KR20060082863A

KR20060082863A - 회전 속도 검출 장치 및 구름 베어링 유닛의 하중 측정장치

Info

Publication number: KR20060082863A
Application number: KR1020067005068A
Authority: KR
Inventors: 고이치로 오노
Original assignee: 닛본 세이고 가부시끼가이샤
Priority date: 2003-09-11
Filing date: 2004-08-26
Publication date: 2006-07-19
Also published as: WO2005026744A1; EP1672372A1; EP1672372A4; US20060278022A1

Abstract

회전 속도 검출용 센서는 실제의 회전 속도 (d_d) 와 훨링에 의한 변동분 (d_n) 이 중첩된 속도를 나타내는 검출 신호 (d) 를 출력한다. 상기 센서의 신호로부터 자기 생성된 신호를 참조 신호 (x) 로 하는 적응 필터 (28) 에 의해 상기 변동분 (d_n) 을 소거하기 위한 소거 신호 (y) 를 산출하고, 이 소거 신호를 상기 검출 신호 (d) 로부터 차감한다. 그 결과, 거의 상기 회전 속도 (d_d) 를 나타내는 신호 (e) 를 얻을 수 있다. 이 신호 (e) 에 기초하여 그 회전 부재의 회전 속도를 산출한다.

Description

회전 속도 검출 장치 및 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치{ROTATION SPEED DETECTION DEVICE AND ROLLING BEARING UNIT LOAD MEASUREMENT DEVICE}

본 발명은, 회전 속도 검출 장치 및 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치에 관한 것이다. 예를 들어, 본 발명은, 자동차, 철도 차량, 각종 반송차 등의 이동체의 차륜을 지지하기 위한 구름 베어링 유닛의 개량에 관한 것으로, 이 구름 베어링 유닛을 구성하는 회전 부재의 회전 속도, 그리고 이 구름 베어링 유닛에 인가되는 하중(래이디얼 하중 및 액셜 하중의 일방 및 양방)을 측정하여, 상기 이동체의 운행 안정성 확보를 도모하기 위해 사용한다.

예를 들어, 자동차의 차륜은 현가 장치에 의해, 복열 앵귤러형의 구름 베어링 유닛에 의해 회전 가능하게 지지된다. 또한, 자동차의 주행 안정성을 확보하기 위해, 안티-록-브레이킹 시스템(ABS), 트랙션 콘트롤 시스템(TCS), 차량 안정성 제어 시스템(VSC) 등이 사용되고 있다. 이와 같은, 각종 차량용 주행 안정 장치를 제어하기 위해서는, 차륜의 회전 속도, 차체에 가해지는 각 방향의 가속도 등을 나타내는 신호가 필요하게 된다. 그리고, 보다 고도의 제어를 위해서는, 차륜을 통해 그 구름 베어링 유닛에 가해지는 하중(래이디얼 하중 또는 액셜 하중의 일방 또는 양방)의 크기를 파악함이 바람직한 경우가 있다.

이러한 사정을 감안하여, 일본특허공개공보 제2001-21577호 공보(이후, "특허 문헌 1" 로 기술)에는 래이디얼 하중을 측정 가능한 하중 측정 장치를 갖는 구름 베어링 유닛이 개시되어 있다. 이 종래의 제 1 예의 하중 측정 장치를 갖는 구름 베어링 유닛은, 래이디얼 하중을 측정하는 것으로, 도 15 에 나타낸 바와 같이 구성되어 있다. 차륜을 결합고정시키는 회전륜인 허브 (2) 는, 현가 장치에 지지되는 정지륜인 외륜 (1) 의 내경측에 지지되어 있다. 허브 (2) 는, 차륜을 고정하기 위한 회전측 플랜지 (3) 를 그 외단부(차륜에 대해 조립부착된 상태에서 폭 방향 외측이 되는 단부)에 갖는 허브 본체 (4) 와, 내륜 (6) 을 구비한다. 상기 내륜 (6) 은, 허브 본체 (4) 의 내단부(차륜에 대해 조립부착된 상태에서 폭 방향 중앙측이 되는 단부)에 외측에서 결합되고, 너트 (5) 에 의해 눌려진다. 상기 외륜 (1) 의 내주면에는, 각각 정지측 궤도인 복열의 외륜 궤도 (7, 7) 가 형성되어 있다. 상기 허브 (2) 의 외주면에는, 각각 회전측 궤도인 복열의 내륜 궤도 (8,8) 가 형성되어 있다. 또한, 상기 외륜 (1) 의 복열 외륜 궤도 (7,7) 와, 상기 허브 (2) 의 복열 내륜 궤도 (8,8) 사이에 각각 복수 개의 전동 부재 (9a, 9b) 를 배치하여, 상기 외륜 (1) 의 내경측에서 상기 허브 (2) 의 회전을 가능하게 하고 있다.

상기 외륜 (1) 의 축방향 중간부에서 복열의 외륜 궤도 (7,7) 의 사이부분에, 외륜 (1) 을 직경 방향으로 관통하는 취부 구멍 (10) 이, 이 외륜 (1) 의 상단부에 거의 직각 방향으로 형성되어 있다. 그리고 이 취부 구멍 (10) 안에 하중 측정용 센서인 원형 막대 형상(봉 형상)의 변위 센서 (11) 가 설치되어 있다. 상기 변위 센서 (11) 는 비접촉식으로서, 그 선단면(하단면)에 형성된 검출면은, 허브 (2) 의 축방향 중간부에 외측에서 결합된 센서 링 (12) 의 외주면에 가까이 대향되어 있다. 상기 변위 센서 (11) 는 상기 검출면과 상기 센서 링 (12) 의 외주면 사이의 거리가 변화되는 경우, 그 변위량에 대응하여 신호를 출력하게 된다.

상기한 바와 같이 구성되는 종래 기술의 하중 측정 장치를 갖는 구름 베어링 유닛의 경우에는, 상기 변위 센서 (11) 의 검출 신호를 바탕으로 그 구름 베어링 유닛에 가해지는 하중을 구할 수가 있다. 즉, 차량의 현가 장치에 의해 지지되는 외륜 (1) 은 그 차량의 중량에 의해 하방으로 눌려지는 반면, 차륜을 고정지지하는 허브 (2) 는 그대로의 위치에 머물려 한다. 그러므로 상기 중량이 증가할수록, 전동 부재 (9a, 9b), 외륜 (1) 그리고 허브 (2) 의 탄성 변형에 의해, 외륜 (1) 의 중심과 허브 (2) 의 중심 사이의 간극이 커지게 된다. 또한, 상기 중량이 증가할수록 외륜 (1) 의 상단부에 형성된 변위 센서 (11) 의 검출면과 센서 링 (12) 의 외주면 사이의 거리는 짧아진다. 그러므로 상기 변위 센서 (11) 의 검출 신호를 제어기에 전송하면, 사전에 실험 등으로 구한 관계식 또는 맵(map)으로부터 변위 센서 (11) 를 부착시킨 구름 베어링 유닛에 가해지는 액셜 하중을 구할 수 있다. 이렇게 구한 각각의 구름 베어링 유닛에 가해진 하중을 바탕으로, ABS를 적절히 제어하고, 또한, 적재 상태의 불량을 운전자에게 알려준다.

또한, 도 15 에 나타낸 종래 기술의 구성은, 상기 구름 베어링 유닛에 가해지는 하중에 부가하여, 상기 허브 (2) 의 회전 속도도 검출가능하게 하고 있다. 이를 위해, 센서 로터 (13) 를 상기 내륜 (6) 의 내단부에 외측에서 고정하고, 회전 속도 검출용 센서 (15) 를 상기 외륜 (1) 의 내단 개구부에 부착된 커버 (14) 로 지지하고 있다. 그리고 이 회전 속도 검출용 센서 (15) 의 검지부를 상기 센서 로터 (13) 의 피검지부에 검출 간극을 두고 대향시키고 있다.

상기와 같은 회전 속도 검출 장치를 조립해 넣은 구름 베어링 유닛의 사용시, 차륜을 고정한 허브 (2) 와 함께, 센서 로터 (13) 가 회전하고, 이 센서 로터 (13) 의 피검지부가 상기 회전 속도 검출용 센서 (15) 의 검지부 근방을 주행한다면, 이 회전 속도 검출용 센서 (15) 의 출력이 변화한다. 이에 있어서 회전 속도 검출용 센서 (15) 의 출력 변동의 주파수는 상기 차륜의 회전수에 비례한다. 그러므로 회전 속도 검출용 센서 (15) 의 출력 신호를 도시하지 않은 제어기로 전송하면, ABS나 TCS를 적절히 제어할 수 있다.

상기와 같은 종래 기술에 따른 구성의 제 1 예의 하중 측정 장치를 갖는 구름 베어링 유닛은, 구름 베어링 유닛에 가해지는 래이디얼 하중을 측정하기 위한 것이지만, 구름 베어링 유닛에 가해지는 액셜 하중을 측정하는 구조도 일본특허공개공보 평3-209016호(이후, "특허 문헌 2"로 기술) 등에 기재되어 종래 공지되어 있다. 도 16 은 상기 특허 문헌 2 에 기재된, 액셜 하중을 측정하기 위한 하중 측정 장치를 갖는 구름 베어링 유닛을 보여준다. 이 종래 기술에 따른 구조의 제 2 예의 경우, 회전륜인 허브 (2a) 의 외단부의 외주면에는 차륜을 지지하기 위한 회전측 플랜지 (3a) 가 고정되어 있다. 또한, 정지륜인 외륜 (1a) 의 외주면에는 이 외륜 (1a) 을 현가 장치를 구성하는 너클 (16) 에 지지고정하기 위한 고 정측 플랜지 (17) 가 고정적으로 형성되어 있다. 또한, 상기 외륜 (1a) 의 내주면에는 복열의 외륜 궤도 (7,7) 가 형성되어 있다. 상기 허브 (2a) 의 외주면에는 복열의 내륜 궤도 (8,8) 가 형성되어 있다. 또한, 상기 외륜 (1a) 의 복열 외륜 궤도 (7,7) 와 상기 허브 (2a) 의 복열 내륜 궤도 (8,8) 사이에 각각 복수 개의 전동 부재 (9a, 9b) 를 전동가능하게 형성함으로써 상기 외륜 (1a) 의 내경측에 상기 허브 (2a) 를 회전가능하게 지지하고 있다.

또한, 상기 고정측 플랜지 (17) 의 내측면의 복수의 개소이고, 그 고정측 플랜지 (17) 를 상기 너클 (16) 에 결합시키기 위한 볼트 (18) 를 체결하기 위한 스크류 구멍 (19) 을 둘러싼 부분에, 각 하중 센서 (20) 가 부착된다. 이들 각 하중 센서 (20) 는, 상기 외륜 (1a) 을 너클 (16) 에 지지고정한 상태에서, 너클 (16) 의 외측과 고정측 플랜지 (17) 의 내측면 사이에 지지된다.

이와 같은 종래 기술에 따른 구조의 제 2 예의 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치의 경우, 도시되지 않은 차륜과 상기 너클 (16) 사이에 액셜 하중이 가해진다면, 너클 (16) 의 외측면과 고정측 플랜지 (17) 의 내측면이 각 하중 센서 (20) 를 축방향 양면으로부터 강하게 가압하게 된다. 그러므로 이들 각 하중 센서 (20) 의 측정값을 합산함으로써, 차륜과 너클 (16) 사이에 가해지는 액셜 하중을 구할 수 있다. 또한, 도시하지는 않지만, 일본특허공개공보 소62-3365호(이후, "특허 문헌 3"으로 기술)에는 강성이 부분적으로 낮아진 외륜 상당 부재의 진동 주파수로부터 전동 부재의 공전 속도를 구하고, 다시, 구름 베어링에 가해지는 액셜 하중을 측정하는 방법이 기재되어 있다.

상기 도 15 에 나타낸 종래 기술에 따른 구조의 제 1 예의 경우, 변위 센서 (11) 에 의해, 외륜 (1) 과 허브 (2) 사이의 직경 방향에 있어서의 변위를 측정함으로써 구름 베어링 유닛에 가해지는 하중을 측정하고 있다. 그러나 이 직경 방향에 있어서의 변위량이 작기 때문에, 그 하중을 높은 정밀도로 구하기 위해서는, 상기 변위 센서 (11) 로서 정밀도가 높은 것을 사용해야 한다. 정밀도가 높은 비접촉식 센서는 고가이기 때문에, 하중 측정 장치를 갖는 구름 베어링 유닛의 전체적인 비용이 상승하는 것을 피할 수가 없다.

또한, 상기 도 16 에 나타낸 종래 기술에 따른 구조의 제 2 예의 경우, 너클 (16) 에 외륜 (1a) 을 지지고정하기 위한 볼트 (18) 의 개수와 동일한 개수로 하중 센서 (20) 를 제공할 필요가 있다. 그러므로, 하중 센서 (20) 자체가 고가인 것에 더하여, 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치에 드는 비용이 대폭 증가하는 것을 피할 수가 없다. 또한, 특허 문헌 3 에 기재된 방법에 따르면, 외륜 상당 부재의 강성을 부분적으로 낮출 필요가 있어, 그 외륜 상당 부재의 내구성 확보가 곤란해질 가능성이 있다.

또한, 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치에 사용되는 각종 회전 부재의 회전 속도를 검출하기 위한 회전 속도 검출 장치에 있어서, 회전 속도를 검출할 부재의 회전 중심과 엔코더의 기하학적 중심이 서로 불일치 하는 경우, 그 회전 속도 검출의 정확도가 떨어진다. 이 같은 원인으로 인한 회전 속도 검출의 정확도 악화를 방지하기 위해서는, 엔코더의 직경방향 반대측 2 개소에 배치된 1 쌍의 회전 검출 센서의 검출 신호를 합산함으로써, 상기 양 중심의 편차에 의한 영향을 없 애는 것도 생각해 볼 수 있다. 그러나 이 경우에는 회전 검출 센서가 2 개 필요하게 되고, 그만큼 비용 및 설치에 필요한 공간이 증가하게 되어 그 장치의 채용이 곤란하게 되는 경우도 생각해 볼 수 있다.

비교적 저주파를 갖는 소음 성분을 제거하기 위한 기술로서, 하루오 하마다(Haruo Hamada), "적응 필터의 기초(그 2)" 일본 음향학회지 Vol. 45, No. 9, (사단법인)일본 음향학회, 1989년, p.731-738(이후, "비특허 문헌 1"로 기술)에 기재된 LMS 알고리즘에 의해 작동되는 적응 필터가 알려져 있다. 또한, 적응 필터의 개요에 관해서는, 중앙 대학, 전기전자정보통신 공학과, 조(趙;Chao)연구실, "적응 필터의 개요"), [online], [평성 15년 8월 29일 검색], 인터넷〈URL:http://www.elect.chuo-u.ac.jp/chao/forB3/dsp/volterra/filter.html〉(이후, "비특허 문헌 2" 로 기술), The MathWorks,Inc., "적응 필터의 개요와 적용", [online], [평성 15년 8월 29일 검색], 인터넷〈 URL:http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv2.shtml〉(이후, "비특허 문헌 3" 으로 기술), The MathWorks,Inc., "LMS 알고리즘을 사용한 적응 필터의 예], [online], [평성 15년 8월 29일 검색], 인터넷〈URL:http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv9.shtml〉(이후, "비특허 문헌 4" 으로 기술) 등에서 종래 공지되어 있다. 또한, 적응 필터의 일종인 동기식 필터에 관해서도, 예컨대, 하루오 하마다 외 3명, "동기식 적응 필터와 그의 액티브 소음/진동 제어에 대한 액티브 응용", 일본 음향학회지 강연 논문집, 3-5-13, (사단법인)일본 음향학회, 평성 4년 3월, p.515~516( 이후, "비특허 문헌 5"로 기술) 등이 종래 공지되어 있다. 또한, 동기식 LMS 알고리즘에 의해 엔진의 진동을 억제하는 기술에 관해서도, 시게키 사토(Shigeki Sato) 외 4명, "액티브 마운트의 개발], 자동차 기술, (사단법인) 일본 자동차 기술협회, Vol.53, No. 2, 1999년 2월, p62~66(이후, "비특허 문헌 6" 으로 기술)에 기재된 것이 종래 공지되어 있다. 그러나 종래 기술에서 상기와 같은 적응 필터는, 저주파 소음의 위상과 역위상의 음파를 발산시킴으로써 그 저주파 소음을 줄이는, 소위, 액티브 소음 제어를 중심으로 사용되어 왔다. 즉, 종래 기술에서는 공조기의 덕트로부터 발산되어 실내로 들어오는 저주파 소음을 줄이거나 또는 승용차의 실내로 들어오는 저주파의 배기음 또는 주행음, 또는 헤드폰 밖으로부터 들어오는 저주파의 외부 소음을 줄이는 등, 저주파 소음을 줄이는데만 상기 적응 필터를 사용하여 왔다. 비특허 문헌 6 에 기재된 기술은 엔진의 진동 억제를 목적으로 한 것이다. 다시 말하면, 상기 비특허 문헌 1 등에 기재된 종래 공지되어 있는 적응 필터의 기술을 활용함으로써, 엔코더의 훨링 운동에 상관없이 그 엔코더를 활용하여 회전 속도 검출의 정밀도를 향상시키는 것은 전혀 고려된 바가 없다. 또한, 다른 형식의 필터에 의해, 이와 같은 회전 속도 검출의 정밀도를 향상시키는 것에 대해서도 특히 고려되어 온 바가 없다.

본 발명은 상기와 같은 사정을 감안하여, 낮은 비용으로 구성가능하고, 내구성이나 설치 공간상에 문제를 일으키지 않고, 또한, 제어에 필요한 정밀도를 확보하면서 회전 부재의 회전 속도를 측정 가능한, 회전 속도 검출 장치 및 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

바람직하게는, 적응 필터(adaptive filter)의 기술을 종래 적용되어 왔던 음향 분야 등과는 전혀 다른, 회전 속도 검출의 분야에 적용함으로써 시간적 지연을 발생시키지 않고 회전 부재의 회전 속도를 측정가능한 회전 속도 검출 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 목적은 이하의 구성에 의해 달성된다.

본 발명의 회전 속도 검출 장치는, 회전 부재에 의해 지지고정되어 이 회전 부재와 함께 회전하고 원주 방향으로 그 특성이 교번적으로 변화하는 엔코더와, 검출부를 상기 엔코더의 피검출면에 대향시킨 상태로 장착된 회전 검출 센서와, 상기 회전 검출 센서로부터 전송되는 주기적으로 변화하는 검출 신호에 의거하여 상기 회전 부재의 회전 속도를 산출하는 연산 유닛을 구비한다.

특히, 본 발명의 회전 속도 검출 장치에 따르면, 상기 연산 유닛은 {예를 들어, 상기 엔코더의 회전 중심과 기하학적 중심 사이의 불일치에 기인하는} 상기 회전 부재의 회전 속도를 산출함에 있어 오차를 이루는 상기 회전 검출 센서의 검출 신호 변동의 영향을 제거하기 위한 필터 회로를 포함한다.

이 필터 회로로서 바람직하게는 적응 필터를 사용한다.

상기와 같이 구성되는 본 발명의 회전 속도 검출 장치에 따르면, 예를 들어, 회전 부재의 회전 중심과 엔코더의 기하학적 중심이 불일치 하는 경우에도, 그 회전 부재의 회전 속도를 정확히 구할 수 있다. 즉, 이러한 양 중심끼리 서로 불일치하여, 회전 검출 센서의 검출 신호 중에 그 불일치에 기인한 변동이 발생하더라도 그 변동을 소거할 수 있다. 그러므로 상기 회전 부재의 회전 속도를 바탕으로 한 각종 상태를 정확히 파악하여 신속하고 적정한 조치를 취할 수 있다.

특히, 필터 회로로서 적응 필터를 사용한다면, 상기 변동을 소거시키는데 따르는 신호 처리의 지연을 없애서 상기 회전 속도를 이용한 각종 제어를 신속히 실행할 수 있다.

본 발명을 실시하는 경우, 바람직하게는, 상기 변동의 영향으로서 상기 필터 회로에 의해 제거해야할 대상이 되는 검출 신호 중의 오차 성분은 엔코더의 회전 1차 성분이 된다.

엔코더의 회전 1차 성분은, 다른 성분에 비해 그 변동 폭이 크기 때문에, 필터 회로에 의해 이 성분의 변동을 소거함으로써 회전 부재의 회전 속도의 검출 정확도 향상을 효과적으로 도모할 수 있다.

또한, 상기 필터 회로로서는, 상기 적응 필터 이외에도, 하나 또는 복수 종류의 디지털 필터 또는 아날로그 필터, 또는 로 패스(low pass) 필터, 또는 노치(notch) 필터를 각각 사용할 수 있다.

이들 필터 회로를 사용하는 경우, 회전 부재의 회전 속도에 따라 컷-오프 주파수를 변화시키는 차수 고정형(次數固定型)의 필터를 사용한다면, 상기 회전 부재의 회전 속도가 변화하는 적용의 경우에도, 필터 회로에 의해 검출 신호를 효과적으로 처리할 수 있다.

또한, 필터 회로로서 적응 필터를 사용하는 본 발명을 실시하는 경우에 바람직하게는, 그 적응 필터의 탭수를 그 엔코더 1회전당 펄스의 수와 같게 한다.

또한, 적응 필터로서 동기식 LMS 알고리즘에 의해 작동되는 적응 필터를 사용하는 것이 바람직하다.

이러한 구성으로 한다면, 엔코더의 1 펄스마다 회전 검출 센서의 검출 신호에 대해 필요한 연산 처리의 횟수가 대폭 감소되어, 계산 속도가 그다지 빠르지 않은 저가의 연산 유닛 (CPU) 으로 충분히 처리 가능하게 된다.

또한, 바람직하게는, 적응 필터의 필터 계수의 평균값을 산출하고, 이 평균값에 기초하여 회전 검출 센서의 검출 신호의 DC 레벨을 보정한다.

이 경우, 필터 계수의 평균값으로는, 엔코더의 회전 방향으로 등간격으로 (180도 반대쪽 위치에) 존재하는 임의의 2 점에서 추출한 필터 계수의 평균값을 사용하거나, 또는, 각각이 엔코더의 회전 방향에 관해 등간격으로 존재하는 임의의 2점에서 추출한 1 쌍의 필터 계수의 조합에 의해 구성된 복수의 조합된 데이터를 구성하는 4 점 이상의 필터 계수의 평균값을 사용하는 것이 바람직하다.

이와 같이 구성한다면, 동기식 LMS 알고리즘에 의해 작동되는 적응 필터를 사용한 경우라도, 그 적응 필터가 회전 검출 센서의 검출 신호의 DC 레벨을 소거하는 것을 방지하여 회전 부재의 회전 속도를 바탕으로 한 각종 상태를 정확히 파악할 수 있다.

또한, 바람직하게는, 적응 필터를 회전 검출 센서의 검출 신호를 전달하기 위한 주 신호 경로(메인 루트)에 대해 병렬로 배치한다. 또한, 이렇게 함과 더불어, 상기 적응 필터에 의해 산출되는 상기 회전 검출 센서의 변동분이 되는 오차성분을 상기 주 신호 경로의 하류부에서 빼어낸다. 또한, 이렇게 구성함으로써, 상기 회전 검출 센서의 검출 신호 변동의 영향을 제거한다.

이와 같이, 적응 필터를 주 신호 경로에 대해 병렬로 배치한다면, 종래 기술에서 일반적으로 사용되던, 필터를 주 신호 경로와 직렬로 배치(삽입)하고 이 필터의 특성을 어떤 방법에 의해 가변적인 것으로 하는 구성과는 다른 구성으로, 상기 회전 검출 센서의 검출 신호 변동의 영향을 용이하게 또한 충분히 제거할 수 있다. 또한, 직렬로 삽입된 노치 필터 등의 필터의 경우에는, 주 신호에 시간 지연이 일어날 가능성이 있지만, 이들 필터를 병렬로 배치함으로써, 그 주 신호에 시간적 지연이 발생될 우려를 없앨 수 있다.

또한, 바람직하게는, 적응 필터로서, 최급강하법에 의해 작동되는 디지털 필터 또는 아날로그 필터를 사용한다. 또한, 더욱 바람직하게는, 적응 필터로서, LMS (최소제곱평균) 알고리즘(제곱평균오차를 최급강하법에 기초하여 최소로 하는 연산 규칙)에 의해 작동되는 디지털 필터 또는 아날로그 필터를 사용한다.

최급강하법(더욱 바람직하게는, LMS 알고리즘)에 의해 작동되는 적응 필터를 사용한다면, 회전 부재의 회전 중심과 엔코더의 기하학적 중심 사이의 불일치에 기인한 변동이 최소로 억제되는 상태로 적응 필터를 완성시킬 수 있다. 따라서 그 변동에 기인하는 오차를 용이하게 또한 충분히 감소시킬 수 있다.

또한, 바람직하게는, 적응 필터의 입력이 되는 참조 신호(훨링에 기인하는 회전 검출 센서의 출력 신호의 변동과 연관된 신호)를, 1 회전 중의 특성 변화의 횟수가 알려져 있는 엔코더에 대향하는 회전 검출 센서의 검출 신호의 처리 회로에 의해 또는 상기 검출 신호에 의해 회전 부재의 회전 속도를 연산하기 위한 처리 회로에 의해 자기(自己) 생성한다.

이와 같이 구성하면, 저 비용으로 그리고 공간을 절약하면서 상기 참조 신호를 생성할 수 있다. 즉, 종래 기술에서 적응 필터의 용도로서 일반적으로 알려져 있는 액티브 소음 제어의 경우, 감소시켜려는 외부 소음의 주파수 및 파형은 반드시 알려져 있는 것이 아니다. 그러므로 그 외부 소음을 소거하기 위한 음(그 외부 소음과 같은 크기이며 파형의 위상이 180도 차이 나는 음)을 생성하기 위한 참조 신호를 별도로 설치된 마이크로 폰에 의해 수집된 외부 소음에 기초하여 생성할(외부에서 들어온 신호로부터 참조 신호를 생성함)필요가 있다. 이에 대하여, 필터 회로로서 적응 필터를 사용하는 본 발명의 경우에는, 적응 필터에 의해 엔코더의 훨링에 기인한 회전 검출 센서의 검출 신호의 변동 신호를 감소시킨다. 또한, 엔코더의 1 회전 중의 특성 변화의 횟수를 사전에 알고 있으므로, 그 엔코더의 1 회전 당 펄스 수를 관찰함으로써, 훨링을 측정하기 위한 특별히 별도의 센서를 설치하지 않아도, 그 변동과 상관성이 있는 참조 신호를 생성할 수 있다. 이러한 참조 신호로는, 엔코더의 1회전으로 1주기가 되는 사인파, 삼각파, 톱니파, 단형파(rectangular wave), 펄스파 중 어느 하나의 파형으로 할 수 있다.

또한, 바람직하게는, 회전 검출 센서의 검출 신호의 변동에 있어서, 적응 필터로 그 변동의 영향을 제거하는 엔코더의 훨링에 기인한 변동(소위, 누적 피치 오차)과는 다른 원인에 기초하는 것이며, 훨링에 기인한 변동(제 1 변동) 보다 주기가 짧은 제 2 변동을 평균화하기 위한 로 패스 필터를 상기 적응 필터의 앞 또는 뒤에 설치한다.

상기 엔코더의 회전에 따른 회전 검출 센서의 검출 신호의 변동에는, 훨링에 기인하는 비교적 주기가 긴(저주파의) 변동(제 1 변동) 이외에, 원주방향으로의 특성 변화의 피치 오차에 기인하는 비교적 주기가 짧은(고주파의) 변동(제 2 변동)이 있다. 이러한 고주파의 변동을 상기 적응 필터로 저감시키기가 곤란하다. 그러나 이러한 고주파의 변동은, 이동평균 등의 평균화 처리를 수행하는 평균화 필터 등의 로 패스 필터에 의해 보정할 수 있다. 그러므로 상기한 바와 같이, 평균화 필터 등의 로 패스 필터를, 적응 필터의 앞 또는 뒤에 설치한다면, 소위 누적 피치 오차라고 부르는 엔코더의 훨링에 기인한 회전 검출 센서의 검출 신호의 변동(제1 변동) 뿐만 아니라, 그 엔코더의 특성 변화의 피치 오차에 기인한 회전 검출 센서의 검출 신호의 변동(제 2의 변동)도 감소시킬 수 있다.

또한, 필터 회로로서 적응 필터를 사용하는 본 발명을 실시하는 경우, 바람직하게는, 엔코더를 지지고정하는 회전 부재를, 구름 베어링 유닛을 구성하는 1 쌍의 베어링 링 사이에 설치되며 복수의 포켓 내에 유지된 전동 부재의 공전에 따라서 회전하는 리테이너로 구성한다.

엔코더의 훨링에 기인한 회전 속도 검출용 센서의 검출 신호의 변동은, 그 엔코더의 회전 중심과 기하학적 중심 사이의 불일치에 의해 발생한다. 또한, 이 불일치는 조립 오차 등에 의해서도 발생한다. 그러나 조립 오차에 기인한 상기 양 중심 사이의 불일치는 조립 정밀도를 향상시킴으로써 실용상 문제가 없을 정도로 제한될 수 있다.

그러나 엔코더가 리테이너에 의해 지지되는 경우, 리테이너와 엔코더의 기하학적 중심을 완전히 일치시켜도, 그 엔코더의 회전 중심과 기하학적 중심 사이에 불일치가 발생한다. 그 이유는, 상기한 바와 같이, 각 전동 부재의 전동면과 리테이너의 포켓의 내면 사이에 간극이 존재하기 때문이다.

그러므로 리테이너의 회전 속도를 그 리테이너에 지지고정된 엔코더를 이용하여 측정하는 경우에는, 그 엔코더의 회전 중심과 기하학적 중심과의 불일치에 기인한 회전 검출 센서의 검출 신호의 변동에 대한 대응이 중요하게 된다.

또한, 특히, 피검출면이 엔코더의 축방향 한 측면인 경우에는, 필터 회로로서 적응 필터를 사용하는 발명을 실시하는 것이 중요하다.

리테이너의 일부에 엔코더를 지지고정한 경우이고, 또한, 그 엔코더의 기하학적 중심과 회전 중심이 불일치할 경우에는 그 엔코더의 피검출면이 어느 면에 있더라도(둘레면, 축방향에서의 한 측면에 무관하게), 상기 불일치에 기인하여 회전 검출 센서의 검출 신호가 변동한다. 그러나 구름 베어링 내부의 한정된 공간 내에 엔코더 및 회전 속도 검출 장치의 검지부를 배치하는 경우, 피검출면을 엔코더의 축방향 한 측면으로 하는 쪽이 설계의 자유도가 높아지게 된다.

또한, 필터 회로로서 적응 필터를 사용하는 본 발명의 실시형태로서, 바람직하게는, 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치가 고려된다.

이 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치는, 정지륜과, 회전륜과, 복수의 전동 부재와, 1 쌍의 회전 검출 속도 검출 장치와, 연산 유닛을 구비하고,

이 중의 정지륜은, 사용시에도 회전하지 않는다.

또한, 상기 회전륜은, 상기 정지륜과 동심으로 배치되어 사용시에 회전한다.

또한, 상기 각 전동 부재는, 정지륜과 회전륜의 서로에 대향하는 부분에 각각 2 열씩 형성된 정지측 궤도와 회전측 궤도 사이에 각각 복수 개씩, 이들 양열 의 사이에서 접촉각의 방향을 서로 반대로 하여 전동 가능하게 형성되어 있다.

또한, 상기 회전 속도 검출 장치는 상기 2 열의 전동 부재를 유지하는 1 쌍의 리테이너의 회전 속도를 검출하기 위한 것이다.

또한, 상기 연산 유닛은, 상기 각 회전 속도 검출 장치가 검출하는 1 쌍의 리테이너의 회전 속도에 의거하여 상기 정지륜과 상기 회전륜 사이에 가해지는 하중을 산출한다.

또한, 필터 회로로서 적응 필터를 사용하는 본 발명을 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치에 적용하는 경우, 상기 각 회전 속도 검출 장치를 전술의 구조의 것으로 한다.

또한, 바람직하게는, 상기 회전륜은 자동차의 차륜에 고정된 상태에서 그 차륜과 함께 회전되는 허브이다.

도 1 은 본 발명의 제 1 실시형태를 나타내는 하중 측정용의 회전 검출 장치가 부착된 구름 베어링 유닛의 단면도이다.

도 2 는 도 1 의 A 부분의 확대도이다.

도 3 은 리테이너 및 전동 부재와 엔코더와 회전 검출 센서를 제거한 도 2 의 상방으로부터 본 상태를 나타내는 개략도이다.

도 4 는 회전 속도에 의해 하중을 측정 가능한 이유를 설명하기 위한 구름 베어링 유닛의 개략도이다.

도 5 는 리테이너의 훨링에 의한 회전 속도 검출 센서의 출력 신호 변동을 적응 필터에 의해 저감시키기 위한 회로를 나타내는 블럭 다이어그램이다.

도 6 은 리테이너의 훨링에 의한 회전 속도 검출 센서의 출력 신호가 변동하는 이유를 설명하기 위해, 리테이너 및 엔코더를 도 1~도3 의 측방으로부터 본 상태를 나타내는 개략도이다.

도 7 은 리테이너의 훨링 및 착자 피치의 오차에 기인하여 회전 속도 센서의 출력 신호로부터 산출된 회전 속도를 나타내는 신호가 변동하는 상태를 나타내는 다이어그램이다.

도 8 은 적응 필터에 의해 회전 속도 센서의 출력 신호로부터 산출된 회전 속도를 나타내는 신호의 변동을 감소시키는 상태를 나타내는 다이어그램이다.

도 9 는 본 발명의 제 2 실시형태의 필요성을 설명하기 위해, 동기식 LMS 알고리즘으로 적응 필터를 동작시키고 DC 레벨에 관한 보정을 하지않는 경우에 있어서, 회전 속도를 나타내는 신호의 변동 상태를 보여주는 다이어그램이다.

도 10 은 본 발명의 제 2 실시형태를 보여주는 도 5 와 같은 도면이다.

도 11 은 DC 레벨에 관한 보정을 하기 위해, 필터 계수를 샘플링하는 상태를 보여주는 그래프이다.

도 12 는 제 2 실시형태의 효과를 보여주기 위해, 동기식 LMS 알고리즘으로 적응 필터를 동작시키고 DC 레벨에 관한 보정을 하는 경우에 있어서, 회전 속도를 나타내는 신호의 변동 상태를 보여주는 다이어그램이다.

도 13 은 본 발명의 제 3 실시형태에서 사용되는 로 패스 필터의 작용을 보여주는 흐름도이다.

도 14 는 본 발명의 제 4 실시형태에서 사용되는 노치 필터의 작용을 보여주는 흐름도이다.

도 15 는 종래 공지되어 있는 래이디얼 하중 측정용 센서를 부착한 구름 베어링 유닛의 단면도이다.

도 16 은 종래부터 열려져 있는 액셜 하중 측정용 센서를 부착한 구름 베어링 유닛의 단면도이다.

또한, 도면 중의 부호에서, (1, 1a) 는 외륜, (2, 2a) 는 허브, (3,3a) 는 회전측 플랜지, (4) 는 허브 본체, (5) 는 너트, (6) 은 내륜, (7) 은 외륜 궤도, (8) 은 내륜 궤도, (9a, 9b) 는 전동 부재, (10, 10a) 는 취부 구멍, (11) 은 변위 센서, (12) 는 센서 링, (13) 은 센서 로터, (14) 는 커버, (15, 15a) 는 회전 속도 검출용 센서, (16) 은 너클, (17) 은 고정측 플랜지, (18) 은 볼트, (19) 는 스크류 구멍, (20) 은 하중 센서, (21a, 21b) 는 리테이너, (22) 는 센서 유닛, (23) 은 선단부, (24a, 24b) 는 공전 속도 검출용 센서, (25) 는 림부, (26a, 26b) 는 공전 속도 검출용 엔코더, (27) 은 회전 속도 검출용 엔코더, (28) 은 적응 필터이다.

이하, 본 발명의 각 실시형태에 따른 회전 속도 검출 장치 및 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치에 관해 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

(제 1 실시형태)

도 1~도 8 은 본 발명의 제 1 실시형태를 나타내고 있다. 본 실시형태는 자동차의 종동륜(FR차량, RR차량, MD차량의 전륜, FF차량의 후륜)을 지지하기 위한 구름 베어링 유닛에 가해지는 하중(래이디얼 하중 및 액셜 하중)을 측정하기 위한 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치에 본 발명을 적용한 경우를 보여준다. 이중, 구름 베어링 유닛 부분의 구름 베어링의 구성 및 작용은 전술의 도 15 에 도시된 종래 기술 구조와 유사하기 때문에, 동등 부분에는 동일 부호를 붙여 중복되는 설명을 생략 혹은 간략히 하고, 이하, 본 실시형태의 특징부분을 중심으로 설명한다.

회전륜인 허브 (2) 의 외주면에는, 각각 회전측 궤도인 복열 앵귤러형의 내륜 궤도 (8, 8) 가 형성되어 있다. 또한, 정지륜인 외륜 (1) 의 내주면에는, 각각 정지측 궤도인 복열 앵귤러형의 외륜 궤도 (7, 7) 가 형성되어 있다. 또한, 허브 (2) 의 복열 앵귤러형 내륜 궤도 (8, 8) 와 외륜 (1) 의 복열 앵귤러형 외륜 궤도 (7, 7) 사이에서 각각의 전동 부재 (볼) (9a, 9b) 를, 복열 (2열) 로 나누고 각 열 마다 각각 복수 개씩 리테이너(retainer) (21a, 21b) 에 의해 유지된 상태로 전동 가능하게 형성함으로써, 허브 (2) 는 상기 외륜 (1) 의 내경측에 회전 가능하게 지지되어 있다. 이러한 상태로 상기 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 에는, 서로 역방향이고 동일한 크기의 접촉각α_a, α_b(도 2) 이 부여되어, 배면 조합형의 복열 앵귤러형 볼 베어링을 구성한다. 상기 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 에는 사용시에 가해지는 액셜 하중에 의해 그 전동 부재가 유실됨이 없을 정도로 충분한 예압이 가해진다. 이러한 구름 베어링 유닛의 사용시에, 상기 외륜 (1) 은 현가 장치에 의해 지지고정되고, 제동용 디스크와 차륜의 휠 부분은 상기 허브 (2) 의 회전측 플랜지 (3) 에 지지고정된다.

취부 구멍 (10a) 은 상기 외륜 (1) 의 축 방향 중간부에서 그리고 상기 구름 베어링 유닛을 구성하는 상기 복열의 외륜 궤도 (7, 7) 사이 부분에서 그 외륜 (1) 을 직경방향으로 관통하는 상태로 형성된다. 또한, 센서 유닛 (22) 이 상기 외륜 (1) 의 직경 방향 외측으로부터 내측으로 이 취부 구멍 (10a) 에 삽입되어, 이 센서 유닛 (22) 의 선단부 (23) 는 상기 외륜 (1) 의 내주면으로부터 돌출한다. 이 선단부 (23) 에는 각각 회전 검출 센서를 구성하는 1 쌍의 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 와, 1 개의 회전 속도 검출용 센서 (15a) 가 구비되어 있다.

이들 중 각각의 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 는 복열로 배치된 상기 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 측정하기 위한 것이다. 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 는 상기 선단부 (23) 에서 상기 허브 (2) 의 축 방향 (도 1~도 2 의 좌우 방향)에 있어서의 양측면에 그 각각의 검출면을 배치하고 있다. 본 실시형태의 경우, 상기 각각의 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 는 상기 복열로 배치된 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 상기 각각의 리테이너 (21a, 21b) 의 공전 속도로서 검출한다. 이를 위해, 본 실시형태의 경우, 각 리테이너 (21a, 21b) 를 구성하는 림부 (25, 25) 가 서로 대향하는 쪽에 배치된다. 또한, 상기 각 림부 (25, 25) 의 서로 대향하는 면에, 각각이 원륜형상인 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 를 전주를 따라 부착 지지하고 있다. 이들 각 엔코더 (26a, 26b) 의 피검출면의 특성은, 원주 방향에 있어서 교번적으로 등간격으로 변화함으로써, 상기 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 에 의해 상기 각 리테이너 (21a, 21b) 의 회전 속도를 검출가능하게 되어 있다.

이를 위해, 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출면을 상기 각 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 피검출면을 구성하는 서로 대향하는 면에 근접 대향시키고 있다. 또한, 상기 각 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 피검출면과 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출면 사이의 거리(검출 간극)는, 상기 각 리테이너 (21a, 21b) 의 포켓의 내면과 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 전동면 사이의 간극인 포켓 간극보다 큰, 2mm 이상으로 하는 것이 바람직하다. 상기 검출 간극이 포켓 간극 이하로 되면, 상기 각 리테이너 (21a, 21b) 가 이 포켓 간극만큼 변위된 경우, 상기 피검출면과 상기 검출면이 서로 마찰될 가능성이 있기 때문에 바람직하지 못하다. 이와는 반대로, 상기 검출 간극이 2mm 를 초과한다면, 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 에 의해 상기 각 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 회전을 정확히 측정하기가 곤란해진다.

한편, 상기 회전 속도 검출용 센서 (15a) 는 회전륜인 상기 허브 (2) 의 회전 속도를 측정하기 위한 것으로, 그 검출면은 상기 선단부 (23) 의 선단면, 즉, 상기 외륜 (1) 의 직경 방향 그 내단면 상에 배치되어 있다. 또한, 상기 허브 (2) 의 중간부에서 상기 복열의 내륜 궤도 (8, 8) 사이에는 원통 형상의 회전 속도 검출용 엔코더 (27) 가 외측으로 결합되어 고정된다. 상기 회전 속도 검출용 센서 (15a) 의 검출면은, 회전 속도 검출용 엔코더 (27) 의 피검출면인 외주면에 대향하고 있다. 이 회전 속도 검출용 엔코더 (27) 의 피검출면의 특성은, 원주 방향에 있어서 교번적으로 등간격으로 변화되어, 상기 허브 (2) 의 회전 속도를 상기 회전 속도 검출용 센서 (15a) 에 의해 검출가능하게 한다. 또한, 상기 회전 속도 검출용 엔코더 (27) 의 외주면과 상기 회전 속도 검출용 센서 (15a) 의 검출면 사이의 측정 간극도 2mm 이하로 제한된다.

또한, 상기 각 엔코더 (26a, 26b, 27) 로서는, 종래 기술에서 ABS 또는 TCS 제어용 신호를 얻기 위해, 차륜의 회전 속도를 검출하는데 활용되던 각종의 구조를 갖는 것을 사용할 수 있다. 예컨대, 상기 엔코더 (26a, 26b, 27) 로서, 피검출면 (측면 또는 외주면) 에 N극과 S극을 교번적으로 등간격으로 배치한 다극 자석으로 된 것을 바람직하게 사용가능하다. 덧붙여서, 단순히 자성 재료로 된 엔코더 또는 원주 방향으로 교번적으로 등간격으로 광학적 특성이 변화되는 것(광학식의 회전 속도 검출용 센서와 결합시킴으로써)도 사용할 수 있다.

본 실시형태의 경우에는, 상기 각 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 로서, 피검출면인 그 측면에 S극과 N극을 교번적으로 등간격으로 배치한 원륜 형상의 영구 자석을 사용하고 있다. 이들 각 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 는, 별도로 만들어진 상기 각 리테이너 (21a, 21b) 의 림부 (25, 25) 의 측면에 접착에 의해 결합고정되거나, 또는, 이들 각 리테이너 (21a, 21b) 를 사출 성형할 때 공동(cavity) 내에 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 를 배치하고 인서트 성형된다. 어떤 방법을 채용하는가는 비용 및 요구되는 결합 강도 등에 따라 좌우된다.

또한, 그 모두가 회전 속도 검출용 센서인, 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 및 상기 회전 속도 검출용 센서 (14a) 로는, 자기식(magnetic type) 회전 검출 센서를 바람직하게 사용 가능하다. 또한, 이 자기식 회전 검출 센서로는, 홀 소자, 홀 IC, 자기 저항 소자(MR 소자, GMR 소자), MI 소자 등의 자기 검출 소자가 부착된 액티브 형을 바람직하게 사용할 수 있다. 이 자기 검출 소자가 부착된 액티브 형 회전 검출 센서를 구성하기 위해서는, 예컨대, 그 자기 검출 소자의 일측면을, 직접 또는 자성 재료로 된 스테이터를 통해, 영구 자석의 착자 방향 일단면에 가져다 대고(자성 재료의 엔코더를 사용하는 경우), 상기 자기 검출 소자의 타측면을, 직접 또는 자성 재료로 된 스테이터를 통해, 상기 각 엔코더 (26a, 26b, 27) 의 피검출면에 대향시킨다. 또한, 본 실시형태의 경우, 영구 자석으로 된 엔코더를 사용함으로써, 센서측의 영구 자석은 불필요하다.

본 발명에 따른 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치의 경우, 상기 각 센서 (24a, 24b, 15a) 의 검출 신호는 도시되지 않은 연산 유닛에 입력된다. 또한, 이 연산 유닛은 상기 각 센서 (24a, 24b, 15a) 로부터 전송된 검출 신호에 의거하여, 상기 외륜 (1) 과 허브 (2) 사이에 가해지는 래이디얼 하중과 액셜 하중의 어느 일방 또는 양방의 하중을 산출한다. 예컨대, 래이디얼 하중을 산출하는 경우, 상기 연산 유닛은 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 가 검출하는 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도의 합을 구한다. 그리고 이 연산 유닛은 이 합과, 상기 회전 속도 검출용 센서 (15a) 가 검출하는 상기 허브 (2) 의 회전 속도와의 비에 의거하여 래이디얼 하중을 산출한다. 또한, 액셜 하중을 산출하는 경 우, 상기 연산 유닛은 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 가 검출하는 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도의 차를 산출한다. 그리고 이 연산 유닛은 이 차와, 상기 회전 속도 검출용 센서 (15a) 가 검출하는 상기 허브 (2) 의 회전 속도와의 비에 의거하여 액셜 하중을 산출한다. 이에 관하여, 도 4 를 참조하여 설명한다. 또한, 이하의 설명은, 액셜 하중 F_a이 가해지지 않는 상태에서 상기 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 접촉각 α_a,α_b 이 서로 동일하다고 상정한 경우의 설명이다.

도 4 는, 도 1 에 나타낸 차륜 지지용 구름 베어링 유닛을 개략화하여, 하중의 작용 상태를 보여주고 있다. 복열의 내륜 궤도 (8, 8) 와 복열의 외륜 궤도 (7, 7) 사이에 복열로 배치된 전동 부재 (9a, 9b) 에 예압 F₀, F₀ 이 가해지고 있다. 또한, 사용시 상기 구름 베어링 유닛에는, 차체 중량 등에 의해, 래이디얼 하중 F_r 이 가해진다. 또한, 선회 주행시에 가해지는 원심력 등에 의해, 액셜 하중 F_a 이 가해진다. 이러한 예압 F₀, F₀, 래이디얼 하중 F_r, 액셜 하중 F_a 모두는 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 접촉각 α(α_a,α_b) 에 영향을 미친다. 또한, 이 접촉각 α_a,α_b 이 변화하면, 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도 n_c가 변화한다. 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 피치 원 직경을 D 로 하고, 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 직경을 d 로 하고, 각 내륜 궤도 (8, 8) 를 형성한 허브 (2) 의 회전 속도를 n_i 로 하고, 각 외륜 궤도 (7, 7) 를 형성한 외륜 (1) 의 회전 속도를 n₀로 하면, 공전 속도 n_c 는 다음 식 (1) 으로 표시된다.

이 식 (1) 으로부터 분명한 바와 같이, 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도 n_c는 이들 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 접촉각 α(α_a,α_b) 의 변화에 따라 변하며, 전술한 바와 같이, 이 접촉각 α_a,α_b 은 래이디얼 하중 F_r 및 액셜 하중 F_a 에 따라 변한다. 그러므로, 상기 공전 속도 n_c 는 이들 래이디얼 하중 F_r 및 액셜 하중 F_a에 따라 변한다. 구체적으로 상기 래이디얼 하중 F_r 에 관해서는, 상기 허브 (2) 가 회전하고, 상기 외륜 (1) 이 회전하지 않기 때문에, 래이디얼 하중 F_r 이 클수록 공전 속도 n_c 가 느려진다. 또한, 액셜 하중에 관해서는, 그 액셜 하중을 지지하는 열의 공전 속도는 빨라지고, 그 액셜 하중을 지지하지 않는 열의 공전 속도는 느려진다. 따라서 이 공전 속도 n_c 에 의거하여 상기 래이디얼 하중 F_r 및 액셜 하중 F_a 을 산출할 수 있게 된다.

그러나 상기 공전 속도 n_c 의 변화에 관련되는 상기 접촉각 α 은, 상기 래이디얼 하중 F_r 과 상기 액셜 하중 F_a 에 서로 관련하여 변화하는 것에 그치지 않고, 상기 예압 F₀, F₀ 에 의해서도 변화한다. 또한, 상기 공전 속도 n_c 는 상기 허브 (2) 의 회전 속도 n_i 에 비례하여 변화한다. 그러므로 상기 액셜 하중 F_a, 예압 F₀, F₀ , 허브 (2) 의 회전 속도 n_i 를 모두 감안하지 않는다면, 상기 공전 속도 n_c 를 정확히 산출할 수가 없다. 이 중 예압 F₀, F₀ 은 운전 상태에 따라 변화하는 것이 아니므로, 초기 설정 등에 의해 그 영향을 배제하기가 용이하다. 이에 반해, 상기 래이디얼 하중 F_r, 액셜 하중 F_a, 허브 (2) 의 회전 속도 n_i 는 운전 상태에 따라 끊임없이 변화하는 것으로, 초기 설정 등에 의해 그 영향을 배제함이 불가능하다.

상기 사정을 감안하여 본 실시형태의 경우에는, 전술한 바와 같이, 래이디얼 하중을 구하는 경우에 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 가 검출하는 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도의 합을 구함으로써, 상기 액셜 하중 F_a 의 영향을 줄이고 있다. 또한, 액셜 하중을 구하는 경우에는, 상기 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도의 차를 구함으로써, 상기 래이디얼 하중 F_r 의 영향을 줄이고 있다. 또한, 어느 경우나, 상기 합 또는 차와 상기 회전 속도 검출용 센서 (15a) 가 검출하는 상기 허브 (2) 의 회전 속도 n_i 의 비에 의거하여 상기 래이디얼 하중 F_r 또는 상기 액셜 하중 F_a 을 구함으로써, 상기 허브 (2) 의 회전 속도 n_i 의 영향을 배제하고 있다. 그러나 상기 액셜 하중 F_a 을 상기 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도의 비에 의거하여 산출하는 경우에는, 상기 허브 (2) 의 회전 속도가 반드시 필요하지는 않다.

또한, 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 신호에 의거하여 상기 래이디얼 하중과 액셜 하중의 일방 또는 양방의 하중을 산출하는 방법은 다르게도 각종으로 존재하지만, 이러한 방법에 관해서는 본 발명의 요지와 무관하기 때문에 그 상세한 설명은 생략하겠다.

그러나 어떠한 방법에 의해 어떠한 하중을 구하더라도, 하중 측정 정밀도를 높이기 위해, 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출 신호에 의거하여 상기 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 정확히 구하는 것이 중요하다.

이에 반하여, 상기 각 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출용 신호(그에 따른 공전 속도를 나타내는 신호)는, 피검출면의 착자 피치 (원주 방향에서 서로 인접한 S극과 N극 사이의 피치) 의 오차에 의해, 전술한 바와 같은, 비교적 고주파를 갖는 변동과, 리테이너 (21a, 21b) 의 훨링 운동에 따라, 전술한 바와 같은 비교적 저주파를 갖는 변동을 포함하고 있다. 이와 같은 변동을 처리(저감)하지 않는다면, 각 열의 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 정확히 구할 수 없고, 따라서 상기 래이디얼 하중 또는 상기 액셜 하중의 측정 정밀도가 떨어진다. 그래서 본 실시형태의 경우에는, 도 5 에 도시한 바와 같은 적응 필터에 의해, 상기 훨링 운동에 의한 비교적 저주파를 갖는 변동을 저감하는 이외에, 도시하지 않은 평균화 필터 등의 로 패스 필터에 의해, 상기 착자 피치의 오차에 의한 비교적 고주파를 갖는 변동을 저감하도록 하고 있다.

우선, 상기 두 종류의 변동이 일어나는 이유에 관해 도 6~도 7 을 가지고 설 명하겠다. 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 를 유지한 (또는, 그 자신이 엔코더로서의 기능을 가지는)리테이너 (21a, 21b) 의 포켓의 내면과 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 전동면 사이에는 이 각 전동 부재 (9a, 9b) 를 전동가능하게 지지할 필요에 의해 간극이 존재한다. 그러므로 각 구성 부재의 조립 정밀도를 가능한 높여도, 구름 베어링 유닛의 운전시에, 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 피치 원의 중심(허브 (2) 의 회전 중심) O₂ 과 상기 리테이너 (21a, 21b) 의 회전 중심 O₂₁ 이, 도 6 에 과장하여 나타낸 바와 같이, δ 만큼 차이 날 가능성이 있다. 또한, 이 오차에 의해서 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 는 상기 회전 중심 O₂₁ 둘레에서 훨링 운동을 하고 만다. 이 훨링 운동의 결과, 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 피검출면은 회전 방향 이외의 이동 속도를 갖게 된다. 또한, 상기 회전 방향 이외의 이동 속도, 예컨대, 도 6의 좌우 방향의 이동 속도가 상기 회전 방향의 이동 속도에 가감되게 된다. 한편, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 는, 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 피검출면의 이동 속도에 의거한 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 검출하고, 따라서 상기 δ 만큼의 편심량은 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 측면에 그 검출면을 대향시킨 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출 신호에 영향을 준다.

공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 측면에 상기 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출면을 대향시키면, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출 신호(그에 기초한 공전 속도를 나타내는 신호)는, 도 7 의 쇄선 α 으로 나타내는 것처럼, 정현파적으로 변화한다. 즉, 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도가 일정하더라도, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호가 표시하는 공전 속도는 상기 쇄선 α 으로 나타내는 바와 같이 정현파적으로 변화한다. 구체적으로, 도 6 의 좌우 방향의 이동 속도가 회전 방향의 이동 속도에 더해진 경우에는, 상기 출력 신호는, 실제 공전 속도보다 더 빠른 속도로 대응하는 신호가 된다. 반대로, 도 6 의 좌우 방향의 이동 속도가 회전 방향의 이동 속도로부터 차감되는 경우에는, 상기 출력 신호는, 실제 공전 속도보다 더 느린 속도로 대응하는 신호가 된다. 도 6 은 편심량 δ 을 실제의 경우보다 과장하여 그리고 있지만, 예컨대, 차량 안정성 제어를 더 엄격히 행하기 위해, 구름 베어링 유닛에 가해지는 래이디얼 하중 F_r 및 액셜 하중 F_a을 더 정확히 구하려면 상기 편심에 따른 오차를 해소할 필요가 있다.

또한, 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 측면에 배열된 S극과 N극 사이의 피치는, 본래 같아야 하지만 제조시에 발생하는 착자 오차 등에 의해 그 차이가 비록 작더라도 서로 다를 수 있다. 또한, 이 오차에 기인하여 상기 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출 신호가 변동한다. 이와 같은 착자 피치의 오차에 기인한 변동 주기는, 상기 훨링 운동에 기인한 변동 주기에 비해 매우 짧다. 예컨대, 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 측면(피검출면)의 특성(S극과 N극의 교번)이 그 피검출면의 전체 둘레에 걸쳐서 60회 변화하는 경우, 상기 착자 피치의 오차에 기인한 변동 주기는, 상기 훨링 운동에 기인한 변동 주기의 1/60 정도로 된다.

상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 로부터 출력된 검출 신호(그에 의한 공전 속도를 나타내는 신호)는, 상기 2 종류의 변동이 합쳐진(중첩된), 도 7 의 실선 β 처럼 된다. 상기 래이디얼 하중 F_r 및 액셜 하중 F_a을 정확히 구하기 위해서는, 상기 두 종류의 변동을 저감할 필요가 있다. 그래서 본 실시형태에서는, 상기 훨링 운동에 따라 비교적 저주파를 갖는 변동은 도 5 에 도시한 적응 필터 (28) 에 의해 저감하고, 상기 착자 피치의 오차에 따른 비교적 고주파를 갖는 변동은 도시하지 않은 평균화 필터 등의 로 패스 필터에 의해 저감토록 하고 있다. 또한, 적응 알고리즘으로서는, 적응 필터로서 후술하는 FIR 필터를 사용하는 LMS(최소제곱평균) 알고리즘(제곱평균오차를 최급강하법에 의해 최소로 하는 연산규칙) 이 바람직하다.

우선, 도 5 에 도시한 적응 필터에 의한 상기 저주파를 갖는 변동의 저감에 관해 설명하겠다. 상기 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 검출부가 대향하는 부분에서의 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 변위 속도는 실제의 회전 속도 (d_d) 와 상기 편심량 δ 에 기인한 훨링에 의한 회전 1 차 성분의 겉보기 속도의 변동분 (d_n) 을 중첩한 것이 된다. 그러므로 상기 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 는 상기 실제의 회전 속도 d_d 와 상기 변동분 d_n 을 합친 속도(d=d_d+d_n)를 나타내는 신호가 된다. 상기 적응 필터 (28) 에 의해 상기 변동분 d_n 을 상기 출력 신호 d 에서 빼내면(차감하면), 상기 실제의 회전 속도 d_d 를 구하게 된다.

한편, 상기 적응 필터 (28) 를 작동시키기 위해서는, 상기 훨링에 기인한 변동분 d_n 과 상관성이 있는 참조 신호 x 가 필요하게 된다. 이 참조 신호 x 를 얻을 수 있다면, 적응 필터 (28) 는 자기 학습에 의해 실제 신호 흐름 " d_n→d " 의 전달 특성과 같은 특성을 갖는 FIR(유한 충격 반응) 필터(임펄스 반응 시간이 유한한 필터=임펄스 반응을 유한 시간 내에 0으로 하는 필터)를 형성한다. 또한, 상기 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 로부터 상기 적응 필터 (28) 에 의한 계산 결과로 제공된 소거 신호 y{=후술하는 y(k)} 를 빼내면, 이것은 상기 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 로부터 상기 훨링에 의한 변동분 d_n 을 뽑아 제거한 d-d_n 과 등가로 된다. 이렇게 하여 이 변동분 d_n 을 제거하면, 적응 필터 (28) 는 신호의 주 루트(main route) (도 5 의 상반부)를 통해 전달되는 출력 신호 d 를 필터링하지 않고 부 루트(sub route) (도 5 의 하반 부)를 통해 전달되는 참조 신호 x 에 기인한 변동분 d_n 을 제거하기 위한 소거 신호 y 를 산출한다. 또한, 상기 주 루트의 출력 신호 d 로부터 상기 소거 신호 y 를 뽑아내는 것만으로, 상기 출력 신호 d 의 응답 지연을 막을 수 있다.

본 실시형태의 경우, 상기 참조 신호 x 는, 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 1 회전 중의 특성 변화 횟수에 따르며, 그 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 에 대향하는 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 처리 회로, 또는 이 검출 신호에 의거하여 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 연산하기 위한 처리 회로에 의해 자기 생성된다. 따라서 상기 참조 신호 x 의 생성에 필요한 비용을 낮출 수 있다. 즉, 종래부터 적응 필터의 용도로 알려져 있는 액티브 소음 제어 구조를, 그대로 상기 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 정확히 구하기 위한 구조에 적용하는 경우는, 변위 센서, 회전 속도 센서 등의 별도로 제공된 센서에 의해 상기 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 훨링을 검출하고, 이 센서의 검출 신호를 상기 적응 필터 (28) 의 참조 신호 x 로서 사용하게 된다. 물론, 본 발명을 이러한 구조로 실시할 수도 있지만, 센서를 별도로 설치하는 것만큼 비용 및 설치 공간이 필요하게 된다.

이에 반해, 본 실시형태의 경우에는, 이처럼 별도로 제공된 센서의 검출 신호를 사용하지 않고 상기 참조 신호 x 를 입수하고, 적응 필터 (28) 에 의해, 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 훨링에 기인한 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 의 변동분 d_n 을 저감한다. 즉, 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 1 회전 중의 특성 변화 횟수(S극과 N극의 수)는 사전에 알고 있다. 그러므로 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 1 회전분의 펄스 수를 관찰함으로써, 특별히 변위 센서나 회전 속도 센서 등의 센서를 별도로 설치하지 않아도 상기 변동분 d_n 과 상관성을 갖는 참조 신호 x 를 생성할 수 있다. 구체적으로는, 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 의 훨링의 영향은, 그 회전 1 차 성분으로 주 성분을 갖는 파형으로 되고, 예컨대 공전 속도 검출용 엔코더 (26a, 26b) 가 1 회전당 60 펄스의 것이라면, 60 데이터로 1 주기가 되는 것과 같은 사인파, 삼각파, 톱니파, 단형파, 펄스파 등으로 자기 생성될 수 있다.

이 참조 신호 x 의 파형은 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 산출하기 위한 처리 회로 (CPU) 에 의해서도 생성될 수 있고, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 에 부착된 전자 회로부(IC)에 의해서도 생성될 수 있다. 어떻게 하던지, 얻어진 상기 참조 신호 x 에 의해 산출된 소거 신호 y 를 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 로부터 빼어 실제의 회전 속도 d_d를 나타내는 수정 신호 e {=후술하는 e(k)} 를 구한다. 이렇게 하여 구한 수정 신호 e 는, 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 연산하기 위한 처리 회로로 전송되어 그 공전 속도를 구하는데 사용되고, 또한, 상기 적응 필터 (28) 가 자기 학습하기 위한 정보로도 활용된다.

또한, 적응 필터 (28) 부분에서, 상기 소거 신호 y 를 구하고, 또한, 이 소거 신호 y 를 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 로부터 빼내어, 상기 수정 신호 e 를 얻기 위한 처리는, 다음의 식 (2)~(4) 에 의해 수행된다.

상기 식 (2), (3), (4) 중, k 는 시계열에서의 데이터 번호, N 은 적응 필터 (28) 로 사용되는 FIR 필터의 탭수이다. 또한, W 는 FIR 필터의 필터 계수를, W_k는 k 번째 데이터가 처리될 때 사용하는 필터 계수를, W_k+1 는 이어지는 데이터 계열 (k+1 번째) 을 처리할 때 사용하는 필터 계수를 각각 나타낸다. 즉, 본 실시형태의 경우, 상기 FIR 필터는 상기 식 (4) 에 의해 계속적으로 적정하게 필터 계수를 갱신하는 적응 필터가 된다. 필터 계수가 연산 개시시에 자기 적응을 하기 때문에, 그 연산 개시시에 최초로 사용되는 필터 계수 W_k를 0 으로 대체할 수도 있지만, 미리 소망하는 필터 특성을 구하여 그 값으로 대체할 수도 있다. 또한, 전회의 처리에서 최후로 사용한 필터 계수를 EEPROM 등의 기억 수단에 기억시켜 두고, 재시동시에 사용하여도 된다.

또한, 상기 식 (4) 중의 μ 는 스텝 파라미터로 불리며, 필터 계수를 자기 적정화하는 경우의 갱신량을 결정하는 값으로, 통상 0.01~0.001 정도의 값이 되지만, 실제로는, 사전에 적응 동작의 적합성을 조사하여 설정하거나, 다음 식 (5) 을 사용하여 계속적으로 갱신할 수도 있다.

또한, 이 식 (5) 중의 α 도, 필터 계수를 자기 적정화하기 위한 갱신량을 결정하는 파라미터로 되며, 0 ＜α＜1 의 범위이면 되고, 상기 μ 보다 설정이 용이하다. 또한, 본 실시형태의 경우에는, 상기 참조 신호 x 를 자기 생성함으로써, 상기 식 (5) 중의 분모의 값을 알 수 있고, μ 의 최적값을 사전에 산출할 수 있다. 연산량 저감의 관점으로부터는, 사전에 식 (5) 에서 이 μ 를 산출하여 두고 이 μ 를 상수로 하여, 상기 식 (4) 에 의해 필터 계수를 자기 적정화함이 바람직하다.

상기한 바와 같이, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 로부터 상기 적응 필터 (28) 로 산출된 소거 신호 y 를 빼냄으로써, 실제 회전 속도 d_d 를 나타내는 수정 신호 e 를 구한다. 그리고 이렇게 구한 수정 신호 e 에 의하여 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 정확히 구할 수 있다. 또한, 실제의 경우, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호 d 중에는 상기 피치 오차에 기인한 것이며 또한 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 훨링에 기인한 변동보다 주기가 짧은 제 2 변동이 존재한다. 따라서 이 제 2 변동을 평균화하기 위한 평균화 필터 등의 로 패스 필터를 상기 적응 필터 (28) 의 앞 또는 뒤에 제공함으로써, 그 제 2 변동에도 불구하고 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도를 정확히 구할 수 있게 된다. 고주파를 갖는 변동을 억제하기 위한, 평균화 필터 등의 로 패스 필터의 구조 및 작용에 관해서는, 종래부터 주지된 것이기에 그 상세한 설명을 생략하겠다.

적응 필터 (28) 를 사용하여 엔코더의 훨링에 기인한 변동을 억제하는 작용 에 관해서의 시뮬레이션의 일 예를 도 8 에 나타낸다. 도 8 은, 100 min^- ¹로 정속 회전하고 있는 회전 부재의 회전 속도를 60 펄스/1회전의 엔코더로 계측하는 경우를 보여주고 있다. 실선 a 는, 회전 속도 검출용 센서의 검출 결과에, 탭수=15 의 이동평균처리만을 실시한(평균화 필터만을 제공한) 결과(출력 신호d 에 상당)이다. 이 경우, 엔코더의 훨링에 의해 회전 속도의 산출값이 약 70~130 min^-1사이에서 변동하고 있다. 또한, 상기 엔코더의 훨링량은 실제 발생하는 값에 비해 상당히 크게 설정하였다. 이에 반해, 파선 b 은 실선 a 으로 나타낸 이동평균처리 후의 데이터를 적응 필터를 사용하여 보정한 결과 (수정 신호 e 에 해당) 를 보여준다. 상기 파선 b 으로부터 분명하게 알 수 있는 바와 같이, 적응 필터의 시동 후에는 즉각적으로 산출값이 변동하지만, 단시간의 경과 후에 필터 계수가 자기 적응하고, 산출 결과는 거의 100 min^- ¹의 일정값에 수렴한다. 여기서부터, 평균화 필터와 적응 필터를 모두 사용함으로써, 피치 오차를 가지며 회전 중심과 기구 중심과의 편차가 큰(휠링 운동을 하는) 엔코더를 사용하더라도, 회전 부재의 회전 속도를 정확히 구할 수 있음을 알 수 있다.

또한, 상기 도 8 에 나타낸 2 개의 선 a, b 을 구함에 있어서, 참조 신호 x 는 속도 연산 장치에서 펄스 수를 카운팅 해가면서 60 펄스로 1 주기가 되는 정현파를 자기 생성하는 것으로 하였다. 또한, 적응 필터의 스텝 파라미터는, μ=0.002, 탭수 N=30 으로 설정하였다.

(제 2 실시형태)

도 9~도 12 는 본 발명의 제 2 실시형태를 보여준다. 본 실시형태의 특징은, 엔코더의 1 펄스마다, 회전 검출 센서의 검출 신호에 대해 필요한 연산 처리의 횟수를 대폭 감소시켜, 연산 속도가 그다지 빠르지 않은 저가의 연산 유닛(CPU)에서의 처리를 가능케 한데 있다. 이를 위해, 본 실시형태의 경우에는, 동기식 LMS 알고리즘을 사용하여 연산량을 대폭 절감가능케 하고 있다. 그러나 간단한 동기식 LMS 알고리즘만을 사용하는 경우에는, 엔코더의 훨링인 회전 1차 성분을 보정(소거) 함과 동시에, 검출 대상인 회전 속도를 나타내는 DC 레벨마저 보정(소거)해 버린다. 이렇게 되면 회전 속도 검출 장치 본래의 기능을 상실해 버리기 때문에, 필터 계수의 영점을 모니터하고, 상기 DC 레벨을 소거하는 일을 방지하기 위해 영점 보정을 한다. 이러한 관점을 고려한 본 실시형태의 특징에 관해 이하 설명하겠다. 또한, 실용상 그다지 문제가 되지 않는 정도이지만 상기 도 8에 나타낸 예에서도, 미소하게 DC 레벨에 편차가 발생하는 경우가 있다. 따라서 더 고정밀도의 제어를 위해서는, 이 경우에도 영점 보정을 하는 것이 바람직하다.

상기 제 1 실시형태에서의 적응 필터를 적정화하기 위해 이용하는 앞서의 각 식 (2), (3), (4) 은 모두 간단한 식이지만, 실제 적용에 있어서는 계산량이 문제가 되는 경우를 고려해볼 수 있다. 예컨대, 적응 필터의 탭수를 N=60 으로 하면, 식 (2) 에서 곱셈 60 회, 식 (3) 에서 뺄셈 1 회, 식 (4) 에서 곱셈 120 회와 덧셈 60회의 180회, 총 241 회의 사칙연산을 엔코더의 1 펄스마다 실시해야 한다. 따라서 한 편의 구름 베어링 유닛에 구비된 복열의 전동 부재의 공전 속도를 1 회 구하는데 필요한 계산량은 482회/1펄스 가 된다. 이 계산량 (연산 횟수) 은 물 리적으로 처리 불가능한 것은 아니지만, 처리 속도가 빠르고 비교적 고가의 CPU를 사용할 필요가 있다. 예컨대, ABS, TCS, VSC 등의 차량용 주행 안정 장치의 제어를 위해 자동차용 차륜(4개의 차륜)의 회전 속도를 검출하는 경우, 고가의 CPU를 4 개 (또는 1 펄스마다 241회×2×4=1928회의 사칙연산이 가능한 정도의 고속 CPU를) 사용할 필요가 있고, 상기 차량용 주행 안정화 장치의 비용 증가의 원인이 되어 이러한 구성은 바람직하지 못하다.

이러한 사정을 감안하여 본 실시형태의 경우에는, 동기식 LMS 알고리즘을 사용하여 연산량을 대폭 절감함으로써 저가의 CPU 사용을 가능하게 하려 하고 있다. 그러나 상기 동기식 LMS 알고리즘에 의해 적응 필터를 동작시키는 경우, 그대로 구성한다면 이 적응 필터가 상기 엔코더의 훨링 성분만이 아닌 회전 속도를 나타내는 DC 성분도 소거시켜 버린다. 이처럼 DC 성분을 소거시키는 현상은 동기식 LMS 알고리즘을 사용한 경우에 현저하다. 그래서 본 실시형태의 경우에는, 적응 필터의 출력값을 영으로 하는 기능을 갖게 함으로써 회전 속도를 나타내는 DC 레벨을 정확히 검출 가능하도록 하고 있다.

우선, 동기식 LMS 알고리즘의 동작 원리를 설명하겠다. 도 5 에 나타낸 블록 다이어그램에서, 적응 필터 (28) 에 입력된 참조 신호 x 는 엔코더의 훨링 등으로 대표되며 그 엔코더의 회전 n차 (n은 양의 정수) 성분과 관련있는 신호이면 되고, 그 엔코더 1회전당 1 임펄스 신호여도 된다. 따라서 이 참조 신호 x 가 1 임펄스 신호이고, 동시에, 적응 필터 (28) 의 탭수 N 가 그 엔코더의 1 회전 당의 펄스 수와 같은 경우를 상정한다. 이 경우, 시계열 k 의 산출에 사용하는 참조 신호 x 는 다음의 식 (6) 으로 표현된다.

이 식 (6) 에서, 참조 신호 x 가 값 1의 임펄스가 되는 위치 j 는 시계열 k 가 진행함에 따라 우측으로 하나씩 쉬프팅(shifting) 되고, 이 위치 j 가 가장 우측의 「N-1」번째로 쉬프팅 되면, 다음의 시계열에서 새로운 임펄스 값이 최좌측의 0 번째에 나타나게 된다. 즉, 상기 참조 신호 x 는, 0 번째로부터 N-1 번째까지, 값 1 을 갖는 임펄스의 위치만을 순환시키는 데이터 계열이 된다. 이 식 (6) 을 전술의 식 (2), (4) 에 적용한다면, 다음 식 (7), (8) 을 얻을 수 있다.

동기식이 아닌, 통상의 LMS 알고리즘으로 적응 필터 (28) 를 작동시키는 경우에는, 상기한 바와 같이, 각 식 (2), (3), (4) 에 나타내는 계산을 반복하여 실시할 필요가 있음에 반하여, 동기식 LMS 알고리즘으로 적응 필터를 작동시키는 경우에는, 상기 식 (7), (8) 및 식 (3) 에 나타내는 계산만을 실시하면 된다. 예컨대, 적응 필터 (28) 의 탭수 N 를 60 으로 설정하는 경우, 통상의 LMS 알고리즘 으로 적응 필터 (28) 를 작동시킨다면, 엔코더의 각 피치에 대한 연산 횟수의 합계는, 상기한 바와 같이, 241회가 된다. 이에 반하여, 동기식 LMS 알고리즘으로 적응 필터 (28) 를 작동시키는 경우에는, 상기 식 (7) 에 데이터를 대입하고, 상기 식 (3) 에서 뺄셈 1 회, 상기 식 (8) 에서 덧셈 1 회와 곱셈 1회의 2회, 합계 3회의 사칙연산을 상기 엔코더의 1 펄스마다 수행하면 된다. 즉, 동기식 LMS 알고리즘을 채용함으로써, 동기식 LMS 알고리즘을 채용하지 않은 경우에 비해, 연산 횟수를 거의 1/80 로 삭감할 수 있다.

그러나 상기 적응 필터 (28) 를 작동시키기 위해 동기식 LMS 알고리즘을 채용한 경우, 회전 속도를 나타내는 신호인 DC 성분까지 소거되는 것을 방지하기 위해, 상기 적응 필터 (28) 의 영점을 보정 할 필요가 있다. 이하, 이 영점 보정에 관해 설명하겠다. 영점 보정이 필요한 현상의 구체적인 예로서, 엔코더의 훨링에 의한 속도 검출 오차의 일예를 도 9 에 나타낸다. 도 9 에 나타낸 다이어그램은 도 8 의 경우와 마찬가지로, 100 min^- ¹ 로 정속 회전하고 있는 회전 부재의 회전 속도를 60 펄스/1회전의 엔코더로 계측하는 경우를 보여주고 있다. 실선 a 은, 회전 속도 검출용 센서의 검출 결과에, 탭수=15 의 이동평균 처리만을 시행한(평균화 필터만을 설치한) 결과(도 10 의 출력 신호 d 에 상당)이다. 이 경우, 엔코더의 훨링에 의해, 상기 회전 속도의 연산값은, 약 70~130 min^-1사이에서 변동하고 있다. 또한, 상기 엔코더의 훨링량은, 실제로 발생되는 값에 비해서 상당히 크게 설정되어 있다.

도 9 에 실선 a 으로 나타내는 것과 같은 회전 속도에 관한 계측 데이터를, 상기 도 5 에 나타내는 바와 같은, 적응 필터 (28) 를 사용하여 처리하여, 상기 엔코더의 훨링에 의한 오차를 소거하는 경우, 그 적응 필터 (28) 의 설정값에 따라서는, 그 훨링에 의한 오차 성분에 더하여, 검출 대상이 되는 회전 속도의 DC 레벨(도 9 에 파선 b 으로 나타내어진 100 min^-1 을 나타내는 신호)도 소거되어 버릴 가능성이 있다. 이처럼, 필요한 DC 레벨까지 소거되는 현상은, 상기 적응 필터를 동작시키기 위해 동기식 LMS 알고리즘을 채용한 경우에 현저하다. 도 9 에 나타낸 쇄선 c 이 그 구체적인 예이다.

적응 필터를 동작시키기 위해 동기식 LMS 알고리즘을 채용하고, 특별한 대책을 세우지 않는 경우에는, 상기 쇄선 c 으로 나타낸 바와 같이, 엔코더의 훨링에 기인한 변동 성분만이 아니라 회전 속도를 나타내는 DC 성분 까지도 소거되어, 출력값을 0이 된다. 이것은, 적응 동작에 의해 상기 적응 필터 (28) 의 필터 계수 W 가 DC 레벨을 가져가 버리고, 그 결과, 적응 필터 (28) 의 출력 신호 y 가 DC 레벨을 가져가 버리기 때문에 발생하는 현상이다. 이 문제를 해결하기 위해, 본 실시형태의 경우에는, 도 10 에 나타낸 바와 같이, 상기 필터 계수 W 의 평균값으로부터 DC 레벨을 산출하고, 이 DC 레벨에 참조 신호 x 의 임펄스 값을 곱함으로써 DC 신호를 계산한다(임펄스 값이 1 인 경우, 상기 곱셈은 불필요). 또한, 상기한 바와 같이 구한 이 DC 신호를, 적응 필터 (28) 에 의해 오차가 소거된 신호 e 에 더함으로써, 정확한 회전 속도를 나타내는 DC 레벨이 얻어진다.

다음으로, 필터 계수 W 의 평균값으로부터, DC 레벨을 산출하는 방법에 관해 설명하겠다. 동기식 LMS 알고리즘에 의해 적응 필터 (28) 를 동작시킴으로써, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호로부터 얻어지는 회전 속도를 나타내는 신호 중에 포함된 오차 성분을 소거시키고, 도 9 의 쇄선 c 으로 나타낸 바와 같이, 출력값이 영으로 되는 경우에 있어, 상기 적응 필터 (28) 의 필터 계수는 도 11 에 나타낸 것처럼 변동한다. 상기 도 9 에 나타낸 예에서는 그 적응 필터 (28) 의 탭수 N 을 60으로 설정함으로써, 도 11 에 나타낸 필터 계수 W 는 60 개의 값으로 구성된다. 이 필터 계수 W 의 평균값, 즉, 구하려는 회전 속도를 나타내는 DC 레벨은, 상기 60 개의 값을 전부 합하고 60으로 나누어 구해진다. 그러나 이러한 계산을 수행하면, 연산 횟수가 증가하여 본 실시형태의 목적인 CPU의 저렴화를 충분히 도모하지 못하게 된다.

한편, 오차로서 소거할 대상, 즉, 상기 엔코더의 훨링에 의한 요동은, 회전 1 차 성분을 주로하는 회전 n 차 성분으로 이루어진다. 또한, 본 실시형태의 경우에는, 적응 필터의 탭수 N 를 엔코더 1 회전당의 펄스 수와 같도록 하고 있기 때문에, 상기 필터 계수 W 는 주기 L(=60) 의 주기 함수가 된다. N/2 (=30) 으로 간극을 설정한 임의의 2 점의 평균값은 전체 N(=60) 점의 평균값과 등가로 된다. 그러므로 이와 같은 2 점의 평균값을 구하고, 상기 회전 속도를 나타내는 DC 레벨로 하면, 연산 횟수도 대폭 저감할 수 있고, 상기 CPU 의 저렴화의 면에서 유리하다. 또한, 2 점만의 평균으로 신뢰성에 불안이 남는 경우에는, 상기 2 점과는 다른, N/2(=30) 으로 간극을 설정한 임의의 2 점을 선택하고, 합계 4 점의 평균값을 연산한다. 또한, 도시하지는 않지만 필터 계수 W 가 회전 n 차의 주기 함수인 경우도 평균점을 구하기 위한 점의 수를 적절히 증가시키고, 그 간극을 적절하게 설정함으로써, 마찬가지로 상기 평균값을 구할 수 있다.

본 실시형태의 구조에 의한, 엔코더의 훨링에 의한 변동을 억제하는 작용에 관한 시뮬레이션의 일예를 도 12 에 도시한다. 이 도 12 는 100 min^- ¹로 정속 회전하고 있는 회전 부재의 회전 속도를 60 펄스/1회전의 엔코더로 계측하는 경우에 관해 도시하고 있다. 실선 a 는 회전 속도 검출용 센서의 검출 결과에 탭수=15 의 이동평균 처리만을 실시한(평균화 필터만을 설치한) 결과(출력 신호 d 에 상당)이다. 이 경우에는, 엔코더의 훨링에 의해, 상기 회전 속도의 산출값이 약 70~130 min^-1 사이에서 변동하고 있다. 파선 b 는 전술의 도 10 에 나타낸 동기식 LMS 알고리즘에 의해 동작하는 적응 필터 (28) 를 사용하고, 또한, 상기한 필터 계수 W 에 의한 DC 성분의 보정을 실시하고, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b) 의 출력 신호로부터 얻어진 회전 속도를 나타내는 신호 중에 포함된 오차 성분을 소거한 결과이다. 상기 파선 b 으로부터 분명한 바와 같이, 상기 적응 필터 (28) 의 시동 직후는, 테이터가 변동하고 있어도, 단시간의 경과한 후에 필터 계수 W 가 자기 적응하여 연산 결과가 거의 100 min^- ¹의 일정값에 수렴한다.

(제 3 실시형태)

도 13 은 본 발명의 제 3 실시형태를 보여주고 있다. 본 실시형태에 따르면, 누적 피치 오차로 불리는 엔코더의 훨링에 의한 변동을 억제하기 위해 로 패 스 필터를 사용한다. 즉, 로 패스 필터로서, 상기 누적 피치 오차로 불리는 변동의 주성분인 회전 1 차 성분의 주파수보다 낮은 주파수에 컷-오프 주파수를 설정한 것을 사용함으로써, 그 회전 1 차 성분의 오차 성분을 저감토록 하고 있다. 이 경우, 상기 로 패스 필터는 회전 검출 센서의 검출 신호에 의거하여 구하고 회전 속도를 나타내는 신호(전술의 도 7에 나타낸 신호)를 처리한다. 또한, 상기 엔코더의 회전 속도가 변화하면, 상기 회전 1 차 성분의 주파수도, 그 회전 속도에 비례하여 변화한다. 그러므로 로 패스 필터에 의해 상기 엔코더의 훨링에 기인한 변동을 억제하기 위해서는, 이 로 패스 필터의 컷-오프 주파수를 상기 엔코더의 회전 속도에 따라서 변화시켜야만 한다.

예컨대, 디지털 로 패스 필터를 사용하는 경우에는, 필터 계산의 샘플링 주파수를 고정 주파수가 아닌, 상기 엔코더의 회전 속도에 따른 샘플링 주파수로 설정한다. 샘플링 주파수를 이와 같이 설정한다면, 상기 엔코더의 회전 속도에 따라서(비례하여) 상기 컷-오프 주파수를 변화시킬 수 있다. 구체적으로는, 상기 필터 계산을 위한 데이터의 샘플링을 상기 엔코더에 대향한 센서로부터 펄스 신호가 출력될 때마다 실시하면 된다.

도 13 은 이와 같은 주파수 추종형(차수 고정형)의 로 패스 필터의 일예로서, IIR 형의 로 패스 필터의 구성도를 Z 변환(transformation)으로 표현한 흐름도(블럭도)이다. 또한, 다음의 식 (9), (10) 은, 이 로 패스 필터에서의 처리에 사용하는 계산식이다.

도 13 및 식 (9), (10) 중, X 는 상기 로 패스 필터로 입력되는 데이터이고, 상기 엔코더의 펄스 주기 또는 펄스 속도에 대응하여 구한, 회전 속도를 표시하는 신호이다. 또한, Y 는 상기 로 패스 필터의 출력, Y´은 상기 로 패스 필터 중에서 처리된 신호이다. 또한, Y´(k-1) 는 현재 시각(처리 번호 k)보다 한 단계 과거에 산출된 Y´을 의미하고, Y´(k-2) 는 현재 시각(처리 번호 k)보다 두 단계 과거에 산출된 Y´을 의미한다. 과거의 Y´(k-1) 및 Y´(k-2) 는 상기 로 패스 필터를 구성하는 처리 회로 중에 포함된 메모리 등에 저장된다. 계산의 초기 상태에서는 과거의 Y´이 존재하지 않지만, 영을 대입하여 계산을 시작하여도 되고, 사전에 초기값으로서 적당한 값을 상기 메모리에 기억시켜 두어도 된다. 또한, 도 13 및 두 식 (9), (10) 에서의 계수 a₀ _,a₁,a₂,b₀,b₁,b₂ 는 상기 로 패스 필터의 컷-오프 차수 또는 컷-오프의 급준도(急峻度)를 결정하는 상수이고, 소망하는 특성으로 되도록 수치가 대입된다.

상기 두 식 (9), (10) 에 의해 도 13 에 도시된 흐름도와 같이 기능하는 로 패스 필터에 의해, 상기 엔코더의 회전에 따라 변화하는 센서의 출력 신호를 처리한다면, 그 엔코더의 훨링에 기인한 변동, 즉, 누적 피치 오차인 회전 1 차 성분의 오차 성분이 억제된다. 또한, 로 패스 필터에 의해 상기 센서의 출력 신호를 처리함으로써, 상기 회전 1 차 성분의 오차 성분 이외에 전술한 착자 피치의 오차에 기인하는 고주파를 갖는 오차 성분도 동시에 억제된다. 그러나 일반적으로 로 패스 필터를 사용하여 신호를 처리하면, 응답 지연이 발생한다. 따라서 응답 지연이 문제가 되기 어려운 경우에, 로 패스 필터에 의해 본 실시형태와 같이 상기 센서의 출력 신호를 처리할 수 있다. 예컨대, 본 실시형태를 적용 가능한 도 1 에 나타낸 것과 같은, 차륜 지지용 구름 베어링 유닛에서 각 전동 부재 (9a, 9b) 의 공전 속도 및 허브 (2) 의 회전 속도로부터 하중을 검출하는 경우, 자동차가 완만한 커브를 주행중에 차륜과 노면의 접촉부에서 발생하는 슬립(slip)력을 검출하는 것과 같은 경우, 그리고 공작 기계, 산업 기계 등의 회전 지지부에 가해지는 하중을 측정하는 경우를 들 수 있다. 이러한 경우에는, 공전 속도 검출용 센서 (24a, 24b), 회전 속도 검출용 센서 (15a) 의 출력 신호의 처리에 다소의 응답 지연이 존재하여도 문제가 되기 어렵다.

(제 4 실시형태)

도 14 는, 본 발명의 제 4 실시형태를 보여주고 있다. 본 실시형태에 따르면, 누적 피치 오차로 불리는 엔코더의 훨링에 기인한 변동을 억제하기 위해, 노치 필터를 사용한다. 상기한 바와 같이, 로 패스 필터에 의해 상기 변동을 억제하는 경우에는 응답 지연이 발생함으로써, 예컨대 고속 주행 중 급작스럽게 차선 변경을 하는 상태에서, 차륜과 노면의 접촉부에서 발생하는 슬립력을 검출하는 것과 같은 경우에 상기 로 패스 필터를 사용한다면, 차량의 주행 안정성 확보를 위한 제어를 충분히 할 수 없다. 그래서 본 실시형태의 경우에는, 노치 필터에 의해 상기 엔코더의 훨링에 기인한 회전 1 차 성분의 누적 피치 오차를 억제하도록 하고 있다. 또한, 상기 엔코더의 회전 속도가 변화하면, 상기 회전 1 차 성분의 주파수도, 그 회전 속도에 비례하여 변화함으로써, 노치 필터를 사용하는 경우에도, 상기 엔코더의 훨링에 기인한 변동을 억제하기 위해서는, 그 노치 필터의 컷-오프 주파수를 상기 엔코더의 회전 속도에 따라서 변화시켜야만 한다.

도 14 는 Z 변환으로 노치 필터를 구성하는 다이어그램을 표현한 흐름도이다. 또한, 다음의 식 (11), (12) 은 이 노치 필터에 의한 처리에 사용되는 계산식이다.

도 14 및 식 (11), (12) 중, X 는 상기 노치 필터로의 입력 데이터이고, 상기 엔코더의 펄스 주기 또는 펄스 속도에 대응하여 구한 회전 속도를 나타내는 신호이다. 또한, Y 는 상기 노치 필터의 출력, Y´은 상기 노치 필터 중에서 처리된 신호이다. 또한, N 은 상기 엔코더 1 회전(전동 부재의 1 공전) 당의 펄스 수를, A는 노치 주파수를 규정하는 상수를, α는 급준도(急峻度)를 결정하는(수렴성에 영향을 주는) 상수를 각각 나타내고 있다.

또한, Y´(k-N/A) 는 현재 시각(처리 번호 k) 보다 N/A 만큼 과거에 산출된 Y´을 의미한다. 식 (11) 에서 현시점의 Y´(k) 를 산출하기 위해서는, 입력 X(k) 에서 상기 Y´(k-N/A) 에 α를 곱한 값을 뺀다. 과거의 Y´(k-N/A) 는 상기 노치 필터를 구성하는 처리 회로 중에 집어넣은 메모리 등에 저장된다. 계산의 초기 상태에서는 과거의 Y´(k-N/A) 가 존재하지 않지만, 영을 대입하여 계산을 시작하거나 또는 사전에 초기값으로서 적당한 값을 상기 메모리에 저장시켜 두어도 된다.

노치 필터의 출력 Y 은 상기 식 (12) 에 나타낸 것처럼, 최신의 Y´(k) 와 과거의 Y´(k-N/A) 을 사용하여 산출된다. 이 경우에, 노치 주파수를 규정하는 상수 A 를, 상기 엔코더 1 회전 당의 펄스 수 N 과 결합하여 적절히 규정함으로써, 회전 속도의 증감에 의해 변화된 주파수를 따르는, 소위, 주파수 추종형(차수 고정형)의 노치 필터가 된다. 예를 들어, A=2 이면, 회전 1차 오차 성분을 제거하기 위한 노치 필터가 된다. 또한, 이와 같이 노치 필터에 의해 회전 1 차 오차 성분을 억제시킨다면, 전술한 로 패스 필터를 사용하는 경우보다 응답 지연을 더 줄일수 있고, 고속 주행중에 급작스럽게 차선 변경을 하는 상태에서, 차륜과 노면의 접촉부에 발생하는 슬립력을 검출함으로써 차량의 주행 안정성 확보를 위한 제어를 할 수 있다.

그러나 노치 필터의 경우에도, 전술한 로 패스 필터에 비한다면 응답 지연이 적다고 말할 수 있지만, 응답 지연이 필연적으로 존재하고 이 응답지연이 문제가 될 가능성이 있다. 예컨대, 갑작스럽게 뛰어드는 장해물을 급조향으로 회피하는 경우에, 노면 그립력을 검출하는 경우가 있다. 이와 같이, 응답 지연을 거의 (전혀) 허용할 수 없는 경우에도 대응하기 위해서는 전술한 제 1 실시형태 및 제 2 실시형태와 같이, 적응 필터를 사용하여 오차를 보정하는 방법이 효과적이다. 어떠한 필터를 사용하는가는 가장 빠른 응답성을 요구하는 경우에 따라 결정된다. 응답성이 빠른 필터와 느린 필터를 함께 사용하는 구조도, 전술한 바와 같이, 적응 필터와 로 패스 필터를 겸용하는 경우를 포함하여 경우에 따라서 채용 가능하다.

본 발명을 상세히 또한 특정의 실시형태를 참조하여 설명하였지만, 본 발명의 사상과 범위를 이탈하지 않고 각종의 변경 또는 수정을 가할 수가 있음은 당업자에게는 자명한 사실이다.

본 출원은 2003년 9월 11일 출원의 일본특허출원(일본특허출원 No.2003-320058), 2003년 11월 10일 출원의 일본특허출원(일본특허출원 No.2003-379536), 2004년 4월 22일 출원의 일본특허출원(일본특허출원 No.2004-126311)을 바탕으로 한 것으로, 그 내용은 여기에 참조로서 포함되어 있다.

본 발명의 회전 속도 검출 장치는, 실시형태에 나타낸 바와 같이, 자동차의 차륜을 지지하는 구름 베어링 유닛에 가해지는 하중을 측정하기 위한 구름 베어링의 하중 측정 장치에 한정되는 것이 아니며, 각종 회전 기계 장치의 회전 부재의 회전 속도를 검출하기 위해 활용할 수 있다. 이 경우, 엔코더를 지지고정하는 부재는 리테이너에서와 같이 회전 중심과 기구 중심의 변위 가능성을 갖는 부재에 한정되는 것이 아니며, 회전축 등, 그 회전 중심과 그 기구 중심이 서로 변위되지 않는 회전 부재여도 된다. 이 경우, 그 회전 부재에 대한 엔코더의 부착 정밀도를 반드시 매우 높일 필요가 없어 조립에 요구되는 비용이 절감된다. 또한, 본 발명을 실시할 경우 사용가능한 엔코더는 회전 방향으로 S극과 N 극을 교번적으로 배치한, 소위, 다극 자석 엔코더에 한정되는 것이 아니며, 톤 휠(tone wheel), 기어, 슬릿 디스크(slit disk) 등의 회전 속도 정보를 제공하기 위한 각종 구조를 가지는 엔코더를 포함한다. 또한, 회전 검출 센서도, 착자 검출식에만 한정되는 것이 아니며, 광학식, 과전류식(渦電流式) 등의 각종 구조의 것을 사용할 수 있다.

Claims

회전 부재에 의해 지지고정되어 이 회전 부재와 함께 회전하고 원주 방향으로 그 특성이 교번적으로 변화하는 엔코더와,

검출부를 상기 엔코더의 피검출면에 대향시킨 상태로 장착된 회전 검출 센서와,

상기 회전 검출 센서로부터 전송되는 주기적으로 변화하는 검출 신호에 의거하여 상기 회전 부재의 회전 속도를 산출하는 연산 유닛을 구비하고,

상기 연산 유닛은, 상기 회전 부재의 회전 속도를 산출함에 있어서 오차를 이루는 상기 회전 검출 센서의 검출 신호 변동의 영향을 제거하기 위한 필터 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 변동의 영향으로서 상기 필터 회로에 의해 제거해야할 대상이 되는 검출 신호 중의 오차 성분이 상기 엔코더의 회전 1차 성분인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 필터 회로가 한 종류 또는 복수 종류의 디지털 필터 또는 아날로그 필터인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 필터 회로가 로 패스 (low pass) 필터인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 필터 회로가 노치(notch) 필터인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 1 항 내지 제 5 중 어느 한 항에 있어서, 상기 필터 회로가 회전 부재의 회전 속도에 대응하는 컷-오프(cut-off) 주파수를 변화시키는 차수 고정형(degree number fixed type) 필터인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 필터는 적응 필터인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 적응 필터의 탭 수가 상기 엔코더 1 회전 당의 펄스 수와 같은 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 8 항에 있어서, 상기 적응 필터가 동기식(synchronizing type) LMS 알고리즘에 의해 작동하는 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적응 필터의 필터 계수의 평균값을 산출하고, 이 평균값에 의거하여 상기 회전 검출 센서의 검출 신호의 DC 레벨을 보정하는 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 필터 계수의 평균값이 엔코더의 회전 방향에 있어서 등간격으로 존재하는 임의의 2점에서 추출된 필터 계수의 평균값인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 필터 계수의 평균값은 엔코더의 회전 방향에 있어서 등간격으로 존재하는 임의의 2점에서 추출된 필터 계수의 쌍의 조합인 복수의 조합 데이터를 구성하는 각각 4점 이상의 필터 계수의 평균값인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적응 필터가, 엔코더의 회전 중심과 기하학적 중심 사이의 불일치에 기인하는, 회전 검출 센서의 검출 신호 변동의 영향을 제거하는 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서, 회전 검출 센서의 검출 신호를 전송하기 위한 주 신호 경로에 대해 상기 적응 필터를 병렬로 배치하고, 이 적응 필터에 의해 산출된 상기 회전 검출 센서의 변동분이 되는 오차 성분을 상기 주 신호 경로의 하류부에서 빼내어, 상기 회전 검출 센서의 검출 신호의 변동의 영향을 제거하는 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적응 필터가 최급강하법(steepest descent method)에 의해 작동되는 디지털 필터 또는 아날로그 필터인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 적응 필터가 LMS 알고리즘에 의해 작동되는 디지털 필터 또는 아날로그 필터인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 또는 제 8 항 그리고 제 10 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적응 필터의 입력이 되는 참조 신호는, 엔코더에 대향되는 회전 검출 센서의 검출 신호 처리 회로 또는 이 검출 신호에 의거하여 회전 부재의 회전 속도를 연산하기 위한 처리회로에 의해 자기(自己) 생성되는 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 17 항에 있어서, 상기 참조 신호는 엔코더의 1회전으로 1 주기를 이루는 사인파, 삼각파, 톱니파, 단형파(rectangular wave), 펄스파 중 어느 한 파형인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서, 회전 검출 센서의 검출 신호 변동에 관해서, 상기 적응 필터에 의해 제거된 변동의 영향과는 별개의 원인에 의거하고 이 변동의 주기보다 더 짧은 주기를 갖는 제 2 변동을 평균화하기 위한 로 패스 필터가 상기 적응 필터의 앞 또는 뒤에 구비되는 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 회전 부재가, 구름 베어링 유닛을 구성하는 한 쌍의 베어링 링 사이에 구비되어, 복수의 포켓 내에 유지된 전동 부재의 공전에 따라 회전되는 리테이너(retainer)인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
제 7 항 내지 제 20 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 피검출면이 엔코더의 축방향으로 있는 한 측면인 것을 특징으로 하는 회전 속도 검출 장치.
2열의 정지측 궤도를 포함하는 정지륜과,

상기 정지륜과 동심으로 배치되고, 상기 2열의 정지측 궤도에 대향하는 2열의 회전측 궤도를 포함하는 회전륜과,

상기 각각 2열로 형성된 정지측 궤도와 회전측 궤도 사이에 각각 복수 개씩 그 2열 사이에 접촉각의 방향을 서로 반대로 하여 회전 가능하게 제공된 복수의 전동 부재와,

상기 2열의 전동 부재를 유지하는 1쌍의 리테이너의 회전 속도를 검출하기 위한 1 쌍의 회전 속도 검출 장치와,

상기 각각의 회전 속도 검출 장치가 검출하는 1 쌍의 리테이너의 회전 속도에 의거하여, 상기 정지륜과 상기 회전륜 사이에 가해지는 하중을 산출하기 위한 연산 장치를 구비하고,

상기 각각의 회전 속도 검출 장치는 청구 범위 제 20 항에 따른 회전 속도 검출 장치인 것을 특징으로 하는 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치.
제 22 항에 있어서, 상기 회전륜이 자동차의 차륜에 고정된 상태에서 그 차륜과 함께 회전되는 허브인 것을 특징으로 하는 구름 베어링 유닛의 하중 측정 장치.