CN101594158A - 经由传输线路接收差分信号的信号接收器 - Google Patents

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Abstract

一种信号接收器，包括：接收电路(2)，其经由传输线路(3)接收差分信号，该传输线路(3)包括用于发送差分信号的一对信号线(3P、3M)；以及阻抗控制电路(4、21)，其控制输入阻抗从而降低共模噪声。阻抗控制电路包括检测元件(5)，该检测元件(5)用于检测所述共模噪声的电压、电流和电功率中的至少一个。阻抗控制电路根据所述共模噪声的电压、电流和电功率中的至少一个的变化来控制所述输入阻抗。

Description

经由传输线路接收差分信号的信号接收器
技术领域
本发明涉及一种经由传输线路接收差分信号的信号接收器。
背景技术
近来，通过传输路径来传输差分信号，从而进行通信。传输路径包括一对信号线。在这种情况下，需要消除施加在每条信号线上的共模噪声。这里，共模噪声是基于接地电平定义的。例如在日本特开2005-244351号公报上，扼流线圈连接在传输路径与地线之间，该扼流线圈用于阻断正常模式的差分信号并且使共模噪声通过。
然而，在上述情况下，由于扼流线圈始终连接在传输路径与地线之间，因此增大了该对信号线之间的电容，从而电容影响了通信信号。因此，要求消除共模噪声同时又不会影响通信信号的波形。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种经由传输线路接收差分信号的信号接收器。
根据本发明公开的一个方面，信号接收器包括：接收电路，其经由传输线路接收差分信号，该传输线路包括用于发送所述差分信号的一对信号线；以及阻抗控制电路，其控制输入阻抗从而降低共模噪声。所述阻抗控制电路包括检测元件，所述检测元件用于检测所述共模噪声的电压、电流和电功率中的至少一个，并且所述阻抗控制电路根据所述共模噪声的所述电压、所述电流和所述电功率中的至少一个的变化来控制所述输入阻抗。
在上述接收器中，仅当共模噪声施加在传输线路上时，才通过控制从传输线路侧确定的接收电路的输入阻抗来消除共模噪声。
附图说明
通过下面的详细描述并参照附图，本发明的上述和其他目的、特征以及优点将变得更加显而易见。在附图中：
图1是示出了根据第一实施例的信号接收器的方框图；
图2是示出了电压、电流或者电功率与阻抗控制电路的阻抗之间的关系的曲线图；
图3是示出了根据第二实施例的阻抗控制电路的电路图；
图4A是示出了共模噪声的仿真方法的电路图；
图4B是示出了共模噪声的曲线图；
图4C是示出了发送节点的电路图；
图4D是示出了接收节点的电路图；
图5A是示出了在接收器不包括阻抗控制电路时的感应噪声电压的仿真结果的曲线图；
图5B是示出了在接收器包括阻抗控制电路时的感应噪声电压的仿真结果的曲线图；
图5C是示出了在接收器不包括阻抗控制电路时的通信电压的仿真结果的曲线图；
图5D是示出了在接收器包括阻抗控制电路时的通信电压的仿真结果的曲线图；
图6是示出了根据第三实施例的阻抗控制电路的电路图；以及
图7是示出了根据第四实施例的浮动结构(floating structure)的图。
具体实施方式
(第一实施例)
下文将参照图1和图2来介绍根据第一实施例的信号接收器1。接收器1包括接收电路2和阻抗控制电路4。阻抗控制电路4布置在传输线路3与接收电路2之间。
阻抗控制电路4包括检测元件5、一对可变阻抗元件6P、6M、另一个可变阻抗元件7、控制电源8和控制器9。检测元件5布置在传输线路3与接收电路2之间。此外，检测元件5还设置在一对信号线3P、3M之间，该对信号线3P、3M提供了传输线路3。阻抗元件6P、6M布置在信号线3P、3M之间并且相互串联耦合。阻抗元件6P、6M在连接部分处相互耦合。另一个可变阻抗元件7和控制电源8相互串联耦合，并且布置在阻抗元件6P、6M的连接部分与地线之间。控制器9基于检测元件5的检测结果来控制可变阻抗元件6P、6M、另一个可变阻抗元件7和控制电源8。
检测元件5对施加在信号线3P、3M上的共模噪声的电压、电流和电功率中的至少一个进行检测。可选地，检测元件5可以检测共模噪声的电压、电流和电功率中的两个，或者可以检测共模噪声的电压、电流和电功率中的全部。将检测元件5的检测结果输出到控制器9。控制器9根据检测元件5的检测结果来控制各个可变阻抗元件6P、6M、7的阻抗和控制电源8的电压。这里，将阻抗元件6P的阻抗设置为等于阻抗元件6M的阻抗。
图2示出了一种示例性情况，在该示例性情况下，控制器9控制阻抗元件6P、6M、7的阻抗，从而改变信号线3P、3M的共模阻抗。在图2中，横轴表示共模噪声的电流、电压或电功率，并且纵轴表示每条信号线3P、3M的共模阻抗。当共模噪声的电流、电压或者电功率增大时，控制器9进行控制，以将共模阻抗从Zoff降低到Zon。在这种情况下，阻抗Zoff远远大于接收电路2的阻抗ZR，即Zoff＞＞ZR。因此，信号线3P、3M的阻抗Zoff与接收电路2的阻抗ZR之间的并联阻抗几乎等于ZR。将信号线3P、3M的阻抗Zon与接收电路2的阻抗ZR之间的另一个并联阻抗Zcom，设置得充分小，以便降低共模噪声。这里，提供阻抗Zcom是为了降低共模噪声。
控制器9根据共模噪声的极性来对控制电源8进行控制，以改变电源电压。例如，在噪声具有正极性时，将控制电源8的电压设置为接地电平。在噪声具有负极性时，将控制电源8的电压设置为高电平，例如五伏特。由此，降低了地线与传输线路3之间的阻抗以及电源与传输线路3之间的阻抗。在控制电源8的电压是高电平时，阻抗元件6P、6M、7表现出负电阻。
在接收器1的阻抗控制电路4中，检测元件5对施加在传输线路3上的共模噪声的电压、电流和电功率中的至少一个进行检测，从而阻抗控制电路4控制输入阻抗，以便根据电压、电流和电功率中的至少一个的变化来降低共模噪声的水平。因此，仅当共模噪声实际被施加在传输线路3上时，才通过改变接收电路2的输入阻抗来消除共模噪声。这里，接收电路2的输入阻抗是从传输线路侧定义的。在其它情况下，不会影响通信信号的波形。阻抗控制电路4通过使用控制电源8来控制传输线路3相对于预定电压或者接地电平的电势。由此，阻抗控制电路4能够对输入阻抗进行等效控制。
(第二实施例)
图3示出了信号接收器1的一个例子。检测元件5包括一对电阻器11P、11M和另一个电阻器11G。该对电阻器11P、11M连接在信号线3P、3M之间，并且每个电阻器11P、11M具有例如100kΩ的电阻。电阻器11P、11M在连接部分处相互串联连接。另一个电阻器11G连接在该连接部分与地线之间。另一个电阻器11G也具有例如100kΩ的电阻。电阻器11P、11M的连接部分用于检测共模电压Vcom。该连接部分与比较器12P的非反向输入端子和另一个比较器12M的反向输入端子耦合。
比较器12P的反向输入端子连接到电阻器R1、R2之间的连接部分，该电阻器R1、R2布置在5V电源与地线之间。电阻器R1、R2在该连接部分处相互串联耦合。噪声检测阈值由电阻器R1、R2之间的比来确定。例如，将该连接部分的电势设置为Com+Vth。这里，Com表示信号线3P、3M与地线之间的电势。例如，Com是三伏特。由此，相对于电势Com将该阈值设置为+Vth。此外，电容器C1耦合在电阻器R1、R2的连接部分与地线之间。比较器12M的非反向输入端子连接到电阻器R3、R4之间的连接部分，该电阻器R3、R4耦合在5V电源与地线之间。电阻器R3、R4在该连接部分处相互串联耦合。噪声检测阈值由电阻器R3、R4之间的比来确定。例如，将该连接部分的电势设置为Com-Vth。由此，相对于电势Com将该阈值设置为-Vth。此外，电容器C2耦合在电阻器R3、R4的连接部分与地线之间。
作为开关电路的N沟道MOSFET 13M、二极管14M、作为阻抗元件的电阻器15M、16M、作为回流防止元件的另一个二极管17M以及作为开关电路的另一个N沟道MOSFET 18M串联连接在电源与地线之间。此外，作为开关电路的N沟道MOSFET 13P、二极管14P、作为阻抗元件的电阻器15P、16P、作为回流防止元件的另一个二极管17P以及作为开关电路的另一个N沟道MOSFET 18P串联连接在电源与地线之间。各个FET 13P、13M的栅极连接到比较器12M的输出端子，各个FET 18P、18M的栅极连接到比较器12P的输出端子。
电阻器15P、16P之间的连接部分经由作为阻抗元件的电阻器19P连接到信号线3P。电阻器19P具有例如100Ω的电阻。电阻器15M、16M之间的连接部分经由作为阻抗元件的电阻器19M连接到信号线3M。电阻器19M具有例如100Ω的电阻。这里，图3中的5V电源和地线对应于图1中的控制电源8。
下面将参照图4和图5来介绍图3中的接收器1的功能。当具有正极性的共模噪声施加在传输线路3上时，共模电压Vcom增大。在共模电压Vcom超过正侧阈值Com+Vth时，比较器12P起作用，从而使FET 18M、18P导通。然后，传输线路3经由电阻器19P、19M、16P、16M连接到地线，从而降低了共模阻抗。由此，降低了共模噪声。
当具有负极性的共模噪声施加在传输线路3上时，共模电压Vcom减小。在共模电压Vcom降低到低于负侧阈值Com-Vth时，比较器12M起作用，从而使FET 13M、13P导通。然后，传输线路3经由电阻器19P、19M、15P、15M连接到电源，从而降低了共模阻抗。由此，降低了共模噪声。这里，在FET 13P、13M、18P、18M导通时，二极管14P、14M、17P、17M起回流防止元件的作用。
图4A-图4D和图5A-图5D示出了阻抗控制电路4的噪声降低效果的仿真结果。如图4A所示，在发送节点与接收节点之间的传输线路3的长度是3米时，共模噪声源产生共模噪声，并且该噪声被感应到传输线路3上。如图4B所示，该噪声具有100伏特的波高，产生噪声的时间宽度是10纳秒，周期是200纳秒。FlexRay(注册商标)是一种车载LAN系统，该FlexRay用于与通信协议一起接受测试。电压Vth被设置为1.5伏特。
发送节点具有图4C所示的等效电路，并且由点围起来的电路与IC等效电路模型对应。接收节点具有图4D所示的等效电路。在图4D中，IMP.CONT.CIR.表示阻抗控制电路，并且REC.CIR.表示接收电路。在图4D中，各个开关的阈值电压是1.5伏特，并且接收电路是利用S参数建模的。
图5A和图5B示出了感应噪声电压的比较。图5A示出了没有阻抗控制电路4的情况，而图5B示出了具有阻抗控制电路4的情况。在传输线路3不包括阻抗控制电路4时，最大峰值电压是±13V。在传输线路3包括阻抗控制电路4时，最大峰值电压是±4.5V。图5C和图5D示出了通信信号电压的比较。图5C示出了没有阻抗控制电路4的情况，而图5D示出了具有阻抗控制电路4的情况。与传输线路3不包括阻抗控制电路4的情况下的波形相比，传输线路3包括阻抗控制电路4的情况下的波形稍差。然而，图5D中的波形无疑满足眼图(eye pattern)振幅水平，从而波形不会影响通信。这里，眼图是由车载LAN的标准化推广组织JasPar(Japan AutomotiveSoftware Platform Architecture，日本汽车软件平台架构)规定的。
阻抗控制电路4将传输线路3上的共模电压Vcom与正侧阈值电压Com+Vth进行比较，该正侧阈值电压Com+Vth是传输线路3和地线之间的直流电压Com与预定的容限电压+Vth之和。在共模电压Vcom超过正侧阈值电压时，FET 18P、18M导通，从而信号线3P、3M各自经由电阻器19P、19M、16P、16M连接到地线。因此，在具有正极性的共模噪声施加在传输线路3上时，降低了信号接收器1的输入阻抗。
阻抗控制电路4将传输线路3上的共模电压Vcom与负侧阈值电压Com-Vth进行比较，该负侧阈值电压Com-Vth是传输线路3和地线之间的直流电压Com与预定的容限电压-Vth之和。在共模电压Vcom下降到低于负侧阈值电压时，FET 13P、13M导通，从而信号线3P、3M各自经由电阻器19P、19M、15P、15M连接到控制电源。因此，在具有负极性的共模噪声施加在传输线路3上时，能够通过改变控制电源电压和电阻器19P、19M、15P、15M的阻抗来控制信号接收器1的输入阻抗。在FET 13P、13M、18P、18M导通时，二极管14P、14M、17P、17M防止电流的回流。
(第三实施例)
图6示出了信号接收器1的一个例子。在图6中，阻抗控制电路21包括运算放大器22P、22M，代替了图3中的比较器12P、12M，并且阻抗控制电路21不包括电阻器15P、15M、16P、16M、19P、19M。作为正侧导通控制元件的运算放大器22P具有反向输入端子，该反向输入端子经由电阻器R5连接到运算放大器22P的输出端子。此外，运算放大器22P的反向输入端子经由电容器C3和电阻器R6连接到运算放大器23的输出端子。
运算放大器23包括与运算放大器23的输出端子连接的反向输入端子，从而运算放大器23提供电压缓冲。运算放大器23的非反向输入端子连接到电阻器R1与R2之间的连接部分。运算放大器23防止噪声从地线侧侵入。具有小电容的电容器24连接在电阻器R1、R2的连接部分与地线之间。此外，在图6中，用电容器24代替图3中的电阻器11G。电容器24消除高频噪声。
对应于负侧导通控制元件的运算放大器22M的反向输入端子经由电阻器R7连接到运算放大器22M的输出端子。此外，运算放大器22M的反向输入端子经由电容器C4和电阻器R8连接到电阻器R3、R4之间的连接部分。运算放大器22P、22M分别提供差动放大电路25P、25M。电容器C3、C4通过对共模电压Vcom进行微分来防止上升沿和下降沿的检测延迟。
下面将介绍图6中的信号接收器1的功能。差动放大电路25P、25M基于输出信号来分别控制FET 13P、13M、18P、18M的导通状态，该输出信号是通过对传输线路3上的共模电压Vcom与正侧阈值电压(即，Com+Vth)或者负侧阈值电压(即，Com-Vth)之间的差进行差动放大来获得的。在这种情况下，放大系数由电阻器R5、R6、R7、R8的电阻来决定。由此，可以使FET 13P、13M、18P、18M在线性工作领域中工作。通过控制FET 13P、13M、18P、18M的导通状态电阻来控制所述信号接收器1的输入阻抗。由此，在本实施例中，FET 13P、13M、18P、18M分别起阻抗元件的作用。
阻抗控制电路21对传输线路3上的共模电压Vcom与正侧阈值电压或者负侧阈值电压之间的差进行差动放大，从而该电路21控制FET 13P、13M、18P、18M的导通。由此，在正或负的共模噪声施加在传输线路3上时，通过改变由FET 13P、13M、18P、18M的导通所决定的阻抗来控制信号接收器1的输入阻抗。
(第四实施例)
图7示出了根据第四实施例的浮动结构。半导体衬底53包括设置在衬底53的一侧上的半导体层51。此外，衬底53包括设置在半导体层51中的多个电路块54。电路块54彼此之间由例如SiO2构成的绝缘膜52来隔离。所述电路块54包括第一电路块54A到第五电路块54D。第一电路块54A基于作为基准的、端子BP的电势来工作。第二电路块54B基于作为基准的、端子BM的电势来工作。第三电路块54C1在基准电压不同的电路块54A、54D之间传输信息。第四电路块54C2在基准电压不同的电路块54B、54D之间传输信息。第五电路块54D基于作为基准的接地电平来工作。端子BP连接到第一电路块54A，并且端子BM连接到第二电路块54B。第一电路块54A至第五电路块54D彼此之间由绝缘膜52来隔离。
即便在高电压的共模噪声施加在衬底53上时，上述浮动结构也能够没有差错地起作用。
(变形例)
在第二实施例中，可以通过改变电阻器19P、19M和电阻器15P、15M、16P、16M中的一个来控制阻抗。
虽然阻抗元件是电阻器，但是阻抗元件也可以是电容器。例如，在第二实施例中，可以用电容器代替电阻器15P、15M、16P、16M、19P、19M中的全部或者电阻器15P、15M、16P、16M、19P、19M中的一部分。
虽然接收器1包括N沟道MOSFET 13P、13M、18P、18M，但是接收器1也可以包括P沟道MOSFET。可选地，接收器1可以包括NPN晶体管和/或PNP晶体管。
虽然接收器1包括用于防止回流的二极管14P、14M、17P、17M，但是在非必需的情况下，接收器1也可以不包括用于防止回流的二极管。
在电流是检测元件5的检测对象时，可以将用于检测电流的电阻器连接到传输线路3。在电功率是检测对象时，可以检测电流和电压的乘积。独立地确定电压阈值、电流阈值和电功率阈值，从而基于下列结果的组合来控制阻抗控制元件，所述结果定义了电压、电流和电功率是否分别超过了电压阈值、电流阈值和电功率阈值。这里，该结果的组合由“与”条件、“或”条件等决定。
在第二实施例中，当接收器1起信号发送器的作用时，可以将开关电路并联连接到电阻器19P、19M，并且在接收器1发送信号时，开关电路导通，从而使电阻器19P、19M短路。
虽然所述接收器应用在LAN系统中，但是所述接收器也可以应用在有线传输通信系统中。
上述公开具有以下若干方面。
根据本公开的一个方面，信号接收器包括：接收电路，其经由传输线路接收差分信号，该传输线路包括用于发送所述差分信号的一对信号线；以及阻抗控制电路，其控制输入阻抗从而降低共模噪声。所述阻抗控制电路包括检测元件，所述检测元件用于检测所述共模噪声的电压、电流和电功率中的至少一个，并且所述阻抗控制电路根据所述共模噪音的所述电压、所述电流和所述电功率中的至少一个的变化来控制所述输入阻抗。
在上述接收器中，仅当共模噪声施加在传输线路上时，才通过控制从传输线路侧确定的接收电路的输入阻抗来消除共模噪声。
可选地，所述阻抗控制电路还可以包括控制电源，所述控制电源用于控制所述传输线路相对于接地电平的电势。在这种情况下，由于阻抗控制电路通过使用控制电源来控制传输线路的电势，因此可等效地改变输入阻抗。
可选地，在所述电压、所述电流和所述电功率中的至少一个超过预定阈值时，所述阻抗控制电路改变所述输入阻抗。在这种情况下，可迅速地改变输入阻抗。
可选地，所述阻抗控制电路还可以包括串联电路和比较器。所述串联电路包括阻抗元件和开关元件，所述阻抗元件和所述开关元件在每条信号线与地线之间相互串联耦合。所述检测元件是电压检测元件，所述电压检测元件用于检测在所述传输线路上的所述共模噪声的电压。所述比较器将所述共模噪声的所述电压与正侧阈值电压进行比较，所述正侧阈值电压是通过在所述传输线路与所述地线之间的直流电压上增加预定的容限电压来定义的。在所述共模噪声的所述电压超过所述正侧阈值电压时，将所述开关元件闭合。在这种情况下，在具有正极性的共模噪声施加在传输线路上时，通过改变控制电源和阻抗元件的阻抗来控制接收电路的输入阻抗。
可选地，所述阻抗控制电路还可以包括串联电路和比较器。所述串联电路包括阻抗元件和开关元件，所述阻抗元件和所述开关元件在每条信号线与所述控制电源之间相互串联耦合。所述检测元件是电压检测元件，所述电压检测元件用于检测在所述传输线路上的所述共模噪声的电压。所述比较器将所述共模噪声的所述电压与负侧阈值电压进行比较，所述负侧阈值电压是通过从所述传输线路与所述地线之间的直流电压上减去预定的容限电压来定义的。在所述共模噪声的所述电压下降到低于所述负侧阈值电压时，将所述开关元件闭合。在这种情况下，在具有负极性的共模噪声施加在传输线路上时，通过改变控制电源和阻抗元件的阻抗来控制接收电路的输入阻抗。
可选地，所述串联电路还可以包括回流防止元件，所述回流防止元件用于防止在所述开关元件闭合时发生电流的回流。在这种情况下，在开关元件导通时，回流防止元件防止电流的回流。
可选地，所述开关元件可以由MOSFET构成。在这种情况下，MOSFET基于比较器的输出电压而导通。由此，MOSFET起开关的作用。
可选地，所述阻抗控制电路还可以包括晶体管和控制元件。所述晶体管连接在每条信号线与地线之间。所述检测元件是电压检测元件，所述电压检测元件用于检测在所述传输线路上的所述共模噪声的电压，并且所述控制元件根据所述共模噪声的所述电压与正侧阈值电压之间的比较结果来控制所述晶体管的导通状态，所述正侧阈值电压是通过在所述传输线路与所述地线之间的直流电压上增加预定的容限电压来定义的。在这种情况下，在具有正极性的共模噪声施加在传输线路上时，通过改变控制电源的阻抗和晶体管的导通状态来控制接收电路的输入阻抗。
可选地，所述阻抗控制电路还可以包括晶体管和控制元件。所述晶体管连接在每条信号线与所述控制电源之间。所述检测元件是电压检测元件，所述电压检测元件用于检测在所述传输线路上的所述共模噪声的电压，并且所述控制元件根据所述共模噪声的所述电压与负侧阈值电压之间的比较结果来控制所述晶体管的导通状态，所述负侧阈值电压是通过从所述传输线路与所述地线之间的直流电压上减去预定的容限电压来定义的。在这种情况下，在具有负极性的共模噪声施加在传输线路上时，通过改变控制电源的阻抗和晶体管的导通状态来控制接收电路的输入阻抗。
可选地，所述检测元件可以包括一对电阻器，该对电阻器在该对信号线之间相互串联耦合。所述阻抗控制电路还包括正侧阻抗元件和正侧开关元件，所述正侧阻抗元件和所述正侧开关元件耦合在所述传输线路与地线之间。所述阻抗控制电路还包括正侧比较器，所述正侧比较器用于将所述共模噪声的所述电压与正侧阈值电压进行比较，所述正侧阈值电压是通过在所述传输线路与所述地线之间的直流电压上增加预定的容限电压来定义的。在所述共模噪声的所述电压超过所述正侧阈值电压时，将所述正侧开关元件导通。所述阻抗控制电路还包括负侧阻抗元件和负侧开关元件，所述负侧阻抗元件和所述负侧开关元件耦合在所述传输线路与所述地线之间。所述阻抗控制电路还包括负侧比较器，所述负侧比较器用于将所述共模噪声的所述电压与负侧阈值电压进行比较，所述负侧阈值电压是通过从所述传输线路与所述地线之间的直流电压上减去预定的容限电压来定义的，并且在所述共模噪声的所述电压下降到低于所述负侧阈值电压时，将所述负侧开关元件导通。此外，在所述共模噪声的所述电压超过所述正侧阈值电压时，所述传输线路经由所述正侧阻抗元件与所述地线耦合，并且在所述共模噪声的所述电压下降到低于所述负侧阈值电压时，所述传输线路经由所述负侧阻抗元件与所述电源耦合。
尽管已经参照本发明的优选实施例对本发明进行了描述，但是应该理解本发明并不限于这些优选实施例和结构。本发明旨在涵盖各种变形和等价布置。另外，尽管各种组合和结构是优选的，但是包括更多、更少或者只一个元件的其他组合和结构也在本发明的精神和范围之内。

Claims (11)

1、一种信号接收器，包括：
接收电路(2)，其经由传输线路(3)接收差分信号，所述传输线路(3)包括用于发送所述差分信号的一对信号线(3P、3M)；以及
阻抗控制电路(4、21)，其控制输入阻抗从而降低共模噪声，
其特征在于，所述阻抗控制电路(4、21)包括检测元件(5)，所述检测元件(5)用于检测所述共模噪声的电压、电流和电功率中的至少一个，并且
所述阻抗控制电路(4、21)根据所述共模噪声的所述电压、所述电流和所述电功率中的至少一个的变化来控制所述输入阻抗。
2、根据权利要求1所述的信号接收器，其特征在于，
所述阻抗控制电路(4、21)还包括控制电源(8)，所述控制电源(8)用于控制所述传输线路(3)相对于接地电平的电势。
3、根据权利要求1所述的信号接收器，其特征在于，
在所述电压、所述电流和所述电功率中的至少一个超过预定阈值时，所述阻抗控制电路(4、21)改变所述输入阻抗。
4、根据权利要求1至3中的任一项所述的信号接收器，其特征在于，
所述阻抗控制电路(4)还包括串联电路(13P-19P、13M-19M)和比较器(12P)，
所述串联电路(13P-19P、13M-19M)包括阻抗元件(15P、15M、16P、16M、19P、19M)和开关元件(13P、13M、18P、18M)，所述阻抗元件(15P、15M、16P、16M、19P、19M)和所述开关元件(13P、13M、18P、18M)在每条信号线(3P、3M)与地线之间相互串联耦合，
所述检测元件(5)是电压检测元件(5)，所述电压检测元件(5)用于检测在所述传输线路(3)上的所述共模噪声的电压，
所述比较器(12P)将所述共模噪声的所述电压与正侧阈值电压进行比较，所述正侧阈值电压是通过在所述传输线路(3)与所述地线之间的直流电压上增加预定的容限电压来定义的，并且
在所述共模噪声的所述电压超过所述正侧阈值电压时，将所述开关元件(13P、18P)闭合。
5、根据权利要求2所述的信号接收器，其特征在于，
所述阻抗控制电路(4)还包括串联电路(13P-19P、13M-19M)和比较器(12M)，
所述串联电路(13P-19P、13M-19M)包括阻抗元件(15P、15M、16P、16M、19P、19M)和开关元件(13P、13M、18P、18M)，所述阻抗元件(15P、15M、16P、16M、19P、19M)和所述开关元件(13P、13M、18P、18M)在每条信号线(3P、3M)与所述控制电源(8)之间相互串联耦合，
所述检测元件(5)是电压检测元件(5)，所述电压检测元件(5)用于检测在所述传输线路(3)上的所述共模噪声的电压，
所述比较器(12M)将所述共模噪声的所述电压与负侧阈值电压进行比较，所述负侧阈值电压是通过从所述传输线路(3)与所述地线之间的直流电压上减去预定的容限电压来定义的，并且
在所述共模噪声的所述电压下降到低于所述负侧阈值电压时，将所述开关元件(13M、18M)闭合。
6、根据权利要求4所述的信号接收器，其特征在于，
所述串联电路(13P-19P、13M-19M)还包括回流防止元件(14P、14M、17P、17M)，所述回流防止元件(14P、14M、17P、17M)用于防止在所述开关元件(13P、13M、18P、18M)闭合时发生电流的回流。
7、根据权利要求6所述的信号接收器，其特征在于，
所述开关元件(13P、13M、18P、18M)由MOSFET构成。
8、根据权利要求1至3中的任一项所述的信号接收器，其特征在于，
所述阻抗控制电路(21)还包括晶体管(13P、13M、18P、18M)和控制元件(22P、22M)，
所述晶体管(13P、13M、18P、18M)连接在每条信号线(3P、3M)与地线之间；
所述检测元件(5)是电压检测元件(11P、11M)，所述电压检测元件(11P、11M)用于检测在所述传输线路(3)上的所述共模噪声的电压，并且
所述控制元件(22P)根据所述共模噪声的所述电压与正侧阈值电压之间的比较结果来控制所述晶体管(18P、18M)的导通状态，所述正侧阈值电压是通过在所述传输线路(3)与所述地线之间的直流电压上增加预定的容限电压来定义的。
9、根据权利要求2所述的信号接收器，其特征在于，
所述阻抗控制电路(21)还包括晶体管(13P、13M、18P、18M)和控制元件(22P、22M)，
所述晶体管(13P、13M、18P、18M)连接在每条信号线(3P、3M)与所述控制电源(8)之间，
所述检测元件(5)是电压检测元件(11P、11M)，所述电压检测元件(11P、11M)用于检测在所述传输线路(3)上的所述共模噪声的电压，并且
所述控制元件(22M)根据所述共模噪声的所述电压与负侧阈值电压之间的比较结果来控制所述晶体管(13P、13M)的导通状态，所述负侧阈值电压是通过从所述传输线路(3)与所述地线之间的直流电压上减去预定的容限电压来定义的。
10、根据权利要求1至3中的任一项所述的信号接收器，其特征在于，
所述检测元件(5)包括一对电阻器(11P、11M)，该对电阻器(11P、11M)在该对信号线(3P、3M)之间相互串联耦合，
所述阻抗控制电路(4)还包括正侧阻抗元件(16P、16M)和正侧开关元件(18P、18M)，所述正侧阻抗元件(16P、16M)和所述正侧开关元件(18P、18M)耦合在所述传输线路(3)与地线之间，
所述阻抗控制电路(4)还包括正侧比较器(12P)，所述正侧比较器(12P)用于将所述共模噪声的所述电压与正侧阈值电压进行比较，所述正侧阈值电压是通过在所述传输线路(3)与所述地线之间的直流电压上增加预定的容限电压来定义的，
在所述共模噪声的所述电压超过所述正侧阈值电压时，将所述正侧开关元件(18P、18M)导通，
所述阻抗控制电路(4)还包括负侧阻抗元件(15P、15M)和负侧开关元件(13P、13M)，所述负侧阻抗元件(15P、15M)和所述负侧开关元件(13P、13M)耦合在所述传输线路(3)与所述地线之间，
所述阻抗控制电路(4)还包括负侧比较器(12M)，所述负侧比较器(12M)用于将所述共模噪声的所述电压与负侧阈值电压进行比较，所述负侧阈值电压是通过从所述传输线路(3)与所述地线之间的直流电压上减去预定的容限电压来定义的，并且
在所述共模噪声的所述电压下降到低于所述负侧阈值电压时，将所述负侧开关元件(13P、13M)导通。
11、根据权利要求10所述的信号接收器，其特征在于，
在所述共模噪声的所述电压超过所述正侧阈值电压时，所述传输线路(3)经由所述正侧阻抗元件(16P、16M)与所述地线耦合，并且
在所述共模噪声的所述电压下降到低于所述负侧阈值电压时，所述传输线路(3)经由所述负侧阻抗元件(15P、15M)与所述电源耦合。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102859876A (zh) * 2010-02-02 2013-01-02 诺基亚公司 差分信号的生成
CN108563279A (zh) * 2018-07-11 2018-09-21 重庆线易电子科技有限责任公司 稳压滤波电路及信号检测电路
CN108776265A (zh) * 2018-07-11 2018-11-09 重庆线易电子科技有限责任公司 动态阻抗电路及信号检测电路
CN114650032A (zh) * 2020-12-17 2022-06-21 豪威科技股份有限公司 用于高速数字接收器的阻抗匹配系统
WO2022141539A1 (zh) * 2020-12-31 2022-07-07 华为技术有限公司 一种接收器、芯片及电子设备
CN115499255A (zh) * 2021-06-17 2022-12-20 株式会社电装 差分通信电路

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102665158B (zh) * 2012-05-15 2014-09-10 深圳市掌讯通讯设备有限公司 一种地线噪声消除电路
JP6371111B2 (ja) * 2014-05-16 2018-08-08 ザインエレクトロニクス株式会社 受信装置
DE102015004456B3 (de) * 2015-03-31 2016-03-24 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zur Unterdrückung von Common-Mode-Störungen in Zweidrahtbussen mittels Stromquellen
DE102015004455B3 (de) * 2015-03-31 2016-03-24 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zur Unterdrückung von Common-Mode-Störungen in Zweidrahtbussen
DE102015004457B3 (de) * 2015-03-31 2016-03-24 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zur Unterdrückung von Common-Mode-Störungen in Zweidrahtbussen mittels Spannungsquellen

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63136726A (ja) 1986-11-28 1988-06-08 Nec Corp 線路不平衡補正装置
JPH08162930A (ja) * 1994-12-02 1996-06-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 入力回路
US6160455A (en) * 1998-03-10 2000-12-12 Indigo Manufacturing Inc. Derived power supply for composite bridge amplifiers
JP4119062B2 (ja) 1999-10-25 2008-07-16 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 終端回路
JPWO2004062220A1 (ja) * 2002-12-27 2006-05-18 松下電器産業株式会社 受信器
JP4450605B2 (ja) * 2003-11-14 2010-04-14 株式会社ルネサステクノロジ 半導体装置
JP2005244351A (ja) * 2004-02-24 2005-09-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 信号伝送装置
JP3941811B2 (ja) * 2004-11-25 2007-07-04 松下電器産業株式会社 差動伝送線路用コモンモード電流検出素子とそれを用いたコモンモードノイズ低減回路およびコモンモードノイズ低減方法
JP2007318734A (ja) 2006-04-28 2007-12-06 Nippon Soken Inc 差動通信ネットワーク

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102859876A (zh) * 2010-02-02 2013-01-02 诺基亚公司 差分信号的生成
US9319043B2 (en) 2010-02-02 2016-04-19 Nokia Technologies Oy Generation of differential signals
CN102859876B (zh) * 2010-02-02 2016-06-08 诺基亚技术有限公司 差分信号的生成
CN108563279A (zh) * 2018-07-11 2018-09-21 重庆线易电子科技有限责任公司 稳压滤波电路及信号检测电路
CN108776265A (zh) * 2018-07-11 2018-11-09 重庆线易电子科技有限责任公司 动态阻抗电路及信号检测电路
CN114650032A (zh) * 2020-12-17 2022-06-21 豪威科技股份有限公司 用于高速数字接收器的阻抗匹配系统
CN114650032B (zh) * 2020-12-17 2022-12-06 豪威科技股份有限公司 用于高速数字接收器的阻抗匹配系统
WO2022141539A1 (zh) * 2020-12-31 2022-07-07 华为技术有限公司 一种接收器、芯片及电子设备
CN115499255A (zh) * 2021-06-17 2022-12-20 株式会社电装 差分通信电路

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