JP2017539158A - 固体スイッチ・リレー - Google Patents

Abstract

電力増幅器アセンブリにおける、ＡＣ信号出力と負荷の間の信号パスをコントロールする固体リレー、および方法が開示される。リレーは、共通ゲート接合および共通ソース接合を有する第１および第２のＭＯＳＦＥＴを備え、第１のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子および第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子はリレー端子を形成する。固体リレーは制御回路をさらに備え、制御回路は、ゲート接合に第１の制御電流を供給する第１の制御電流生成部を備える正側を備え、ソース接合から第２の電流を落とす電流ミラー回路を備える負側を備える。これによって、総括的な固体スピーカー・リレーは示された。リレーは、高品質製品上のポップ／クリックに関する最も厳格な要求まで行なう。それはアース線遮断、ホットワイヤー遮断およびＢＴＬ（Bridge Tied Load）遮断に使用することができる。設計は異なるＭＯＳＦＥＴにむしろ耐えられて、質と価格において非常に競争率が高い。

Description

本発明はラウドスピーカー・リレーに関し、より詳細には、固体ラウドスピーカー・リレーに関する。

固体スイッチすなわちリレーは、数十年間様々なオーディオ分野で使用されており、この種の回路の一例は米国特許第４，４３８，３５６号に例えば示される。さらに、ミュート目的のための固体リレーの使用は新しくはない。それは例えば、過度のポップ／クリックを回避すべく、ハイブリッド・増幅器をミュートするために使用されている。既知の適用は、Ｂ＆Ｏ（Ｂａｎｇ＆Ｏｌｕｆｓｅｎ）製品「ＢｅｏＬａｂ５」にあり、ポップ／クリックを抑えた、ＩＣＥｐｏｗｅｒ増幅器をミュートするために使用されている。

著しい改良ではあるものの、既存の従来技術の設計は、まだいくつかの欠点に苦しむ。例えば、１つの懸念事項は、既知の設計が、制御回路から到来するスピーカーにおける小さなポップ／クリックを招くということである。このポップ／クリックは、今まで行われたすべての固体設計のケースで実際に知覚可能である。

従来技術の設計は、しばしばタイミングのためのインテリジェントなスイッチ・コントロールに頼る。出力アップ／ダウン、信号／無信号の条件は、ポップ／クリックを回避するために、また、悪くとも固体回路（いくつかのケースで）へのストレスを回避するために、スイッチの管理下になければならない。これは主な弱点で、スイッチ・エラーがハードウェアの欠陥を引き起こすことになるかもしれない。

言及したように、従来技術の中で異なる既知の典型的な解決策は、少なくとも本当に高品質の知覚にとっては少なからず重要な意義を持つ、残余のポップ／クリックに苦しむ。したがって、残りのポップ／クリックを、Ｂ＆Ｏ（Ｂａｎｇ＆Ｏｌｕｆｓｅｎ）装置のような高品質製品中の残留雑音を合格水準にまで減少させる解決策が、必要である。最も使用された今日の解決策は、ＢＴＬ（Bridge Tied Load）でない場合に、接地接続を遮断することである。しかしながら、２つのモードのための総括的な解決策は存在しない。

したがって、総括的で、且つ、アース配線断線（ground wire break）、ホットワイヤー断線（hot wire break）およびＢＴＬ（Bridge Tied Load）モード断線（BTL mode break）の中で使用することができる、解決策の必要性が更にある。

固体リレーにおける上記で議論された欠点のうちのいくつかを緩和するいくつかの試みがあり、その一例は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ制御を開示する米国特許第４，６８２，０６１号に見出すことができる。米国特許第４，６８２，０６１号に開示された設計は、互いにアウトバランスした２つの電流生成部の形をしているバランス制御回路を開示した。電流生成部は、逆電圧が印加された場合に、電圧的に独立した電流生成部として機能すると知られているダイオードによって実現される。しかしながら、このタイプの解決策は、ダイオードの耐性に非常に敏感であり、それは温度と電圧変動に本質的に非常に敏感になりえる。さらに、合致した電流源を提供するためにダイオードを合致させることは、非常に困難である。また、リーク電流における変化が１０００の因数だけ異なり得ることは珍しくない。このため、リーク電流に依存する時定数をコントロールすることが、多かれ少なかれ不可能になる。さらに、「ミュート」の時定数をコントロールするための光結合トランジスタの使用は、むしろ高価な解決策である。

従って、上に言及された問題を考慮し、我々が今日見るもの以外の分野でも使用することができる、一種の総括的な解決策をもたらす、コスト効率が良く強健な回路設計の必要性がある。

したがって、本発明は、既知のシステムの上記で議論された欠点のすべてあるいは少なくともいくらかを緩和する音声増幅器アセンブリのシステムを提供することを目的とする。

この目的は、固体リレー、および追加されたクレームの中で定義されるような電力増幅器アセンブリにおける、ＡＣ信号（交流信号）出力と負荷の間の信号パスをコントロールする方法によって達成される。

本発明の第１の観点によれば、電力増幅器アセンブリにおける、ＡＣ信号出力と負荷の間の信号パスをコントロールするための固体リレーであって、第１のＭＯＳＦＥＴおよび第２のＭＯＳＦＥＴを備えており、第１のＭＯＳＦＥＴのソース端子は第２のＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続されて、ソース接合を形成し、第１のＭＯＳＦＥＴのゲート端子は第２のＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されて、ゲート接合を形成し、第１のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子および第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、リレー端子を形成している。リレーは、ＭＯＳＦＥＴを駆動するために、第１の電圧源からゲート接合に第１の制御電流を供給し、信号パスをコントロールする、制御電流生成部を備える、正側と、ソース接合から第２の電流を落とす電流ミラー回路を備える負側と、を含む制御回路を備えている。

これによって、高い許容差を有し、強健でコスト効率の良い固体リレーが提供されている。この文脈中において、信号パスのコントロールは、信号パス中のＡＣ信号のオン／オフの切り替えと理解される。換言すれば、信号パス中の双方向スイッチを提供するために、例えば、オーディオ・システム中に「ミューティング・アクション」が提供される。さらに、第１の観点による固体リレーは、オフからオンに移行する場合、および、オンからオフに移行する場合における、増幅を実現する際に、ポップ／ノイズを回避するのに非常に有効である。主として、これは、スイッチング回路に到達したすべの電流が除去される制御回路により得られ、ノイズ信号としての「ゴースト電流」は残存しない。

第１制御電流は、２つの半導体（ＭＯＳＦＥＴ）を、アクティブリレー状態として機能するオン状態に切り替える、第１のゲート・ソース電圧を生成し、同時に、第２の制御電流生成部（カレントミラー）は、共通ソースからの電流を落とし、第２の電流生成部落とし電流となる。さらに、本発明は、オープンコレクタの使用によって、制御回路許容差が抵抗器に転送されるという認識に基づいており、そのために、半導体中の許容差とはかなりの程度無関係になる。さらに、合致した制御電流生成部およびカレントミラーの単なるコントロールによる動作上の制御回路の提供によって、光結合トランジスタを用いる解決策とは異なり、制御回路は、むしろコスト効率が良くなる（最も高価な構成部品はＭＯＳＦＥＴである）。さらに、制御電流が適切にコントロールされているので、ゲート接合とソース接合の間の保護ツェナーダイオードの必要性は縮小される。

１つの典型的な実施形態では、第１電圧源は、固体リレーによってコントロールされるＡＣ信号より高い電圧レベルを有する。従って、第１電圧源は、スイッチが切られるべきターゲットである信号より高い電圧レベルを有すると、さらに言える。

別の典型的な実施形態では、電流ミラー回路は、第２の電圧源に接続され、第２の電圧源は、固体リレーによってコントロールされるＡＣ信号より低電圧レベルを有し、電流ミラー回路は、ソース接合から第２の電圧源に第２の電流を落とすように構成される。従って、第２の電圧源は、スイッチが切られるべきターゲットである信号より低電圧レベルを有すると、さらに言える。

さらに、本発明は、切換装置（電力増幅器アセンブリ）の電源が、増幅器のための電源と同じであることを可能にする。換言すれば、さらに別の典型的な実施形態の中で、第１電圧源は、電力増幅器アセンブリの電源の正のレールを備え（又は、により構成され）、また、第２の電圧源は、電源の負のレールを備える（又は、により構成される）。

本発明の別の観点によれば、電力増幅器アセンブリにおける、ＡＣ信号出力と負荷の間の信号パスをコントロールする方法が提供され、この方法は、共通ゲート接合と共通ソース接合を有する１組のＭＯＳＦＥＴを含んでおり、第１のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子および第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、リレー端子を形成しており、この方法は、ゲート接合に制御電流を供給して、１組のＭＯＳＦＥＴを駆動し、信号パスをコントロールし、ソース接合に接続された電流ミラー回路を介して、ソース接合から第２の電流を落とす。あたかも第２の電流がカレントミラーに落ち込むという表現ができるかもしれない。

本発明に関しては、同様の利点および好ましい特徴は、既に議論された本発明の第１の観点のように存在する。

本発明のこれらおよび他の特徴は、以下に開示された実施形態を参照して、さらに明確にされるだろう。

目的の例証のために、本発明は、添付の図面の中で図示された実施形態を参照して、以下に、より詳細に開示される。
図１は、ハイブリッド増幅器と共に使用される固体リレーの略図を示す従来技術の例示を示す。 図２ａは、固体リレーのラフな略図を示す別の従来技術の例示を示す。 図２ｂは、図２ａに図示された固体リレーの結果の電流信号を備えたグラフを示す。 図３ａは、典型的な状況の図２ａの固体リレーのラフな略図を示す別の従来技術の例示を示す。 図３ｂは、図３ａの中で図示された固体リレーの結果の電流信号を備えたグラフを示す。 図４ａは、本発明の実施形態に従って固体リレーのラフな略図を示す。 図４ｂは、本発明の別の実施形態に従って固体リレーのラフな略図を示す。 図５は、本発明のさらに別の実施形態に従って音声増幅器回路における固体リレーの略図を示す。

次の詳細な記述で、本発明のいくつかの実施形態が開示されるだろう。しかしながら、特に断りがなければ、異なる実施形態の特徴が実施形態の間で交換可能であり、異なる方法で組み合わせられることが理解されるであろう。以下の記述においては、符号を用いた特定の詳細は、本発明についてのより完全な理解を提供するために言及されるが、本発明の技術分野に属する当業者は、これら特定の詳細なしに、実現できることは明らかであろう。他の実例では、周知の構造あるいは機能は、本発明を不明瞭にしないように、詳細には開示されない。

図１は、当技術の中で知られているｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１０４および１０６を利用する固体リレーの例を図示する。固体リレー１１０で生成した制御電流は、２つの同一の抵抗器１０３および１０５を流れる。この電流は信号パスにおいて異質のものであり、出力１０２でポップ／クリックを招く。更に、ＭＯＳＦＥＴ１０４および１０６は、しばしば、Ｖ_{ＤＳ、ＭＡＸ}（ドレインとソース端子を横切る最大電圧）が電源電圧より小さくなるように、選定される。これは、制御回路がミュート状態である間に、つまり、ＭＯＳＦＥＴ１０４および１０６がオフである間に、関連する増幅器が供給に変わる場合、１つのＭＯＳＦＥＴは、電子なだれが強要されるかもしれず、傷つけられるかもしれないことを意味する。

増幅器から到来するポップ／クリックは、各抵抗器１０３および１０５（例えば１ｋΩ）の２倍の抵抗によって制限されている。増幅器が全領域でスイングすれば、残余のポップ／クリックはむしろ悩ましいものであり、固体リレー１１０のミュート・パフォーマンスがむしろ制限されたので、生の増幅器はそれ自身ポップ／クリックに関してかなり見事に行わなければならない。

オーディオ装置のための固体リレーのより一般的な従来技術の実現は、図２ａで見ることができる。スピーカーは負荷２０２によって示される。電流生成部２０１は、ゲート回路２１０を駆動する電流を供給する。この電流は、電源２０１になんとかして戻らなければならない。もし、オンに切り替えられている場合、最も低いインピーダンス・ブランチは、下部（図の中で示されたレイアウトを参照して）ＭＯＳＦＥＴ２０６を通る。２つのＭＯＳＦＥＴ１０４および１０６が、正確に同じである場合、回路中の２つのポイント２１１および２１２のシミュレートされた電流信号は、図２ｂの中で示される。

図２ｂは、図２ａ（Ｙ軸とＸ軸は電流と時間をそれぞれ示す）で示された回路中のスピーカー２０２を通る、生成された電流信号２１１ａ（実線）および電流信号２１２ａ（点線）を図示する。チャージ中に、信号２１２ａによって示されるように、電流の半分がスピーカーを通過する。不均衡なソースを使用して、放電すれば、反対のことが起きるであろう。

図３ａは、下部ＭＯＳＦＥＴ２０６がＶ_ＧＳ（ゲート・ソース電圧）しきい値の許容差のために遅延したシナリオを図示する。図３ａで表す回路で示されるように、完全に下部ＭＯＳＦＥＴ２０６がないシミュレートをすると、最悪ケース状況が理解されるであろう。図３ａの回路の結果として生じるシミュレーションは、図３ｂで示される。シミューレーション・パラメータと、「測定ポイント２１１、２１２」とは、図２ａおよび図２ｂの前例と同じように選定される。

図３ｂで図示されるように、図３ａの回路設計によれば、制御電流はすべてスピーカー２０２を通る。実際には、結果として生じる信号は、恐らくこれらの２つの結果（図２ｂおよび図３ｂ）のいずれかになるだろう。

本発明によって提供される解決策の動作の基本的概念は、図４ａおよび図４ｂで図示される。

図４ａは、本発明の典型的な実施形態の概要の実例を図示する。この図では、電流源４０１は、ＭＯＳＦＥＴ４０４および４０６のスイッチを入れるために必要とされる（ゲート接合４０７ａへの）制御電流を供給する。明白に、制御電流は、ＭＯＳＦＥＴ４０４、４０６のソース端子間を通ることができず、制御電流はその代りに、電流／信号発生器４０１にソース接合４０７ｂから引き抜かれ、したがって、騒々しいポップ／クリックは接続しているスピーカー（図示せず）に生じさせないようにできる。抵抗器４０５は、電圧Ｖ_ＧＳをコントロールし、より詳しくは、時定数をコントロールし、且つ、ミュート／オフ状態における、つまり、ＭＯＳＦＥＴ４０４および４０６がスイッチオフの場合における、Ｖ_ＧＳを放電する。エラーが電流制御回路に生じた場合、ツェナーダイオード４０６は抵抗器４０５のためのバックアップとして付加的な安全手段として機能する。さらに、例えば、電流生成部４０１が抵抗４０５によってコントロールされるＭＯＳＦＥＴ４０４および４０６をターンオンのために必要とされる電圧の２倍を供給するような場合には、ツェナーダイオード４０６は、デミュート／ミュート（オン／オフ）時定数を変更するために使用されてもよい。この方法は、ミュート（ターンオフ）定数の半分のデミュート（ターンオン）時定数で、達成されるかもしれない。

図４ｂは、電流源（図４ａの４０１）を２つの４０１ａ（４０１ｂ）に分割することができ、且つ、単一の電流源４０１と正確に同じ態様で動作する供給ワイヤーに移行することができることを、図示している。他の構成部品およびそれらの機能は、図４ａにおける回路と類似している。

図５は本発明の典型的な実施形態に従った制御回路５００を示す。制御回路５００は、図４ａと図４ｂで示される概念を実行する回路の実際的な実現と、見てもよい。特定の値は、発明概念をさらに解明するために、所定の電流、抵抗および電圧が与えられる。しかしながら、これは限定と考えてはならず、また、当業者は、意図した分野に依存して、与えられた値が他の値でもよいと容易に理解する。

リレー機能は、抵抗器５０１（つまり制御入力又は制御電流）によって、１１０μＡの適切にコントロールされた電流を引き抜くことで、スイッチオンされる。これは、当技術分野で知られているように、例えば、トランジスタおよびツェナーダイオード（図示せず）によって行われる。リレーが最初はスイッチオフであり、また、電源電圧が存在して、入力制御回路にエネルギーが印加されるまで、そのリレーはオフに維持されるように、トポロジーは選定される。電力増幅器と同じ電源電圧を使用することは適用可能である。したがって、電力増幅器の正電源レール５４０ａは、上部３つの抵抗器（５０２ａ、５０２ｂ、５０２ｃ）の共通ノードに接続されてもよい。簡潔さのために、電力増幅器アセンブリは、信号発生器５５０によって表わされて略図化されて、リレー回路の動作を明瞭化しており、負荷５１５を横切る正弦波信号をコントロールする。しかしながら、当業者は、リレー回路が発明概念に従って、音声増幅器アセンブリでどのように実現されるか容易に理解する。

この１１０のμＡ電流は、抵抗器５０２を横切る５．２Ｖの電圧を生成する。トランジスタ５０４によって、この電圧は、４６０μＡの電流として５０４ａに転送される。次に、この電流５０４ａの正確なコピーが、負側５１１上で作られて落とされることになる。５０３ａによって示されるように、電流はトランジスタ５０３によってモニターされて、トランジスタ５０５〜５０７によって形成されたウィルソン・カレントミラーに送信される。他のカレントミラー構成が、代替的に使用されてもよい（例えばＷｉｄｌａｒカレントミラー）。しかしながら、ウィルソン・カレントミラーが、精度／正確性の点から望ましい。

いくつかの状況で、これらＮＰＮ高電圧トランジスタ５０５〜５０７およびＰＮＰ高電圧トランジスタ５０３〜５０４における初期の電圧に、やや大きな違いがある場合がある。トランジスタ５０３、５０４より高い初期の電圧をトランジスタ５０６に持たせる（例えば−２１Ｖ対−１６１Ｖ）ことで、完全な制御回路５００は、モニター・チェーン（５０３−５１１−５０５）を介して直流（ＤＣ）を整えることにより、（微調整された）ゼロバランスに調節することができる。ここで、電流５０４ａの４６０μＡのコピーは、トランジスタ５０６によって引き抜かれ、したがって、制御回路５００はバランスする。

不運にも、正のレール５４０ａから負のレール５４０ｂまでの伝達は、ある程度の時間かかる。正の電流生成部の電流５０４ａだけがスピーカー５１５及び／又はグランドを介して消える場合があるため、この遅れは小さな不均衡に帰着するだろう。この誤差のエネルギーは非常に小さく、ほとんど聞くことができないが、それは測定することができ、シミュレーションで観測される。この誤差は、負側にコンデンサー５１２を加えることにより、（名目的には）除去される。コンデンサー５１２は時差を除去しないかもしれないが、負のレールに、正と等しい反対の電流注入を生成し、しかし、少し遅い（１μｓを遙かに下回る）。したがって、和は０になる。結果は、聴覚的に影響がないだろう数ＭＨｚのまわりにおける単一の正／負電流振動である。これは、未ミュート（あるいはデミュート）中にもミュート中にも起こる、つまり、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４のターンオフ中におよびターンオン中にも起こる。ＭＯＳＦＥＴは図中で示されるような受動ダイオードと共に特にこの典型的な実施形態で、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとして図示されている。しかしながら、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴが択一的に使用されてもよい。

この駆動回路の利点は、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４に、あまり依存しないということである。このため、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４が、キャパシタンス及び／又はしきい値電圧（互いの比較における）の差によって変化しても、これは、制御回路５００から転送されたポップ／クリック・ノイズに影響しないであろう。ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４から到来するただ一つのパフォーマンスは、熱、歪み、および、減衰減少（出力抵抗）に帰着するオン抵抗であり、および、ミュート／未ミュート間の遷移の間における歪みに帰着するキャパシタンス不均衡である。

符号５５１、５５２、５５３および５５４は、スピーカー５１５からの誘導の電流を扱うために置かれたショットキーダイオードであり、信号出現でミュート（つまりＭＯＳＦＥＴがオフである場合に）中に、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４にストレスを与える（アヴァランシェ・ブレークダウン）。

（図示したレイアウトを参照して）下部のショットキーダイオード５５３および５５４は、ＢＴＬオペレーション、つまり増幅器の熱い側面を遮断するためには、オプションである。

設計は、ＭＯＳＦＥＴ５１３、５１４を跨いで接続されている２つの抵抗器５１８および５１９をさらに備えていてもよく、各抵抗器は、各ＭＯＳＦＥＴのソースおよびドレインの間を接続する。その役割は、Ｖ_ＤＳ（ドレイン−ソース電圧）を放電することである。典型的なシナリオは、出力が負の−６０Ｖである間、ミュート・アクションが起こるということでもよい。ここで、下部のＭＯＳＦＥＴ５１４は、そのドレイン端子とソース端子を横切って最終的に６０Ｖまで充電されるであろう。後に、もし抵抗器が存在しなければ、後の未ミュートはポップ／クリックにこのエネルギーを転送するだろう。抵抗器５１８および５１９の値は、ＭＯＳＦＥＴ ５１３および５１４自体により得られた、ミュート・アクションをあまり縮小しないように、選ばれる。抵抗器５１８および５１９は、例えばＩＲＦ５４０Ｎ ＨＥＸＦＥＴパワーＭＯＳＦＥＴの場合、１ＭΩ（メガ・オーム）まで、次第に増加することができ、ミュート・アクションの更なるリダクションについては、その後、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４に取って代わる。これは、オフ状態中のＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４にあるドレイン−ソース容量の存在によるものであり、それは、周波数とともに減少するインピーダンスと見なすことができる。このインピーダンスは、ミュートされる可聴信号のリダクションを制限する。したがって、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４を跨ぐ、２つの抵抗器５１８および５１９が、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４の残余のインピーダンスより遙かに高い値を有する場合、有益な可聴信号リダクションにならないだろう。増幅器からの出力が＋／−６０Ｖで変わる場合、スピーカーにおける合成電流は、ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４を跨いで接続される２つの抵抗器５１８および５１９により制限されるであろう。各ＭＯＳＦＥＴ５１３および５１４のゲートに接続された抵抗器５２３および５２４は、スイッチング中の寄生振動を削除するためにある。

ダイオード５２１は取り扱いと測定に対する強健さを増加させるために置かれる。基本的に、抵抗器５２２を横切った電圧は入力制御電流によって決定され、また、回路はダイオード５２１なしで機能するだろう。

Ｖ_ＧＳは、１５Ｖを生成する４６０μＡを送る電流生成部によって起動される。これは（ｚｅｎｅｒ）ダイオード５２１によって、１３Ｖに制限されている。この方法ミュートおよびデミュートは、ほぼ同じ時間がかかる。時定数を異なるようにすることは可能である。抵抗器５２２が３倍高い場合が想定される。ここで、コンデンサー５２５の放電は３の因数だけ増加される。しかし、充電は４６０μＡによってコントロールされ、したがって、不変である。そのために、ミュート・アクションはより柔軟に（より遅い）することができる。

コンデンサー５２５は、ミュート・プロセスでほぼ遅れを作らないように、小さく選ばれる。グランド接続を遮断するために使用される場合、コンデンサー５２５は１００ｐＦを選ぶことができるが、任意ではあるが、コンデンサー５２５は遙かに大きく（つまり、より大きなキャパシタンスを有するように）選ぶことができる。

増幅器に多くのＤＣのオフセットがあるので、受け入れ可能にするためには、ミュート・アクションを和らげたい場合があり得る。大きなコンデンサー５２５を使用する別の理由は、ＢＴＬ又はホットワイヤー遮断で使用される場合である。図示する設計では、大きなキャパシタンスは、コンデンサー５２５の各サイドに接続されたダイオード５２６および５２７と共に作用して、電源電圧の制限を超えた制御電圧をブート・ストラップする。さらに、コンデンサー５２５は、低周波帯域幅に従って、しばしば選ばれる。

抵抗器５３１および５３２は強健さを増加させるために選ばれる。それらは回路において、動作アクションをしていない。図は、１セットのスケーリング抵抗器５０２ａ−ｅを示しており、これらは、制御回路５００の電流生成部分において、電流の大きさをセットするために使用される。

本発明は、少数の実施形態に関して主として上述のように開示された。しかしながら、追加されたクレームによって定義されるように、当業者によって容易に評価されるように、上記に示されたもの以外の実施形態は本発明の範囲内で同じように可能である。クレームでは、かっこの間に置かれた何らかの引用符号も、クレームを制限することとして解釈されないものとする。「備えた」という文言は、クレームでリストされた他のエレメントあるいはステップの存在を除外しない。エレメントに先行する文言「１つの”ａ”」あるいは「１つの”ａｎ”」は、複数のそのようなエレメントの存在を除外しない。

Claims (8)

1. 電力増幅器アセンブリにおける、ＡＣ信号出力と負荷の間の信号パスをコントロールするための固体リレーであって、
   第１のＭＯＳＦＥＴおよび第２のＭＯＳＦＥＴを備えており、
   前記第１のＭＯＳＦＥＴのソース端子は前記第２のＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続されて、ソース接合を形成し、
   前記第１のＭＯＳＦＥＴのゲート端子は前記第２のＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されて、ゲート接合を形成し、
   前記第１のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子および第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、リレー端子を形成し、
   制御回路は、
   前記ＭＯＳＦＥＴを駆動するために、第１の電圧源から前記ゲート接合に第１の制御電流を供給し、前記信号パスをコントロールする、制御電流生成部を備える、正側と、
   前記ソース接合から第２の電流を落とす電流ミラー回路を備える負側と、
   を含んでいる、固体リレー。
2. 前記第１の電圧源は、前記固体リレーによってコントロールされる前記ＡＣ信号より高い電圧レベルを有する、請求項１に記載の個体リレー。
3. 前記電流ミラー回路は、前記固体リレーによってコントロールされる前記ＡＣ信号より低電圧レベルを有する第２の電圧源に接続されており、前記電流ミラー回路は、前記ソース接合から前記第２の電圧源に第２の電流を落とす、請求項１又は請求項２に記載の固体リレー。
4. 前記第１の電圧源は、前記電力増幅器アセンブリの電源の正のレールを備え、前記第２の電圧源は、前記電源の負のレールを備える、請求項３に記載の固体リレー。
5. 前記負側は、前記電流ミラー回路と前記第２の電圧源の間に接続されているコンデンサーを、さらに備える、請求項３又は請求項４に記載の固体リレー。
6. 前記ＭＯＳＦＥＴは、それぞれ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の固体リレー。
7. 前記電流ミラー回路は、ウィルソン・カレントミラーである、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の固体リレー。
8. 電力増幅器アセンブリにおける、ＡＣ信号出力と負荷の間の信号パスをコントロールする方法であって、
   前記信号パスは、共通ゲート接合と共通ソース接合を有する１組のＭＯＳＦＥＴを含んでおり、第１のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子および第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、リレー端子を形成しており、
   前記方法は、
   前記ゲート接合に制御電流を供給して、前記１組のＭＯＳＦＥＴを駆動し、前記信号パスをコントロールし、
   前記ソース接合に接続された電流ミラー回路を介して、前記ソース接合から第２の電流を落とす、方法。

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