JP3992509B2 - Ａ／ｆセンサの電流検出回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両のエンジンなどの内燃機関における空燃比を検出するためのセンサ（以下、Ａ／Ｆセンサ）における電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
Ａ／Ｆセンサは、排気ガス中の空気対燃料の比（空燃比）、即ちＡ／Ｆ値を監視するセンサである。このセンサは、車両などの排気ガス中の空気と燃料の比を検出し、検出した値に基づいてエンジンに供給する燃料の割合を最適な値に調整するために使用される。図１に、一般的なＡ／Ｆセンサにおけるセンサ電流とＡ／Ｆ値の関係を示す。このＡ／Ｆセンサ特性は、センサ両端電圧を０．４Ｖとして測定した場合のものである。また、ストイキ状態でセンサ電流が０となり、リッチ状態でセンサ電流がマイナス、リーン状態でプラスとなるように回路調整されている。
【０００３】
図示するように、Ａ／Ｆ値とセンサ電流にはほぼ比例関係があり、したがってセンサ電流を回路上で検出することにより、Ａ／Ｆ値を求めることができる。
【０００４】
また、センサ特性を得るためにはＡ／Ｆセンサを活性化する必要があり、そのためにセンサの素子温度を一般的には５５０℃以上にする。センサの素子温度検出には、図２に示したセンサのアドミッタンス−温度特性を使用している。アドミッタンス−温度特性はセンサに固有であるので、素子アドミッタンス値Ａｄ１を測定し、その測定値を予め測定されたアドミッタンス−温度特性曲線と比較することによって、そのときの素子温Ｔ１が検出される。なお、アドミッタンスＡｄはインピーダンスＺの逆数である。
【０００５】
以上をまとめると、Ａ／Ｆセンサの処理回路には、Ａ／Ｆ値を求める為にセンサの電流値をモニタする機能（機能１）およびセンサの素子温を求める為にセンサのアドミッタンス値を検出する機能（機能２）の、２個の機能が求められる。
【０００６】
図３は、上記２個の機能を備える従来のセンサ電流検出回路を示す。図において、１は、＋端子２およびマイナス端子３を有する２端子Ａ／Ｆセンサであり、図示するようにインピーダンスＺと起電力Ｅの直列回路で等価することができる。これら２端子２，３は、ＥＣＵ（電子制御ユニット）内のＡ／Ｆセンサ回路４に接続されている。Ａ／Ｆセンサ回路４は、図示するように、オペアンプ５，６、シャント抵抗Ｒａ、Ｒｂで構成されている。
【０００７】
オペアンプ５の出力端子は、シャント抵抗Ｒａを介してセンサ１の＋側端子２に接続されている。センサ１の＋側端子２は、オペアンプ５の＋側入力端子に接続されている。また、オペアンプ５の−側入力端子は、可変電圧Ｖ１の変動電源７に接続され、オペアンプ６の−側入力端子は電圧Ｖ２の電圧固定電源に接続されている。オペアンプ５，６は、センサ１の＋および−端子２，３の電圧値をそれぞれ可変電源７の電圧Ｖ１、固定電源８の電圧Ｖ２とするように動作する。なお、オペアンプ５，６は＋Ｂ電源と接地間とに接続されている。
【０００８】
９は、シャント抵抗Ｒａの両端の電圧をモニタするための端子ＡＤ１，ＡＤ２を備えたＡＤコンバータである。このコンバータ９によって検出された電圧値は、図示はしないがマイクロコンピュータに送られ、そこで所定の処理が行われてセンサ電流およびアドミッタンス値が算出される。
【０００９】
以下に、上記センサ電流検出回路４の動作を説明し、従来装置の欠点について明らかにする。まず、説明を簡単にするために、ＡＤコンバータ９の許容電圧範囲を０〜５Ｖ、センサ電流検出時のＶ１電圧を３．３Ｖ、Ｖ２電圧を２．９Ｖとする。
【００１０】
以上の回路において、上記機能１は、電圧Ｖ１を一定（例えば３．３Ｖ）とした場合、センサ電流＝（ＡＤ２−ＡＤ１）／Ｒ、を測定することによって実行される。また、機能２は、電圧Ｖ１を変動（ΔＶ）させ、そのときの電流変化分（ΔＩ）からアドミッタンスを求めることによって、実現することができる。なお、この場合センサ１のアドミッタンスＺは、
アドミッタンス＝ΔＩ／ΔＶ （１）
で示す式で求められる。
【００１１】
実際の電圧掃引波形Ｖ１，Ｖ２を図４に示す。
波形Ｖ１は、ΔＶ＝０．２Ｖで掃引する期間ｂ、および電圧Ｖ１＝３．０Ｖである定電圧期間ａの繰り返しで構成され、期間ｂと期間ａの長さは数１００ｍＳである。素子アドミッタンスは、前述したように、電圧掃引時である期間ｂでのセンサ内インピーダンスによる電流変化分ΔＩを求めることによって、上記式（１）から得ることが出来る。なお、この時、ＡＤコンバータ９の端子ＡＤ２によって検出される電圧は、ピーク値でＢ電圧まで上昇する。
【００１２】
一方、機能１であるセンサ電流のモニタは、Ｖ１＝３．３Ｖ固定である期間ａにおいて実行される。この時、ＡＤコンバータ９の端子ＡＤ２の電圧は、Ａ電圧に固定される。
一例として、以下の条件でのＡＤコンバータ９の端子ＡＤ１，ＡＤ２における電圧を求める。
【００１３】
＜条件１＞
Ａ／Ｆ＝１８の時のセンサ電流は４［ｍＡ］であり、制御狙い素子温７００℃時の素子アドミッタンスＡｄは、Ａｄ＝０．０４［１／Ω］、さらにシャント抵抗Ｒａ＝１００Ωとする。
【００１４】
この場合、センサ電流検出時（期間ａ）の端子ＡＤ２のＡ電圧は、
Ａ電圧＝３．３Ｖ＋１００Ω×４ｍＡ＝３．７Ｖ
となる。
【００１５】
一方、素子アドミッタンス算出時（期間ｂ）のＡＤ電圧のピーク値Ｂは、
Ｂ電圧＝Ａ電圧（３．７Ｖ）＋１００Ω×（０．２Ｖ／（１／０．０４［１／Ω］）＝４．５Ｖ
となる。
【００１６】
通常のＡＤコンバータ９の入力電圧許容範囲は０〜５Ｖであり、上記のＡ電圧およびＢともこの範囲内であるので、条件１のセンサを使用する限りにおいて、問題は生じない。しかしながら、センサの設計変更によってＡ／Ｆセンサ特性が変化すると、上記Ｂ電圧がＡＤコンバータの入力許容範囲５Ｖを超えることがある。この場合の例を以下に示す。
【００１７】
＜条件２＞
Ａ／Ｆ＝１８の時のセンサ電流は条件１と同様に４［ｍＡ］であるが、センサの設計変更により、制御狙い素子温７００℃の素子アドミッタンス＝０．０８［１／Ω］となった場合を考察する。
この時のＡＤコンバータ９の端子ＡＤ２におけるＡ電圧を求める。
まず、センサ電流検出時（期間ａ）においては、
Ａ電圧＝３．３Ｖ＋１００Ω×４ｍＡ＝３．７Ｖ
となる。
【００１８】
次に、素子アドミッタンス算出時（期間ｂ）においては、
Ｂ電圧＝Ａ電圧（３．７Ｖ）＋１００Ω×（０．２Ｖ／（１／０．０８［１／Ω］）＝５．３Ｖ
となって、ＡＤコンバータ９の入力電圧範囲を超え、その結果、端子ＡＤ２の電圧は５Ｖに張り付く。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
この様に、Ａ／Ｆセンサの特性が変化すると、電圧掃引時のＡＤ２電圧がこのコンバータの入力電圧範囲を超え、Ｂ電圧が５Ｖに張り付くことがある。このような場合には、正確な素子アドミッタンスを算出することが出来なくなる。通常、この様な事態に対処する為に、シャント抵抗Ｒａの値を半分の５０Ωに落として電圧掃引時のＢ電圧がコンバータの最大許容値に張り付かないようにしている。
【００２０】
ところが、シャント抵抗Ｒの値を５０Ωに落とすという対策を取ることによって、Ａ点電圧が３．７Ｖから３．５Ｖへ減少し、ダイナミックレンジが半分になる。つまり、センサ電流の検出精度が２分の１となる欠点を有している。
【００２１】
以上の様に、従来のＡ／Ｆセンサの電流検出回路は、回路設計時に想定された特性を有するＡ／Ｆセンサとは異なるセンサを使用した場合に、正確な素子アドミッタンスを、高いセンサ電流検出精度を保ちながら検出することが困難になるという欠点を有している。したがって本発明は、異なる特性を有するＡ／Ｆセンサであっても、実用に耐えうるセンサ電流検出精度を保ちながら、正確な素子アドミッタンス測定を行うことができる、センサ電流検出回路を得ることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１のＡ／Ｆセンサの電流検出回路は、上記課題を解決する為に、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧を生成するためのオペアンプと、該オペアンプの出力端子および前記Ａ／Ｆセンサ間に接続される電流測定用の第１の抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記第１の抵抗間に一方の端子を接続する互いに直列接続された分圧用の第２、第３の抵抗と、前記オペアンプの出力端子および前記第１の抵抗間に設けた第１の出力端子と、前記第１の抵抗と前記Ａ／Ｆセンサ間に設けた第２の出力端子と、前記分圧用の第２、第３の抵抗間に設けた第３の出力端子を備えている。さらに前記第１および第２の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサの電流値を検出し、前記第２および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサのアドミッタンス値を検出する。
【００２３】
上記本発明の第１のＡ／Ｆセンサの電流検出回路によれば、第３の測定端子における電圧は、第２および第３の抵抗の分圧比に基づいて、第１の測定端子の電圧に比べて低下する。例えば、第２、第３の抵抗が１：１の抵抗比を有している場合は、第３の出力端子の電圧は第１の出力端子電圧の半分となる。通常、これらの出力端子からの信号はＡＤコンバータを介してマイクロコンピュータなどに入力され、所定の演算処理を経てセンサ電流が検出される。したがって、異なる特性を有するＡ／Ｆセンサを採用したことによって素子アドミッタンス検出時に第１の出力端子の出力が増大した場合でも、第１の出力端子に代わって第３の出力端子を用いることにより、出力電圧をＡＤコンバータの入力電圧範囲に収めることができる。これによって、Ａ／Ｆセンサの交換に対して十分に対応可能な、柔軟性の高いＡ／Ｆセンサの電流検出回路を提供することが出来る。
【００２４】
本発明の第２のＡ／Ｆセンサの電流検出回路は、上記課題を解決する為に、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧を生成するためのオペアンプと、該オペアンプの出力端子および前記Ａ／Ｆセンサ間に接続される直列接続された電流測定用の第１、第２の抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記第１の抵抗間に設けた第１の出力端子と、前記第１および第２の抵抗間に設けた第２の出力端子と、前記第２の抵抗および前記Ａ／Ｆセンサ間に設けた第３の出力端子を備えている。さらに前記第１および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサの電流値を検出し、前記第２および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサのアドミッタンス値を検出する。
【００２５】
上記本発明の第２のＡ／Ｆセンサの電流検出回路によれば、上記第１の発明の場合と同様に、第１の出力端子に代わって第２の出力端子を素子アドミッタンスの検出に用いることによって、別の特性を有するＡ／Ｆセンサを用いた場合でも、出力電圧をＡＤコンバータの入力電圧範囲内に収めることが出来るようになる。これによって、Ａ／Ｆセンサの交換に対して十分に対応可能な、柔軟性の高いＡ／Ｆセンサの電流検出回路を提供することが出来る。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図５は、本発明の第１の実施形態にかかるＡ／Ｆセンサの電流検出回路を示す回路図である。なお、以下の図において、図３に示すものと同じ参照符号は、同一かまたは類似の構成要素を示すので、重複した説明は行わない。
【００２７】
図５に示す実施形態では、オペアンプ５の出力端子とシャント抵抗Ｒａ間に、分圧用の直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を追加し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードをＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ３に接続した構成を有する。各抵抗の抵抗比は１：１とされている。本実施形態では、センサ電流値を検出する場合は、ＡＤコンバータ９における入力端子ＡＤ１とＡＤ２を使用し、一方素子アドミッタンスを検出する場合は、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ１とＡＤ３を使用する。あるいは、素子アドミッタンスを検出する場合も入力端子ＡＤ１とＡＤ２を使用し、入力端子ＡＤ２の電圧値が５Ｖに張り付いた場合は入力端子ＡＤ１とＡＤ３を使用するようにしても良い。
【００２８】
このようにすることによって、従来と同様にセンサ電流値を検出することが出来る一方で、素子アドミッタンス検出時にＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ２が電圧５Ｖに張り付いた場合であっても、入力端子ＡＤ３の電圧はその半分となるのでＡＤコンバータの入力電圧範囲５Ｖ以内に収まり、問題を生じない。
【００２９】
これを、従来例の説明の項で挙げた、＜条件２＞の場合について説明する。上記＜条件２＞の場合、従来例回路では、Ａ／Ｆ＝１８の時、センサ電流は＜条件１＞の場合と同様に４ｍＡとなり、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ２にかかる電圧は５.３Ｖとなるが、本実施形態の場合では、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ３にかかる電圧は２．６５Ｖとなり、ＡＤコンバータの入力電圧範囲に十分収まり問題を生じない。なお、この場合でも図４のＡ点電圧は３．７Ｖを得ることが出来るので、ダイナミックレンジの減少によるセンサ電流検出精度の劣化は無い。
【００３０】
図６は、本発明の、第２の実施形態の回路図を示す。本実施形態では、図３に示した従来の回路の抵抗Ｒａに替えて、２個の抵抗Ｒ３およびＲ４を用いている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値は、従来の抵抗Ｒａの半分とする。即ち、Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒａ／２である。
【００３１】
上記＜条件２＞の場合を考えると、センサ電流値を検出する場合は、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ１とＡＤ２を使用し、センサ電流４ｍＡを得る。一方、素子アドミッタンスを検出する場合は、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ１とＡＤ４を使用する。入力端子ＡＤ２の電圧は、電圧掃引時５．３Ｖとなるが、入力端子ＡＤ４の電圧は、
（５．３Ｖ−３．３Ｖ）／２＋３．３Ｖ＝４．３Ｖ
となり、ＡＤコンバータ９の入力電圧範囲に収まり問題は生じない。なお、この場合でも図４のＡ点電圧は３．７Ｖを得ることが出来るので、ダイナミックレンジの減少によるセンサ電流検出精度の劣化は無い。
【００３２】
なお、本回路でも、入力端子ＡＤ２の電圧が５Ｖ以下である場合は、入力端子ＡＤ１とＡＤ２を素子アドミッタンスの測定に用い、異なるＡ／Ｆセンサを用いたことによって特性が変わり、入力端子ＡＤ２の電圧値が５Ｖを超えた場合に、端子ＡＤ１とＡＤ４を用いて素子アドミッタンスの測定を行うようにしても良い。
【００３３】
【発明の効果】
以上に実施形態を示して説明したように、本発明のセンサ電流検出回路では、Ａ／Ｆセンサの設計変更などによりその特性が変化した場合であっても、電流検出精度を劣化させることなく正確に素子アドミッタンスを検出することが可能である。これにより、Ａ／Ｆセンサの特性変化に対して対応可能範囲の大きいセンサ電流検出回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的なＡ／Ｆセンサ特性を示す図。
【図２】Ａ／Ｆセンサの、一般的なアドミッタンス−素子温特性を示す図。
【図３】従来のセンサ電流の検出回路を示す図。
【図４】図３に示す回路の動作説明に供する波形図。
【図５】本発明の第１の実施形態にかかるＡ／Ｆセンサの電流検出回路を示す図。
【図６】本発明の第２の実施形態にかかるＡ／Ｆセンサの電流検出回路を示す図。
【符号の説明】
１…Ａ／Ｆセンサ
２…＋側端子
３…−側端子
４…Ａ／Ｆセンサ
５、６…オペアンプ
７、８…電源
９…ＡＤコンバータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両のエンジンなどの内燃機関における空燃比を検出するためのセンサ（以下、Ａ／Ｆセンサ）における電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
Ａ／Ｆセンサは、排気ガス中の空気対燃料の比（空燃比）、即ちＡ／Ｆ値を監視するセンサである。このセンサは、車両などの排気ガス中の空気と燃料の比を検出し、検出した値に基づいてエンジンに供給する燃料の割合を最適な値に調整するために使用される。図１に、一般的なＡ／Ｆセンサにおけるセンサ電流とＡ／Ｆ値の関係を示す。このＡ／Ｆセンサ特性は、センサ両端電圧を０．４Ｖとして測定した場合のものである。また、ストイキ状態でセンサ電流が０となり、リッチ状態でセンサ電流がマイナス、リーン状態でプラスとなるように回路調整されている。
【０００３】
図示するように、Ａ／Ｆ値とセンサ電流にはほぼ比例関係があり、したがってセンサ電流を回路上で検出することにより、Ａ／Ｆ値を求めることができる。
【０００４】
また、センサ特性を得るためにはＡ／Ｆセンサを活性化する必要があり、そのためにセンサの素子温度を一般的には５５０℃以上にする。センサの素子温度検出には、図２に示したセンサのアドミッタンス−温度特性を使用している。アドミッタンス−温度特性はセンサに固有であるので、素子アドミッタンス値Ａｄ１を測定し、その測定値を予め測定されたアドミッタンス−温度特性曲線と比較することによって、そのときの素子温Ｔ１が検出される。なお、アドミッタンスＡｄはインピーダンスＺの逆数である。
【０００５】
以上をまとめると、Ａ／Ｆセンサの処理回路には、Ａ／Ｆ値を求める為にセンサの電流値をモニタする機能（機能１）およびセンサの素子温を求める為にセンサのアドミッタンス値を検出する機能（機能２）の、２個の機能が求められる。
【０００６】
図３は、上記２個の機能を備える従来のセンサ電流検出回路を示す。図において、１は、＋端子２およびマイナス端子３を有する２端子Ａ／Ｆセンサであり、図示するようにインピーダンスＺと起電力Ｅの直列回路で等価することができる。これら２端子２，３は、ＥＣＵ（電子制御ユニット）内のＡ／Ｆセンサ回路４に接続されている。Ａ／Ｆセンサ回路４は、図示するように、オペアンプ５，６、シャント抵抗Ｒａ、Ｒｂで構成されている。
【０００７】
オペアンプ５の出力端子は、シャント抵抗Ｒａを介してセンサ１の＋側端子２に接続されている。センサ１の＋側端子２は、オペアンプ５の＋側入力端子に接続されている。また、オペアンプ５の−側入力端子は、可変電圧Ｖ１の変動電源７に接続され、オペアンプ６の−側入力端子は電圧Ｖ２の電圧固定電源に接続されている。オペアンプ５，６は、センサ１の＋および−端子２，３の電圧値をそれぞれ可変電源７の電圧Ｖ１、固定電源８の電圧Ｖ２とするように動作する。なお、オペアンプ５，６は＋Ｂ電源と接地間とに接続されている。
【０００８】
９は、シャント抵抗Ｒａの両端の電圧をモニタするための端子ＡＤ１，ＡＤ２を備えたＡＤコンバータである。このコンバータ９によって検出された電圧値は、図示はしないがマイクロコンピュータに送られ、そこで所定の処理が行われてセンサ電流およびアドミッタンス値が算出される。
【０００９】
以下に、上記センサ電流検出回路４の動作を説明し、従来装置の欠点について明らかにする。まず、説明を簡単にするために、ＡＤコンバータ９の許容電圧範囲を０〜５Ｖ、センサ電流検出時のＶ１電圧を３．３Ｖ、Ｖ２電圧を２．９Ｖとする。
【００１０】
以上の回路において、上記機能１は、電圧Ｖ１を一定（例えば３．３Ｖ）とした場合、センサ電流＝（ＡＤ２−ＡＤ１）／Ｒ、を測定することによって実行される。また、機能２は、電圧Ｖ１を変動（ΔＶ）させ、そのときの電流変化分（ΔＩ）からアドミッタンスを求めることによって、実現することができる。なお、この場合センサ１のアドミッタンスＺは、
アドミッタンス＝ΔＩ／ΔＶ （１）
で示す式で求められる。
【００１１】
実際の電圧掃引波形Ｖ１，Ｖ２を図４に示す。
波形Ｖ１は、ΔＶ＝０．２Ｖで掃引する期間ｂ、および電圧Ｖ１＝３．０Ｖである定電圧期間ａの繰り返しで構成され、期間ｂと期間ａの長さは数１００ｍＳである。素子アドミッタンスは、前述したように、電圧掃引時である期間ｂでのセンサ内インピーダンスによる電流変化分ΔＩを求めることによって、上記式（１）から得ることが出来る。なお、この時、ＡＤコンバータ９の端子ＡＤ２によって検出される電圧は、ピーク値でＢ電圧まで上昇する。
【００１２】
一方、機能１であるセンサ電流のモニタは、Ｖ１＝３．３Ｖ固定である期間ａにおいて実行される。この時、ＡＤコンバータ９の端子ＡＤ２の電圧は、Ａ電圧に固定される。
一例として、以下の条件でのＡＤコンバータ９の端子ＡＤ１，ＡＤ２における電圧を求める。
【００１３】
＜条件１＞
Ａ／Ｆ＝１８の時のセンサ電流は４［ｍＡ］であり、制御狙い素子温７００℃時の素子アドミッタンスＡｄは、Ａｄ＝０．０４［１／Ω］、さらにシャント抵抗Ｒａ＝１００Ωとする。
【００１４】
この場合、センサ電流検出時（期間ａ）の端子ＡＤ２のＡ電圧は、
Ａ電圧＝３．３Ｖ＋１００Ω×４ｍＡ＝３．７Ｖ
となる。
【００１５】
一方、素子アドミッタンス算出時（期間ｂ）のＡＤ電圧のピーク値Ｂは、
Ｂ電圧＝Ａ電圧（３．７Ｖ）＋１００Ω×（０．２Ｖ／（１／０．０４［１／Ω］）＝４．５Ｖ
となる。
【００１６】
通常のＡＤコンバータ９の入力電圧許容範囲は０〜５Ｖであり、上記のＡ電圧およびＢともこの範囲内であるので、条件１のセンサを使用する限りにおいて、問題は生じない。しかしながら、センサの設計変更によってＡ／Ｆセンサ特性が変化すると、上記Ｂ電圧がＡＤコンバータの入力許容範囲５Ｖを超えることがある。この場合の例を以下に示す。
【００１７】
＜条件２＞
Ａ／Ｆ＝１８の時のセンサ電流は条件１と同様に４［ｍＡ］であるが、センサの設計変更により、制御狙い素子温７００℃の素子アドミッタンス＝０．０８［１／Ω］となった場合を考察する。
この時のＡＤコンバータ９の端子ＡＤ２におけるＡ電圧を求める。
まず、センサ電流検出時（期間ａ）においては、
Ａ電圧＝３．３Ｖ＋１００Ω×４ｍＡ＝３．７Ｖ
となる。
【００１８】
次に、素子アドミッタンス算出時（期間ｂ）においては、
Ｂ電圧＝Ａ電圧（３．７Ｖ）＋１００Ω×（０．２Ｖ／（１／０．０８［１／Ω］）＝５．３Ｖ
となって、ＡＤコンバータ９の入力電圧範囲を超え、その結果、端子ＡＤ２の電圧は５Ｖに張り付く。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
この様に、Ａ／Ｆセンサの特性が変化すると、電圧掃引時のＡＤ２電圧がこのコンバータの入力電圧範囲を超え、Ｂ電圧が５Ｖに張り付くことがある。このような場合には、正確な素子アドミッタンスを算出することが出来なくなる。通常、この様な事態に対処する為に、シャント抵抗Ｒａの値を半分の５０Ωに落として電圧掃引時のＢ電圧がコンバータの最大許容値に張り付かないようにしている。
【００２０】
ところが、シャント抵抗Ｒの値を５０Ωに落とすという対策を取ることによって、Ａ点電圧が３．７Ｖから３．５Ｖへ減少し、ダイナミックレンジが半分になる。つまり、センサ電流の検出精度が２分の１となる欠点を有している。
【００２１】
以上の様に、従来のＡ／Ｆセンサの電流検出回路は、回路設計時に想定された特性を有するＡ／Ｆセンサとは異なるセンサを使用した場合に、正確な素子アドミッタンスを、高いセンサ電流検出精度を保ちながら検出することが困難になるという欠点を有している。したがって本発明は、異なる特性を有するＡ／Ｆセンサであっても、実用に耐えうるセンサ電流検出精度を保ちながら、正確な素子アドミッタンス測定を行うことができる、センサ電流検出回路を得ることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１のＡ／Ｆセンサの電流検出回路は、上記課題を解決する為に、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧を生成するためのオペアンプと、該オペアンプの出力端子および前記Ａ／Ｆセンサ間に接続される電流測定用の第１の抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記第１の抵抗間に一方の端子を接続する互いに直列接続された分圧用の第２、第３の抵抗と、前記オペアンプの出力端子および前記第１の抵抗間に設けた第１の出力端子と、前記第１の抵抗と前記Ａ／Ｆセンサ間に設けた第２の出力端子と、前記分圧用の第２、第３の抵抗間に設けた第３の出力端子を備えている。さらに前記第１および第２の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサの電流値を検出し、前記第２および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサのアドミッタンス値を検出する。
【００２３】
上記本発明の第１のＡ／Ｆセンサの電流検出回路によれば、第３の測定端子における電圧は、第２および第３の抵抗の分圧比に基づいて、第１の測定端子の電圧に比べて低下する。例えば、第２、第３の抵抗が１：１の抵抗比を有している場合は、第３の出力端子の電圧は第１の出力端子電圧の半分となる。通常、これらの出力端子からの信号はＡＤコンバータを介してマイクロコンピュータなどに入力され、所定の演算処理を経てセンサ電流が検出される。したがって、異なる特性を有するＡ／Ｆセンサを採用したことによって素子アドミッタンス検出時に第１の出力端子の出力が増大した場合でも、第１の出力端子に代わって第３の出力端子を用いることにより、出力電圧をＡＤコンバータの入力電圧範囲に収めることができる。これによって、Ａ／Ｆセンサの交換に対して十分に対応可能な、柔軟性の高いＡ／Ｆセンサの電流検出回路を提供することが出来る。
【００２４】
本発明の第２のＡ／Ｆセンサの電流検出回路は、上記課題を解決する為に、Ａ／Ｆセンサに印加される電圧を生成するためのオペアンプと、該オペアンプの出力端子および前記Ａ／Ｆセンサ間に接続される直列接続された電流測定用の第１、第２の抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記第１の抵抗間に設けた第１の出力端子と、前記第１および第２の抵抗間に設けた第２の出力端子と、前記第２の抵抗および前記Ａ／Ｆセンサ間に設けた第３の出力端子を備えている。さらに前記第１および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサの電流値を検出し、前記第２および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサのアドミッタンス値を検出する。
【００２５】
上記本発明の第２のＡ／Ｆセンサの電流検出回路によれば、上記第１の発明の場合と同様に、第１の出力端子に代わって第２の出力端子を素子アドミッタンスの検出に用いることによって、別の特性を有するＡ／Ｆセンサを用いた場合でも、出力電圧をＡＤコンバータの入力電圧範囲内に収めることが出来るようになる。これによって、Ａ／Ｆセンサの交換に対して十分に対応可能な、柔軟性の高いＡ／Ｆセンサの電流検出回路を提供することが出来る。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図５は、本発明の第１の実施形態にかかるＡ／Ｆセンサの電流検出回路を示す回路図である。なお、以下の図において、図３に示すものと同じ参照符号は、同一かまたは類似の構成要素を示すので、重複した説明は行わない。
【００２７】
図５に示す実施形態では、オペアンプ５の出力端子とシャント抵抗Ｒａ間に、分圧用の直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を追加し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードをＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ３に接続した構成を有する。各抵抗の抵抗比は１：１とされている。本実施形態では、センサ電流値を検出する場合は、ＡＤコンバータ９における入力端子ＡＤ１とＡＤ２を使用し、一方素子アドミッタンスを検出する場合は、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ１とＡＤ３を使用する。あるいは、素子アドミッタンスを検出する場合も入力端子ＡＤ１とＡＤ２を使用し、入力端子ＡＤ２の電圧値が５Ｖに張り付いた場合は入力端子ＡＤ１とＡＤ３を使用するようにしても良い。
【００２８】
このようにすることによって、従来と同様にセンサ電流値を検出することが出来る一方で、素子アドミッタンス検出時にＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ２が電圧５Ｖに張り付いた場合であっても、入力端子ＡＤ３の電圧はその半分となるのでＡＤコンバータの入力電圧範囲５Ｖ以内に収まり、問題を生じない。
【００２９】
これを、従来例の説明の項で挙げた、＜条件２＞の場合について説明する。上記＜条件２＞の場合、従来例回路では、Ａ／Ｆ＝１８の時、センサ電流は＜条件１＞の場合と同様に４ｍＡとなり、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ２にかかる電圧は５.３Ｖとなるが、本実施形態の場合では、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ３にかかる電圧は２．６５Ｖとなり、ＡＤコンバータの入力電圧範囲に十分収まり問題を生じない。なお、この場合でも図４のＡ点電圧は３．７Ｖを得ることが出来るので、ダイナミックレンジの減少によるセンサ電流検出精度の劣化は無い。
【００３０】
図６は、本発明の、第２の実施形態の回路図を示す。本実施形態では、図３に示した従来の回路の抵抗Ｒａに替えて、２個の抵抗Ｒ３およびＲ４を用いている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値は、従来の抵抗Ｒａの半分とする。即ち、Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒａ／２である。
【００３１】
上記＜条件２＞の場合を考えると、センサ電流値を検出する場合は、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ１とＡＤ２を使用し、センサ電流４ｍＡを得る。一方、素子アドミッタンスを検出する場合は、ＡＤコンバータ９の入力端子ＡＤ１とＡＤ４を使用する。入力端子ＡＤ２の電圧は、電圧掃引時５．３Ｖとなるが、入力端子ＡＤ４の電圧は、
（５．３Ｖ−３．３Ｖ）／２＋３．３Ｖ＝４．３Ｖ
となり、ＡＤコンバータ９の入力電圧範囲に収まり問題は生じない。なお、この場合でも図４のＡ点電圧は３．７Ｖを得ることが出来るので、ダイナミックレンジの減少によるセンサ電流検出精度の劣化は無い。
【００３２】
なお、本回路でも、入力端子ＡＤ２の電圧が５Ｖ以下である場合は、入力端子ＡＤ１とＡＤ２を素子アドミッタンスの測定に用い、異なるＡ／Ｆセンサを用いたことによって特性が変わり、入力端子ＡＤ２の電圧値が５Ｖを超えた場合に、端子ＡＤ１とＡＤ４を用いて素子アドミッタンスの測定を行うようにしても良い。
【００３３】
【発明の効果】
以上に実施形態を示して説明したように、本発明のセンサ電流検出回路では、Ａ／Ｆセンサの設計変更などによりその特性が変化した場合であっても、電流検出精度を劣化させることなく正確に素子アドミッタンスを検出することが可能である。これにより、Ａ／Ｆセンサの特性変化に対して対応可能範囲の大きいセンサ電流検出回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的なＡ／Ｆセンサ特性を示す図。
【図２】Ａ／Ｆセンサの、一般的なアドミッタンス−素子温特性を示す図。
【図３】従来のセンサ電流の検出回路を示す図。
【図４】図３に示す回路の動作説明に供する波形図。
【図５】本発明の第１の実施形態にかかるＡ／Ｆセンサの電流検出回路を示す図。
【図６】本発明の第２の実施形態にかかるＡ／Ｆセンサの電流検出回路を示す図。
【符号の説明】
１…Ａ／Ｆセンサ
２…＋側端子
３…−側端子
４…Ａ／Ｆセンサ
５、６…オペアンプ
７、８…電源
９…ＡＤコンバータ
Claims (4)
- Ａ／Ｆセンサに印加される電圧を生成するためのオペアンプと、該オペアンプの出力端子および前記Ａ／Ｆセンサ間に接続される電流測定用の第１の抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記第１の抵抗間に一方の端子を接続する互いに直列接続された分圧用の第２、第３の抵抗と、前記オペアンプの出力端子および前記第１の抵抗間に設けた第１の出力端子と、前記第１の抵抗と前記Ａ／Ｆセンサ間に設けた第２の出力端子と、前記分圧用の第２、第３の抵抗間に設けた第３の出力端子、を備え、前記第１および第２の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサの電流値を検出し、前記第２および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサのアドミッタンス値を検出する、Ａ／Ｆセンサの電流検出回路。
- 請求項１に記載のＡ／Ｆセンサの電流検出回路において、前記第２、第３の抵抗は、１：１の抵抗比を有する、Ａ／Ｆセンサの電流検出回路。
- Ａ／Ｆセンサに印加される電圧を生成するためのオペアンプと、該オペアンプの出力端子および前記Ａ／Ｆセンサ間に接続される直列接続された電流測定用の第１、第２の抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記第１の抵抗間に設けた第１の出力端子と、前記第１および第２の抵抗間に設けた第２の出力端子と、前記第２の抵抗および前記Ａ／Ｆセンサ間に設けた第３の出力端子、を備え、前記第１および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサの電流値を検出し、前記第２および第３の出力端子は前記Ａ／Ｆセンサのアドミッタンス値を検出する、Ａ／Ｆセンサの電流検出回路。
- 請求項３に記載のＡ／Ｆセンサの電流検出回路であって、前記第２、第３の抵抗は、１：１の抵抗比を有する、Ａ／Ｆセンサの電流検出回路。
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