JP4482048B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、一対の信号線により差動信号を伝送する伝送線路を介して送信された信号を受信する受信装置に関する。

差動信号を伝送することで通信を行う伝送路については、グランドを基準として１対の信号線にそれぞれ印加されるコモンモードノイズを除去するための対策が必要となる。例えば特許文献１では、上記の伝送路とグランドとの間に、コモンモードノイズを通過させ、ノーマルモードの差動信号を遮断するチョークコイルを接続することで対策を行う技術が開示されている。
特開２００５−２４４３５１号公報

しかしながら、特許文献１の構成では、伝送路とグランドとの間にチョークコイルが常時接続されるため、信号線路間の容量成分が増大して通信信号の波形に影響を及ぼすおそれがある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、通信信号波形に極力影響を及ぼすことなく、コモンモードノイズを除去できる受信装置を提供することにある。

請求項１記載の受信装置によれば、インピーダンス制御手段は、伝送線路に加わるコモンモードノイズの電圧，電流，電力の何れか１つ以上を検知部により検知することで、検知対象の何れか１つ以上の変化に応じて、前記コモンモードノイズのレベルを低下させるように入力インピーダンスを変化させる。すなわち、伝送路に対して実際にコモンモードノイズが印加された場合だけ、伝送線路側から見た受信回路の入力インピーダンスを変化させてコモンモードノイズを除去する。したがって、その他の場合には、通信信号波形に影響を及ぼすことを回避できる。

請求項２記載の受信装置によれば、インピーダンス制御手段は、制御用電源によってグランドに対する伝送線路の電位を制御するので、等価的に入力インピーダンスを変化させることができる。
請求項３記載の受信装置によれば、インピーダンス制御手段は、検知対象の何れか１つ以上が設定されたしきい値を超えた場合に入力インピーダンスを変化させるので、インピーダンスをより急峻に変化させることができる。

請求項４記載の受信装置によれば、インピーダンス制御手段は、伝送線路のコモンモード電圧を、伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を加えた正側しきい電圧と比較する。そして、コモンモード電圧が正側しきい電圧を超えるとスイッチ回路を閉じて、インピーダンス素子を介して信号線を制御電源に接続する。したがって、正極性のコモンモードノイズが印加された場合の受信装置の入力インピーダンスを、制御電源電圧とインピーダンス素子のインピーダンスとにより変化させることができる。

請求項５記載の受信装置によれば、インピーダンス制御手段は、伝送線路のコモンモード電圧を、伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を減じた負側しきい電圧と比較する。そして、コモンモード電圧が負側しきい電圧を下回るとスイッチ回路を閉じて、インピーダンス素子を介して信号線を制御電源に接続する。したがって、負極性のコモンモードノイズが印加された場合の受信装置の入力インピーダンスを、制御電源電圧とインピーダンス素子のインピーダンスとにより変化させることができる。

請求項６記載の受信装置によれば、スイッチ回路が閉じた場合に、逆流防止素子によって電流の逆流を防止することができる。
請求項７記載の受信装置によれば、スイッチ回路をＭＯＳＦＥＴにより構成するので、比較手段が出力する電圧によりＦＥＴをオンさせて、スイッチとして機能させることができる。

請求項８記載の受信装置によれば、インピーダンス制御手段は、伝送線路のコモンモード電圧を、伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を加えた正側しきい電圧と比較した結果に応じて、トランジスタの導通状態を制御する。したがって、正極性のコモンモードノイズが印加された場合の受信装置の入力インピーダンスを、制御電源電圧とトランジスタの導通状態に応じて付与されるインピーダンスとにより変化させることができる。

請求項９記載の受信装置によれば、インピーダンス制御手段は、伝送線路のコモンモード電圧を、伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を減じた負側しきい電圧と比較した結果に応じて、トランジスタの導通状態を制御する。したがって、負極性のコモンモードノイズが印加された場合の受信装置の入力インピーダンスを、制御電源電圧とトランジスタの導通状態に応じて付与されるインピーダンスとにより変化させることができる。

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１及び図２を参照して説明する。図１は、受信装置の構成を概略的に示す機能ブロック図である。受信装置１は、受信回路２，伝送線路３と受信回路２との間に配置されるインピーダンス制御回路４（インピーダンス制御手段）で構成されている。
インピーダンス制御回路４は、伝送線路３の各信号線３Ｐ，３Ｍと受信回路２との間に配置される検知部５、信号線３Ｐ，３Ｍ間に接続されるインピーダンス素子６Ｐ及び６Ｍの直列回路、これらの可変インピーダンス素子６Ｐ及び６Ｍの共通接続点とグランドとの間に配置される可変インピーダンス素子７及び制御電源８の直列回路、検知部５の検知結果に応じて可変インピーダンス素子６Ｐ及び６Ｍ，７及び制御電源８を制御する制御部９で構成されている。

検知部５は、信号線３Ｐ，３Ｍに対して印加されるコモンモードノイズの電圧，電流，電力の何れか、もしくはそれらの２つ以上の組合せを検知し、その検知結果を制御部９に出力する。そして、制御部９は、その検知結果に応じて可変インピーダンス素子６Ｐ及び６Ｍ，７のインピーダンスを変化させたり、制御電源８の電圧を制御する。但し、可変インピーダンス素子６Ｐ及び６Ｍのインピーダンスは、常に同じ値になるように制御される。

図２は、制御部９が可変インピーダンス素子６Ｐ及び６Ｍ，７のインピーダンスを変化させることで、信号線３Ｐ，３Ｍのコモンモードインピーダンスを変化させる場合の一例を示す。すなわち、横軸のコモンモードノイズの電圧，電流又は電力がある程度上昇すると、制御部９は、コモンモードインピーダンスをＺoffからＺonに低下させる。この場合、インピーダンスＺoffは、受信回路２のインピーダンスＺRに対してＺoff≫ＺRとなる関係にあり、両者の並列インピーダンスは略ＺRに等しい。そして、インピーダンスＺRとインピーダンスＺonとの並列インピーダンスＺcomは、コモンモードノイズを低下させるのに十分低いインピーダンスとなるように設定される。

また、制御部９は、コモンモードノイズの極性に応じて制御電源８の電源電圧を変化させる。例えばノイズが正極性の場合は電圧をグランドレベルにし、負極性の場合は電圧を例えば５Ｖ程度のハイレベルに設定することで、グランド間インピーダンス，電源電圧間インピーダンスを低下させる。そして、制御電源８の電圧がハイレベルに設定された場合、インピーダンス素子６及７は負性抵抗となる。

以上のように本実施例によれば、受信装置１のインピーダンス制御回路４は、伝送線路３に加わるコモンモードノイズの電圧，電流，電力の何れか１つ以上を検知部５により検知することで、検知対象の何れか１つ以上の変化に応じて、コモンモードノイズのレベルを低下させるように入力インピーダンスを変化させる。したがって、伝送線路３に対して実際にコモンモードノイズが印加された場合だけ、伝送線路３側から見た受信回路２の入力インピーダンスを変化させてコモンモードノイズを除去でき、その他の場合には通信信号波形に影響を及ぼすことを回避できる。そして、インピーダンス制御回路４は、制御用電源８によってグランドや所定電圧に対する伝送線路３の電位を制御するので、等価的に入力インピーダンスを変化させることができる。

（第２実施例）
図３乃至図５は本発明の第２実施例であり、図１に示す構成を具体化した一例を示す。検知部５は、信号線３Ｐ，３Ｍ間に接続される例えば抵抗値１００ｋΩ程度の抵抗素子１１Ｐ，１１Ｍ，これらの共通接続点とグランドとの間に接続される同じく抵抗値１００ｋΩ程度の抵抗素子１１Ｇを備えている。そして、抵抗素子１１Ｐ，１１Ｍの共通接続点は、コモンモード電圧Ｖcomを検出するもので、コンパレータ１２Ｐ（比較手段）の非反転入力端子と、コンパレータ１２Ｍ（比較手段）の反転入力端子とに接続されている。

コンパレータ１２Ｐの反転入力端子は、５Ｖ電源とグランドとの間に配置されている抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の直列回路の共通接続点に接続されており、両者の抵抗比によってノイズ検出閾値が設定される。例えば、信号線３のグランド間電位Ｃｏｍ（例えば３Ｖ）に対して＋Ｖthとなる電位に設定される。また、コンパレータ１２Ｍの非反転入力端子は、５Ｖ電源とグランドとの間に接続されている抵抗素子Ｒ３，Ｒ４の共通接続点に接続されており、同様に両者の抵抗比によりノイズ検出閾値が、例えばグランド間電位Ｃｏｍに対して−Ｖthとなる電位に設定される。また、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の共通接続点とグランドとの間、抵抗素子Ｒ３，Ｒ４の共通接続点とグランドとの間には、コンデンサＣ１，Ｃ２が接続されている。

電源とグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１３（スイッチ回路），ダイオード１４，抵抗素子１５及び１６（インピーダンス素子），ダイオード１７（逆流防止素子），ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１８（スイッチ回路）の直列回路が２組（Ｐ，Ｍ）接続されている。ＦＥＴ１３Ｐ，１３Ｍのゲートは、コンパレータ１２Ｍの出力端子に接続されており、ＦＥＴ１８Ｐ，１８Ｍのゲートは、コンパレータ１２Ｐの出力端子に接続されている。

そして、抵抗素子１５Ｐ及び１６Ｐの共通接続点は、例えば抵抗値１００Ωの抵抗素子１９Ｐ（インピーダンス素子）を介して信号線３Ｐに接続され、抵抗素子１５Ｍ及び１６Ｍの共通接続点は、同じく抵抗値１００Ωの抵抗素子１９Ｍ（インピーダンス素子）を介して信号線３Ｍに接続されている。尚、５Ｖ電源とグランドとが、第１実施例の制御電源８に相当している。

次に、第２実施例の作用について図４及び図５も参照して説明する。伝送線路３に正極性のコモンモードノイズが印加されることでコモンモード電圧Ｖcomが上昇し、正側の閾値（Ｃｏｍ＋Ｖth）を超えると、コンパレータ１２ＰがＦＥＴ１８をオンにする。すると、伝送線路３は、抵抗素子１９及び１６を介してグランドに接続されるので、コモンモードインピーダンスが低下し、コモンモードノイズのレベルが低下する。

また、伝送線路３に負極性のコモンモードノイズが印加されることでコモンモード電圧Ｖcomが低下し、負側の閾値（Ｃｏｍ−Ｖth）を下回ると、コンパレータ１２ＭがＦＥＴ１３をオンにする。すると、伝送線路３は、抵抗素子１９及び１５を介して電源に接続されるので、コモンモードインピーダンスが低下し、コモンモードノイズのレベルが低下する。尚、ダイオード１４，１７は、ＦＥＴ１３，１７がオンした場合の逆流防止用として配置されている。

図４及び図５は、インピーダンス制御回路４によるノイズ低減効果をシミュレーションした結果を示す。図４に示すように、送信ノード，受信ノード間の伝送線路長が３ｍである場合に、ノイズ源よりコモンモードノイズ（波高値１００Ｖ，発生時間１０ｎｓ，印加周期２００ｎｓ）を発生させて伝送線路に誘導させた場合をシミュレーションした。具体的な通信プロトコルとしては、車内ＬＡＮの一種であるFlexRay（登録商標）に適用し、Ｖth＝１．５Ｖに設定している。

図５（ａ），（ｂ）は誘導ノイズ電圧を比較したもので、（ａ）インピーダンス制御回路４がない場合のピーク電圧は±１３Ｖであるのに対し、（ｂ）インピーダンス制御回路４を設けた場合のピーク電圧は±４．５Ｖであった。また、図５（ｃ），（ｄ）は通信信号電圧を比較したもので、（ｃ）インピーダンス制御回路４がない場合の波形に対し、（ｄ）インピーダンス制御回路４を設けた場合の波形は若干劣化しているが、車内ＬＡＮ規格の標準化推進団体JasParが規定するアイパターンを確保しており、通信に支障を来たすことはない。

以上のように第２実施例によれば、インピーダンス制御回路４は、伝送線路３のコモンモード電圧Ｖcomを、伝送線路３のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を加えた正側しきい電圧（Ｃｏｍ＋Ｖth）と比較し、コモンモード電圧Ｖcomが正側しきい電圧を超えるとＦＥＴ１８をオンして、抵抗素子１９及び１６を介して信号線３をグランドに接続する。したがって、正極性のコモンモードノイズが印加された場合の受信装置１の入力インピーダンスを低下させることができる。

また、インピーダンス制御回路４は、伝送線路３のコモンモード電圧Ｖcomを、負側しきい電圧（Ｃｏｍ−Ｖth）と比較し、コモンモード電圧Ｖcomが負側しきい電圧を下回るとＦＥＴ１３をオンして、抵抗素子１９及び１５を介して信号線３Ｐ，３Ｍを制御電源に接続する。したがって、負極性のコモンモードノイズが印加された場合の受信装置１の入力インピーダンスを、制御電源電圧と抵抗素子１９及び１５のインピーダンスとにより変化させることができる。また、ＦＥＴ１３，１８がオンした場合に、ダイオード１４，１７によって電流の逆流を防止することができる。

（第３実施例）
図６は本発明の第３実施例を示すものであり、第２実施例と異なる部分のみ説明する。第３実施例のインピーダンス制御回路２１は、第２実施例の構成を若干変更したものである。コンパレータ１２に替えてオペアンプ２２が配置されており、抵抗素子１５，１６，１９は削除されている。オペアンプ２２Ｐ（正側導通制御手段）の反転入力端子は、抵抗素子Ｒ５を介して自身の出力端子に接続されていると共に、コンデンサＣ３及び抵抗素子Ｒ６を介してオペアンプ２３の出力端子に接続されている。

オペアンプ２３は、反転入力端子を自身の出力端子に接続して電圧バッファを構成しており、その非反転入力端子は、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の共通接続点に接続されている。このオペアンプ２３は、グランド側からのノイズの回り込みを防止するために配置されている。また、上記共通接続点とグランドとの間には、抵抗素子１１Ｇに替えて、高周波ノイズ除去用として小容量のコンデンサ２４が接続されている。

一方、オペアンプ２２Ｍ（負側導通制御手段）の反転入力端子は、抵抗素子Ｒ７を介して自身の出力端子に接続されていると共に、コンデンサＣ４及び抵抗素子Ｒ８を介して抵抗素子Ｒ３，Ｒ４の共通接続点に接続されている。すなわち、オペアンプ２２Ｐ，２２Ｍを中心として差動増幅回路２５Ｐ，２５Ｍが構成されている。コンデンサＣ３，Ｃ４は、コモンモード電圧Ｖcomを微分することで立上り，立下りの検出遅れを防止する目的で配置されている。

次に、第３実施例の作用について説明する。第３実施例では、差動増幅回路２５Ｐ，２５Ｍが伝送線路３のコモンモード電圧Ｖcomと、正側しきい電圧（Ｃｏｍ＋Ｖth），負側しきい電圧（Ｃｏｍ−Ｖth）との差を差動増幅した出力信号により、ＦＥＴ１３，１８のオン状態を制御する。その場合の増幅率は、抵抗素子Ｒ５及びＲ６，抵抗素子Ｒ７及びＲ８の抵抗値により決定されるので、ＦＥＴ１３，１８（トランジスタ）を線形領域で動作させることが可能となっている。そして、ＦＥＴ１３，１８のオン抵抗を変化させて、受信装置１の入力インピーダンスを制御する。すなわち、第３実施例では、ＦＥＴ１３，１８がインピーダンス素子としての機能も成している。

以上のように第３実施例によれば、インピーダンス制御回路２１は、伝送線路３のコモンモード電圧Ｖcomと、正側しきい電圧（Ｃｏｍ＋Ｖth），負側しきい電圧（Ｃｏｍ−Ｖth）との差をそれぞれ差動増幅して、ＦＥＴ１３，１８の導通状態を制御するので、正極性，負極性のコモンモードノイズが印加された場合の受信装置１の入力インピーダンスを、ＦＥＴ１３，１８の導通状態に応じて付与されるインピーダンスとにより変化させることができる。

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
第２実施例において、抵抗素子１９と、抵抗素子１５，１６との何れか一方のみによってインピーダンスを変化させても良い。
インピーダンス素子は、抵抗素子に限ることなくコンデンサを用いても良い。例えば第２実施例において、抵抗素子１５，１６，１９の全て，若しくは一部をコンデンサに置き換えても良い。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに替えて、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いても良い。また、ＮＰＮトランジスタやＰＮＰトランジスタを用いても良い。
逆流防止用のダイオード１４，１７は、必要に応じて配置すれば良い。

検知部５の検知対象を電流とする場合、例えば伝送線路に対して電流検出用の抵抗素子を挿入して検知すれば良い。また、電力を検知対象とする場合は、電圧と電流との積を求めれば良い。更に、電圧，電流，電力についてそれぞれ閾値を定め、各検知対象が閾値を超えた状態を組み合わせた結果（例えば、ＡＮＤ条件やＯＲ条件など）に基づき、インピーダンス制御手段を動作させても良い。
第２実施例において、受信装置に信号送信機能も持たせる場合は、抵抗素子１９に並列にスイッチ回路を接続しておき、信号の送信時には前記スイッチ回路をオンにすることで対抗素子１９を短絡すると良い。
車載ＬＡＮに限ることなく、有線伝送路を用いて通信を行うものであれば適用することができる。

本発明の第１実施例であり、受信装置の構成をモデル的に示す機能ブロック図 検知部が検知する電圧，電流又は電力の変化と、インピーダンス制御回路によるインピーダンスの変化とを示す図 本発明の第２実施例であり、インピーダンス制御回路の具体的構成の一例を示す図 ノイズ低減効果をシミュレーションした条件を示す図 シミュレーション結果であり、（ａ），（ｂ）はインピーダンス制御回路を配置しない場合，配置した場合の誘導ノイズ電圧波形、（ｃ），（ｄ）は同受信信号波形を示す図 本発明の第３実施例を示す図３相当図

符号の説明

図面中、１は受信装置、２は受信回路、３は伝送線路、３Ｐ，３Ｍは信号線、４はインピーダンス制御回路（インピーダンス制御手段）、５は検知部、６，７は可変インピーダンス素子、８は制御電源、１１は抵抗素子（コモンモード電圧検出手段）、１２はコンパレータ（比較手段）、１３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチ回路，インピーダンス素子）、１５及び１６は抵抗素子（インピーダンス素子）、１７はダイオード（逆流防止素子）、１８はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチ回路，インピーダンス素子）、１９は抵抗素子（インピーダンス素子）、２１はインピーダンス制御回路（インピーダンス制御手段）、２２はオペアンプ（導通制御手段）を示す。

Claims (9)

1. 一対の信号線により差動信号を伝送する伝送線路を介して送信された信号を受信する受信回路と、
   前記伝送線路に加わるコモンモードノイズの電圧，電流，電力の何れか１つ以上を検知部により検知することで、検知対象の何れか１つ以上の変化に応じて、前記コモンモードノイズのレベルを低下させるように入力インピーダンスを変化させるインピーダンス制御手段とで構成されることを特徴とする受信装置。
2. 前記インピーダンス制御手段は、グランドに対する前記伝送線路の電位を制御する制御用電源を備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記インピーダンス制御手段は、前記検知対象の何れか１つ以上が設定されたしきい値を超えた場合に、前記入力インピーダンスを変化させることを特徴とする請求項１又は２記載の受信装置。
4. 前記インピーダンス制御手段は、
   前記伝送線路の各信号線とグランドとの間に接続される、インピーダンス素子とスイッチ回路との直列回路と、
   前記検知部として、前記伝送線路のコモンモード電圧を検出するコモンモード電圧検出手段と、
   前記コモンモード電圧を、前記伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を加えた正側しきい電圧と比較し、前記コモンモード電圧が前記正側しきい電圧を超えると、前記スイッチ回路を閉じる正側比較手段とで構成されることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の受信装置。
5. 前記インピーダンス制御手段は、
   前記伝送線路の各信号線と制御電源との間に接続される、インピーダンス素子とスイッチ回路との直列回路と、
   前記検知部として、前記伝送線路のコモンモード電圧を検出するコモンモード電圧検出手段と、
   前記コモンモード電圧を、前記伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を減じた負側しきい電圧と比較し、前記コモンモード電圧が前記負側しきい電圧を下回ると、前記スイッチ回路を閉じる負側比較手段とで構成されることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の受信装置。
6. 前記スイッチ回路が閉じた場合に、電流の逆流を防止するための逆流防止素子を配置したことを特徴とする請求項４又は５記載の受信装置。
7. 前記スイッチ回路を、ＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項６記載の受信装置。
8. 前記インピーダンス制御手段は、
   前記伝送線路の各信号線とグランドとの間に接続されるトランジスタと、
   前記検知部として、前記伝送線路のコモンモード電圧を検出するコモンモード電圧検出手段と、
   前記コモンモード電圧を、前記伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を加えた正側しきい電圧と比較した結果に応じて、前記トランジスタの導通状態を制御する正側導通制御手段とで構成されることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の受信装置。
9. 前記インピーダンス制御手段は、
   前記伝送線路の各信号線と制御電源との間に接続されるトランジスタと、
   前記検知部として、前記伝送線路のコモンモード電圧を検出するコモンモード電圧検出手段と、
   前記コモンモード電圧を、前記伝送線路のグランド間直流電圧を基準に所定のマージン電圧を減じた負側しきい電圧と比較した結果に応じて、前記トランジスタの導通状態を制御する負側導通制御手段とで構成されることを特徴とする請求項１乃至３または８の何れかに記載の受信装置。

Images