JP3843880B2

JP3843880B2 - ガス濃度センサのヒータ制御装置

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Publication number: JP3843880B2
Application number: JP2002106331A
Authority: JP
Inventors: 聡羽田; 英一黒川; 三信丹羽
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-05-31
Filing date: 2002-04-09
Publication date: 2006-11-08
Anticipated expiration: 2022-04-09
Also published as: EP1953371B1; US20020179443A1; EP1953371A2; US6870142B2; JP2003050226A; EP1262649A2; DE60231453D1; EP1262649A3; DE60234226D1; EP1953371A3; EP1262649B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ガス濃度センサのヒータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば自動車用エンジンにおいては、一般にＡ／Ｆセンサ等のガス濃度センサによる検出結果に基づき空燃比制御が実施される。ガス濃度センサはジルコニア製の固体電解質体を用いたセンサ素子を有し、このセンサ素子により空燃比（酸素濃度）を精度良く検出するにはセンサ素子の温度を所定の活性温度に維持する必要がある。通常は同センサにヒータを内蔵しヒータの通電量（デューティ比）を制御している。こうしたヒータ制御の手法として、例えばヒータへの供給電力を制御したり、センサ素子の活性温度相当の目標値に素子抵抗をフィードバック制御したりするものが知られている。
【０００３】
上記ガス濃度センサでは、ヒータの電源電圧の変化やハーネスによる電圧変化が生じ、それが原因で電力が変動してしまう。そのため、結果としてヒータ通電の制御性が低下するという問題が生じる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的は、ヒータ制御量を適正に設定し、ひいてはヒータ通電の制御性を向上させることができるガス濃度センサのヒータ制御装置を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明では、素子抵抗検出手段により、ガス濃度センサの素子抵抗（素子インピーダンス）が検出され、制御量算出手段により、前記検出した素子抵抗と目標値との偏差に基づいてヒータ制御量が算出される。また、制御量補正手段により、予め規定したヒータ電圧の基準値とヒータ電圧の検出値との比較により補正項が算出され、その算出された補正項によって、前記制御量算出手段により算出したヒータ制御量が補正される。かかる場合、ヒータの電源電圧の変化やハーネスによる電圧変化が生じ、それが原因で電力が変動しても、その変動に対応させつつヒータ制御量を設定することができる。その結果、ヒータ制御量を適正に設定し、ひいてはヒータ通電の制御性を向上させることができる。
【０００７】
なお本明細書では、ガス濃度センサの素子抵抗を検出することを要件とするが、それは交流的なインピーダンス、又はその逆数であるアドミタンスを含むものである。
【０００８】
また請求項２の発明では、請求項１に記載の発明では、素子抵抗検出手段により、ガス濃度センサの素子抵抗（素子インピーダンス）が検出され、制御量算出手段により、前記検出した素子抵抗と目標値との偏差に基づいてヒータ制御量が算出される。また、制御量補正手段により、予め規定したヒータ電流の基準値とヒータ電流の検出値との比較により補正項が算出され、その算出された補正項によって、前記制御量算出手段により算出したヒータ制御量が補正される。かかる場合にも、ヒータの電源電圧の変化やハーネスによる電圧変化が生じ、それが原因で電力が変動しても、その変動に対応させつつヒータ制御量を設定することができる。その結果、ヒータ制御量を適正に設定し、ひいてはヒータ通電の制御性を向上させることができる。なおこれらの構成によれば、ヒータ電圧又はヒータ電流の何れかについてのみ検出を要するため、簡易な手法にてヒータ制御量の補正が実現できる。なおこの場合、ヒータ抵抗又はヒータ電流の何れかが一定であるとした条件下において、ヒータ電圧の比較によりヒータ制御量を補正するのが望ましく、また一方で、ヒータ抵抗又はヒータ電圧の何れかが一定であるとした条件下において、ヒータ電流の比較によりヒータ制御量を補正するのが望ましい。
【０００９】
また、請求項３に記載の発明では、制御量補正手段により、その都度検出したヒータ電圧又はヒータ電流とそれ以前に検出したヒータ電圧又はヒータ電流との比較に基づき、前記制御量算出手段により算出したヒータ制御量が補正される。この場合、ヒータの電源電圧の変化やハーネスによる電圧変化が生じ、それが原因で電力が変動しても、その変動に対応させつつヒータ制御量を設定することができる。その結果、請求項１の発明と同様に、ヒータ制御量を適正に設定し、ひいてはヒータ通電の制御性を向上させることができる。
【００１０】
また、請求項４に記載の発明では、ガード値設定手段により、ヒータ制御量を制限するためのガード値が、素子抵抗の検出値が大きいほど大きくなるよう設定される。つまり、この種のガス濃度センサでは、素子温度が低いほど素子抵抗の検出値が大きくなり、この場合にはヒータ制御量が比較的大きいガード値で制限される。これにより、低温時におけるセンサ素子の早期活性化が実現できる。また逆に、高温時にはヒータ制御量のガード値が小さくなるため、過剰なヒータ通電が抑制され、素子割れ等の不具合が解消される。
【００１１】
また、ヒータ通電のフィードバック制御に際して、その都度の素子抵抗の偏差が積分項として反映される場合、センサ素子の環境温度の変化等により素子抵抗が大幅に変化すると、その変化に素早く追従できず、制御の遅れが生じてしまう。かかる場合において、以下の請求項５を提案する。
【００１２】
すなわち、請求項５に記載の発明では、素子抵抗が目標値を含む所定の制御範囲にあるか否かが判定される。そして、前記制御範囲から外れて素子抵抗が変化した旨判定される場合、その素子抵抗の変化を抑える向きにヒータ制御量のガード値が設定される。本構成によれば、環境温度の変化等により素子抵抗が所定の制御範囲を外れる場合において、制御の遅れが解消される。
【００１３】
より具体的には、請求項６に記載したように実現されるのが望ましい。すなわち、前記制御範囲に対し素子温の高温側に素子抵抗が変化した旨判定される場合、ヒータ制御量の最大値を制限するための第１のガード値が設定される。また、前記制御範囲に対し素子温の低温側に素子抵抗が変化した旨判定される場合、ヒータ制御量の最小値を制限するための第２のガード値が設定される。
【００１４】
前記設定したガード値でヒータ制御量が制限される場合、言い換えればガード値でヒータが通電される場合、請求項７に記載したように、該ガード値を対象に補正が実施されると良い。請求項７によれば、ガード値を用いたヒータ通電の制御精度が向上する。
【００１５】
またガード値でヒータが通電される場合には、ガード値に対する補正は比較的緩い精度で良い。そこで、請求項８に記載したように、補正実施の時間間隔が拡げられると良い。この場合、補正に関する処理頻度が少なくなり、処理負荷が軽減できる。
【００１６】
また、請求項９に記載の発明では、ヒータ通電のＯＮ時間が所定値よりも長い場合にのみ、ヒータ電力算出のためのヒータ電圧又はヒータ電流の検出が許可される。つまり、ヒータ電圧又はヒータ電流はヒータ通電のＯＮ時に検出されるが、そのＯＮ時間が短すぎると、ヒータ電圧又はヒータ電流の検出が困難になる。これに対し本発明によれば、ヒータ電圧又はヒータ電流の検出が確実に実施できる。
【００１７】
請求項１０に記載の発明では、センサ素子への印加電圧又は電流が素子抵抗検出用の値に一時的に切り換えられ、その時の電流変化又は電圧変化から素子抵抗が検出される。かかる構成において、その素子抵抗の検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複する場合、各タイミングの何れかが強制的にずらされる。つまり、素子抵抗の検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複すると、ヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えによるノイズの影響から素子抵抗が誤検出されるおそれがある。これに対し本発明によれば、素子抵抗の誤検出が抑制され、その検出精度が向上する。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、この発明を空燃比検出装置として具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態における空燃比検出装置は、自動車に搭載されるガソリンエンジンに適用されるものであって、空燃比制御システムにおいては空燃比検出装置による検出結果を基にエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比にて制御する。また、空燃比制御装置においては、限界電流式空燃比センサ（Ａ／Ｆセンサ）の検出結果を用い排ガス中の酸素濃度から空燃比を検出することとしており、該Ａ／Ｆセンサを活性状態に保つべく、素子インピーダンス（素子抵抗）を検出すると共にセンサ内蔵のヒータを通電制御する。以下、詳細に説明する。
【００２９】
図１は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す全体構成図である。図１において、空燃比検出装置１５は、その内部演算の中枢をなすマイクロコンピュータ（以下、マイコン２０という）を備え、マイコン２０は燃料噴射制御や点火制御等を実現するためのエンジン制御ＥＣＵ１６に対して相互に通信可能に接続されている。Ａ／Ｆセンサ３０は、エンジン１０のエンジン本体１１から延びる排気管１２に取り付けられており、マイコン２０から指令される電圧の印加に伴い、排ガス中の酸素濃度に比例したリニアな空燃比検出信号（センサ電流信号）を出力する。
【００３０】
マイコン２０は、各種の演算処理を実行するための周知のＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等により構成され、所定の制御プログラムに従い後述するバイアス制御回路２４やヒータ制御回路２６を制御する。マイコン２０は、バッテリ電源＋Ｂの給電を受けて動作する。
【００３１】
Ａ／Ｆセンサ３０は、固体電解質体からなるセンサ素子にヒータを積層して配置し、これら固体電解質体とヒータとを一体化してなる、いわゆる積層型センサにて構成されている。以下、Ａ／Ｆセンサ３０のセンサ素子構造について図２を用いて説明する。なお、センサ素子は長尺状をなし、図２には長手方向に直交する方向での断面構造を示す。
【００３２】
Ａ／Ｆセンサ３０において、部分安定化ジルコニアよりなる酸素イオン導電性の固体電解質体３１は長方形板状をなしており、その一方の面には排ガス側電極３２が設けられ、他方の面には基準ガス室３７と対面する基準ガス側電極３３が設けられている。固体電解質体３１には、気孔率１０％程度のアルミナセラミックよりなる多孔質拡散抵抗層３４と、緻密でガスシール性のアルミナセラミックよりなるガス遮蔽層３５とが積層されている。
【００３３】
また、固体電解質体３１には、電気絶縁性を有し且つ緻密でガスを透過させないアルミナセラミックよりなるスペーサ３６が積層されており、スペーサ３６には、基準ガス室３７として機能する溝部３６ａが設けられている。また、スペーサ３６にはヒータ基板３８が積層され、そのヒータ基板３８に、通電により発熱するヒータ（発熱体）３９が設けられている。
【００３４】
前記図１の説明に戻る。図１において、Ａ／Ｆセンサ３０に電圧を印加するためのバイアス指令信号Ｖｒはマイコン２０からＤ／Ａ変換器２１に入力され、同Ｄ／Ａ変換器２１にてアナログ信号Ｖ１に変換された後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２に入力される。そして、ＬＰＦ２２にてアナログ信号Ｖ１の高周波成分が除去された出力電圧Ｖ２はバイアス制御回路２４に入力される。バイアス制御回路２４では、Ａ／Ｆ検出時には所定の印加電圧特性に基づきその時々のＡ／Ｆ値に対応した電圧がＡ／Ｆセンサ３０に印加され、素子インピーダンス検出時には所定周波数信号よりなる単発的で且つ所定の時定数を持った電圧がＡ／Ｆセンサ３０に印加されるようになっている。
【００３５】
バイアス制御回路２４内の電流検出回路２５は、Ａ／Ｆセンサ３０への電圧印加時にそれに伴って流れる電流値を検出する。電流検出回路２５にて検出された電流値のアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器２３を介してマイコン２０に入力される。
【００３６】
Ａ／Ｆセンサ３０のヒータ３９は、ヒータ制御回路２６によりその動作が制御される。つまり、ヒータ制御回路２６は、マイコン２０からの指令に従い、Ａ／Ｆセンサ３０の素子インピーダンスに応じてヒータ３９への通電をデューティ制御する。この場合、ヒータ制御信号のデューティ周波数は１０Ｈｚ程度であり、ヒータ通電時には、１周期約１００ｍｓにおけるヒータ３９のＯＮ時間（通電時間）が制御される。
【００３７】
図３は、ヒータ制御回路２６の構成を示す回路図である。図３において、ヒータ３９の一端はバッテリ電源＋Ｂに接続され、他端はトランジスタ２６ａのコレクタに接続されている。同トランジスタ２６ａのエミッタはヒータ電流検出用抵抗２６ｂを介して接地されている。ヒータ電圧Ｖｈｅはヒータ３９の両端電位差により検出され、その検出結果はオペアンプ２６ｃ並びにＡ／Ｄ変換器２７を介してマイコン２０に入力される。また、ヒータ電流Ｉｈｅはヒータ電流検出用抵抗２６ｂの両端電位差により検出され、その検出結果はオペアンプ２６ｄ並びにＡ／Ｄ変換器２８を介してマイコン２０に入力される。
【００３８】
因みに、ヒータ制御信号のＯＦＦ→ＯＮ切り換え時には、マイコン２０による割り込み処理が起動し、その割り込み処理にてヒータ電圧Ｖｈｅやヒータ電流Ｉｈｅの検出タイミングが設定される。この場合、ヒータ通電のＯＮ切り換え時には、ヒータ電流Ｉｈｅの立ち上がりにハード的な遅れが生じるため、その遅れを考慮したタイミングでヒータ電圧Ｖｈｅやヒータ電流Ｉｈｅが検出されるようになっている。
【００３９】
次に、上記の如く構成される空燃比検出装置１５の作用を説明する。
図４は、マイコン２０により実施されるメインルーチンの概要を示すフローチャートであり、同ルーチンはマイコン２０への電源投入に伴い起動される。
【００４０】
図４において、先ずステップ１００では、前回のＡ／Ｆ検出時から所定時間Ｔａが経過したか否かを判別する。所定時間Ｔａは、Ａ／Ｆ値の検出周期に相当する時間であって、例えばＴａ＝４ｍｓｅｃ程度に設定される。そして、ステップ１００がＹＥＳであることを条件にステップ１１０に進み、Ａ／Ｆ値の検出処理を実施する。このＡ／Ｆ値の検出処理では、その時々のセンサ電流に応じた印加電圧を設定すると共に、その電圧をＡ／Ｆセンサ３０の電極３２，３３間に印加し、その時のセンサ電流を電流検出回路２５により検出する。そして、該検出したセンサ電流をＡ／Ｆ値に変換する。
【００４１】
Ａ／Ｆ値の検出後、ステップ１２０では、前回の素子インピーダンス検出時から所定時間Ｔｂが経過したか否かを判別する。所定時間Ｔｂは、素子インピーダンスＺＡＣの検出周期に相当する時間であって、例えばエンジン運転状態に応じて１２８ｍｓｅｃ、２ｓｅｃ等の時間が選択的に設定される。そして、ステップ１２０がＹＥＳであることを条件に、ステップ１３０で素子インピーダンスＺＡＣを検出すると共に、続くステップ１４０でヒータ通電制御を実施する。素子インピーダンスＺＡＣの検出処理、ヒータ通電制御については後で詳しく説明する。
【００４２】
次に、前記図４のステップ１３０における素子インピーダンスＺＡＣの検出手順を図５を用いて説明する。なお本実施の形態では、素子インピーダンスＺＡＣの検出に際し、掃引法を用いていわゆる「交流インピーダンス」を求めることとしている。
【００４３】
図５において、先ずステップ１３１では、素子インピーダンスＺＡＣの検出期間内にヒータ３９のＯＮ／ＯＦＦが切り換えられることがないよう、ヒータ制御信号の確認処理を実施する。
【００４４】
要するに、掃引法によるインピーダンス検出時には、一時的にセンサ印加電圧が正負何れかに操作されるが、その際にヒータ３９のＯＮ／ＯＦＦが切り換えられると、センサ素子の電気経路にノイズが生じ、ＺＡＣの検出値に影響が及ぶことが考えられる。特にセンサ素子のハーネスとヒータ３９のハーネスとが一つに束ねられていると、こうした不具合が生じやすい。そこで、マイコン２０内のカウンタによりヒータＯＮ／ＯＦＦのタイミングをモニタし、素子インピーダンスＺＡＣの検出期間とヒータＯＮ／ＯＦＦのタイミングとが重複しないよう、以下の何れかの処理を実施する。
（１）素子インピーダンスＺＡＣの検出期間内にヒータＯＮ／ＯＦＦのタイミングが発生する時、ヒータＯＮ／ＯＦＦのタイミングを待ってインピーダンス検出を開始する。
（２）素子インピーダンスＺＡＣの検出期間内にヒータＯＮ／ＯＦＦのタイミングが発生する時、インピーダンス検出が終了するまでヒータＯＮ／ＯＦＦの切り換えを待たせる。なおこの場合、ヒータ３９のＯＮ時間又はＯＦＦ時間を一時的に長くする（又は短くする）。
【００４５】
その後、ステップ１３２では、バイアス指令信号Ｖｒを操作し、それまでのＡ／Ｆ検出用の印加電圧に対して電圧を正側に数１０〜１００μｓｅｃ程度の時間で単発的に変化させる。また、ステップ１３３では、その時の電圧変化量ΔＶと電流検出回路２５により検出されたセンサ電流の変化量ΔＩとを読み取る。続くステップ１３４では、前記ΔＶ値及びΔＩ値から素子インピーダンスＺＡＣを算出し（ＺＡＣ＝ΔＶ／ΔＩ）、その後元の図４のルーチンに戻る。
【００４６】
上記の処理によれば、前記図１のＬＰＦ２２並びにバイアス制御回路２４を介し、所定の時定数を持たせた電圧が単発的にＡ／Ｆセンサ３０に印加される。その結果、図７に示すように、当該電圧の印加からｔ時間経過後にピーク電流（電流変化量ΔＩ）が検出され、その時の電圧変化量ΔＶとピーク電流（ΔＩ）とから素子インピーダンスＺＡＣが検出される（ＺＡＣ＝ΔＶ／ΔＩ）。かかる場合、ＬＰＦ２２を介して単発的な電圧をＡ／Ｆセンサ３０に印加することにより、過度なピーク電流の発生が抑制され、信頼性の高い素子インピーダンスＺＡＣが検出できる。
【００４７】
上記の如く求められる素子インピーダンスＺＡＣは、素子温に対して図８に示す関係を有する。すなわち、素子温が低いほど、素子インピーダンスＺＡＣは飛躍的に大きくなる。なお上記構成では、インピーダンス検出に際し、センサ印加電圧を一時的に切り換えたが、これに代えて、センサ素子に流れる電流を一時的に切り換えても良く、何れにしても、その際の電流変化量と電圧変化量とから素子インピーダンスが検出される。
【００４８】
次に、前記図４のステップ１４０におけるヒータ通電の制御手順を図６を用いて説明する。なお本実施の形態では、Ａ／Ｆセンサ３０のセンサ素子が目標温度＝７００℃に保持されるよう、素子インピーダンスＺＡＣの偏差に応じてヒータ通電がフィードバック制御される。
【００４９】
図６において、先ずステップ１４１では、昇温時ヒータ制御の実施条件を判定する。具体的には、素子インピーダンスＺＡＣが所定の判定値（例えば、５０Ω）以上であるか否かにより昇温時ヒータ制御の実施条件を判別する。例えば、エンジン始動直後でありＡ／Ｆセンサ３０の素子温が未だ低い場合には、素子インピーダンスＺＡＣが大きく、昇温時ヒータ制御を行う旨が判別される（ステップ１４１がＹＥＳ）。
【００５０】
ステップ１４１がＹＥＳの場合、ステップ１４２に進み、昇温時ヒータ制御を実施する。この昇温時ヒータ制御では基本的に、デューティ比１００％の全通電制御が実施される。次いで、ステップ１４９では、ヒータ電力等に基づくＤｕｔｙ補正を実施した後、元の図４のルーチンに戻る。なお、ステップ１４９のＤｕｔｙ補正に関しては後述する。
【００５１】
また、素子温が上昇すると、ステップ１４１がＮＯとなる。この場合、ステップ１４３では、その時の素子インピーダンスＺＡＣに基づいて素子温が７２０℃未満であるか否かを判別し、続くステップ１４４では、同じく素子インピーダンスＺＡＣに基づいて素子温が６８０℃以上であるか否かを判別する。つまり、素子温の目標値（７００℃）を中心としてその±２０℃の範囲を素子温の制御範囲としており、ステップ１４３，１４４では、素子温が制御範囲（本実施の形態では、７００±２０℃）内に入っているか否かが判別される。そして、素子温が制御範囲内に入っていることを条件にステップ１４５に進み、周知のＰＩＤ制御手法により制御デューティ比Ｄｕｔｙを算出する。
【００５２】
具体的には、ステップ１４５では、前回処理時の素子インピーダンスＺＡＣを前回値「ＺＡＣ０」とし、続くステップ１４６では、素子インピーダンスの今回値ＺＡＣ（前記図５による検出値）を読み出す。また、ステップ１４７では、下記の数式により比例項Ｇｐ、積分項Ｇｉ、微分項Ｇｄを算出する。
Ｇｐ＝Ｋｐ・（ＺＡＣ−ＺＡＣｒｅｆ）
Ｇｉ＝Ｇｉ＋Ｋｉ・（ＺＡＣ−ＺＡＣｒｅｆ）
Ｇｄ＝Ｋｄ・（ＺＡＣ−ＺＡＣ０）
但し、上記各式において、「Ｋｐ」は比例定数、「Ｋｉ」は積分定数、「Ｋｄ」は微分定数を表す。
【００５３】
そして、ステップ１４８では、上記比例項Ｇｐ、積分項Ｇｉ、微分項Ｇｄを加算して制御デューティ比Ｄｕｔｙを算出し（Ｄｕｔｙ＝Ｇｐ＋Ｇｉ＋Ｇｄ）、続くステップ１４９でＤｕｔｙ補正を実施した後、元の図４のルーチンに戻る。
【００５４】
一方、素子温が制御範囲内に入っていない場合、ステップ１５０，１５１で制御デューティ比Ｄｕｔｙがガードされる。すなわち、素子温が７２０℃以上の場合（ステップ１４３がＮＯの場合）、ステップ１５０に進み、制御デューティ比Ｄｕｔｙを所定の上限値でガードする。このとき、例えばＤｕｔｙ＝１０％以下となるようＤｕｔｙの最大値を制限する。また、素子温が６８０℃未満の場合（ステップ１４４がＮＯの場合）、ステップ１５１に進み、制御デューティ比Ｄｕｔｙを所定の下限値でガードする。このとき、例えばＤｕｔｙ＝６０％以上となるようＤｕｔｙの最小値を制限する。
【００５５】
因みに、ステップ１５０で設定した上限ガードが特許請求の範囲で記載した「第１のガード値」に、ステップ１５１で設定した下限ガードが同「第２のガード値」にそれぞれ相当し、これらのガード値によれば、素子温（素子インピーダンス）の変化を抑える向きにＤｕｔｙが制限される。これらガード値は一例としてＤｕｔｙ＝１０％，６０％としたが、その数値は任意で良く、素子割れ等の不具合を招かないような設計上の数値を適宜用いれば良い。
【００５６】
なお本実施の形態では、図５の処理が特許請求の範囲に記載した「素子抵抗検出手段」に相当する。また、図６のステップ１４３，１４４が同「判定手段」に、ステップ１４５〜１４８が同「制御量算出手段」に、ステップ１４９が同「制御量補正手段」に、ステップ１５０，１５１が同「ガード値設定手段」に、それぞれ相当する。
【００５７】
次に、ステップ１４９のＤｕｔｙ補正の内容について詳述する。
このＤｕｔｙ補正は、予め規定した基準のヒータ電力と、その都度のヒータ電力の算出値との比較に基づいて実施されるものであり、基本的には、基準電力と検出電力との商、「基準電力／検出電力」を補正項としてその補正項を制御デューティ比Ｄｕｔｙに乗算し、その積を補正後のＤｕｔｙとする。この場合、電力比較（基準電力／検出電力）による補正を実施するには、ヒータ電圧とヒータ電流の双方の検出値が必要になるが、それでは処理の負荷が増えるため、以下には、（ａ）ヒータ電圧による補正、（ｂ）ヒータ電流による補正について詳しく説明する。
【００５８】
（ａ）ヒータ電圧による補正
ヒータ電力をＷ、ヒータ電圧をＶ、ヒータ電流をＩ、ヒータ抵抗をＲとした時、Ｗ＝Ｖ・Ｉ＝Ｖ^2／Ｒとなる（なお、「＾」はベキ乗を示す）。この場合、ヒータ抵抗Ｒが一定であるとみなせば、補正項「基準電力／検出電力」は「基準電圧^2／検出電圧^2」で求められる。つまり、基準電圧を予め規定しておけば、ヒータ３９の検出電圧により補正項が算出できる。そして、その補正項をＤｕｔｙ算出値に乗算し、Ｄｕｔｙを補正する。
【００５９】
一方、Ｗ＝Ｖ・Ｉであり、ヒータ電流Ｉが一定であるとみなせば、補正項「基準電力／検出電力」は「基準電圧／検出電圧」で求められる。この場合にも、基準電圧を予め規定しておけば、ヒータ３９の検出電圧により補正項が算出できる。そして、その補正項をＤｕｔｙ算出値に乗算し、Ｄｕｔｙを補正する。
【００６０】
（ｂ）ヒータ電流による補正
Ｗ＝Ｖ・Ｉ＝Ｉ^2・Ｒであり、ヒータ抵抗Ｒが一定であるとみなせば、補正項「基準電力／検出電力」は「基準電流^2／検出電流^2」で求められる。つまり、基準電流を予め規定しておけば、ヒータ３９の検出電流により補正項が算出できる。そして、その補正項をＤｕｔｙ算出値に乗算し、Ｄｕｔｙを補正する。
【００６１】
一方、Ｗ＝Ｖ・Ｉであり、ヒータ電圧Ｖが一定であるとみなせば、補正項「基準電力／検出電力」は「基準電流／検出電流」で求められる。この場合にも、基準電流を予め規定しておけば、ヒータ３９の検出電流により補正項が算出できる。そして、その補正項をＤｕｔｙ算出値に乗算し、Ｄｕｔｙを補正する。
【００６２】
上記した（ａ）ヒータ電圧による補正、（ｂ）ヒータ電流による補正によれば、電圧変化又は電流変化に対するＤｕｔｙ補正が簡易的に実施できる。特に、ヒータ電流による補正を実施する場合、ヒータ３９の通電経路に流れる電流はどこでも同一であるため、ハーネス抵抗のばらつき分をも含む形で補正が実施できる。
【００６３】
ヒータ電圧又はヒータ電流による補正として、予め規定したマップを用いることも可能である。具体的には、図９の関係を用い、ヒータ電圧の検出値に応じて補正量を算出する。図９によれば、ヒータ電圧（検出値）が基準電圧に対して大きくなるほど、小さい補正項が設定されるようになる。また、ヒータ電流による補正時にも同様に行えば良い。この場合、マップ値としてハーネスによる電圧降下分など反映させておけば、システム適合が簡単に実施できる。
【００６４】
上記の如くヒータ通電制御が実施される様子、特に素子温が急激に上昇又は降下する場合の様子を図１０のタイムチャートに示す。ここで、図１０の（ａ）は、排気の加熱等の要因により素子温が上昇（すなわち、ＺＡＣが低下）して制御範囲を外れた場合を示し、図１０の（ｂ）は、燃料カット等の要因により素子温が下降（ＺＡＣが増大）して制御範囲を外れた場合を示す。なお図中、記号▽は、例えば１２８ｍｓｅｃ間隔でヒータ通電制御が実施されるタイミングを示す。
【００６５】
図１０（ａ）において、ｔ１のタイミング以前は素子温が目標値（７００℃）付近にフィードバック制御されている。そして、ｔ１のタイミングで素子温が急上昇し、ｔ２のタイミングでの素子温が制御範囲の高温側に外れると（７２０℃以上になると）、制御デューティ比Ｄｕｔｙが最大値１０％でガードされる。この場合、ｔ２以降も通常のフィードバック制御（ＰＩＤ制御）を継続すると、図に二点鎖線で示す如くＤｕｔｙが変化し、Ｄｕｔｙを直ぐに低い値に制御することができない。これに対し、上記の通りＤｕｔｙを最大値でガードすることにより、制御の遅れが解消される。
【００６６】
また、図１０（ｂ）において、ｔ１１のタイミング以前は素子温が目標値（７００℃）付近にフィードバック制御されている。そして、ｔ１１のタイミングで素子温が急降下し、ｔ１２のタイミングでの素子温が制御範囲の低温側に外れると（６８０℃未満になると）、制御デューティ比Ｄｕｔｙが最小値６０％でガードされる。この場合にも前記同様、制御の遅れが解消される。
【００６７】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
予め規定した基準のヒータ電力とその都度の実際のヒータ電力との比較に基づき、制御デューティ比Ｄｕｔｙ（ヒータ制御量）が補正されるよう構成したので、ヒータ３９の電源電圧の変化やハーネスによる電圧変化が生じ、それが原因で電力が変動しても、その変動に対応させつつ制御デューティ比Ｄｕｔｙを設定することができる。その結果、制御デューティ比Ｄｕｔｙを適正に設定し、ひいてはヒータ通電の制御性を向上させることができる。
【００６８】
またこの場合、ヒータ電圧の基準値と検出値との比較によりＤｕｔｙを補正したり、ヒータ電流の基準値と検出値との比較によりＤｕｔｙを補正したりすることで、簡易な手法にてＤｕｔｙ補正が実現できる。
【００６９】
制御デューティ比Ｄｕｔｙの上限ガード及び下限ガードを設定し、素子温（素子インピーダンス）の変化を抑える向きにＤｕｔｙを制限するので、排気温の上昇や燃料カット等により素子温が急激に変化してもその変化に素早く追従してヒータ制御を実施することができる。特に、ＰＩＤ制御により積分項を反映しつつＤｕｔｙを算出する場合、急激な温度変化に際して制御の遅れが生じるが、本実施の形態によれば制御の遅れが解消される。従って、低温時におけるセンサ素子の早期活性化や、高温時における素子割れ等の不具合防止が実現できる。
【００７０】
制御デューティ比Ｄｕｔｙの上限ガード及び下限ガードに対しても、通常のフィードバック制御時と同様にＤｕｔｙ補正を実施するので、ガード値を用いたヒータ通電の制御精度が向上する。
【００７１】
素子インピーダンスＺＡＣの検出期間とヒータＯＮ／ＯＦＦのタイミングとが重複しないよう各タイミングを調整するので、素子インピーダンスＺＡＣの誤検出が抑制され、その検出精度が向上する。
【００７２】
（第２の実施の形態）
次に、第２の実施の形態を説明する。上記第１の実施の形態では、素子インピーダンスＺＡＣの検出期間内にヒータ３９がＯＮ／ＯＦＦされないよう、ヒータ制御信号の確認処理（図５のステップ１３１）を実施することを簡単に説明したが、本実施の形態ではその詳細な構成について説明する。
【００７３】
本実施の形態では、排ガス中のＮＯｘ濃度を検出することが可能なガス濃度検出装置に本発明を具体化することとしており、図１１は、ガス濃度検出装置の概要を示す構成図であり、図１２はガス濃度センサの詳細を示す断面図である。先ずはじめに、図１２によりガス濃度センサ１００の構成を説明する。このガス濃度センサ１００は、ポンプセル、センサセル及びモニタセルからなる３セル構造を有し、排ガス中の酸素濃度とＮＯｘ濃度とを同時に検出可能な、いわゆる複合型ガスセンサとして具体化されている。なお、図１２（ａ）は、センサ素子の先端部構造を示す断面図であり、図１２（ｂ）は、図１２（ａ）のＡ−Ａ線断面図である。
【００７４】
ガス濃度センサ１００において、酸素イオン伝導性材料からなる固体電解質（固体電解質素子）１４１，１４２は板状をなし、アルミナ等の絶縁材料からなるスペーサ１４３を介して図の上下に所定間隔を隔てて積層されている。このうち、図の上側の固体電解質１４１にはピンホール１４１ａが形成されており、このピンホール１４１ａを介して当該センサ周囲の排ガスが第１チャンバー１４４内に導入される。第１チャンバー１４４は、絞り部１４５を介して第２チャンバー１４６に連通している。符号１４７は多孔質拡散層である。
【００７５】
図の下側の固体電解質１４２には、第１チャンバー１４４に面するようにしてポンプセル１１０が設けられており、ポンプセル１１０は、第１チャンバー１４４内に導入した排ガス中の酸素を排出又は汲み込む働きをすると共に、その際に排ガス中の酸素濃度を検出する。ここで、ポンプセル１１０は、固体電解質１４２を挟んで上下一対の電極１１１，１１２を有し、そのうち特に第１チャンバー１４４側の電極１１１はＮＯｘ不活性電極（ＮＯｘガスを分解し難い電極）である。ポンプセル１１０は、第１チャンバー１４４内に存在する酸素を分解して電極１１２より大気通路１５０側に排出する。
【００７６】
また、図の上側の固体電解質１４１には、第２チャンバー１４６に面するようにしてモニタセル１２０及びセンサセル１３０が設けられている。モニタセル１２０は、第２チャンバー１４６内の残留酸素濃度に応じて起電力、又は電圧印加に伴い電流出力を発生する。また、センサセル１３０は、ポンプセル１１０を通過した後のガスからＮＯｘ濃度を検出する。
【００７７】
特に本実施の形態では、図１２（ｂ）に示すように、排ガスの流れ方向に対して同等位置になるよう、モニタセル１２０及びセンサセル１３０が並列に配置されると共に、これら各セル１２０，１３０の大気通路１４８側の電極が共通電極１２２となっている。すなわち、モニタセル１２０は、固体電解質１４１とそれを挟んで対向配置された電極１２１及び共通電極１２２とからなり、センサセル１３０は、同じく固体電解質１４１とそれを挟んで対向配置された電極１３１及び共通電極１２２とからなる。なお、モニタセル１２０の電極１２１（第２チャンバー１４６側の電極）はＮＯｘガスに不活性なＡｕ−Ｐｔ等の貴金属からなるのに対し、センサセル１３０の電極１３１（第２チャンバー１４６側の電極）はＮＯｘガスに活性なＰｔ等の貴金属からなる。
【００７８】
固体電解質１４２の図の下面には絶縁層１４９が設けられ、この絶縁層１４９により大気通路１５０が形成されている。また、絶縁層１４９には、センサ全体を加熱するためのヒータ１５１が埋設されている。ヒータ１５１はポンプセル１１０、モニタセル１２０及びセンサセル１３０を含めたセンサ全体を活性状態にすべく、外部からの給電により熱エネルギーを発生させる。
【００７９】
上記構成のガス濃度センサ１００において、排ガスは多孔質拡散層１４７及びピンホール１４１ａを通って第１チャンバー１４４に導入される。そして、この排ガスがポンプセル１１０近傍を通過する際、ポンプセル１１０の電極１１１，１１２間に電圧を印加することで分解反応が起こり、第１チャンバー１４４内の酸素濃度に応じてポンプセル１１０を介して酸素が出し入れされる。なおこのとき、第１チャンバー１４４側の電極１１１がＮＯｘ不活性電極であるので、ポンプセル１１０では排ガス中のＮＯｘは分解されず、酸素のみが分解されて大気通路１５０に排出される。そして、ポンプセル１１０に流れた電流により、排ガス中に含まれる酸素濃度が検出される。
【００８０】
その後、ポンプセル１１０近傍を通過した排ガスは第２チャンバー１４６に流れ込み、モニタセル１２０では、ガス中の残留酸素濃度に応じた出力が発生する。モニタセル１２０の出力は、該モニタセル１２０の電極１２１，１２２間に所定の電圧を印加することで、モニタセル電流として検出される。また、センサセル１３０の電極１３１，１２２間に所定の電圧を印加することでガス中のＮＯｘが還元分解され、その際発生する酸素が大気通路１４８に排出される。その際、センサセル１３０に流れた電流により、排ガス中に含まれるＮＯｘ濃度が検出される。
【００８１】
次に、ガス濃度検出装置の電気的な構成を図１１を用いて説明する。なお図１１は、前述のガス濃度センサ１００を用いたガス濃度検出装置であるが、モニタセル１２０及びセンサセル１３０の電極配置については、便宜上、横並びの状態で示す。
【００８２】
図１１において、制御回路２００は、ＣＰＵ、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ、Ｉ／Ｏポート等を備える周知のマイクロコンピュータで構成されており、各セル１１０〜１３０の印加電圧をＤ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ０〜Ｄ／Ａ２）より適宜出力する。また、制御回路２００は、各セル１１０〜１３０に流れる電流を測定すべく、各端子Ｖｃ、Ｖｅ、Ｖｄ、Ｖｂ、Ｖｇ、Ｖｈの電圧をＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ０〜Ａ／Ｄ５）より各々入力する。制御回路２００は、ポンプセル１１０やセンサセル１３０での測定電流に基づいて排ガス中の酸素濃度やＮＯｘ濃度を検出し、その検出値をＤ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ４，Ｄ／Ａ３）より外部に出力する。
【００８３】
回路構成について詳しくは、ポンプセル１１０において一方の電極１１２には、基準電源２０１及びオペアンプ２０２により基準電圧Ｖａが印加され、他方の電極１１１には、オペアンプ２０３及び電流検出抵抗２０４を介して制御回路２００の指令電圧（Ｖｂ）が印加される。Ｖｂ印加に際し、排ガス中の酸素濃度に応じてポンプセル１１０に電流が流れると、その電流が電流検出抵抗２０４により検出される。つまり、電流検出抵抗２０４の両端子電圧であるＶｂ電圧及びＶｄ電圧が制御回路２００に取り込まれ、そのＶｂ電圧及びＶｄ電圧によりポンプセル電流Ｉｐが算出される。
【００８４】
また、モニタセル１２０及びセンサセル１３０の共通電極１２２には、基準電源２０５及びオペアンプ２０６により基準電圧Ｖｆが印加され、共通電極１２２とは異なる方のセンサセル電極１３１には、オペアンプ２０７及び電流検出抵抗２０８を介して制御回路２００の指令電圧（Ｖｇ）が印加される。Ｖｇ印加に際し、排ガス中のＮＯｘ濃度に応じてセンサセル１３０に電流が流れると、その電流が電流検出抵抗２０８により検出される。つまり、電流検出抵抗２０８の両端子電圧であるＶｇ電圧及びＶｈ電圧が制御回路２００に取り込まれ、そのＶｇ電圧及びＶｈ電圧によりセンサセル電流Ｉｓが算出される。
【００８５】
また、共通電極１２２とは異なる方のモニタセル電極１２１には、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２０９、オペアンプ２１０及び電流検出抵抗２１１を介して制御回路２００の指令電圧（Ｖｃ）が印加される。Ｖｃ印加に際し、排ガス中の残留酸素濃度に応じてモニタセル１２０に電流が流れると、その電流が電流検出抵抗２１１により検出される。つまり、電流検出抵抗２１１の両端子電圧であるＶｃ電圧及びＶｅ電圧が制御回路２００に取り込まれ、そのＶｃ電圧及びＶｅ電圧によりモニタセル電流Ｉｍが算出される。なお、ＬＰＦ２０９は、例えば抵抗及びコンデンサからなる一次フィルタにて実現される。
【００８６】
また本実施の形態では、モニタセル１２０を対象に、掃引法を用いて素子インピーダンスが検出されるようになっている。つまり、モニタセル１２０のインピーダンス検出時において、制御回路２００により、モニタセル印加電圧（指令電圧Ｖｃ）が正側又は負側の少なくとも何れかに瞬間的に切り換えられる。この印加電圧は、ＬＰＦ２０９により正弦波的になまされつつモニタセル１２０に印加される。交流電圧の周波数は１０ｋＨｚ以上が望ましく、ＬＰＦ２０９の時定数は５μｓｅｃ程度で設定される。そして、その時の電圧変化量と電流変化量とからモニタセル１２０の素子インピーダンスが算出される。
【００８７】
因みに、モニタセル１２０及びセンサセル１３０では、一方の電極を共通電極１２２としたため、基準電圧側のドライブ回路が削減できるというメリットや、ガス濃度センサ１００からのリード線の取り出し本数が削減できるというメリットが得られる。また、モニタセル１２０とセンサセル１３０とは同じ固体電解質１４１で隣り合って形成されるため、掃引時には隣の電極に電流が流れ、インピーダンスの検出精度が悪化することが懸念されるが、共通電極１２２を設けることで一方の電極が同じ電位となり、この影響が低減できる。
【００８８】
ところで、モニタセル１２０では残留酸素を検出する際に数μＡ程度の電流しか流れないのに対し、インピーダンス検出のための掃引時には数ｍＡ程度の電流が流れる。このオーダーの異なる電流を同じ検出抵抗で検出すると、オーバーレンジしたり、検出精度が悪くなったりする。そこで本実施の形態では、モニタセル１２０による残留酸素検出時とインピーダンス検出時とで電流検出抵抗を切り換えることとする。
【００８９】
具体的には、電流検出抵抗２１１に並列に、別の電流検出抵抗２１２とスイッチ回路２１３（例えば、半導体スイッチ）とを設ける。そして、制御回路２００のＩ／Ｏポートからの出力により、スイッチ回路２１３をオン／オフさせるよう構成する。この場合、通常のガス濃度検出時には、スイッチ回路２１３をオフ（開放）し、電流検出抵抗２１１による数１００ｋΩ程度の抵抗でモニタセル電流Ｉｍを検出する。これに対し、インピーダンス検出時には、スイッチ回路２１３をオン（閉鎖）し、電流検出抵抗２１１及び２１２による数１００Ω程度の抵抗でモニタセル電流Ｉｍを検出する。
【００９０】
Ｖｅ電圧は、Ｐ／Ｈ回路（ピークホールド回路）２２０を通じて制御回路２００に入力される。この場合、Ｐ／Ｈ回路２２０は、制御回路２００によりＰ／Ｈ期間が設定及び解除され、インピーダンス検出時には電圧変化がピーク値に達する付近でＰ／Ｈ期間が一時的に設定されるようになっている。
【００９１】
また、制御回路２００内のＣＰＵは、制御デューティ比ＤｕｔｙをＩ／Ｏポートから出力してＭＯＳＦＥＴドライバ２５１を駆動する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２５２により電源２５３（例えばバッテリ電源）からヒータ１５１へ供給される電力がＰＷＭ制御される。なお本実施の形態では、制御回路２００により特許請求の範囲に記載した「素子抵抗検出手段」及び「ヒータ制御手段」が構成される。
【００９２】
図１３は、ヒータ通電の概要を示すタイムチャートである。図１３に示すように、ＰＷＭカウンタは一定の時間周期でカウントアップを繰り返す構成となっており、本実施の形態の場合、１２８ｍｓｅｃをＰＷＭカウンタの１周期としている。因みに、この時間は素子インピーダンスＺＡＣの検出周期と同じである。
【００９３】
制御デューティ比Ｄｕｔｙが算出される都度、そのＤｕｔｙに応じてヒータＯＮ設定時間がレジスタ等にセットされ、そのＰＷＭカウンタがＯＮ設定時間に達するとヒータ通電がＯＮからＯＦＦに切り換えられる。また、ＰＷＭカウンタがリセットされるタイミングで、ヒータ通電が再度ＯＮされる。
【００９４】
例えば、インピーダンス検出期間が図のＴｉの期間で設定され、当該Ｔｉ期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦの切り換え（図ではＯＮ→ＯＦＦ）とが重複する場合、前述の通りセンサ素子の電気経路にノイズが生じ、ＺＡＣの検出値に影響が及ぶと考えられる。具体的には、図２０に示すように、印加電圧の掃引に伴う掃引電流の波形に誤差ΔＩａが生じ、Ｐ／Ｈ回路２２０を用いる場合において誤ったピーク値が保存されてしまう。そこで本実施の形態では、インピーダンス検出期間内にヒータ通電がＯＮ／ＯＦＦ切り換えられる場合に、ヒータ通電のＯＮ又はＯＦＦの何れかのタイミングを強制的に変更することを提案する。
【００９５】
すなわち、詳細を示す図１４では、タイミングａ〜ｂがインピーダンス検出期間Ｔｉであり、その期間Ｔｉ内でセンサ端子電圧（又はセンサ電流）に掃引波形が与えられる。この場合、インピーダンス検出期間Ｔｉ内で通電ＯＦＦタイミングｃが生じるため、その通電ＯＦＦタイミングｃを早く、或いは遅くしてインピーダンス検出期間Ｔｉ内にヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦが生じないようにする。
【００９６】
実際には、インピーダンス検出期間Ｔｉ内において、正確に検出したいのは電圧変化量ΔＶ（又はそれ相当の電流変化）であり、センサ電圧の変化開始からピーク値に達するまでの期間でヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦが生じなければ良い。特に電圧変化のピーク値をＰ／Ｈ回路２２０を介して制御回路２００に取り込む本構成では、Ｐ／Ｈ回路２２０によるＰ／Ｈ期間（図のａ〜ｄの期間）でヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦが生じなければ良い。故に、通電ＯＦＦタイミングを早くする場合には、通電ＯＦＦのタイミングをタイミングａに変更し、通電波形を図の「変更後１」のようにする。また、通電ＯＦＦタイミングを遅くする場合には、通電ＯＦＦのタイミングをタイミングｄに変更し、通電波形を図の「変更後２」のようにする。因みに、変更後１ではＤｕｔｙが小さくなり、変更後２ではＤｕｔｙが大きくなる。
【００９７】
ヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦのタイミングを強制的に早く又は遅くするには、ポート出力を操作することにより実際のヒータ制御信号を制御すれば良い。具体的には、図１５に示すように、インピーダンス検出期間Ｔｉと通電ＯＦＦのタイミングとが重複する場合において、ポート出力を一時的にＯＦＦし、それによりヒータ通電を図示の変更前の状態から変更後の状態に切り換える。その他に、ＰＷＭカウンタのＯＮ設定時間を増加側又は減少側に変更し、それにより通電切り換えのタイミングを早く又は遅くすることも可能である。
【００９８】
図１６は、本実施の形態におけるＺＡＣ検出ルーチンを示すフローチャートであり、この処理は、所定時間周期（本実施の形態では１２８ｍｓｅｃ周期）で制御回路２００により実施される。図１６の処理は、第１の実施の形態における図５の処理に相当するものであり、実際には、制御回路２００はこのＺＡＣ検出ルーチンの他、図４、図６相当の処理を実施する。なお、図示は割愛するが、本実施の形態の場合、図４相当の処理ではＡ／Ｆの検出の他、ＮＯｘ濃度の検出が行われる。
【００９９】
ヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えは、基本的に素子インピーダンスの検出処理（図１６の処理）とは別に実施されるが、本実施の形態では、インピーダンス検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複する場合に限り、当該通電の切り換えを素子インピーダンスの検出処理内で実施するものである。
【０１００】
図１６において、先ずステップ３０１では、現時点でのＰＷＭカウンタの値を読み込み、続くステップ３０２では、今現在のＰＷＭカウンタ、ＯＮ設定時間、Ｐ／Ｈ期間の所要時間から通電切り換えのタイミングを確認する。そして、今回のインピーダンス検出期間（Ｐ／Ｈ期間）内にヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えが重複して行われるか否かを推測する。またこのとき、通電切り換えが重複すると推測される場合に通電切り換えを早くするか、又は遅くするかを判断する。これは、Ｄｕｔｙの変更が少ない方を選択すれば良い。
【０１０１】
その後、ステップ３０３では、ヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えを今実施すべきか否かを判別する。通電切り換えが重複すると推測され、通電切り換えを早くする場合には、当該ステップをＹＥＳとし、ステップ３０４で直ちにヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えを実施する。
【０１０２】
その後、ステップ３０５では、Ｐ／Ｈ回路２２０によるＰ／Ｈを開始し、続くステップ３０６では、印加電圧を単発的に変化（掃引）させる。そして、ステップ３０７では、その時の電圧変化と電流変化とを計測し、ステップ３０８では、Ｐ／Ｈ回路２２０によるＰ／Ｈを終了する。
【０１０３】
ステップ３０９では、ヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えを今実施すべきか否かを判別する。通電切り換えが重複すると推測され、通電切り換えを遅くする場合には、当該ステップをＹＥＳとし、ステップ３１０で直ちにヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えを実施する。最後に、ステップ３１１では、前記計測した電圧変化及び電流変化から素子インピーダンスＺＡＣを算出する。
【０１０４】
以上本実施の形態によれば、インピーダンス検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複する場合に、各タイミングの何れかが強制的に前後にずらされるため、素子インピーダンスＺＡＣの誤検出を抑制し、その検出精度を向上させることができる。
【０１０５】
ヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えがインピーダンス検出期間に重複する場合において、インピーダンス検出開始前若しくは検出終了後のうち、ヒータ通電時間（Ｄｕｔｙ）の変更が少ない方に通電切り換えのタイミングが変更されるため、ヒータ通電時間への影響が少なく、ヒータ制御性も良好に維持できる。
【０１０６】
特にＰ／Ｈ期間に重複しないようヒータ通電切り換えのタイミングが変更されるので、通電切り換えが重複してはいけない期間が限定的に狭められ、ヒータ通電時間の変更を最小限に抑えることができる。因みに、Ｐ／Ｈ回路２２０を介して電圧変化のピーク値を取り込むことにより、電圧ピークのタイミングが前後にばらついたとしてもピーク値を正しく検出することができる。
【０１０７】
なお所定タイミングでＡ／Ｄ変換を行い、それによりピーク電圧等を取り込む構成とした場合には、少なくともＡ／Ｄ変換のタイミングでヒータ通電切り換えが行われないよう、当該切り換えのタイミングが変更されれば良い。
【０１０８】
インピーダンス検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複しないようにするには、上記以外の手法を用いることも可能であり、以下には別の形態を説明する。
【０１０９】
先ず図１７では、ヒータ通電切り換えのタイミングとインピーダンス検出期間Ｔｉとが重複する場合において、通電切り換えが終わるまでインピーダンス検出の開始（実際には、Ｐ／Ｈの開始）を待つようにした。図１７の事例では、インピーダンス検出期間がＴｉからＴｉａに変更される。このようにインピーダンス検出期間の方をずらす場合であっても同様に、インピーダンス検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複することが防止できる。
【０１１０】
次に、図１８では、ヒータ通電切り換えのタイミングとインピーダンス検出期間Ｔｉとが重複する場合において、ヒータ制御状態を変更すべくＰＷＭの周期を長く又は短くする。図１８の事例では、ＰＷＭの周期をＴαからＴβに変更する。この場合、ＰＷＭの周期とインピーダンス検出の周期とが同調していれば、Ｔβに変更するのは１回だけで良く、その後Ｔαに戻す。ここで、ＰＷＭの周期とインピーダンス検出の周期とが同調しているとは、それらの周期が同一である場合、ＰＷＭの周期に対してインピーダンス検出の周期がｎ倍又は１／ｎ倍である場合を言う。このようにヒータ制御状態を変更する場合であっても同様に、インピーダンス検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複することが防止できる。
【０１１１】
また、図１９では、ＰＷＭの周期とインピーダンス検出の周期とが同調する場合において、ヒータ通電切り換えのタイミングとインピーダンス検出期間Ｔｉとが重複しないよう、ヒータ通電のデューティ比（ＯＮ設定時間）について最大値又は最小値を規定するものである。図１９の事例では、上限ガード値を設定し、ＯＮ設定時間がこの上限ガード値を超えないようにしている。かかる場合にも同様に、既述の効果が得られる。なお、ヒータ通電ＯＮの直後にインピーダンス検出期間が存在する場合には、ＯＮ設定時間の下限ガード値を設定すれば良い。
【０１１２】
上記の説明では、ガス濃度センサ１００のモニタセル１２０について素子インピーダンスを検出する旨説明したが、他のセル（ポンプセル１００，センサセル１３０）についても素子インピーダンスを検出する場合が考えられる。この場合には、何れかのセルのインピーダンス検出期間においてもヒータ通電切り換えのタイミングと重複させないようにすると良い。
【０１１３】
また、エンジンの排気管に複数のガス濃度センサが設けられる場合など、ガス濃度センサを複数有するシステムでは、何れかのガス濃度センサのインピーダンス検出期間においても全てのヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングと重複させないようにすると良い。
【０１１４】
なお本発明は、上記以外に次の形態にて具体化できる。
前記図６においてステップ１５０，１５１でのガード値でＤｕｔｙが制限される場合、そのガード値に対するＤｕｔｙ補正は比較的緩い精度で良い。そこで、ガード値でＤｕｔｙが制限される場合に限り、補正実施の時間間隔を拡張する。この場合、補正に関する処理頻度が少なくなり、マイコン２０の処理負荷が軽減できる。
【０１１５】
また、制御デューティ比ＤｕｔｙのＯＮ時間が所定値よりも長い場合にのみ、ヒータ電圧及びヒータ電流の検出を許可するよう構成する。実際には、Ｄｕｔｙ≧５０％の場合のみ、ヒータ電圧及びヒータ電流の検出を許可する。つまり、ヒータ電圧やヒータ電流はヒータ通電のＯＮ時に検出されるが、そのＯＮ時間が短すぎると、ヒータ電圧やヒータ電流の検出が困難になる。これに対し本構成によれば、ヒータ電圧やヒータ電流の検出が確実に実施できる。またこの場合、マイコン２０の演算負荷が軽減できると共に、簡単な検出回路でヒータ電圧やヒータ電流を検出することができる。
【０１１６】
Ｄｕｔｙ補正として、その都度検出したヒータ電圧又はヒータ電流とそれ以前に検出したヒータ電圧又はヒータ電流との比較に基づき、制御デューティ比Ｄｕｔｙを補正することも可能である。具体的には、次式を用いて補正を実施する。
【０１１７】
【数１】

かかる場合にも、既述の実施の形態と同様に、制御デューティ比Ｄｕｔｙを適正に設定し、ひいてはヒータ通電の制御性を向上させることができる。なお、上記数式において、「前回の検出電圧／今回の検出電圧」の項を、「前回の検出電圧^2／今回の検出電圧^2」に変更したり、「前回の検出電流／今回の検出電流」や「前回の検出電流^2／今回の検出電流^2」に変更したりしても良い。因みに、電圧又は電流は２乗の値を用いた方が補正の精度が向上する。また、比較の対象は、今回値と前回値とに限らず、今回値とそれ以前の値との比較であれば良い。
【０１１８】
上記実施の形態では、図６のヒータ通電制御ルーチンにおいて、Ｄｕｔｙ補正の処理と、上限及び下限のガード処理とを共に実施したが、同ルーチンとしては、少なくともＤｕｔｙ補正を組み込んだもので実現されれば良い。また、素子温の高温側の上限ガード（図６のステップ１５０）と、低温側の下限ガード（図６のステップ１５１）とのうち、少なくとも一方のみを実施するものであっても良い。制御デューティ比Ｄｕｔｙをガードするための構成としては基本的に、低温時におけるセンサ素子の早期活性化や、高温時における素子割れ等の不具合防止が実現できるよう、素子インピーダンスの検出値が大きいほどガード値大きくなるよう設定されるものであれば任意に実現できる。
【０１１９】
ガス濃度センサの素子抵抗として、インピーダンスに代えて、その逆数であるアドミタンスを演算するようにしても良い。この場合、素子温度（センサ活性状態）に応じてインピーダンスとアドミタンスとを切り換えて使用することも可能である。
【０１２０】
ガス濃度センサとして、排ガス中の酸素濃度を検出する既述のＡ／Ｆセンサ以外に、例えば、ＮＯｘ濃度を検出するＮＯｘセンサ、ＨＣ濃度を検出するＨＣセンサ、ＣＯ濃度を検出するＣＯセンサ等が適用できる。その場合、検出セルは複数個有するものであっても良い。更に、排ガス以外のガスを被測定ガスとすることも可能である。ガス濃度検出装置としても、空燃比検出装置以外の適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２】センサ素子の要部断面図。
【図３】ヒータ制御回路の構成を示す回路図。
【図４】マイコンによるメインルーチンを示すフローチャート。
【図５】素子インピーダンスの検出手順を示すフローチャート。
【図６】ヒータ通電の制御手順を示すフローチャート。
【図７】インピーダンス検出時における電圧変化と電流変化とを示す波形図。
【図８】素子インピーダンスと素子温との関係を示す図。
【図９】ヒータ電圧と補正項との関係を示す図。
【図１０】ヒータ通電制御が実施される様子を示すタイムチャート。
【図１１】第２の実施の形態におけるガス濃度検出装置の概要を示す構成図。
【図１２】ガス濃度センサの構成を示す断面図。
【図１３】ヒータ通電の動作を示すタイムチャート。
【図１４】ヒータ通電切り換えの詳細を示すタイムチャート。
【図１５】ヒータ通電の動作を示すタイムチャート。
【図１６】素子インピーダンスの検出手順を示すフローチャート。
【図１７】ヒータ通電の動作を示すタイムチャート。
【図１８】ヒータ通電の動作を示すタイムチャート。
【図１９】ヒータ通電の動作を示すタイムチャート。
【図２０】ヒータ通電切り換え時の電流波形を示すタイムチャート。
【符号の説明】
１０…エンジン、１５…空燃比検出装置、２０…マイコン、３０…Ａ／Ｆセンサ、３１…固体電解質体、３９…ヒータ、１００…ガス濃度センサ、１１０…ポンプセル、１２０…モニタセル、１３０…センサセル、１４１，１４２…固体電解質、１５１…ヒータ、２００…制御回路、２２０…Ｐ／Ｈ回路。

Claims

固体電解質体を用いたセンサ素子、並びに該センサ素子を活性状態に加熱するためのヒータを有するガス濃度センサと、
前記ガス濃度センサの素子抵抗を検出する素子抵抗検出手段と、
前記検出した素子抵抗と目標値との偏差に基づいてヒータ制御量を算出する制御量算出手段と、
予め規定したヒータ電圧の基準値とヒータ電圧の検出値との比較により補正項を算出し、前記制御量算出手段により算出したヒータ制御量を前記補正項にて補正する制御量補正手段と、
を備えることを特徴とするガス濃度センサのヒータ制御装置。
固体電解質体を用いたセンサ素子、並びに該センサ素子を活性状態に加熱するためのヒータを有するガス濃度センサと、
前記ガス濃度センサの素子抵抗を検出する素子抵抗検出手段と、
前記検出した素子抵抗と目標値との偏差に基づいてヒータ制御量を算出する制御量算出手段と、
予め規定したヒータ電流の基準値とヒータ電流の検出値との比較により補正項を算出し、前記制御量算出手段により算出したヒータ制御量を前記補正項にて補正する制御量補正手段と、
を備えることを特徴とするガス濃度センサのヒータ制御装置。
固体電解質体を用いたセンサ素子、並びに該センサ素子を活性状態に加熱するためのヒータを有するガス濃度センサと、
前記ガス濃度センサの素子抵抗を検出する素子抵抗検出手段と、
前記検出した素子抵抗と目標値との偏差に基づいてヒータ制御量を算出する制御量算出手段と、
検出したヒータ電圧又はヒータ電流をそれ以前に検出したヒータ電圧又はヒータ電流と比較し、その比較に基づき、前記制御量算出手段により算出したヒータ制御量を補正する制御量補正手段と、
を備えることを特徴とするガス濃度センサのヒータ制御装置。
ヒータ制御量を制限するためのガード値を、素子抵抗の検出値が大きいほど大きくなるよう設定するガード値設定手段を更に備える請求項１〜３の何れかに記載のガス濃度センサのヒータ制御装置
前記検出した素子抵抗と素子抵抗の目標値との偏差に基づき、少なくとも積分項を反映しつつヒータ通電のフィードバック制御を実施するヒータ制御装置であって、
前記検出した素子抵抗が目標値を含む所定の制御範囲にあるか否かを判定する判定手段を更に備え、
前記ガード値設定手段は、前記制御範囲から外れて素子抵抗が変化した旨判定される場合、その素子抵抗の変化を抑える向きにヒータ制御量のガード値を設定する請求項４に記載のガス濃度センサのヒータ制御装置。
請求項５に記載のガス濃度センサのヒータ制御装置において、前記ガード値設定手段は、前記制御範囲に対し素子温の高温側に素子抵抗が変化した旨判定される場合、ヒータ制御量の最大値を制限するための第１のガード値を設定し、前記制御範囲に対し素子温の低温側に素子抵抗が変化した旨判定される場合、ヒータ制御量の最小値を制限するための第２のガード値を設定するガス濃度センサのヒータ制御装置。
請求項４〜６の何れかに記載のガス濃度センサのヒータ制御装置において、前記ガード値設定手段により設定したガード値でヒータ制御量が制限される場合、前記制御量補正手段は、該ガード値を対象に補正を実施するガス濃度センサのヒータ制御装置。
請求項７に記載のガス濃度センサのヒータ制御装置において、前記ガード値設定手段により設定したガード値でヒータ制御量が制限される場合、前記制御量補正手段は、補正実施の時間間隔を拡げるガス濃度センサのヒータ制御装置。
所定周期におけるヒータ通電のＯＮ時間を制御するようにしたガス濃度センサのヒータ制御装置において、
ヒータ通電のＯＮ時間が所定値よりも長い場合にのみ、ヒータ電力算出のためのヒータ電圧又はヒータ電流の検出を許可する請求項１〜８の何れかに記載のガス濃度センサのヒータ制御装置。
前記素子抵抗検出手段は、センサ素子への印加電圧又は電流を素子抵抗検出用の値に一時的に切り換え、その時の電流変化又は電圧変化から素子抵抗を検出するものであり、その素子抵抗の検出期間とヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦ切り換えのタイミングとが重複する場合、各タイミングの何れかを強制的にずらすようにした請求項１〜９の何れかに記載のガス濃度センサのヒータ制御装置。