因となる為、採用が難しくなる場合も考えられる。

比較的低周波の雑音成分を除去する為の技術として、非特許文献１に記載された、ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタが知られている。又、適応フィルタの概要に関しては、非特許文献２〜４等で、従来から知られている。又、適応フィルタの一種である同期式適応フィルタに関しても、例えば非特許文献５に記載される等により、従来から知られている。更に、同期式ＬＭＳアルゴリズムによりエンジンの振動を抑える技術が、非特許文献６に記載される等により、従来から知られている。但し、従来は、上述の様な適応フィルタは、低周波騒音と逆位相の音波を発する事でこの低周波騒音を低減する、所謂アクティブノイズコントロールを中心に使用していた。即ち、従来は上記適応フィルタを、空調機のダクトから室内に出る低周波騒音を低減したり、或は乗用車の室内に入り込む低周波の排気音或は走行音、更にはヘッドホンの外から入り込む低周波の外部騒音を低減する等、低周波騒音の低減にしか使用されていなかった。非特許文献６に記載された技術にしても、エンジンの振動抑制を目的としたものである。言い換えれば、上記非特許文献１に記載される等により従来から知られている適応フィルタの技術を、エンコーダの振れ回り運動に拘らず、このエンコーダを利用した回転速度検出の精度を向上させる事は、全く考えられていなかった。又、他の型式のフィルタにより、この様な回転速度検出の精度を向上させる事に就いても、従来は特に考慮されていなかった。例えば、非特許文献７、８に、ノッチフィルタにより信号中の変動（ノイズ）を除去する技術が記載されているが、この従来技術に関しても、通信、心電図計測、画像処理、サーボ応答性を向上させる技術への適用可能性を示唆しているのみで、回転速度検出の精度を向上させる事を示唆するものではない。

特開２００１−２１５７７号公報 特開平３−２０９０１６号公報 特公昭６２−３３６５号公報 浜田晴夫、「アダプティブフィルタの基礎（その２）」、日本音響学会誌、４５巻、９号、（社）日本音響学会、１９８９年、ｐ．７３１−７３８ 中央大学電気電子情報通信工学科趙研究室、「適応フィルタとは」、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成１５年８月２９日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://www.elect.chuo-u.ac.jp/chao/forB3/dsp/volterra/filter.html ＞ The MathWorks,Inc.、「適応フィルタの概要とアプリケーション」、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成１５年８月２９日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv2.shtml ＞ The MathWorks,Inc.、「ＬＭＳアルゴリズムを使用する適応フィルタの例題」、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成１５年８月２９日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv9.shtml ＞ 浜田晴夫、外３名、「同期式適応フィルタとそのアクティブ騒音・振動制御への応用」、日本音響学会講演論文集、３−５−１３、（社）日本音響学会、平成４年３月、ｐ．５１５〜５１６ 佐藤茂樹、外４名、「アクティブマウントの開発」、自動車技術、（社）自動車技術会、Ｖｏｌ．５３、Ｎｏ．２、１９９９年２月、ｐ．６２〜６６ 鳥取大学／工学部／電気電子工学科／情報通信研究室のホームページ、「適応ノッチフィルタ」、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成１６年７月３０日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://dacom1.ele.tottori-u.ac.jp/joho/digital/notch/notch.html ＞ 富士電機機器制御株式会社のホームページ、ＦＡＱ、「ノッチフィルタとは」、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成１６年７月３０日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://www.fujielectric.co.jp/fcs/jpn/new/beta/faq01.htm ＞

本発明は、上述の様な事情に鑑みて、低コストで構成できて、耐久性や設置スペースに問題を生じる事がなく、しかも回転部材の回転速度を、制御の為に必要とされる精度を確保しつつ測定できる回転速度検出装置を実現すべく発明したものである。
又、好ましくは、適応フィルタの技術を、従来適用されていた音響分野等とは全く異なる、回転速度検出の分野に適用する事により、回転部材の回転速度を、実用上問題となる程の時間的遅れを生じさせる事なく測定できる回転速度検出装置を実現するものである。

本発明の回転速度検出装置は、何れも、回転部材に支持固定されてこの回転部材と共に回転する、特性を円周方向に関して交互に変化させたエンコーダと、その検出部をこのエンコーダの被検出面に対向させた状態で設けられた回転検出センサと、この回転検出センサから送り出される、周期的に変化する検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を算出する演算器とを備える。
特に、本発明の回転速度検出装置に於いては、この演算器は、｛例えば上記エンコーダの回転中心と幾何中心との不一致に起因する（請求項１０）｝上記回転部材の回転速度算出に対する誤差となる、上記回転検出センサの検出信号の変動（ノイズ）の影響を、この変動に関連して変化する参照信号に基づいて除去する為の適応フィルタを備えている。そして、この適応フィルタを、上記回転検出センサの検出信号を送る為の主信号経路（主ルート）に対して並列に配置すると共に、上記適応フィルタによって算出される上記回転検出センサの変動分となる誤差成分を、上記主信号経路の下流部で差し引く事により、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を除去可能としている。

又、請求項１に記載した発明の場合には、上記適応フィルタは、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズム（二乗平均誤差を最急降下法に基づいて最小にする演算規則）により作動する、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタである。
更に、上記演算器は、上記適応フィルタの入力となる上記参照信号（振れ回りに基づく回転検出センサの出力信号の変動と相関のある信号）を、上記エンコーダに対向した上記回転検出センサの検出信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を演算する為の処理回路により、上記エンコーダの１回転で１周期となる、サイン波、三角波、鋸波、短形波、パルス波のうちの何れかの波形として自己生成する。

又、請求項２に記載した発明の場合には、上記適応フィルタは、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動するものである。
更に、上記演算器は、上記適応フィルタの入力となる上記参照信号を、上記エンコーダに対向した上記回転検出センサの検出信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を演算する為の処理回路により自己生成する。

上述の様に構成する本発明の回転速度検出装置は、例えば回転部材の回転中心とエンコーダの幾何中心とが不一致の場合にも、この回転部材の回転速度を正確に求められる。即ち、これら両中心同士が互いに不一致で、回転検出センサの検出信号中にこの不一致に基づく変動が生じても、この変動をキャンセル（ノイズの影響を除去）できる。この為、上記回転部材の回転速度に基づく、各種状態を正確に把握して、迅速且つ適正な処置を行なえる。
特に、フィルタ回路として適応フィルタを使用している為、上記変動をキャンセルする事に伴う、信号処理の遅れをなくし、上記回転速度を利用した各種制御を迅速に行なえる。
又、適応フィルタを主信号経路に対して並列に配置している為、従来一般的である主信号経路に対してフィルタを直列に配置（挿入）すると共に、このフィルタの特性を何らかの方法により可変にする構成とは異なる構成で、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を、容易に、且つ十分に除去できる。又、直列に挿入したノッチフィルタ等のフィルタの場合には、主信号に時間遅れを生じさせる可能性があるが、並列に配置する事で、この主信号に時間的遅れを生じさせる懸念をなくせる。

又、請求項１に記載した発明の場合には、適応フィルタとして、ＬＭＳアルゴリズムにより作動する、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタを使用している為、回転部材の回転中心とエンコーダの幾何中心との不一致に基づく変動を最小に抑えられる状態で、適応フィルタを完成させる事ができる。この為、この変動に基づく誤差を、容易に、且つ十分に低減できる。

又、請求項２に記載した発明の場合には、適応フィルタとして、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタを使用している為、エンコーダの１パルス毎に回転検出センサの検出信号に関して必要とする演算処理の回数を大幅に低減して、計算速度が特に速くない、低コストの演算器（ＣＰＵ）での処理が十分に可能になる。

又、本発明の場合には、適応フィルタの入力となる参照信号（振れ回りに基づく回転検出センサの出力信号の変動と相関のある信号）を、１回転中での特性変化の回数が既知である、エンコーダに対向した回転検出センサの検出信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて回転部材の回転速度を演算する為の処理回路により自己生成する。
この為、上記参照信号の生成を低コスト、且つ省スペースで行なえる。即ち、従来から適応フィルタの用途として一般的に知られていたアクティブノイズコントロールの場合、低減すべき外部騒音の周波数及び波形が必ずしも分かっていない。この為、この外部騒音を相殺する為の音（この外部騒音と同じ大きさ及び波形で位相が１８０度ずれている音）を造り出す為の参照信号の生成を、別途設けたマイクロフォンにより収集した上記外部騒音に基づいて行なう（外部から取り入れた信号により造り出す）必要がある。これに対して本発明の場合には、適応フィルタにより、エンコーダの振れ回りに基づく回転検出センサの検出信号の変動を低減させる。そして、上記エンコーダの１回転中での特性変化の回数は予め分かっているので、このエンコーダの１回転分のパルス数を観察する事で、特に別途上記触れ回りを測定する為のセンサを設けなくても、上記変動と相関のある上記参照信号を生成できる。

本発明を実施する場合に好ましくは、請求項３に記載した発明の様に、適応フィルタのタップ数をエンコーダ１回転当りのパルス数と等しくする。
そして、好ましくは前述した請求項２に記載した発明の様に、適応フィルタとして、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタを使用する。
この様に構成すれば、エンコーダの１パルス毎に回転検出センサの検出信号に関して必要とする演算処理の回数を大幅に低減して、計算速度が特に速くない、低コストの演算器（ＣＰＵ）での処理が十分に可能になる。

又、好ましくは、請求項４に記載した発明の様に、適応フィルタのフィルタ係数の平均値を算出し、この平均値に基づいて回転検出センサの検出信号のＤＣレベルの補正を行なう。
この場合に、請求項５に記載した発明の様に、フィルタ係数の平均値として、エンコーダの回転方向に関して等間隔に（１８０度反対側位置に）存在する任意の２点で抽出したフィルタ係数の平均値を使用するか、或は、請求項６に記載した発明の様に、それぞれがエンコーダの回転方向に関して等間隔に存在する任意の２点で抽出した１対のフィルタ係数の組み合わせである、複数の組み合わせデータを構成する、４点以上のフィルタ係数の平均値を使用する。
この様に構成すれば、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタを使用した場合でも、この適応フィルタが回転検出センサの検出信号のＤＣレベルをキャンセルする事を防止して、回転部材の回転速度に基づく、各種状態を正確に把握できる。

又、好ましくは、回転検出センサの検出信号の変動に関し、適応フィルタでその影響を除去する変動となる、エンコーダの振れ回りに基づく変動（所謂累積ピッチ誤差）とは別の原因に基づく、この振れ回りに基づく変動（第一の変動）よりも周期が短い第二の変動を平均化する為のローパスフィルタを、上記適応フィルタの前又は後に設ける。
上記エンコーダの回転に伴う回転検出センサの検出信号の変動には、上記振れ回りに基づく比較的周期の長い（低周波の）変動（第一の変動）の他、円周方向に関する特性変化のピッチ誤差による、比較的周期の短い（高周波の）もの（第二の変動）がある。この様な高周波の変動を上記適応フィルタで低減する事は難しい。但し、この様な高周波の変動は、移動平均等の平均化処理を行なう平均化フィルタ等のローパスフィルタにより是正できる。従って、上述の様に、平均化フィルタ等のローパスフィルタを適応フィルタの前又は後に設ければ、所謂累積ピッチ誤差と呼ばれる、エンコーダの振れ回りに基づく回転検出センサの検出信号の変動（第一の変動）だけでなく、このエンコーダの特性変化のピッチ誤差に基づく回転検出センサの検出信号の変動（第二の変動）も低減できる。

又、本発明を実施する場合に好ましくは、請求項１１に記載した発明の様に、エンコーダを支持固定する回転部材を、転がり軸受ユニットを構成する１対の軌道輪同士の間に設けられ、複数のポケット内に保持した転動体の公転に伴って回転する保持器とする。
エンコーダの振れ回りに基づく回転速度検出用センサの検出信号の変動は、このエンコーダの回転中心と幾何中心との不一致に起因して発生する。又、この不一致は、組み付け誤差等によっても発生する。但し、組み付け誤差に基づく上記両中心同士の不一致は、組み付け精度を向上させる事で、実用上問題ない程度に抑えられる。
但し、保持器にエンコーダを支持した場合、例えこれら保持器とエンコーダとの幾何中心を完全に一致させても、このエンコーダの回転中心と幾何中心との不一致が生じる。この理由は、前述した様に、各転動体の転動面と保持器のポケットの内面との間に隙間が存在する為である。
従って、保持器の回転速度を、この保持器に支持固定したエンコーダを利用して測定する場合には、このエンコーダの回転中心と幾何中心との不一致に基づく回転検出センサの検出信号の変動への対応が重要になる。

そして、特に、被検出面がエンコーダの軸方向片側面である場合には、本発明を実施する事が重要になる。
保持器の一部にエンコーダを支持固定した場合で、このエンコーダの幾何中心と回転中心とが不一致であった場合、このエンコーダの被検出面が何れの面であっても（周面、軸方向片側面に拘らず）、上記不一致に基づいて回転検出センサの検出信号が変動する。但し、転がり軸受内部の限られた空間内にエンコーダ及び回転速度検出装置の検知部を配置する場合、被検出面をエンコーダの軸方向片側面とした方が、設計の自由度が高くなる。

又、本発明の実施の形態として好ましくは、請求項１３に記載した発明の様な転がり軸受ユニットの荷重測定装置が考えられる。
この転がり軸受ユニットの荷重測定装置は、静止輪と、回転輪と、複数の転動体と、１対の回転速度検出装置と、演算器とを備える。
このうちの静止輪は、使用時にも回転しない。
又、上記回転輪は、上記静止輪と同心に配置されて使用時に回転する。
又、上記各転動体は、これら静止輪と回転輪との互いに対向する部分にそれぞれ２列ずつ形成された静止側軌道と回転側軌道との間にそれぞれ複数個ずつ、これら両列同士の間で接触角の方向を互いに逆にして転動自在に設けられている。
又、上記各回転速度検出装置は、上記両列の転動体を保持した１対の保持器の回転速度を検出する為のものである。
又、上記演算器は、上記各回転速度検出装置が検出する１対の保持器の回転速度に基づいて、上記静止輪と上記回転輪との間に加わる荷重を算出する。
この様な転がり軸受ユニットの荷重測定装置に本発明を適用する場合に、上記各回転速度検出装置を、前述の請求項１１に記載した構造のものとする。
更に好ましくは、請求項１４に記載した発明の様に、上記回転輪を、自動車の車輪を固定した状態でこの車輪と共に回転するハブとする。

図１〜８は、本発明の実施例１を示している。本実施例は、自動車の従動輪（ＦＲ車、ＲＲ車、ＭＤ車の前輪、ＦＦ車の後輪）を支持する為の転がり軸受ユニットに加わる荷重（ラジアル荷重及びアキシアル荷重）を測定する為の転がり軸受ユニットの荷重測定装置に本発明を適用した場合に就いて示している。このうちの転がり軸受ユニット部分の構成及び作用は、前述の図２３に示した従来構造と同様であるから、同等部分には同一符号を付して重複する説明を省略若しくは簡略にし、以下、本実施例の特徴部分を中心に説明する。

回転輪であるハブ２の外周面に形成した、それぞれが回転側軌道である複列アンギュラ型の内輪軌道８、８と、静止輪である外輪１の内周面に形成した、それぞれが静止側軌道である複列アンギュラ型の外輪軌道７、７との間に、それぞれ転動体（玉）９ａ、９ｂを複列（２列）に分けて、各列毎にそれぞれ複数個ずつ、保持器２１ａ、２１ｂにより保持した状態で転動自在に設ける事により、上記外輪１の内径側に上記ハブ２を、回転自在に支持している。この状態で上記各列の転動体９ａ、９ｂには、互いに逆方向で、且つ、同じ大きさの接触角α_a 、α_b （図２）が付与されて、背面組み合わせ型の、複列アンギュラ型玉軸受を構成する。上記各列の転動体９ａ、９ｂには、使用時に加わるアキシアル荷重によって喪失する事がない程度に十分な予圧を付与している。この様な転がり軸受ユニットの使用時には、上記外輪１を懸架装置に支持固定し、上記ハブ２の回転側フランジ３に制動用のディスクと車輪のホイールとを支持固定する。

上述の様な転がり軸受ユニットを構成する上記外輪１の軸方向中間部で上記複列の外輪軌道７、７の間部分に取付孔１０ａを、この外輪１を径方向に貫通する状態で形成している。そして、この取付孔１０ａにセンサユニット２２を、上記外輪１の径方向外方から内方に挿通し、このセンサユニット２２の先端部２３を、上記外輪１の内周面から突出させている。この先端部２３には、それぞれが回転検出センサである１対の公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂと、１個の回転速度検出用センサ１５ａとを設けている。

このうちの各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂは、上記複列に配置された転動体９ａ、９ｂの公転速度を測定する為のもので、上記先端部２３のうち、上記ハブ２の軸方向（図１〜２の左右方向）に関する両側面に、それぞれの検出面を配置している。本実施例の場合、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂは、上記複列に配置された各転動体９ａ、９ｂの公転速度を、前記各保持器２１ａ、２１ｂの回転速度として検出する。この為に本実施例の場合には、これら各保持器２１ａ、２１ｂを構成するリム部２５、２５を、互いに対向する側に配置している。そして、これら各リム部２５、２５の互いに対向する面に、それぞれが円輪状である公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂを、全周に亙り添着支持している。これら各エンコーダ２６ａ、２６ｂの被検出面の特性は、円周方向に関して交互に且つ等間隔で変化させて、上記各保持器２１ａ、２１ｂの回転速度を上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂにより検出自在としている。

この為に、これら各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出面を、上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂの被検出面である、互いに対向する面に近接対向させている。尚、これら各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂの被検出面と上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出面との距離（検出隙間）は、上記各保持器２１ａ、２１ｂのポケットの内面と上記各転動体９ａ、９ｂの転動面との間の隙間であるポケット隙間よりも大きく、２mm以下とする事が好ましい。上記検出隙間がポケット隙間以下になると、上記各保持器２１ａ、２１ｂがこのポケット隙間分変位した場合に、上記被検出面と上記検出面とが擦れ合う可能性を生じる為、好ましくない。反対に、上記検出隙間が２mmを越えると、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂにより上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂの回転を正確に測定する事が難しくなる。

一方、前記回転速度検出用センサ１５ａは、回転輪である前記ハブ２の回転速度を測定する為のもので、上記先端部２３の先端面、即ち、上記外輪１の径方向内端面に、その検出面を配置している。又、上記ハブ２の中間部で前記複列の内輪軌道８、８同士の間に、円筒状の回転速度検出用エンコーダ２７を外嵌固定している。上記回転速度検出用センサ１５ａの検出面は、この回転速度検出用エンコーダ２７の被検出面である、外周面に対向させている。この回転速度検出用エンコーダ２７の被検出面の特性は、円周方向に関して交互に且つ等間隔で変化させて、上記ハブ２の回転速度を上記回転速度検出用センサ１５ａにより検出自在としている。上記回転速度検出用エンコーダ２７の外周面と上記回転速度検出用センサ１５ａの検出面との間の測定隙間に関しても、２mm以下に抑える。

尚、上記各エンコーダ２６ａ、２６ｂ、２７としては、従来からＡＢＳやＴＣＳの制御用の信号を得るべく、車輪の回転速度を検出する為に利用していた各種構造のものを使用できる。例えば、上記各エンコーダ２６ａ、２６ｂ、２７として、被検出面（側面又は外周面）にＮ極とＳ極とを交互に且つ等間隔に配置した、多極磁石製のものが、好ましく使用できる。但し、単なる磁性材製のエンコーダや、光学的特性を円周方向に亙って交互に且つ等間隔に変化させたものも、（光学式の回転速度検出用センサと組み合わせる事で）使用可能である。

本実施例の場合には、上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂとして、被検出面である軸方向側面にＳ極とＮ極とを交互に且つ等間隔で配置した、円輪状の永久磁石を使用している。この様な各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂは、別途造られた上記各保持器２１ａ、２１ｂのリム部２５、２５の側面に接着により結合固定したり、或はこれら各保持器２１ａ、２１ｂを射出成形する際にキャビティ内に上記各公転速度検出用エンコーダ２６ａ、２６ｂをセットしておく事で、インサート成形する。何れの方法を採用するかは、コスト及び要求される結合強度等に応じて選択する。

又、何れも回転速度を検出するセンサである、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂ及び上記回転速度検出用センサ１５ａとしては、磁気式の回転検出センサが、好ましく使用できる。又、この磁気式の回転検出センサとしては、ホール素子、ホールＩＣ、磁気抵抗素子（ＭＲ素子、ＧＭＲ素子）、ＭＩ素子等の磁気検出素子を組み込んだアクティブ型のものが、好ましく使用できる。この様な磁気検出素子を組み込んだアクティブ型の回転検出センサを構成するには、例えば、この磁気検出素子の一側面を、直接又は磁性材製のステータを介して永久磁石の着磁方向一端面に突き当て（磁性材製のエンコーダを使用する場合）、上記磁気検出素子の他側面を、直接又は磁性材製のステータを介して、上記各エンコーダ２６ａ、２６ｂ、２７の被検出面に対向させる。尚、本実施例の場合、永久磁石製のエンコーダを使用するので、センサ側の永久磁石は不要である。

本実施例の転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、上記各センサ２４ａ、２４ｂ、１５ａの検出信号は、図示しない演算器に入力する。そして、この演算器が、これら各センサ２４ａ、２４ｂ、１５ａから送り込まれる検出信号に基づいて、前記外輪１と前記ハブ２との間に加わるラジアル荷重とアキシアル荷重とのうちの一方又は双方の荷重を算出する。例えば、このラジアル荷重を求める場合に上記演算器は、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂが検出する各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の和を求め、この和と、上記回転速度検出用センサ１５ａが検出する上記ハブ２の回転速度との比に基づいて、上記ラジアル荷重を算出する。又、上記アキシアル荷重は、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂが検出する各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の差を求め、この差と、上記回転速度検出用センサ１５ａが検出する上記ハブ２の回転速度との比に基づいて算出する。この点に就いて、図４を参照しつつ説明する。尚、以下の説明は、アキシアル荷重Ｆ_a が加わらない状態での、上記各列の転動体９ａ、９ｂの接触角α_a 、α_b が互いに同じであるとして行なう。

図４は、前述の図１に示した車輪支持用の転がり軸受ユニットを模式化し、荷重の作用状態を示したものである。複列の内輪軌道８、８と複列の外輪軌道７、７との間に複列に配置された転動体９ａ、９ｂには予圧Ｆ₀ 、Ｆ₀ を付与している。又、使用時に上記転がり軸受ユニットには、車体の重量等により、ラジアル荷重Ｆ_r が加わる。更に、旋回走行時に加わる遠心力等により、アキシアル荷重Ｆ_a が加わる。これら予圧Ｆ₀ 、Ｆ₀ 、ラジアル荷重Ｆ_r 、アキシアル荷重Ｆ_a は、何れも上記各転動体９ａ、９ｂの接触角α（α_a 、α_b ）に影響を及ぼす。そして、この接触角α_a 、α_b が変化すると、これら各転動体９ａ、９ｂの公転速度ｎ_c が変化する。これら各転動体９ａ、９ｂのピッチ円直径をＤとし、これら各転動体９ａ、９ｂの直径をｄとし、上記各内輪軌道８、８を設けたハブ２の回転速度をｎ_i とし、上記各外輪軌道７、７を設けた外輪１の回転速度をｎ_o とすると、上記公転速度ｎ_c は、次の（１）式で表される。
ｎ_c ＝｛１−（ｄ・cos α／Ｄ）・（ｎ_i ／２）｝＋｛１＋（ｄ・cos α／Ｄ）・（ｎ _o ／２）｝ −−− （１）

この（１）式から明らかな通り、上記各転動体９ａ、９ｂの公転速度ｎ_c は、これら各転動体９ａ、９ｂの接触角α（α_a 、α_b ）の変化に応じて変化するが、前述した様にこの接触角α_a 、α_b は、上記ラジアル荷重Ｆ_r 及び上記アキシアル荷重Ｆ_a に応じて変化する。従って上記公転速度ｎ_c は、これらラジアル荷重Ｆ_r 及びアキシアル荷重Ｆ_a に応じて変化する。本実施例の場合、上記ハブ２が回転し、上記外輪１が回転しない為、具体的には、上記ラジアル荷重Ｆ_r に関しては、大きくなる程上記公転速度ｎ_c が遅くなる。又、アキシアル荷重に関しては、このアキシアル荷重を支承する列の公転速度が速くなり、このアキシアル荷重を支承しない列の公転速度が遅くなる。従って、この公転速度ｎ_c に基づいて、上記ラジアル荷重Ｆ_r 及びアキシアル荷重Ｆ_a を求められる事になる。

但し、上記公転速度ｎ_c の変化に結び付く上記接触角αは、上記ラジアル荷重Ｆ_r と上記アキシアル荷重Ｆ_a とが互いに関連しつつ変化するだけでなく、上記予圧Ｆ₀ 、Ｆ₀ によっても変化する。又、上記公転速度ｎ_c は、上記ハブ２の回転速度ｎ_i に比例して変化する。この為、これらラジアル荷重Ｆ_r 、アキシアル荷重Ｆ_a 、予圧Ｆ₀ 、Ｆ₀ 、ハブ２の回転速度ｎ_i を総て関連させて考えなければ、上記公転速度ｎ_c を正確に求める事はできない。このうちの予圧Ｆ₀ 、Ｆ₀ は、運転状態に応じて変化するものではないので、初期設定等によりその影響を排除する事は容易である。これに対して上記ラジアル荷重Ｆ_r 、アキシアル荷重Ｆ_a 、ハブ２の回転速度ｎ_i は、運転状態に応じて絶えず変化するので、初期設定等によりその影響を排除する事はできない。

この様な事情に鑑みて本実施例の場合には、前述した様に、ラジアル荷重を求める場合には、前記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂが検出する各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の和を求める事で、上記アキシアル荷重Ｆ_a の影響を少なくしている。又、アキシアル荷重を求める場合には、上記各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の差を求める事で、上記ラジアル荷重Ｆ_r の影響を少なくしている。更に、何れの場合でも、上記和又は差と、前記回転速度検出用センサ１５ａが検出する上記ハブ２の回転速度ｎ_i との比に基づいて上記ラジアル荷重Ｆ_r 又は上記アキシアル荷重Ｆ_a を算出する事により、上記ハブ２の回転速度ｎ_i の影響を排除している。但し、上記アキシアル荷重Ｆ_a を、上記各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度の比に基づいて算出する場合には、上記ハブ２の回転速度は、必ずしも必要ではない。

尚、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの信号に基づいて上記ラジアル荷重とアキシアル荷重とのうちの一方又は双方の荷重を算出する方法は、他にも各種存在するが、この様な方法に就いては、前述の特願２００４−７６５５号に詳しく説明されているし、本発明の要旨とも関係しないので、詳しい説明は省略する。
但し、何れの方法により何れの荷重を求めるにしても、上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出信号に基づいて上記各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度を正確に求められる事が、荷重の測定精度を高める為に重要である。

これに対して上記各公転速度検出用センサ２４ａ、２４ｂの検出信号（に基づく、公転速度を表す信号）中には、被検出面の着磁ピッチ（円周方向に隣り合うＳ極とＮ極との間のピッチ）の誤差に基づく、前述した様な比較的高周波の変動と、保持器２１ａ、２１ｂの振れ回り運動に伴う、前述した様な比較的低周波の変動とが入り込んでいる。この様な変動を処理（低減）しないと、各列の転動体９ａ、９ｂの公転速度を正確に求められず、従って、上記ラジアル荷重や上記アキシアル荷重の測定精度が悪化する。そこで本実施例の場合には、図５に示す様な適応フィルタにより、上記振れ回り運動に基づく、上記比較的低周波の変動を低減する他、図示しない平均化フィルタ等のローパスフィルタにより、上記着磁ピッチの誤差に基づく、上記比較的高周波の変動を低減する様にしている。

先ず、上記２種類の変動が生じる理由に就いて、図６〜７により説明する。前記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）を保持した（或は自身がエンコーダとしての機能を有する）保持器２１ａ（２１ｂ）のポケットの内面と前記各転動体９ａ（９ｂ）の転動面との間には、これら各転動体９ａ（９ｂ）を転動自在に保持する必要上、隙間が存在する。従って、各構成部材の組み付け精度をいくら高めても、転がり軸受ユニットの運転時に、上記各転動体９ａ（９ｂ）のピッチ円の中心（上記ハブ２の回転中心）Ｏ₂ と上記保持器２１ａ（２１ｂ）の回転中心Ｏ₂₁とが、図６に誇張して示す様に、δ分だけずれる可能性がある。そして、このずれに基づいて上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）は、上記回転中心Ｏ₂₁の周囲で振れ回り運動を行なう。この振れ回り運動の結果、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の被検出面は、回転方向以外にも移動速度を持つ事になる。そして、この回転方向以外の移動速度、例えば図６の左右方向の移動速度が、回転方向の移動速度に加減される。一方、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）は、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の被検出面の移動速度に基づいて上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を検出するので、上記δ分の偏心は、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面にその検出面を対向させた、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出信号に影響を及ぼす。

この様な公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面に上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出面を対向させると、この公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出信号（に基づく、公転速度を表す信号）は、図７の鎖線αに示す様に、正弦波的に変化する。即ち、各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度が一定である場合でも、この公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号が表す公転速度は、上記鎖線αで示す様に、正弦波的に変化する。具体的には、図６の左右方向の移動速度が回転方向の移動速度に足される場合には、上記出力信号は、実際の公転速度よりも速い速度に対応する信号となる。反対に、図６の左右方向の移動速度が回転方向の移動速度から差し引かれる場合には、上記出力信号は、実際の公転速度よりも遅い速度に対応する信号となる。図６は偏心量δを実際の場合よりも誇張して描いているが、例えば車両安定の為の制御をより厳密に行なうべく、転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重Ｆ_r 及びアキシアル荷重Ｆ_a をより正確に求める場合には、上記偏心に伴う誤差を解消する必要がある。

又、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面に配列されたＳ極とＮ極とのピッチは、本来同じはずであるが、製造時に発生する着磁誤差等により、少しずつではあるが互いに異なる場合がある。そして、この誤差に基づいても、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出信号が変動する。この様な着磁ピッチの誤差に基づく変動の周期は、上記振れ回り運動に基づく変動の周期に比べると遥かに短くなる。例えば、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の側面（被検出面）の特性（Ｓ極とＮ極との繰り返し）が、この被検出面の全周で６０回変化する場合、上記着磁ピッチの誤差に基づく変動の周期は、上記振れ回り運動に基づく変動の周期の１／６０程度になる。

上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）から出力される検出信号（に基づく、公転速度を表す信号）は、上記２種類の変動が足し合わされた（重畳された）、図７に実線βで示す様なものになる。上記ラジアル荷重Ｆ_r 及びアキシアル荷重Ｆ_a を正確に求める為には、上記２種類の変動を低減する必要がある。そこで、本実施例の場合には、上記振れ回り運動に伴う、比較的低周波の変動を図５に示した適応フィルタ２８により低減し、上記着磁ピッチの誤差に伴う比較的高周波の変動を、図示しない平均化フィルタ等のローパスフィルタにより低減する様にしている。尚、適応アルゴリズムとしては、適応フィルタとして後述するＦＩＲフィルタを使用する、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズム（二乗平均誤差を最急降下法に基づいて最小にする演算規則）が好ましい。

先ず、図５に示した適応フィルタ２８による、上記低周波の変動低減に就いて説明する。上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の検出部が対向する部分での、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の変位速度は、実際の回転速度ｄ_d と、前記δ分の偏心に基づく振れ回りによる回転１次成分の見掛け速度の変動分ｄ_n とが重畳されたものとなる。従って、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄは、上記実際の回転速度ｄ_d と上記変動分ｄ_n とを足し合わせた（ｄ＝ｄ_d ＋ｄ_n ）速度を表す信号になる。上記適応フィルタ２８によりこの変動分ｄ_n を上記出力信号ｄから差し引けば（減ずれば）、上記実際の回転速度ｄ_d を求められる事になる。

一方、上記適応フィルタ２８を作動させる為には、上記振れ回りに基づく変動分ｄ_n と相関性のある参照信号ｘが必要になる。この参照信号ｘを入手できれば、上記適応フィルタ２８は自己学習によって、実際の信号の流れ「ｄ_n →ｄ」の伝達特性と同じ特性を持った、ＦＩＲ（finite impulse response ）フィルタ（インパルス応答時間が有限なフィルタ＝インパルス応答が有限時間内に０になるフィルタ）を形成する。そして、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから、上記適用フィルタ２８による計算の結果得られる、キャンセル信号ｙ｛＝後述するｙ（ｋ）｝を差し引けば、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから上記振れ回りによる変動分ｄ_n を取り除いた（ｄ−ｄ_n ）事と等価になる。この様にしてこの変動分ｄ_n を取り除く場合に、上記適応フィルタ２８は、信号の主ルート（図５の上半部分）を送られる出力信号ｄに対してフィルタリングするのではなく、副ルート（図５の下半部分）を送られる参照信号ｘに基づいて上記変動分ｄ_n を取り除く為のキャンセル信号ｙを計算する。そして、上記主ルートである出力信号ｄから上記キャンセル信号ｙを引き算するだけであるので、上記出力信号ｄの応答遅れを招かない。

本実施例の場合、上記参照信号ｘを、前記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の１回転中での特性変化の回数に基づき、この公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）に対向した上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて前記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を演算する為の処理回路により、自己生成する。従って、上記参照信号ｘの生成に要するコストを低減できる。即ち、従来から適応フィルタの用途として一般的に知られていたアクティブノイズコントロールの構造をそのまま上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を正確に求める為の構造に適用すると、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の振れ回りを、変位センサや回転速度センサ等、別途設けたセンサにより検出し、このセンサの検出信号を上記適応フィルタ２８の参照信号ｘとして使用する事になる。この場合には、別途センサを設ける分だけ、コスト並びに設置スペースが必要になる。

これに対して本実施例の場合には、この様な別途設けたセンサの検出信号を使用する事なく上記参照信号ｘを入手して、上記適応フィルタ２８により、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の振れ回りに基づく、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄの変動分ｄ_n を低減させる。即ち、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の１回転中での特性変化の回数（Ｓ極とＮ極との数）は予め分かっている。従って、この公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の１回転分のパルス数を観察する事で、特に変位センサや回転速度センサ等のセンサを別途設けなくても、上記変動分ｄ_n と相関のある上記参照信号ｘを生成できる。具体的には、上記公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）の振れ回りの影響は、回転１次が主成分の波形であり、例えばこの公転速度検出用エンコーダ２６ａ（２６ｂ）が、１回転当り６０パルスのものであれば、６０データで１周期となる様なサイン波、三角波、鋸波、矩形波、パルス波等として自己生成できる。

この様な参照信号ｘの波形は、上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を算出する為の処理回路（ＣＰＵ）で生成する事もできるし、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）に付属の電子回路部（ＩＣ）で生成する事もできる。何れにしても、得られた上記参照信号ｘに基づいて算出したキャンセル信号ｙは、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから差し引いて、前記実際の回転速度ｄ_d を表す修正信号ｅ｛＝後述するｅ（ｋ）｝を求める。この様にして求めた修正信号ｅは、上記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を演算する為の処理回路に送ってこの公転速度を求める為に利用する他、上記適応フィルタ２８が自己学習する為の情報としても利用する。

尚、上記適応フィルタ２８部分で、上記キャンセル信号ｙを求め、更にこのキャンセル信号ｙを上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから差し引いて、上記修正信号ｅを得る為の処理は、次の（２）〜（４）式に基づいて行なう。

上記（２）（３）（４）式中、ｋは時系列でのデータ番号、Ｎは適応フィルタ２８として用いるＦＩＲフィルタのタップ数である。又、ｗはＦＩＲフィルタのフィルタ係数を表し、ｗ_k はｋ番目のデータ処理をする場合に使用するフィルタ係数を、ｗ_k+1 は次のデータ系列（ｋ＋１番目）を処理する場合に使用するフィルタ係数を、それぞれ表している。即ち、本実施例の場合、上記ＦＩＲフィルタは、上記式（４）により逐次適正にフィルタ係数が更新されていく適応フィルタとなる。演算を開始する際に最初に用いるフィルタ係数ｗ_k は、零を代入しておいても、動き始めれば自己適応していくので差し支えはないが、予め望ましいフィルタ特性を求めてその値を代入しておいても良い。更には、前回の処理で最後に使用したフィルタ係数を、ＥＥＰＲＯＭ等の記憶手段に記憶しておき、再始動時に使用しても良い。

又、上記（４）式中のμは、ステップサイズパラメータと呼ばれる、フィルタ係数を自己適正化させていく場合の更新量を決定する値であり、通常０．０１〜０．００１程度の値となるが、実際には、適応動作の妥当性を事前に調べて設定するか、次の（５）式を用いて逐次更新する事もできる。

尚、この（５）式中のαも、フィルタ係数を自己適正化させていく為の更新量を決定するパラメータとなるが、０＜α＜１の範囲であれば良く、上記μよりも設定が容易である。又、本実施例の場合には、前記参照信号ｘを自己生成するので、上記（５）式中の分母の値は既知であり、μの最適値を事前に算出しておく事もできる。計算量削減の観点からは、予め（５）式でこのμを算出しておき、このμを定数として上記（４）式でフィルタ係数を自己適正化させるのが望ましい。

上述の様に、前記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄから、前記適応フィルタ２８が算出したキャンセル信号ｙを差し引く事で、前記実際の回転速度ｄ_d を表す修正信号ｅを求められる。そして、この様にして求めた修正信号ｅに基づいて、前記各転動体９ａ（９ｂ）の公転速度を正確に求められる。尚、実際の場合には、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号ｄ中には、前記ピッチ誤差に基づく、上記公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の振れ回りに基づく変動よりも周期が短い第二の変動が存在する。そこで、この第二の変動を平均化する為の平均化フィルタ等のローパスフィルタを、上記適応フィルタ２８の前又は後に設けて、上記第二の変動に拘らず、上記各転動体９ａ、９ｂの公転速度を正確に求められる様にする。高周波の変動を抑える為の、平均化フィルタ等のローパスフィルタの構造及び作用に関しては、従来から周知である為、詳しい説明は省略する。

適応フィルタ２８を使用して、エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える作用に就いてのシミュレーションの１例を、図８に示した。この図８は、１００min^-1 で定速回転している回転部材の回転速度を、６０パルス／１回転のエンコーダで計測する場合に就いて示している。実線イが、回転速度検出用センサの検出結果に、タップ数＝１５の移動平均処理のみを施した（平均化フィルタのみを設けた）結果（出力信号ｄに相当）である。この場合には、エンコーダの振れ回りにより、上記回転速度の算出値が、約７０〜１３０min^-1 の間を変動している。尚、上記エンコーダの振れ回り量は、実際に生じる値に比べて、相当に大きく設定した。

これに対して、破線ロは、上記実線イで示した、移動平均後のデータを適用フィルタを用いて補正した結果（修正信号ｅに相当）を示している。上記破線ロから明らかな通り、適用フィルタの始動直後は算出値が変動しているものの、短時間経過後にフィルタ係数が自己適応し、算出結果が、ほぼ１００min^-1 の一定値に収束した。この事から、平均化フィルタと適応フィルタとを併用する事で、ピッチ誤差や、回転中心と幾何中心とのずれが大きい（振れ回り運動をする）エンコーダを使用しても、回転部材の回転速度を正確に求められる事が分かる。
尚、上記図８に示した２本の線イ、ロを求めるに就いては、参照信号ｘは、速度演算装置の中でパルス数をカウントしながら、６０パルスで１周期となる正弦波を自己生成するとした。又、適応フィルタのステップサイズパラメータは、μ＝０．００２、タップ数Ｎ＝３０とした。

図９〜１２は、本発明の実施例２を示している。本実施例の場合の特徴は、エンコーダの１パルス毎に回転検出センサの検出信号に関して必要とする演算処理の回数を大幅に低減して、計算速度が特に速くない、低コストの演算器（ＣＰＵ）での処理を可能にする点にある。この為に本実施例の場合には、同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用し、計算量を大幅に削減可能にしている。但し、単に同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用しただけの場合には、エンコーダの振れ回りである回転１次成分を補正（キャンセル）すると同時に、検出対象である回転速度を表すＤＣレベルまでも補正（キャンセル）してしまう。これでは、回転速度検出装置本来の機能を喪失してしまうので、フィルタ係数の零点をモニターし、上記ＤＣレベルをキャンセルする事を防止する為に、零点補正を実施する。この様な観点で考えた本実施例の特徴に就いて、以下に説明する。尚、実用上あまり問題とならないレベルではあるが、前述の図８に示した例でも、微妙にＤＣレベルがずれる場合がある。従って、より高精度の制御を行なう為には、この場合にも、零点補正を行なう事が好ましい。

上述した実施例１で適応フィルタを適正化する為に利用する、前述の各式（２）（３）（４）は何れも単純な式ではあるが、実際の適用に際しては計算量が問題となる場合が考えられる。例えば、適応フィルタのタップ数Ｎ＝６０とすると、上記式（２）で掛け算を６０回、上記式（３）で引き算を１回、上記式（４）で掛け算を１２０回と足し算を６０回との１８０回、合計で２４１回の四則演算を、エンコーダの１パルス毎に実施しなければならない。従って、１個の転がり軸受ユニットに設けた複列の転動体の公転速度を求める為に必要な計算量は、４８２回／１パルスとなる。この計算量（演算回数）は物理的に処理不可能ではないが、処理速度が速い、比較的高価なＣＰＵを使用する必要がある。例えば、ＡＢＳ、ＴＣＳ、ＶＳＣ等の車両用走行安定化装置の制御の為に自動車用車輪（４個の車輪）の回転速度を検出する場合、上記高価なＣＰＵを４個（若しくは１パルス毎に２４１回×２×４＝１９２８回の四則演算が可能な程に高速のＣＰＵを）使用する必要があり、上記車両用走行安定化装置のコスト増大の原因となる為、好ましくない。

この様な事情に鑑みて本実施例の場合には、同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用して計算量を大幅に削減し、低コストのＣＰＵの使用を可能にする事を意図している。但し、上記同期式ＬＭＳアルゴリズムにより適応フィルタを動作させた場合、そのままではこの適応フィルタが、上記エンコーダの振れ回り成分だけでなく、回転速度を表すＤＣ成分もキャンセルしてしまう。この様にＤＣ成分をキャンセルする現象は、同期式ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合に顕著である。そこで本実施例の場合には、適応フィルタの出力値を零にする機能を持たせる事により、上記回転速度を表すＤＣレベルを正確に検出できる様にしている。

先ず、同期式ＬＭＳアルゴリズムの作動原理を説明する。前述の図５に示したブロック図で、適応フィルタ２８に入力させる参照信号ｘは、エンコーダの振れ回り等に代表される、このエンコーダの回転ｎ次（ｎは正の整数) 成分と相関のある信号であれば良いので、このエンコーダ１回転当り１インパルス信号でも構わない。そこで、上記参照信号ｘが１インパルス信号であると同時に、上記適応フィルタ２８のタップ数Ｎが、上記エンコーダの１回転あたりのパルス数と等しい場合を想定する。この場合、時系列ｋの瞬間に計算に使用する参照信号ｘは、次の（６）式で表される。

この（６）式で、参照信号ｘが値１のインパルスとなる位置ｊは、時系列ｋが進んでいくのに従って右側に１個ずつずれて行き、一番右側の「Ｎ−１」番目までずれると、次の時系列では、新たなインパルス値が一番左の０番目に表れる事になる。即ち、上記参照信号ｘは、値１のインパルスの位置を０番目からＮ−１番目まで巡回させただけのデータ列となる。この式（６）を、前述の式（２）（４）に当て嵌めると、次の（７）（８）式を得られる。

同期式でない、通常のＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ２８を作動させる場合には、前述した様に、各式（２）（３）（４）に示す計算を繰り返し行なう必要があるのに対して、同期式ＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタを作動させる場合には、上記（７）（８）式及び式（３）に示す計算を行なうだけで済む。例えば、適応フィルタ２８のタップ数Ｎを６０とした場合、通常のＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ２８を作動させると、エンコーダ１ピッチ毎の演算の回数の合計は、前述した様に２４１回になる。これに対して、同期式ＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ２８を作動させる場合には、上記式（７）はデータ入れ替えのみで演算なし、上記式（３）で引き算１回、上記式（８）で掛け算１回と足し算１回との２回、合計で３回の四則演算を、上記エンコーダの１パルス毎に行なえば良い。即ち、ＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用する事で、採用しない場合に比べて、演算の回数を凡そ１／８０に削減できる。

但し、上記適応フィルタ２８を作動させるのに同期式ＬＭＳアルゴリズムを採用した場合に、回転速度を表す信号であるＤＣ成分までもがキャンセルされる事を防止する為に、上記適応フィルタ２８の零点を補正する必要がある。以下、この零点補正に就いて説明する。この零点補正が必要な現象の具体例として、エンコーダの振れ回りによる速度検出誤差の１例を、図９に示す。この図９に示した線図は、前述の図８の場合と同様に、１００min^-1 で定速回転している回転部材の回転速度を、６０パルス／１回転のエンコーダで計測する場合に就いて示している。実線イが、回転速度検出用センサの検出結果に、タップ数＝１５の移動平均処理のみを施した（平均化フィルタのみを設けた）結果（図１０の出力信号ｄに相当）である。この場合には、エンコーダの振れ回りにより、上記回転速度の算出値が、約７０〜１３０min^-1 の間を変動している。尚、上記エンコーダの振れ回り量は、実際に生じる値に比べて、相当に大きく設定している。

この図９に実線イで示す様な回転速度に関する計測データを、前述の図５に示す様な適応フィルタ２８を用いて処理し、上記エンコーダの振れ回りに基づく誤差をキャンセルした場合、この適応フィルタ２８の設定値によっては、この振れ回りに基づく誤差成分に加えて、検出対象である回転速度のＤＣレベル（図９に破線ロで示した１００min^-1 を表す信号）もキャンセルしてしまう可能性がある。この様に、必要とするＤＣレベルまでキャンセルする現象は、上記適応フィルタを動作させるＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用した場合に顕著である。図９に示した鎖線ハが、その具体例である。

上記適応フィルタを動作させるＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用し、特に対策を施さない場合には、上記鎖線ハで示す様に、上記エンコーダの振れ回りに基づく変動成分だけでなく、回転速度を表すＤＣ成分までもがキャンセルされて、出力値が零となる。これは、適応動作によって上記適応フィルタ２８のフィルタ係数ＷがＤＣレベルを持ってしまい、結果としてこの適応フィルタ２８の出力信号ｙがＤＣレベルを持ってしまう為に生じる現象である。この問題を解決する為に本実施例の場合には、図１０に示す様に、上記フィルタ係数Ｗの平均値から上記ＤＣレベルを算出し、このＤＣレベルに参照信号ｘのインパルス値を掛け算したＤＣ信号を計算しておく（インパルス値が１である場合には掛け算不要）。そして、上記適応フィルタ２８によって誤差をキャンセルされた信号ｅに、上述の様にして計算したＤＣ信号を加える事で、正確な回転速度を表すＤＣレベルを得られる様にしている。

次に、上記フィルタ係数Ｗの平均値から、上記ＤＣレベルを算出する方法に就いて説明する。同期式ＬＭＳアルゴリズムにより適応フィルタ２８を動作させる事で、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号から得られる回転速度を表す信号中に含まれる誤差成分をキャンセルし、上記図９の鎖線ハで示す様に出力値が零になる様な場合に於ける、上記適応フィルタ２８のフィルタ係数は、図１１に示す様に変動する。上記図９に示した例では、この適応フィルタ２８のタップ数Ｎを６０としたので、上記図１１に示したフィルタ係数Ｗは、６０個の値から構成されている。このフィルタ係数Ｗの平均値、即ち、求めようとする回転速度を表すＤＣレベルは、上記６０個の値を総て合計してから６０で除すれば求められる。但し、この様な計算を行なうと、演算回数が増大して、本実施例の目的である、ＣＰＵの低廉化を十分に図れなくなる。

ところで、誤差キャンセルの対象、即ち、前記エンコーダの振れに基づくうねりは、回転１次を主体とする回転ｎ次成分である。又、本実施例の場合には、適応フィルタのタップ数Ｎを、エンコーダ１回転当りのパルス数と等しくしているので、上記フィルタ係数Ｗは、周期がＮ（＝６０）の周期関数となる。上記図１１に示した例では、回転１次の周期関数となっている。従って、Ｎ／２（＝３０）なる間隔を設定した任意の２点の平均値は、全体Ｎ（＝６０）点の平均値と等価になる。そこで、この様な２点の平均値を求め、上記回転速度を表すＤＣレベルとすれば、演算回数も大幅に低減できて、上記ＣＰＵの低廉化の面から有利である。もし、２点だけの平均で信頼性に不安が残る場合は、上記２点とは別に、Ｎ／２（＝３０）なる間隔を設定した任意の２点を選択し、合計４点の平均値を演算する。尚、図示はしないが、フィルタ係数Ｗが回転ｎ次の周期関数の場合も、平均値を求める為の点の数を適宜増やし、その間隔を適切に設定する事で、上記平均値を同様に求められる。

本実施例の構造により、エンコーダの振れ回りに基づく変動を抑える作用に就いてのシミュレーションの１例を、図１２に示した。この図１２は、１００min^-1 で定速回転している回転部材の回転速度を、６０パルス／１回転のエンコーダで計測する場合に就いて示している。実線イが、回転速度検出用センサの検出結果に、タップ数＝１５の移動平均処理のみを施した（平均化フィルタのみを設けた）結果（出力信号ｄに相当）である。この場合には、エンコーダの振れ回りにより、上記回転速度の算出値が、約７０〜１３０min^-1 の間を変動している。鎖線ロは、前述の図１０に示した同期式ＬＭＳアルゴリズムにより動作する適用フィルタ２８を用い、且つ、上述したフィルタ係数ＷによるＤＣ成分の補正を実施して、公転速度検出用センサ２４ａ（２４ｂ）の出力信号から得られる回転速度を表す信号中に含まれる誤差成分をキャンセルした結果である。上記鎖線ロから明らかな通り、上記適応フィルタ２８の始動直後はデータが変動しているものの、短時間経過後にフィルタ係数Ｗが自己適応して、算出結果が、ほぼ１００min^-1 の一定値に収束した。

本発明の実施例３に就いて、前述の図１０に加えて図１３を参照しつつ説明する。
上述した通り、適応フィルタを使用する事により、応答遅れを最小限に抑えた上で、エンコーダの回転に伴って変化する、回転検出センサの出力中に含まれる誤差成分を効率的に除去でき、精度の良い速度検出が可能になる。この様な適応フィルタでの処理に使用する、ＬＭＳアルゴリズム、或は同期式ＬＭＳアルゴリズムによる処理の主目的は、公転ｎ次成分の速度検出誤差の除去である。従って、保持器の振れ回りによる公転１次の誤差成分を除去できる事は勿論、転動体の通過振動に基づく、公転ｎＺ次（Ｚは転動体の数）の誤差成分も除去できる。

但し、転がり軸受の運転条件によっては公転（ｎＺ／２）次の転動体通過振動が発生する場合がある。これはマシュー型の係数励振現象であり、公転（Ｚ／２）次の振動がもっとも発生し易い事が、谷口 修著、株式会社養賢堂発行の「振動工学ハンドブック」の、９７５頁の下段に記載されている様に、従来から知られている。上記転動体の数Ｚが奇数の場合には、上記公転（Ｚ／２）次の振動の周波数は０．５次単位となる。この様な０．５次の振動による速度検出に関する誤差成分は、公転ｎ次成分の除去を目的とした、上記ＬＭＳアルゴリズム、或は同期式ＬＭＳアルゴリズム等の適応フィルタでは除去できない。本実施例は、この様な事情に対応して、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正し、高精度な速度検出を可能とする。

先ず、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正する為には、転動体（及び各転動体を保持する為に保持器に設けたポケット）の数を偶数個にする事が考えられる。この数を偶数個とする事により、前述した実施例１、２の様に、公転ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なう為の適応フィルタを使用して、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる。即ち、転動体の数を偶数に設定する事により、ｎＺ／２が整数になり、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差が公転ｎ次成分の速度検出誤差と等価になる。この為、例えば、適応フィルタとして、前述の図１０に示した構成を有し、前述の式（２）〜（４）或は下記の式（９）〜（１１）の処理を行なう同期式ＬＭＳ適応フィルタにより、上記誤差を除去できる。

図１３に、この様な処理の具体例として、同期式ＬＭＳ適応フィルタの特性線図を示している。公転ｎ次成分が大きく減衰しているので、公転ｎ次となる公転（ｎＺ／２）次成分（Ｚは偶数）が除去される。この様な図１３から明らかな様に、転動体の数を偶数個とする事により、前述の実施例２の様に、公転ｎ次成分の速度検出誤差補正を図る為の適応フィルタを用いて公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる。

上述の実施例３で説明した様に、転動体の数を偶数個とする事により、公転ｎ次成分の速度検出誤差補正を図る為の適応フィルタを用いて公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる。但し、転がり軸受ユニットの寿命を向上させる為には、転動体の数をできる限り多くしたいと言った要求があり、限られたスペースの中でこの要求を満たす為には、転動体の数が奇数となる場合も想定される。そして、転動体の数が奇数になると、上記実施例３部分で説明した様に、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差が公転０．５次単位の周波数となってしまう。本実施例は、この様な場合の対応策に関するもので、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なえる適応フィルタを使用して、上記転動体の数が奇数の場合であっても、上記公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正できる処理技術を実現するものである。

この様な観点で考えた、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を狙った適応フィルタの具体例として、同期式ＬＭＳ適応フィルタに就いて説明する。前述の実施例３部分に記載した式（９）〜（１１）中の符号ｊは、０〜（Ｎ−１）を巡回する番号であるが、この時のタップ数Ｎを公転２回転当りのパルス数、即ち公転１回転当りのエンコーダパルス数の２倍とすれば、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を狙った適応フィルタとなる。要するに本実施例の場合には、適応フィルタのタップ数Ｎを、公転１回転当りのエンコーダパルス数の２倍とする事により、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を公転ｎＺ次に対応させて、エンコーダの回転に伴って変化する、回転検出センサの出力中に含まれる誤差成分を除去する。

尚、転動体が偶数であっても、公転（ｎＺ／２）次成分とは別に、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差が発生する場合があり、この様な場合に就いても、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なえる適応フィルタを用いて対処する。但し、何れにしても、本実施例の様に、公転０．５ｎ次成分の速度検出誤差補正を行なえる適応フィルタの場合には、検出データとして使用できる周波数帯域が狭くなったり、或は収束性が悪くなると言った問題が生じる。従って、本実施例の処理技術は、公転（ｎＺ／２）次成分の速度検出誤差を補正する必要性が、周波数帯域の確保や収束性の向上と言った問題よりも重要な場合に有効である。

又、ＬＭＳ適応フィルタではフィルタ係数ｗの平均値がドリフトする特性があるので、フィルタ係数群の平均値を算出して、補正しなければならない。前述した実施例２の場合には、図１１に示す様に、フィルタ係数群の中で等間隔に選択した任意の２点、或は４点以上のフィルタ係数ｗ_k の平均値を算出した。但し、ＬＭＳ適応フィルタでの処理に必要な、フィルタ係数ｗの平均値を求める為の方法は、上記実施例２の方法に限らない。即ち、上記式（１１）から分かる様に、フィルタ係数ｗは、データサンプリング毎に１つのフィルタ係数ｗ（ｊ）を更新しているだけである。従って、予めフィルタ係数群全体の合計値を把握しておき、この合計値に、新たに記入するフィルタ係数ｗ_k+1 （ｊ）を加算して得た和から、更新される前の古いｗ_k （ｊ）を減ずれば（引き算すれば）、常に最新のフィルタ係数群全体の合計値を把握できる。そして、この様にして求めた合計値を、タップ数Ｎで除すれば（割り算すれば）フィルタ係数群の平均値を算出できる。

本発明の実施例５に就いて、前述の図５に図１４〜１５を加えて説明する。
先ず、本実施例が解決しようとする課題に就いて説明する。前述の実施例１中で説明した様に、前記式（４）中のμは、フィルタ係数を自己適正化させる為の更新量を決定する、ステップサイズパラメータと呼ばれる係数である。そして、適応フィルタによる処理を行なう場合、この係数μが大きい程、フィルタ計算の初期収束性が良くなる。逆に、誤差成分を的確に減衰させる為には、上記係数μは小さくなければならない。従って、収束性と誤差減衰とを両立させる係数μは存在しない。この様に、この係数μに関して、これら２種類の要求を同時に満たせない事により生じる問題に就いて、図１４、１５に具体的に示している。

このうちの図１４は、互いに異なる大きさの係数μで駆動される、同期式ＬＭＳ適応フィルタの減衰特性を重ね書きした結果を示している。この同期式ＬＭＳ適応フィルタは、回転ｎ次成分の誤差成分の除去を目的としたものである為、回転１次、２次成分が大きく減衰されている。但し、上記係数μが、０．０５→０．１０→０．２０→０．３０と、大きくなるに伴い、回転ｎ次以外の成分が逆に大きくなってしまう問題がある。
又、図１５は、逆に、上記係数μを小さくした場合に、収束性に就いて問題を生じる状態に就いて示している。上記図１５には、本来必要とする波形（実線イで示した「欲しいデータ」）に意図的に作成した誤差波形を重畳させた波形（破線ロで示した「計測データ」）と、同期式ＬＭＳ適応フィルタで計算した波形（鎖線ハで示した「ろ過データ」）とを重ねて記載している。上記図１５中の（Ａ）が係数μが小さい（０．０５）場合を、同じく（Ｂ）が大きい（０．３）場合を、それぞれ示している。この係数μが小さい（０．０５）場合には、初期の収束性が悪い事が分かる。
この様な図１５から明らかな通り、適応フィルタによる誤差成分の減衰に関しては、減衰特性を重視して上記係数μを小さくすると収束性が悪くなり、収束性を重視してこの係数μを大きくすると減衰特性が悪化してしまう。

本実施例は、上述の様な事情に鑑みて、収束性を必要とする状況では上記係数μを大きくし、誤差減衰が重要視される状況ではこの係数μを小さく設定する事により、収束性と誤差減衰との両立を図るベく発明したものである。
先ず、本実施例の対象となる転がり軸受ユニットの荷重測定装置の場合、荷重検出を精度良く行なう必要があるのは高速走行中である。言い換えれば、低速走行中は、高速走行に比べて横滑り等の、走行状態を不安定にする挙動が発生しにくいので、転がり軸受ユニットに加わる荷重を正確に検出する必要性は低い。従って、エンコーダの回転に伴って変化する回転検出センサの出力信号中に含まれる誤差成分を的確に減衰させる必要性が高いのは高速走行時である。そして、この様な場合には、上記係数μが小さい事が、誤差減衰を的確に実施する面から好ましい。

これに対して、車両が停止状態から走り始めたばかりの状況では、適応フィルタが早期に収束しないと、正確な回転速度検出を行なえない。この様な場合には、上記係数μを大きくする事が、収束時間を短くできるので好ましい。
これらの事を考慮した場合、車両が走り始め、上記回転検出センサが検出信号を出力し始めた初期の段階では上記係数μを大きく設定しておき、或る程度の距離を走行し、上記回転検出センサのサンプリングデータが多数蓄積され、適応フィルタがほぼ収束した段階で、上記係数μを小さくなる様に、この係数μを変化させれば良い。即ち、車速が速い場合にはこの係数μを小さくし、車速が遅い場合にはこの係数μを大きくすれば良い。或は、この係数μを車速に応じて変化させる他、サンプリングデータ数に応じてこの係数μを変化させたり、更には、車速とサンプリングデータ数との両方を考慮して、この係数μを変化させる事もできる。

図１６〜１８は、本実施例の様に、係数μを変化させる事による効果を確認する為に行なったシミュレーションの結果を示している。このシミュレーションでは、図１６に示す様に、サンプリングデータ数に応じて係数μを変化させた（次第に小さくした）。この場合に、上記回転検出センサの検出信号を適応フィルタにより処理する事により、この適応フィルタから出る信号が図１７に示す様に収束した。この図１７に記載した実線イ、破線ロ、鎖線ハの意味は、前述した図１５と同様である。
この様な図１７から、上記検出信号のサンプリングを開始した直後、即ち車両が走り始めた直後の状態では、上記係数μが大きいので、比較的短時間に適応フィルタが収束している事が分かる。又、サンプリングが或る程度進んだ状態では上記係数μが小さくなるので、所望の減衰特性を得られる事も分かる。尚、図１６〜１７に示した例では、上記検出信号のサンプリング開始と共に上記係数μを急激に小さくしているが、図１８に示す様に、この係数μが大きい状態をしばらく継続してから、この係数μを小さくする様に、この係数μを変化させても良い。

本実施例以降は、エンコーダの回転に伴って変化する回転検出センサの出力信号中に含まれる誤差成分のうち、公転次数型以外の誤差成分も減衰できる技術に関する。この出力信号中に、転動体の公転次数、或は回転輪の回転次数の誤差成分（ノイズ成分）が含まれる事は、先に述べた通りであるが、上記出力信号中には、これ等以外の誤差成分が含まれる事もある。例えば、回転輪に不釣合いが存在する場合にはこの回転輪に回転１次の振動が発生し、この振動が、保持器、エンコーダ、回転検出センサ等を振動させる原因となる。この様な場合には、回転輪の回転１次のノイズ成分が、公転速度検出信号に重畳される場合がある。又、この回転輪の回転１次の振動に限らず、例えば自動車の車輪支持用転がり軸受ユニットの場合には、タイヤの周方向不均一性（ユニフォミティ）によって、上記回転輪に回転ｎ次（ｎは整数）の振動が発生する事がある。この場合も、回転輪の回転ｎ次のノイズ成分が、上記公転速度検出信号に重畳される。

前者の公転次数成分ノイズを除去する為には、先に述べた通り、次数追従型のノッチフィルタを用いたり、適応フィルタを用いる事で対応できる。但し、これらの方法をそのまま実施するのでは、回転輪の回転次数成分のノイズを除去する事は難しい場合がある。何となれば、これらの方法では、公転速度に応じて変化するパルスデータを用いてノッチフィルタ処理を実施するので、ノッチ周波数を公転次数で指定してノイズ除去を実施する。この様に公転次数を指定してノッチフィルタ処理を行なうので、回転輪の回転ｎ次成分が公転次数でいくつに相当するかを把握しないと、回転輪の回転ｎ次ノイズ成分の除去を行なえない。
公転次数で指定するノッチフィルタの１例を、次の式（１２）に示す。

この式（１２）中、Ｎはパルス数を、ｑはノッチ公転次数を指定する係数を、Ｑはノッチ幅を指定する係数を、それぞれ表している。

上記式（１２）からも分かる様に、回転輪の回転ｎ次成分の除去を行なう為には、この回転ｎ次成分が、公転次数でいくつに相当するかを把握する必要がある。これを把握する為に本発明者は、次の様な２通りの方法を発明した。
第一の方法では、次の式（１３）で表される、転動体の公転速度ω_c と、回転輪（同式の場合には内輪）の回転速度ω_i との関係に基づき、回転輪の回転ｎ次成分が公転次数でいくつに相当するかを予め把握しておく。そして、該当する公転次数成分に対するノッチフィルタ処理を行なう。
ω_c ＝（１−ｄ・cos α／Ｄ）・ω_i ／２ −−− （１３）
尚、この式（１３）中、αは各転動体の接触角を、Ｄはこれら各転動体のピッチ円直径を、ｄは各転動体の直径を、それぞれ表している。
使用する転がり軸受ユニットの寸法諸元を、上記式（１３）に代入すれば、上記各転動体の公転速度と、上記回転輪（内輪）の回転速度との関係を求められる。１例として、Ｄ＝５０mm、ｄ＝１４mm、α＝４５度を上記式（１３）に代入すると、
ω_c ＝０．４ω_i
或は、
ω_i ＝２．５ω_c
となる。即ち、回転輪の回転１次成分は公転次数の約２．５次に相当するし、回転輪の回転ｎ次成分は公転次数の約２．５ｎ次に相当する。算出された公転次数を用いて前記式（１２）に示したノッチフィルタを構成すれば、回転輪の回転ｎ次のノイズ成分を除去できる。

上述の様な第一の方法の場合、転がり軸受ユニットの接触角αが一定でありさえすれば、回転輪の回転ｎ次のノイズ成分の除去を有効に行なえる。但し、前述した通り上記接触角αは、転がり軸受ユニットに作用する荷重に基づいて変化し、公転速度と回転輪の回転速度との関係も微妙に変化する。この変化に対応する為には、式（１２）の係数Ｑを調整してノッチ幅（減衰できる幅）を広く設定し、公転速度と回転輪回転速度との関係が或る程度変化しても、ノイズを除去できる様にする方法も有効である。但し、ノッチ幅を広くすると、除去したくない成分を減衰させてしまったり、或は位相遅れを大きくしてしまうので、好ましくない。

これに対して、第二の方法では、回転輪回転速度情報と公転速度情報とから、公転速度と回転輪回転速度との関係を求めて、ノッチフィルタを構成する。この場合には、上記回転輪の回転速度も測定する必要がある。但し、例えば自動車の車輪支持用転がり軸受ユニットの場合には、ＡＢＳ制御用に、車輪の回転速度を検出する為のセンサが既に設けられている場合が殆どであるので、このセンサの情報を使用すれば、上記公転速度と回転輪回転速度との関係を容易に求める事ができる。そして、上記接触角αの変動に関係なく、常に上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を正確に把握して、ノッチ幅を狭くしたノッチフィルタ処理を実施でき、位相遅れも最小に抑える事ができる。

上述した様な、２通りの方法により、上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を把握して、ノッチ幅を狭くしたノッチフィルタ処理を実施する状態の４例に就いて、図１９〜２２により説明する。
先ず、図１９に示した第１例は、前記式（１３）で示される公転速度と回転輪の回転速度との関係を表す式を用いて、回転輪の回転ｎ次成分が公転次数でいくつに相当するかを予め把握しておき、該当する公転次数成分に対するノッチフィルタ処理を行なう方法である。この様な図１９に示した方法では、公転速度信号の処理として、回転輪の回転ｎ次ノッチフィルタとは別に、先に述べたローパスフィルタ、適応フィルタ、公転次数ノッチフィルタも併せて記載している。
尚、本実施例の様に、上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を把握して、ノッチ幅を狭くしたノッチフィルタ処理を実施する技術は、上記ローパスフィルタ等のフィルタ処理の有無や種類、順序等とは無関係に成立する。この点は、以下に述べる、図２０〜２２の場合も同様である。

次に、図２０は、測定した回転輪の回転速度に関する情報と、公転速度に関する情報とから、これら公転速度と回転輪の回転速度との関係を求めて、回転輪の回転ｎ次ノッチフィルタを構成する方法である。公転速度、回転輪の回転速度に関する情報の何れに就いても、先に述べた実施例の様なフィルタ処理を実施した結果を使用する様に構成している。従って、公転速度と回転輪の回転速度との関係を精度良く把握できる。

次に、図２１は、測定した回転輪の回転速度に関する情報と、公転速度に関する情報とから、これら公転速度と回転輪の回転速度との関係を求めて、回転輪の回転ｎ次ノッチフィルタを構成する方法である。この図２１に示した処理の場合には、公転速度、回転輪の回転速度の何れに就いても、その情報は、先に述べた実施例の様なフィルタ処理の、途中経過の値を用いている。そして、この途中経過の値に、更にフィルタ処理を追加した上で、上記公転速度と上記回転輪の回転速度との関係を求めている。この様に構成した理由は、上記図２０に示した処理の様に、より精度の高い公転速度と回転輪の回転速度との関係を算出する目的で一連のフィルタ処理を総て行ない、更にフィルタ処理を追加すると、応答遅れが大きくなってしまう為、その一部を省略する為である。但し、多少の応答遅れが問題とならない場合には、図示はしないが、上記図２０に示した様に、先に述べた実施例の様な、一連のフィルタ処理を総て実施した結果を利用した上で、更に新たなフィルタを追加挿入しても良い。

次に、図２２は、測定した回転輪回転速度情報と公転速度情報から公転速度と回転輪回転速度との関係を求めて回転輪回転ｎ次ノッチフィルタを構成する為に、公転速度、回転輪の回転速度との何れに就いても、速度情報を、フィルタ処理を実施していない信号を用いている。この為、公転速度と回転輪の回転速度との関係を、遅れを伴わないで把握できる。

上述した、図１９〜２２に関する説明から明らかな通り、公転速度と回転輪回転速度との何れか一方、或は両方を、平均化処理、或はローパスフィルタ処理した速度結果を用いて、公転速度と回転輪回転速度との関係を把握しても良い。これは検出した速度情報がパルスピッチ誤差などの影響で乱れるのを防止する為である。
或は、先に述べた実施例の様に適応フィルタや公転ｎ次成分ノッチフィルタ処理を行った後の結果を、速度情報として用いても良い。
又、上記の方法とは逆に、回転輪回転速度に含まれる公転ｎ次成分ノイズ、或は公転ｎＺ次成分ノイズ（Ｚ：転動体数）を同様の方法でノッチフィルタ処理して、精度の良い回転輪回転速度を検出する事も有効である。
尚、先に述べた特願２００４−７６５５号に係る発明の様に、両列の公転速度を用いて荷重を演算する転がり軸受ユニットの場合には、これら両列の公転速度に対して、それぞれ上述した様なノッチフィルタ処理を実施する。

本発明の回転速度検出装置は、実施例に示した様な、自動車の車輪を支持する転がり軸受ユニットに加わる荷重を測定する為の転がり軸受ユニットの荷重測定装置に限らず、各種回転機械装置の回転部材の回転速度を検出する為に利用できる。この場合に、エンコーダを支持固定する部材が保持器の様に、回転中心と幾何中心とがずれる可能性のある部材に限らず、回転軸等、回転中心と幾何中心とがずれない回転部材であっても良い。この場合には、当該回転部材へのエンコーダの組み付け精度を特に高くする必要をなくして、組立に要するコストの低減を図れる。又、本発明を実施する場合に使用可能なエンコーダは、回転方向にＳ極とＮ極とを交互に配置した、所謂多極磁石エンコーダに限らず、トーンホイール、ギヤ、スリット盤等、回転速度情報を得られる各種構造のエンコーダが含まれる。又、回転検出センサも、着磁検出式のものに限らず、光学式、渦電流式等、各種構造のものを使用できる。

本発明の実施例１を示す、荷重測定用の回転検出装置を組み込んだ転がり軸受ユニットの断面図。 図１のＡ部拡大図。 保持器及び転動体と、エンコーダと、回転検出センサとを取り出して図２の上方から見た状態で示す模式図。 回転速度に基づいて荷重を測定できる理由を説明する為の、転がり軸受ユニットの模式図。 保持器の振れ回りに基づく回転速度検出センサの出力信号の変動を、適応フィルタより低減する為の回路を示すブロック図。 保持器の振れ回りに基づいて回転速度検出センサの出力信号が変動する理由を説明する為、保持器及びエンコーダを図１〜３の側方から見た状態で示す模式図。 保持器の振れ回り及び着磁ピッチの誤差に基づいて、回転速度センサの出力信号から求めた回転速度を表す信号が変動する状態を示す線図。 適応フィルタにより、回転速度センサの出力信号から求めた回転速度を表す信号の変動を低減する状態を示す線図。 本発明の実施例２の必要性を説明する為に、適応フィルタを同期式ＬＭＳアルゴリズムで動作させ、ＤＣレベルに関する補正を行なわない場合に於ける、回転速度を表す信号の変動状況を示す線図。 本発明の実施例２を示す、図５と同様の図。 ＤＣレベルに関する補正を行なう為にフィルタ係数をサンプリングする状態を示すグラフ。 実施例２の効果を示す為、適応フィルタを同期式ＬＭＳアルゴリズムで動作させ、ＤＣレベルに関する補正を行なった場合に於ける、回転速度を表す信号の変動状況を示す線図。 実施例３の説明に使用する、同期式ＬＭＳ適応フィルタの特性線図。 実施例５の説明に使用する、フィルタ係数の違いに基づき、同期式ＬＭＳ適応フィルタの減衰特性が変化する状態を示す線図。 同じく、フィルタ係数の違いに基づき、同期式ＬＭＳ適応フィルタの収束性に関する特性が変化する状態を示す線図。 同じく、データサンプリング数の累積に応じてフィルタ係数を変化させる状態の第１例を示す線図。 図１６に示したフィルタ係数により処理した場合における、同期式ＬＭＳ適応フィルタの収束性に関する特性を示す線図。 同じく、データサンプリング数の累積に応じてフィルタ係数を変化させる状態の第２例を示す線図。 実施例６に関する処理方法の第１例を示すフローチャート。 同第２例を示すフローチャート。 同第３例を示すフローチャート。 同第４例を示すフローチャート。 従来から知られている、ラジアル荷重測定用のセンサを組み込んだ転がり軸受ユニットの断面図。 従来から知られている、アキシアル荷重測定用のセンサを組み込んだ転がり軸受ユニットの断面図。

１、１ａ 外輪
２、２ａ ハブ
３、３ａ 回転側フランジ
４ ハブ本体
５ ナット
６ 内輪
７ 外輪軌道
８ 内輪軌道
９ａ、９ｂ 転動体
１０、１０ａ 取付孔
１１ 変位センサ
１２ センサリング
１３ センサロータ
１４ カバー
１５、１５ａ 回転速度検出用センサ
１６ ナックル
１７ 固定側フランジ
１８ ボルト
１９ ねじ孔
２０ 荷重センサ
２１ａ、２１ｂ 保持器
２２ センサユニット
２３ 先端部
２４ａ、２４ｂ 公転速度検出用センサ
２５ リム部
２６ａ、２６ｂ 公転速度検出用エンコーダ
２７ 回転速度検出用エンコーダ
２８ 適応フィルタ

Claims (14)

1. 回転部材に支持固定されてこの回転部材と共に回転する、特性を円周方向に関して交互に変化させたエンコーダと、その検出部をこのエンコーダの被検出面に対向させた状態で設けられた回転検出センサと、この回転検出センサから送り出される、周期的に変化する検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を算出する演算器とを備えた回転速度検出装置に於いて、
   この演算器は、この回転部材の回転速度算出に対する誤差となる、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を、この変動に関連して変化する参照信号に基づいて除去する為の適応フィルタを備え、この適応フィルタを、上記回転検出センサの検出信号を送る為の主信号経路に対して並列に配置すると共に、上記適応フィルタによって算出される上記回転検出センサの変動分となる誤差成分を、上記主信号経路の下流部で差し引く事により、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を除去可能としており、
   上記適応フィルタは、ＬＭＳアルゴリズムにより作動する、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタであり、
   上記演算器は、上記適応フィルタの入力となる上記参照信号を、上記エンコーダに対向した上記回転検出センサの検出信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を演算する為の処理回路により、上記エンコーダの１回転で１周期となる、サイン波、三角波、鋸波、短形波、パルス波のうちの何れかの波形として自己生成する事を特徴とする回転速度検出装置。
2. 回転部材に支持固定されてこの回転部材と共に回転する、特性を円周方向に関して交互に変化させたエンコーダと、その検出部をこのエンコーダの被検出面に対向させた状態で設けられた回転検出センサと、この回転検出センサから送り出される、周期的に変化する検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を算出する演算器とを備えた回転速度検出装置に於いて、
   この演算器は、この回転部材の回転速度算出に対する誤差となる、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を、この変動に関連して変化する参照信号に基づいて除去する為の適応フィルタを備え、この適応フィルタを、上記回転検出センサの検出信号を送る為の主信号経路に対して並列に配置すると共に、上記適応フィルタによって算出される上記回転検出センサの変動分となる誤差成分を、上記主信号経路の下流部で差し引く事により、上記回転検出センサの検出信号の変動の影響を除去可能としており、
   上記適応フィルタは、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動するものであり、
   上記演算器は、上記適応フィルタの入力となる上記参照信号を、上記エンコーダに対向した上記回転検出センサの検出信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて上記回転部材の回転速度を演算する為の処理回路により自己生成する事を特徴とする回転速度検出装置。
3. 適応フィルタのタップ数がエンコーダ１回転当りのパルス数と等しい、請求項１〜２のうちの何れか１項に記載した回転速度検出装置。
4. 適応フィルタのフィルタ係数の平均値を算出し、この平均値に基づいて回転検出センサの検出信号のＤＣレベルの補正を行なう、請求項１〜３のうちの何れか１項に記載した回転速度検出装置。
5. フィルタ係数の平均値が、エンコーダの回転方向に関して等間隔に存在する任意の２点で抽出したフィルタ係数の平均値である、請求項４に記載した回転速度検出装置。
6. フィルタ係数の平均値が、それぞれがエンコーダの回転方向に関して等間隔に存在する任意の２点で抽出した１対のフィルタ係数の組み合わせである、複数の組み合わせデータを構成する、４点以上のフィルタ係数の平均値である、請求項４に記載した回転速度検出装置。
7. 適応フィルタが、ＬＭＳアルゴリズム又は同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動するものであり、この適応フィルタのステップサイズパラメータを変化させる、請求項１〜６のうちの何れか１項に記載した回転速度検出装置。
8. 回転速度検出センサによるデータ計測を開始してからのサンプリングデータ数の累計に基づいてステップサイズパラメータを変化させる、請求項７に記載した回転速度検出装置。
9. 回転部材の回転速度に応じてステップサイズパラメータを変化させる、請求項７に記載した回転速度検出装置。
10. 適応フィルタが、エンコーダの回転中心と幾何中心との不一致に起因する、回転検出センサの検出信号の変動の影響を除去するものである、請求項１〜９のうちの何れか１項に記載した回転速度検出装置。
11. 回転部材が、転がり軸受ユニットを構成する１対の軌道輪同士の間に設けられ、複数のポケット内に保持した転動体の公転に伴って回転する保持器である、請求項１〜１０のうちの何れか１項に記載した回転速度検出装置。
12. 回転部材が、転がり軸受ユニットを構成する保持器であり、この保持器により保持される転動体の数が偶数である、請求項１〜１１のうちの何れか１項に記載した回転速度検出装置。
13. 使用時にも回転しない静止輪と、この静止輪と同心に配置されて使用時に回転する回転輪と、これら静止輪と回転輪との互いに対向する部分にそれぞれ２列ずつ形成された静止側軌道と回転側軌道との間にそれぞれ複数個ずつ、これら両列同士の間で接触角の方向を互いに逆にして転動自在に設けられた複数の転動体と、これら両列の転動体を保持した１対の保持器の回転速度を検出する為の１対の回転速度検出装置と、これら各回転速度検出装置が検出する１対の保持器の回転速度に基づいて、上記静止輪と上記回転輪との間に加わる荷重を算出する演算器とを備え、上記各回転速度検出装置は、請求項１〜１２のうちの何れか１項に記載した回転速度検出装置である、転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
14. 回転輪が、自動車の車輪を固定した状態でこの車輪と共に回転するハブである、請求項１３に記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。

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