JP3633371B2 - 空燃比検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は空燃比検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御するため、内燃機関の排気管に空燃比検出装置を設け、検出した空燃比に応じて燃料供給量をフィードバック制御する技術が広く用いられている。
【０００３】
このような空燃比検出装置は、空燃比の検出部（空燃比センサ）と、当該検出部を駆動する駆動回路と、当該駆動回路の出力信号を処理することにより空燃比を求めるためのＡ／Ｄ変換器およびマイクロコンピュータとから構成されており、検出部としてジルコニア固体電解質を利用したものが一般に使われている。
【０００４】
図７は、検出部（空燃比センサ）の一例の概略構造を示す一部断面図である。検出部１０１は、ジルコニア固体電解質１０２、ヒータ１０３、電極１０４，１０５、拡散抵抗体１０６から構成されている。
コップ型の検出部１０１は内燃機関の排気管（図示略）中に配置されている。
【０００５】
袋管状のジルコニア固体電解質１０２の内部には大気が導入されている。ジルコニア固体電解質１０２の内部に配置された棒状のヒータ１０３は、ジルコニア固体電解質１０２を少なくとも６００℃以上に加熱して酸素イオンの導電性を向上させている。
【０００６】
ジルコニア固体電解質１０２の大気雰囲気側には大気側電極１０４が形成され、排気ガス雰囲気側には排気側電極１０５が形成されている。尚、各電極１０４，１０５は膜厚が数μｍ〜数十μｍの多孔質の白金材料から形成されている。
電極１０５の表面に形成された拡散抵抗体１０６は、排気ガス雰囲気中から電極１０５へ拡散によって流入する酸素や未撚ガスである一酸化炭素などの流入を抑制する。尚、拡散抵抗体１０６はスピネルなどをプラズマ溶射することにより多孔質に形成されており、拡散抵抗率を大きくするため膜厚は数百μｍに設定されている。
【０００７】
図８に、検出部１０１を駆動するための従来の駆動回路８１を示す。
駆動回路８１は、オペアンプ８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４から構成されている。
オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ１を介して検出部１０１の電極１０４に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，Ｒ３を介してオペアンプ８２の反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ８３の出力端子は抵抗Ｒ２を介して検出部１０１の電極１０５に接続されると共に、各抵抗Ｒ２，Ｒ４を介してオペアンプ８３の反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプ８２の非反転入力端子には大気側印加電圧ＶＡＦ＋が印加され、オペアンプ８３の非反転入力端子には排気側印加電圧ＶＡＦ−が印加されている。ここで、各オペアンプ８２，８３は、プラス側電源ＶＢおよびグランドに接続されて電源供給がなされ単電源動作を行うようになっている。以下、各抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値をそれぞれ「Ｒ１」〜「Ｒ４」と表記する。
【０００８】
検出部１０１の電極１０４にはオペアンプ８２から電圧ＶＡＦ＋が印加され、電極１０５にはオペアンプ８３から電圧ＶＡＦ−が印加されるため、各電極１０４，１０５間には各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧ＶＲ（＝ＶＡＦ＋−ＶＡＦ−）が印加されることになる。
【０００９】
空気過剰率λが１より大きいリーン領域（λ＞１）においては、電極１０５の電圧が電極１０４の電圧よりもＶＲだけ低いため、この励起電圧（印加電圧）ＶＲによって排気ガス雰囲気中の残存酸素は拡散抵抗体１０６を介して電極１０５で酸素イオンに変換され、この酸素イオンはジルコニア固体電解質１０２中を酸素ポンプ作用によって電極１０４側へ移送され、電極１０４で再び酸化されて酸素ガスになり大気雰囲気中へ放出される。このとき、酸素イオンの流れとは逆向きに電極１０４から電極１０５へセンサ電流（ポンプ電流）Ｉｐが流れる。このセンサ電流Ｉｐは、排気ガス雰囲気中から拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡散によって流入する酸素量に対応する。
【００１０】
空気過剰率λが１の理論空燃比（λ＝１）においては、拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡散で流入する排気ガス中の残存酸素の量と一酸化炭素などの残存未燃ガスの量とは化学当量比であり、電極１０５の触媒作用により両者は完全に燃焼する。そのため、電極１０５の近傍には酸素がなくなり、各電極１０４，１０５間に電圧が励起されても、ジルコニア固体電解質１０２中を移送される酸素イオンはなくなる。従って、各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐは零になる（Ｉｐ＝０）。
【００１１】
空気過剰率λが１より小さいリッチ領域（λ＜１）においては、リーン領域の場合とは逆に、電極１０４から電極１０５へ酸素イオンが流れ、この酸素イオン流は電極１０５の近傍の酸素濃度を高めるように作用し、電極１０５で再び酸化されて酸素ガスになり、この酸素ガスは、拡散抵抗体１０６を介して排気ガス雰囲気中から電極１０５へ拡散で流入する一酸化炭素などの未燃ガスを燃焼させる。従って、ジルコニア固体電解質１０２中を電極１０４側から電極１０５側へ移送される酸素イオンの量は、電極１０５へ拡散で流入する未燃ガスの量に対応した値になる。このとき、酸素イオンの流れとは逆向きに電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐが流れる。
【００１２】
抵抗Ｒ１の両端はそれぞれＡ／Ｄ変換器８４に接続されている。Ａ／Ｄ変換器８４は、マイクロコンピュータ８５の制御に従い、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８２側の電圧Ｖ１と検出部１０１側の電圧Ｖ２とをそれぞれＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコンピュータ８５に出力する。ここで、Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされている。以下、各電源ＶＢ，ＶＣの電圧をそれぞれ「ＶＢ」，「ＶＣ」と表記する。
【００１３】
マイクロコンピュータ８５は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ，Ｉ／Ｏ回路を有する周知の構成であり、式（１）に示すように、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１とに基づいて、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐを算出する。
Ｉｐ＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｒ１ ………（式１）
そして、マイクロコンピュータ８５は、センサ電流Ｉｐに基づいて空燃比を算出し、算出した空燃比に応じて内燃機関への燃料供給量をフィードバック制御することにより、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御する。
【００１４】
ところで、駆動回路８１において、抵抗Ｒ２は、オペアンプ８３の非反転入力端子が電源ＶＢとショートした場合、過大な電流がオペアンプ８３の非反転入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出したりしてオペアンプ８３が破壊されるのを防止すると共に、静電気からオペアンプ８３の出力端子を保護するために設けられており、その抵抗値は４７Ω程度に設定されている。
【００１５】
尚、オペアンプ８２については抵抗Ｒ１が設けられているため、その抵抗値を４７Ω以上に設定することにより、オペアンプ８２の非反転入力端子が電源ＶＢとショートした場合、過大な電流がオペアンプ８２の非反転入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出したりしてオペアンプ８２が破壊されるのを防止すると共に、静電気からオペアンプ８２の出力端子を保護することができる。
【００１６】
また、各抵抗Ｒ３，Ｒ４は、静電気から各オペアンプ８２，８３の出力端子を保護するために設けられており、その抵抗値は１ｋΩ程度に設定されている。
ここで、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ＋が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ＋と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８２にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ＋と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。
【００１７】
ちなみに、検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２の形状については、図７に示す袋管状のものだけでなく、図９に示すように平板状のものもある。尚、図９に示す検出部１０１において、図７に示すものと同じ構成部材については符号を等しくしてある。
【００１８】
図９に示すように、平板状のジルコニア固体電解質１０２には、通路１１１および拡散室１１２が設けられている。通路１１１の内壁におけるジルコニア固体電解質１０２には電極１０４が形成され、拡散室１１２の内壁におけるジルコニア固体電解質１０２には電極１０５が形成されている。また、拡散室１１２には外部と連通する１個の孔が設けられており、この孔により拡散抵抗体１０６が構成されている。そして、大気は通路１１１を介して電極１０４へ導入され、排気ガス中の残存酸素や未燃ガスは拡散抵抗体１０６から拡散室１１２を介して電極１０５へ拡散で流入する。また、ジルコニア固体電解質１０２にはアルミナから成る絶縁層１１３が固着され、その絶縁層１１３内には線状のヒータ１０３が配置されている。そして、ヒータ１０３は、絶縁層１１３を介してジルコニア固体電解質１０２を加熱して酸素イオンの導電性を向上させる。
【００１９】
以下、図７に示す検出部１０１を「コップ型検出部１０１」と呼び、図９に示す検出部１０１を「積層型検出部１０１」と呼ぶことにより両者を区別する。
ところで、特開昭６１−１８０１３１号公報には、図８に示す駆動回路８１と類似の回路が開示されている。同公報の図３に記載の回路において、駆動回路８１と異なるのは、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４が省かれて短絡されている点と、オペアンプ８３の出力端子とオペアンプ８２の非反転入力端子との間に励起電圧ＶＲの設定用の電圧源が接続されている点だけである。尚、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４の作用は上記の通りであり、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４を省いて短絡した場合でも駆動回路８１の基本的な動作には影響を与えない。また、駆動回路８１では各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を各オペアンプ８２，８３の非反転入力端子に印加しており、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧ＶＲが励起電圧となるため、同公報に記載の電圧源と同様に機能する。従って、同公報に記載の回路は駆動回路８１と基本的には同じ動作を行う。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の空燃比検出装置において、検出部１０１におけるジルコニア固体電解質１０２の温度が変化すると、励起電圧（印加電圧）ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性が変動するため、空燃比の検出精度が低下するという問題がある。この問題を解決するには、検出部１０１における各電極１０４，１０５間の交流的な抵抗（検出部１０１の内部インピーダンス）Ｚを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値になるようにヒータ１０３をオン・オフ制御することにより、ジルコニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保ち、励起電圧ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性変動を防止することが考えられる。
【００２１】
ここで、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出するには、駆動回路８１において、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加する大気側印加電圧ＶＡＦ＋を変化させ、それに伴うセンサ電流Ｉｐの変化を検出し、式（２）に示すように、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋とセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩとに基づいて、内部インピーダンスＺを算出する方法が考えられる。
Ｚ＝ΔＶＡＦ＋／ΔＩ ………（式２）
しかし、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが小さく、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐが大きい場合、各電圧Ｖ１，Ｖ２を１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、センサ電流Ｉｐを検出する際に高い検出精度が得られないという問題がある。
【００２２】
図１０に、図９に示す積層型検出部１０１におけるジルコニア固体電解質１０２の温度に対する内部インピーダンスＺの特性例を示す。
図１１に、図９に示す積層型検出部１０１における空燃比（Ａ／Ｆ）に対するセンサ電流Ｉｐの特性例を示す。
【００２３】
図１０に示すように、積層型検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２の温度範囲が７００〜７５０℃の場合、内部インピーダンスＺは約５０Ωになる。
ところで、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは、式（２）を変形した式（３）により表される。
ΔＩ＝ΔＶＡＦ＋／Ｚ ………（式３）
ここで、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を０．２Ｖにした場合、Ｚ＝５０Ωとすると、式（３）よりセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは４ｍＡとなる。
【００２４】
ところが、図１１に示すように、空燃比（Ａ／Ｆ）の範囲が１３〜１８の場合、センサ電流Ｉｐの範囲は約−０．４〜約＋０．４ｍＡになる。
つまり、図１０，図１１に示す特性例では、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが約±０．４ｍＡと小さいのに対して、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐは４ｍＡと大きく、両センサ電流Ｉｐには１０倍以上の差がある。よって、空燃比を検出する際の電圧値（Ｖ１−Ｖ２）と、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際の電圧値（Ｖ１−Ｖ２）とにも１０倍以上の差があることになり、両電圧値を１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、高い検出精度が得られないことになる。その結果、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐと、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐとの両センサ電流Ｉｐを共に精度良く検出することはできなくなる。
【００２５】
ところで、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を小さくすれば、式（３）より、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐを小さくすることができる。例えば、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を０．０２Ｖにした場合、Ｚ＝５０Ωとすると、式（３）より、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは０．４ｍＡとなり、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが約±０．４ｍＡの場合でも、両センサ電流Ｉｐを共に精度良く検出することが可能になる。
【００２６】
しかしながら、抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２に生じるノイズの影響や、Ａ／Ｄ変換器８４のＡ／Ｄ変換精度などを考慮すると、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋はできるだけ大きくすることが望ましく、変化量ΔＶＡＦ＋を０．２Ｖより小さくするのは空燃比の検出精度低下を招くおそれがあることから避けたい。
【００２７】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ジルコニア固体電解質の温度変化による検出精度の低下を回避した上で、空燃比を高精度に検出可能な空燃比検出装置を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検出装置である。そして、前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、前記検出部の大気側電極と前記大気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備える。また、前記検出回路部は、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記大気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電圧増幅手段と、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記大気側電圧生成手段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、前記大気側電圧生成手段と前記排気側電圧生成手段にて生成される各電圧による前記検出部の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧を所定電圧変化させると共に、その電圧の変化によって生じる前記電流検出用抵抗に流れる電流の変化量を前記電圧検出手段によって検出される第１電圧から検出し、その際の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧の変化量と、前記第１電圧から検出した前記電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピーダンス算出手段とを備える。そして、空燃比検出装置は、該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御する。
【００２９】
従って、請求項１に記載の発明によれば、空燃比を検出する際には電圧増幅手段を用いて増幅した第２電圧により電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、検出部の内部インピーダンスを検出する際には第１電圧により電流検出用抵抗に流れる電流値を検出するようにしている。そのため、空燃比を検出する際における電流検出用抵抗の両端の電圧が、内部インピーダンスを検出する際における電流検出用抵抗の両端の電圧よりも小さい場合でも、第１電圧と第２電圧との差が少なくなるように、電圧増幅手段の増幅率を設定することにより、第１電圧と第２電圧とを１つの電圧検出手段を用いて精度良く検出することが可能になる。従って、空燃比を検出する際に電流検出用抵抗に流れる電流値と、検出部の内部インピーダンスを検出する際に電流検出用抵抗に流れる電流値との差が大きい場合でも、両電流値を共に精度良く検出することが可能になる。その結果、ジルコニア固体電解質の温度変化による検出精度の低下を回避した上で、空燃比を高精度に検出することができる。
【００３０】
次に、請求項２に記載の発明は、ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検出装置である。そして、前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極と前記排気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備える。また、前記検出回路部は、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電圧増幅手段と、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、前記大気側電圧生成手段と前記排気側電圧生成手段にて生成される各電圧による前記検出部の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧を所定電圧変化させると共に、その電圧の変化によって生じる前記電流検出用抵抗に流れる電流の変化量を前記電圧検出手段によって検出される第１電圧から検出し、その際の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧の変化量と、前記第１電圧から検出した前記電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピーダンス算出手段とを備える。そして、空燃比検出装置は、該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御する。
【００３１】
従って、請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明と同じ作用・効果を得ることができる。
加えて、請求項２に記載の発明によれば、検出部の大気側電極ではなく、排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて空燃比を検出するため、高い領域の空燃比まで高精度に検出することが可能になり、リッチ領域および理論空燃比からリーン領域へ空燃比の検出範囲を拡大することができる。そして、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくしなくても高い領域の空燃比を検出することが可能になるため、電圧検出手段をＡ／Ｄ変換器にて具体化した場合にそのＡ／Ｄ変換精度が低下するおそれがなくなり、空燃比算出手段にて算出される空燃比の精度を高めることができる。
【００３２】
ところで、請求項３に記載の発明のように、請求項１または請求項２に記載の空燃比検出装置において、前記検出部のジルコニア固体電解質を加熱するヒータを備え、前記内部インピーダンスが一定になるように該ヒータの作動を制御するようにしてもよい。
【００３３】
このようにすれば、前記内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御することができる。
また、請求項４に記載の発明のように、請求項１に記載の空燃比検出装置において、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを検出するようにしてもよい。
【００３４】
また、請求項５に記載の発明のように、請求項２に記載の空燃比検出装置において、前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを検出するようにしてもよい。
【００３５】
請求項４または請求項５に記載の発明によれば、前記内部インピーダンスを正確に検出することができる。そして、前記内部インピーダンスを検出する際の電圧の変化量を比較的大きな値にすることが可能になるため、電流検出用抵抗の両端電圧に生じるノイズの影響や、電圧検出手段の検出精度などにより、空燃比の検出精度が低下するのを防止することができる。
【００３６】
尚、以下に述べる発明の実施の形態において、特許請求の範囲または課題を解決するための手段に記載の「検出回路部」はＡ／Ｄ変換器８４およびマイクロコンピュータ８５から構成され、同じく「大気側電圧生成手段」はオペアンプ８２から構成され、同じく「排気側電圧生成手段」はオペアンプ８３から構成され、同じく「電流検出用抵抗」は抵抗Ｒ１に相当し、同じく「電圧増幅手段」は反転増幅器１７から構成され、同じく「電圧検出手段」はＡ／Ｄ変換器８４から構成され、同じく「電流検出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ１０２の処理に相当し、同じく「空燃比算出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ１０３の処理に相当し、同じく「内部インピーダンス算出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ２０１〜Ｓ２０４の処理に相当し、同じく「第１電圧」は電圧Ｖ１に相当し、同じく「第２電圧」は電圧Ｖ３に相当する。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化した各実施形態を図面と共に説明する。尚、各実施形態において、図７〜図１１に示した従来の形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００３８】
図２に、各実施形態の空燃比検出装置を用いた自動車用内燃機関の制御装置の全体構成を示す。
制御装置１１は、入力バッファ１２、出力バッファ１３、駆動回路１４（２１）、Ａ／Ｄ変換器８４、マイクロコンピュータ８５から構成されている。
【００３９】
内燃機関の回転数を検出する回転センサからの回転数検出信号ＮＥ，自動車の車速を検出する車速センサからの車速検出信号ＳＰＤ，スタータスイッチが操作されたか否かに対応するスタータスイッチ操作検出信号ＳＴＡなどのディジタル信号は、入力バッファ１２にてノイズ除去および波形整形が施されて０Ｖまたは５Ｖの信号に変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
【００４０】
また、内燃機関の吸入空気量を検出する空気量センサからの吸入空気量検出信号ＶＧ，スロットル開度を検出するスロットル開度センサからのスロットル開度検出信号ＶＴＡ，内燃機関の冷却水温を検出する冷却水温センサからの水温検出信号ＴＨＷなどのアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
【００４１】
駆動回路１４（２１）は検出部１０１を駆動し、駆動回路１４（２１）から出力される各電圧Ｖ１〜Ｖ３はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
マイクロコンピュータ８５は、入力バッファ１２およびＡ／Ｄ変換器８４から入力された各種信号に基づいて、インジェクタから内燃機関へ供給される燃料噴射量の制御信号ＩＮＪ，点火時期の制御信号ＩＧＴ，アイドル回転制御用バルブの制御信号ＩＳＣ，検出部１０１のヒータ１０３を制御するための制御信号ＨＴなどを生成する。マイクロコンピュータ８５の生成したこれらの制御信号は、出力バッファ１３を介して制御装置１１の外部へ出力される。
【００４２】
また、マイクロコンピュータ８５は、後述するように、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際に、印加電圧ＶＡＦ＋（またはＶＡＦ−）を変化させるための制御信号を生成し、その制御信号を駆動回路１４（２１）へ出力する。
（第１実施形態）
図１に、第１実施形態の駆動回路１４の内部構成を示す。
【００４３】
本第１実施形態の駆動回路１４において、従来の駆動回路８１と異なるのは以下の点である。
（１−１）駆動回路１４は、オペアンプ８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４に加えて、オペアンプ１５，１６、反転増幅器１７、抵抗Ｒ５〜Ｒ７，Ｒ１１〜Ｒ１５，Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ１，Ｃ２、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２から構成されている。以下、各抵抗Ｒ１〜Ｒ２２の抵抗値をそれぞれ「Ｒ１」〜「Ｒ２２」と表記し、各コンデンサＣ１，Ｃ２の容量値をそれぞれ「Ｃ１」「Ｃ２」と表記する。
【００４４】
（１−２）オペアンプ８２の非反転入力端子と電源ＶＣとの間に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１および抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。
（１−３）オペアンプ８２の非反転入力端子とグランドとの間に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２および抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
【００４５】
（１−４）各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲートはそれぞれ各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介してマイクロコンピュータ８５に接続され、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフはマイクロコンピュータ８５によって制御される。
尚、各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、静電気から各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を保護するために設けられている。
【００４６】
（１−５）電源ＶＣとグランドとの間に直列接続された各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路により、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−が生成されている。各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧ＶＡＦ＋は、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワから抵抗Ｒ１５を介して、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加されている。各抵抗Ｒ６，Ｒ７間で生成された電圧ＶＡＦ−は、オペアンプ８３の非反転入力端子に直接印加されている。
【００４７】
尚、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワは、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフ制御時に各抵抗Ｒ５〜Ｒ７が影響を及ぼすのを防止するために設けられている。
（１−６）反転増幅器１７は、オペアンプ１６、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，コンデンサＣ２から構成され、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２を増幅して電圧Ｖ３を生成し、その電圧Ｖ３をＡ／Ｄ変換器８４へ出力する。すなわち、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８２側の電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２１を介してオペアンプ１６の反転入力端子に入力され、抵抗Ｒ１における検出部１０１側の電圧Ｖ２はオペアンプ１６の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１６の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ２とが並列に接続されている。尚、オペアンプ１６は、プラス側電源ＶＢおよびグランドに接続されて電源供給がなされ単電源動作を行うようになっている。
【００４８】
ここで、反転増幅器１７の直流増幅率（直流ゲイン）Ａｖ（ＤＣ）は式（４）により表されるため、式（５）が成り立つ。
Ａｖ（ＤＣ）＝−Ｒ２２／Ｒ２１ ………（式４）
Ｖ２−Ｖ３＝Ｒ２２／Ｒ２１（Ｖ１−Ｖ２） ………（式５）
また、抵抗Ｒ２２に対してコンデンサＣ２が並列に接続されており、各抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ２、オペアンプ１６により積分回路（ローパスフィルタ）が構成されている。このローパスフィルタのロールオフポイントｆ０は式（６）により表され、０ｄＢポイントｆＣは式（７）により表される。
ｆＯ＝１／（２π・Ｃ２・Ｒ２２） ………（式６）
ｆＣ＝１／（２π・Ｃ２・Ｒ２１） ………（式７）
このように構成されたローパスフィルタは、電圧Ｖ３に生じる高周波ノイズ成分を除去するために設けられている。尚、各抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値は、後述する直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）が得られるように設定されている。また、コンデンサＣ２の容量値は、高周波ノイズの除去が確実に行われるよう実験的に設定されている。
【００４９】
次に、本第１実施形態における駆動回路１４の作用について説明する。
まず、本第１実施形態において、空燃比を検出するためにマイクロコンピュータ８５が実行する処理の詳細を、図３に示すフローチャートを用いて説明する。イグニッションスイッチがオンされて車載バッテリから電源が供給されることによりマイクロコンピュータ８５が起動すると、内蔵ＲＯＭに記録されている制御プログラムに従い、コンピュータによる各種演算処理によって、以下の各ステップの処理を実行する。
【００５０】
まず、ステップ（以下、「Ｓ」と記載する）１０１において、抵抗Ｒ１における検出部１０１側の電圧Ｖ２と反転増幅器１７から出力された電圧Ｖ３とのＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。
次に、Ｓ１０２において、式（８）に示すように、駆動回路１４から出力される各電圧Ｖ２，Ｖ３と各抵抗Ｒ１，Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値とに基づいて、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐを算出する。
Ｉｐ＝（Ｖ２−Ｖ３）Ｒ２１／（Ｒ２２・Ｒ１） ………（式８）
次に、Ｓ１０３において、予め内蔵ＲＯＭに記録されているデータテーブルを用いたテーブル補間により、センサ電流Ｉｐに対応した空燃比（Ａ／Ｆ）を算出する。ここで、センサ電流Ｉｐと空燃比とは完全にリニアな直線関係にはならないため、予め何点かのセンサ電流Ｉｐに対応する空燃比を求めてデータテーブルを作成しておく必要がある。
【００５１】
次に、Ｓ１０１へ戻るが、本第１実施形態ではこのＳ１０１からＳ１０３のルーチンを８ｍｓのタイミングで繰り返し行う。
但し、センサ電流Ｉｐを算出する際に、式（８）に示す演算をそのまま行うと、反転増幅器１７にて増幅した分が元に戻ってしまうため、マイクロコンピュータ８５にて何倍かした後で式（８）に示す演算を行うか、または、（Ｖ２−Ｖ３）をそのまま使用してテーブル補間を行う必要がある。
【００５２】
そして、マイクロコンピュータ８５は、算出した空燃比に応じて燃料噴射量をフィードバック制御して燃料噴射量制御信号ＩＮＪを生成することにより、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御する。
次に、本第１実施形態において、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理の詳細を、図４に示すフローチャートを用いて説明する。
【００５３】
図５に、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際における、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフ状態および各電圧ＶＡＦ＋（＝Ｖ２），Ｖ１の時間変位を示す。尚、オペアンプ８２にオフセット電圧が存在しないとしているため、電圧ＶＡＦ＋は電圧Ｖ２と等しくなる。
【００５４】
図４に示すように、まず、Ｓ２０１において、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。このとき、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は共にオフさせておく。図５に示すように、ここで検出した電圧Ｖ１の電圧値を電圧Ｖ１０と表記し、電圧Ｖ２の電圧値を電圧Ｖ２０と表記する。また、このときに流れるセンサ電流Ｉｐ（以下、「Ｉ０」と表記する）は、式（９）により表される。
Ｉｐ＝Ｉ０＝（Ｖ１０−Ｖ２０）／Ｒ１ ………（式９）
次に、Ｓ２０２において、トランジスタＴｒ２をオンさせると共に、マイクロコンピュータ８５の内蔵カウンタのカウンタ値をクリアする。
【００５５】
次に、Ｓ２０３において、Ｓ２０２にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから１３５μｓ経過したか否かを判定し、１３５μｓ経過した時点でＳ２０４へ移行する。
Ｓ２０４において、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。
【００５６】
このとき、トランジスタＴｒ１はオフ、トランジスタＴｒ２はオンされている。そのため、電圧ＶＡＦ＋は、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワの出力電圧（各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧）である前記電圧Ｖ２０が各抵抗Ｒ１５，Ｒ１２により分圧された電圧値となり、その電圧値は、図５に示すように、前記電圧Ｖ２０より低い電圧Ｖ２１になる。また、電圧ＶＡＦ＋の低下に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も低下して前記電圧Ｖ１０より低い電圧Ｖ１１になる。従って、リッチ領域の場合と同様に、電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐが流れる。このときに流れるセンサ電流Ｉｐ（以下、「Ｉ１」と表記する）は、式（１０）により表される。
Ｉｐ＝Ｉ１＝（Ｖ１１−Ｖ２１）／Ｒ１ ………（式１０）
式（９）（１０）より、電圧ＶＡＦ＋の変化に伴うセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは式（１１）により表される。また、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶは式（１２）により表される。
ΔＩ＝Ｉ１−Ｉ０ ………（式１１）
ΔＶ＝Ｖ２１−Ｖ２０ ………（式１２）
式（１１）（１２）より、検出部１０１の内部インピーダンスＺは式（１３）により表される。
Ｚ＝ΔＶ／ΔＩ ………（式１３）
従って、内部インピーダンスＺが一定値になるように、検出部１０１のヒータ１０３をオン・オフ制御するための制御信号ＨＴを生成する。
【００５７】
次に、Ｓ２０５において、Ｓ２０２にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２０６へ移行する。
次に、Ｓ２０６において、トランジスタＴｒ１をオン、トランジスタＴｒ２をオフさせると共に、内蔵カウンタのカウンタ値をクリアする。このとき、電圧ＶＡＦ＋は、電源電圧ＶＣからオペアンプ１５から構成されるボルテージホロワの出力電圧（各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧）を差し引いた電圧値が各抵抗Ｒ１１，Ｒ１５により分圧された電圧値分だけ当該ボルテージホロワの出力電圧である前記電圧Ｖ２０から上昇した電圧値となり、その電圧値は、図５に示すように、前記電圧Ｖ２０より高い電圧Ｖ２２になる。また、電圧ＶＡＦ＋の上昇に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も上昇して前記電圧Ｖ１０より高い電圧Ｖ１２になる。
【００５８】
次に、Ｓ２０７において、Ｓ２０６にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２０８へ移行する。
次に、Ｓ２０８において、トランジスタＴｒ１をオフさせる。
【００５９】
このとき、Ｓ２０６にて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１はそれぞれ各電圧Ｖ２２，Ｖ１２と高い電圧値にされているため、センサ電流Ｉｐは速やかに元の電流値Ｉ０に復帰する。すなわち、Ｓ２０４にて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１はそれぞれ各電圧Ｖ２１，Ｖ１１と低い電圧値にされているため、Ｓ２０６にて各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を共にオフさせたとしても、センサ電流Ｉｐは元の電流値Ｉ０にすぐには復帰しない。そこで、Ｓ２０４にて一旦低下させた各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１をＳ２０６にて上昇させて逆方向に振ることにより、センサ電流Ｉｐを速やかに元の電流値Ｉ０に復帰させることができる。
【００６０】
次に、Ｓ２０１へ戻るが、本第１実施形態ではこのＳ２０１からＳ２０８のルーチンを１２８ｍｓのタイミングで繰り返し行う。
尚、Ｓ２０１からのルーチンを開始するタイミングは、図３に示すＳ１０１からのルーチンを開始するタイミングの中間のタイミングに設定する。すなわち、図３に示すＳ１０１からのルーチンは８ｍｓのタイミングで繰り返されるため、Ｓ２０１からのルーチンを開始するタイミングは、Ｓ１０１からのルーチンを開始してから４ｍｓ後に設定する。これは、Ｓ２０１からのルーチンにより各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１が変化してから安定化するまでにある程度の時間を要するためであり、各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１が安定化した後にＳ１０１からのルーチンを行うことでセンサ電流Ｉｐを正確に検出することができる。
【００６１】
ところで、コンデンサＣ１は、図５に示すように、各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍らせるために設けられている。すなわち、コンデンサＣ１を省いた場合には、各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１の波形にオーバーシュートやリンギングが生じ、そのオーバーシュートやリンギングにより各電圧Ｖ２１，Ｖ１１の電圧値が変動するおそれがある。そこで、コンデンサＣ１を設けることにより、各抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１５およびコンデンサＣ１により規定される時定数によって各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍らせ、オーバーシュートやリンギングの発生を防止して、各電圧Ｖ２１，Ｖ１１を安定化することができる。
【００６２】
ところで、本第１実施形態において、内部インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流Ｉｐの検出範囲は、以下のように求められる。
ここで、ＶＣ＝５Ｖ、ＶＡＦ＋（＝Ｖ２０）＝３．３Ｖ、ＶＡＦ−＝３．０Ｖ、Ｖ２１＝３．１Ｖ、Ｖ２２＝３．５Ｖとし、オペアンプ８３の出力可能な最低電圧ＶＣＥ＝１．６Ｖとする。
【００６３】
Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされているため、電源電圧ＶＣが５Ｖの場合、Ａ／Ｄ変換値の最大値は５Ｖになる。そのため、電圧Ｖ１の最大値は、Ａ／Ｄ変換値の最大値と同じ５Ｖになる。また、電圧Ｖ１の最小値は、電圧ＶＣＥと同じ１．６Ｖとなる。
【００６４】
その結果、電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の最大値Ｖ（ｍａｘ）は、式（１４）に示すようになる。また、電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の最小値Ｖ（ｍｉｎ）は、式（１５）に示すようになる。
Ｖ（ｍａｘ）＝ＶＣ−Ｖ２２＝５Ｖ−３．５Ｖ＝１．５Ｖ ………（式１４）
Ｖ（ｍｉｎ）＝ＶＣＥ−Ｖ２１＝１．６Ｖ−３．１Ｖ＝−１．５Ｖ………（式１５）
ここで、Ｒ１＝２００Ωとすると、センサ電流Ｉｐの最大値Ｉｐ（ｍａｘ）は式（１６）に示すようになり、センサ電流Ｉｐの最小値Ｉｐ（ｍｉｎ）は式（１７）に示すようになる。
Ｉｐ（ｍａｘ）＝Ｖ（ｍａｘ）／Ｒ１＝１．５Ｖ／２００Ω＝７．５ｍＡ………（式１６）
Ｉｐ（ｍｉｎ）＝Ｖ（ｍｉｎ）／Ｒ１＝−１．５Ｖ／２００Ω＝−７．５ｍＡ………（式１７）
ここで、Ｖ２１＝３．１Ｖ、Ｖ２２＝３．５Ｖであるため、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶは式（１８）に示すようになる。また、電圧ＶＡＦ＋の変化に伴うセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩ（すなわち、内部インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流Ｉｐの検出範囲）は式（１９）に示すようになる。
ΔＶ＝Ｖ２２−Ｖ２１＝０．４Ｖ ………（式１８）
ΔＩ＝Ｉｐ（ｍａｘ）−Ｉｐ（ｍｉｎ）＝１５ｍＡ ………（式１９）
そのため、式（１８）（１９）で得られた値を式（１３）に代入することにより、検出部１０１の内部インピーダンスＺは２７Ωとなる。従って、図１０に示すように、積層型検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２の温度が８５０℃になるまで、内部インピーダンスＺを検出可能なことがわかる。
【００６５】
このように、本第１実施形態の駆動回路１４によれば、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値になるようにヒータ１０３をオン・オフ制御することにより、ジルコニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保ち、励起電圧（印加電圧）ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性変動を防止することが可能になる。
【００６６】
ところで、本第１実施形態において、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐは、以下のように求められる。
図１１に示すように、空燃比（Ａ／Ｆ）の範囲が１３〜１８の場合のセンサ電流Ｉｐの範囲は約−０．４〜約＋０．４ｍＡになる。このとき、抵抗Ｒ１の両端間電圧（Ｖ１−Ｖ２）の範囲は約−０．０８Ｖ〜約＋０．０８Ｖにしかならない。そのため、図８に示す従来の形態の駆動回路８１のように、式（１）に示すように各電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１の抵抗値とに基づいてセンサ電流Ｉｐを検出する場合、Ａ／Ｄ変換器８４が１０ｂｉｔのＡ／Ｄ変換を行い、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、３２ＬＳＢ（＝０．１６Ｖ×２１０／５Ｖ）にしかならない。
【００６７】
それに対して、式（１９）に示すように、内部インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流Ｉｐの検出範囲は１５ｍＡと大きい。そのため、従来の形態の駆動回路８１では、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが小さく、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐが大きいため、両センサ電流Ｉｐを１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、高い検出精度が得られなかった
そこで、本第１実施形態では、反転増幅器１７を用いて各電圧Ｖ１，Ｖ２を増幅することにより、式（４）（５）より、大きな電圧Ｖ３を得るようにしている。ここで、Ｒ２１＝２ｋΩ、Ｒ２２＝２０ｋΩとすると、式（４）より、直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）は１０となる。そして、センサ電流Ｉｐの範囲が約−０．４〜約＋０．４ｍＡのとき、電圧（Ｖ２−Ｖ３）の範囲は、抵抗Ｒ１の両端間電圧（Ｖ１−Ｖ２）の範囲に直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）（＝１０）を乗算した値の範囲（＝−０．８Ｖ〜＋０．８Ｖ）になる。そのため、本第１実施形態において、Ａ／Ｄ変換器８４が１０ｂｉｔのＡ／Ｄ変換を行い、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、３２７ＬＳＢ（＝１．６Ｖ×２１０／５Ｖ）になる。
【００６８】
このように、本第１実施形態の駆動回路１４によれば、空燃比を検出する際には反転増幅器１７を用いて増幅した電圧Ｖ３と電圧Ｖ２とによりセンサ電流Ｉｐを検出し、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際には従来と同じく各電圧Ｖ１，Ｖ２によりセンサ電流Ｉｐを検出するようにしている。そのため、空燃比を検出する際における抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２が、内部インピーダンスＺを検出する際における抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２よりも小さい場合でも、電圧値（Ｖ２−Ｖ３）と電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の差が少なくなるように、反転増幅器１７の直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）を設定することにより、当該両電圧を１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて精度良く検出することが可能になる。従って、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐと、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐとの差が大きい場合でも、両センサ電流Ｉｐを共に精度良く検出することが可能になる。その結果、ジルコニア固体電解質１０２の温度変化による検出精度の低下を回避した上で、空燃比を高精度に検出することができる。
【００６９】
そして、本第１実施形態においては、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際に、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を０．２Ｖと比較的大きな値にすることから、抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２に生じるノイズの影響や、Ａ／Ｄ変換器８４のＡ／Ｄ変換精度などにより、空燃比の検出精度が低下するのを防止することができる。
【００７０】
ところで、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ＋が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ＋と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８３にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ＋と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。但し、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ＋と等しい条件が満足されるならば、Ａ／Ｄ変換器８４における電圧Ｖ２のＡ／Ｄ変換を省くことも可能である。
【００７１】
尚、本第１実施形態においては、トランジスタＴｒ１をオフ、トランジスタＴｒ２をオンさせて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１を低下させ、リッチ領域の場合と同様に電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めている。しかし、本第１実施形態とは逆に、トランジスタＴｒ１をオン、トランジスタＴｒ２をオフさせて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１を上昇させ、リーン領域の場合と同様に電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるようにしてもよい。
【００７２】
但し、センサ電流Ｉｐの検出範囲には制限があるため、リーン領域に対応する空燃比を検出する際に、リーン領域の場合と同様に電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐを流すと、センサ電流Ｉｐが検出範囲を越えるおそれがある。また、リッチ領域に対応する空燃比を検出する際に、リッチ領域の場合と同様に電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すと、センサ電流Ｉｐが検出範囲を越えるおそれがある。
【００７３】
従って、リーン領域に対応する空燃比を検出する際には、本第１実施形態のように、リッチ領域の場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるのが望ましい。また、リッチ領域に対応する空燃比を検出する際には、リーン領域の場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるのが望ましい。
【００７４】
ちなみに、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値になるようにヒータ１０３を制御する技術については、特開昭５９−２１４７５６号公報に開示されている。しかし、同公報に記載の技術は、酸素センサ（本第１実施形態の検出部１０１に相当する）の出力側に所定周波数のバイアス電圧を抵抗を介して印加し、酸素センサの合成出力電圧の振幅レベルを検出し、当該振幅レベルに基づいてヒータの作動を制御するというものであり、本第１実施形態とは全く異なるものである。
【００７５】
（第２実施形態）
次に、本発明を具体化した第２実施形態を図面と共に説明する。尚、本第２実施形態において、第１実施形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００７６】
図６に、第２実施形態の駆動回路２１の内部構成を示す。
本第２実施形態の駆動回路２１において、第１実施形態の駆動回路１４と異なるのは以下の点である。
（２−１）オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ２を介して検出部１０１の電極１０４（大気雰囲気側）に接続されると共に、各抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してオペアンプ８２の反転入力端子に接続されている。
【００７７】
（２−２）オペアンプ８３の出力端子は抵抗Ｒ１を介して検出部１０１の電極１０５（排気ガス雰囲気側）に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，Ｒ４を介してオペアンプ８３の反転入力端子に接続されている。
（２−３）Ａ／Ｄ変換器８４は、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８３側の電圧Ｖ１および検出部１０１側の電圧Ｖ２と、反転増幅器１７の出力した電圧Ｖ３とをそれぞれＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコンピュータ８５に出力する。
【００７８】
（２−４）オペアンプ８３の非反転入力端子と電源ＶＣとの間に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１および抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。
（２−５）オペアンプ８３の非反転入力端子とグランドとの間に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２および抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
【００７９】
（２−６）各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧ＶＡＦ＋は、オペアンプ８２の非反転入力端子に直接印加されている。各抵抗Ｒ６，Ｒ７間で生成された電圧ＶＡＦ−は、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワから抵抗Ｒ１５を介して、オペアンプ８３の非反転入力端子に印加されている。
【００８０】
（２−７）抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８３側の電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２１を介してオペアンプ１６の反転入力端子に入力され、抵抗Ｒ１における検出部１０１側の電圧Ｖ２はオペアンプ１６の非反転入力端子に入力される。
次に、本第２実施形態の駆動回路２１の作用について説明する。
【００８１】
前記したように、リーン領域においては、電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐが流れる。このとき、オペアンプ８３の出力可能な最低電圧をＶＣＥとすると、電圧Ｖ１は式（２０）により表される。
Ｖ１≧ＶＣＥ ………（式２０）
オペアンプ８３にオフセット電圧が存在しないとすると電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ−と等しくなり、電圧Ｖ２は式（２１）により表される。
Ｖ２＝ＶＡＦ−＝Ｖ１＋Ｉｐ・Ｒ１ ………（式２１）
検出部１０１の各電極１０４，１０５間に印加される電圧ＶＲは各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧であるため、電圧ＶＡＦ＋は式（２２）により表される。
ＶＡＦ＋＝ＶＡＦ−＋ＶＲ ………（式２２）
オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰは式（２３）により表される。
ＶＯＰ＝ＶＡＦ＋＋Ｉｐ・Ｒ２ ………（式２３）
ここで、Ｉｐ＝２３ｍＡ、ＶＣＥ＝１．５Ｖ、ＶＲ＝０．９Ｖ、Ｒ１＝１００Ω、Ｒ２＝４７Ωとして式（２０）〜（２３）に代入すると、各電圧Ｖ２，Ｖ１，ＶＡＦ＋，ＶＯＰの値は式（２４）〜（２７）に示すようになる。
Ｖ１≧１．５Ｖ ………（式２４）
Ｖ２＝ＶＡＦ−≧３．８Ｖ ………（式２５）
ＶＡＦ＋≧４．７Ｖ ………（式２６）
ＶＯＰ≧５．７８１Ｖ ………（式２７）
また、センサ電流Ｉｐの検出可能な最大値Ｉｐ（ｍａｘ）は、式（２０）〜（２３）から求められる式（２８）により表される。
Ｉｐ（ｍａｘ）＝（ＶＣ−ＶＲ−ＶＣＥ）／Ｒ１＝２６ｍＡ ………（式２８）
従って、式（２５）（２６）を満足するように各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を設定することにより、各電圧Ｖ１，Ｖ２を共に５Ｖ以下にすることができる。Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされているため、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、Ａ／Ｄ変換値の最大値は５Ｖとなる。よって、式（２４）（２５）より、各電圧Ｖ１，Ｖ２はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換可能になる。
【００８２】
尚、式（２７）より、オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰは５Ｖを越えるが、各オペアンプ８２，８３の電源ＶＢを車載バッテリから供給するようにすれば、車載バッテリの電圧は１４Ｖであることから、オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰの最大値は１４Ｖになり何ら問題とはならない。
【００８３】
本第２実施形態において、空燃比を検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理は図３に示す第１実施形態の処理と同じである。
また、本第２実施形態において、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理にて、図４に示す第１実施形態の処理と異なるのは、第１実施形態の処理中の電圧ＶＡＦ＋を、第２実施形態の処理では電圧ＶＡＦ−に置き換える点だけであり、その他は同じである。
【００８４】
このように、本第２実施形態の駆動回路２１においては、第１実施形態の駆動回路１４の作用・効果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。
すなわち、本第２実施形態の駆動回路２１によれば、高い領域の空燃比を検出することが可能になるため、内燃機関の制御装置１１は高い領域の空燃比におけるリーンバーン制御を行うことができる。そして、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくする必要がないため、高い領域の空燃比を検出する際にも、Ａ／Ｄ変換器８４の変換精度が低下するおそれはなく、マイクロコンピュータ８５の算出する空燃比の精度を高めることができる。従って、検出精度を低下させることなく、リッチ領域および理論空燃比からリーン領域へ空燃比の検出領域を拡大することができる。
【００８５】
ところで、オペアンプ８３の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ−が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ−と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８３にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ−と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。但し、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ−と等しい条件が満足されるならば、Ａ／Ｄ変換器８４における電圧Ｖ２のＡ／Ｄ変換を省くことも可能である。
【００８６】
尚、本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において適宜変更を加えてもよく、例えば、センサ電流Ｉｐに対して各オペアンプ８２，８３の出力電流の供給能力が不足する場合には、各オペアンプ８２，８３の出力端子に、プッシュプル構成のトランジスタによる電流増幅回路を接続し、その電流増幅回路にて各オペアンプ８２，８３の出力電流を必要なレベルまで増幅すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を具体化した第１実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図２】本発明を具体化した第１，第２実施形態の空燃比検出装置を用いた自動車用内燃機関の制御装置を示すブロック図。
【図３】第１，第２実施形態におけるマイクロコンピュータの処理内容を説明するためのフローチャート。
【図４】第１，第２実施形態におけるマイクロコンピュータの処理内容を説明するためのフローチャート。
【図５】第１実施形態の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図６】第２実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図７】検出部の概略構造を示す一部断面図。
【図８】従来の駆動回路を示す回路図。
【図９】検出部の概略構造を示す一部断面図。
【図１０】図９に示す検出部の特性図。
【図１１】図９に示す検出部の特性図。
【符号の説明】
１４，２１…駆動回路 １５，１６，８２，８３…オペアンプ
１７…反転増幅器 ８４…Ａ／Ｄ変換器 ８５…マイクロコンピュータ
１０１…検出部 １０２…ジルコニア固体電解質 １０３…ヒータ
１０４…大気側電極 １０５…排気側電極 １０６…拡散抵抗体
Ｒ１〜Ｒ２２…抵抗 Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は空燃比検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御するため、内燃機関の排気管に空燃比検出装置を設け、検出した空燃比に応じて燃料供給量をフィードバック制御する技術が広く用いられている。
【０００３】
このような空燃比検出装置は、空燃比の検出部（空燃比センサ）と、当該検出部を駆動する駆動回路と、当該駆動回路の出力信号を処理することにより空燃比を求めるためのＡ／Ｄ変換器およびマイクロコンピュータとから構成されており、検出部としてジルコニア固体電解質を利用したものが一般に使われている。
【０００４】
図７は、検出部（空燃比センサ）の一例の概略構造を示す一部断面図である。検出部１０１は、ジルコニア固体電解質１０２、ヒータ１０３、電極１０４，１０５、拡散抵抗体１０６から構成されている。
コップ型の検出部１０１は内燃機関の排気管（図示略）中に配置されている。
【０００５】
袋管状のジルコニア固体電解質１０２の内部には大気が導入されている。ジルコニア固体電解質１０２の内部に配置された棒状のヒータ１０３は、ジルコニア固体電解質１０２を少なくとも６００℃以上に加熱して酸素イオンの導電性を向上させている。
【０００６】
ジルコニア固体電解質１０２の大気雰囲気側には大気側電極１０４が形成され、排気ガス雰囲気側には排気側電極１０５が形成されている。尚、各電極１０４，１０５は膜厚が数μｍ〜数十μｍの多孔質の白金材料から形成されている。
電極１０５の表面に形成された拡散抵抗体１０６は、排気ガス雰囲気中から電極１０５へ拡散によって流入する酸素や未撚ガスである一酸化炭素などの流入を抑制する。尚、拡散抵抗体１０６はスピネルなどをプラズマ溶射することにより多孔質に形成されており、拡散抵抗率を大きくするため膜厚は数百μｍに設定されている。
【０００７】
図８に、検出部１０１を駆動するための従来の駆動回路８１を示す。
駆動回路８１は、オペアンプ８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４から構成されている。
オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ１を介して検出部１０１の電極１０４に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，Ｒ３を介してオペアンプ８２の反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ８３の出力端子は抵抗Ｒ２を介して検出部１０１の電極１０５に接続されると共に、各抵抗Ｒ２，Ｒ４を介してオペアンプ８３の反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプ８２の非反転入力端子には大気側印加電圧ＶＡＦ＋が印加され、オペアンプ８３の非反転入力端子には排気側印加電圧ＶＡＦ−が印加されている。ここで、各オペアンプ８２，８３は、プラス側電源ＶＢおよびグランドに接続されて電源供給がなされ単電源動作を行うようになっている。以下、各抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値をそれぞれ「Ｒ１」〜「Ｒ４」と表記する。
【０００８】
検出部１０１の電極１０４にはオペアンプ８２から電圧ＶＡＦ＋が印加され、電極１０５にはオペアンプ８３から電圧ＶＡＦ−が印加されるため、各電極１０４，１０５間には各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧ＶＲ（＝ＶＡＦ＋−ＶＡＦ−）が印加されることになる。
【０００９】
空気過剰率λが１より大きいリーン領域（λ＞１）においては、電極１０５の電圧が電極１０４の電圧よりもＶＲだけ低いため、この励起電圧（印加電圧）ＶＲによって排気ガス雰囲気中の残存酸素は拡散抵抗体１０６を介して電極１０５で酸素イオンに変換され、この酸素イオンはジルコニア固体電解質１０２中を酸素ポンプ作用によって電極１０４側へ移送され、電極１０４で再び酸化されて酸素ガスになり大気雰囲気中へ放出される。このとき、酸素イオンの流れとは逆向きに電極１０４から電極１０５へセンサ電流（ポンプ電流）Ｉｐが流れる。このセンサ電流Ｉｐは、排気ガス雰囲気中から拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡散によって流入する酸素量に対応する。
【００１０】
空気過剰率λが１の理論空燃比（λ＝１）においては、拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡散で流入する排気ガス中の残存酸素の量と一酸化炭素などの残存未燃ガスの量とは化学当量比であり、電極１０５の触媒作用により両者は完全に燃焼する。そのため、電極１０５の近傍には酸素がなくなり、各電極１０４，１０５間に電圧が励起されても、ジルコニア固体電解質１０２中を移送される酸素イオンはなくなる。従って、各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐは零になる（Ｉｐ＝０）。
【００１１】
空気過剰率λが１より小さいリッチ領域（λ＜１）においては、リーン領域の場合とは逆に、電極１０４から電極１０５へ酸素イオンが流れ、この酸素イオン流は電極１０５の近傍の酸素濃度を高めるように作用し、電極１０５で再び酸化されて酸素ガスになり、この酸素ガスは、拡散抵抗体１０６を介して排気ガス雰囲気中から電極１０５へ拡散で流入する一酸化炭素などの未燃ガスを燃焼させる。従って、ジルコニア固体電解質１０２中を電極１０４側から電極１０５側へ移送される酸素イオンの量は、電極１０５へ拡散で流入する未燃ガスの量に対応した値になる。このとき、酸素イオンの流れとは逆向きに電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐが流れる。
【００１２】
抵抗Ｒ１の両端はそれぞれＡ／Ｄ変換器８４に接続されている。Ａ／Ｄ変換器８４は、マイクロコンピュータ８５の制御に従い、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８２側の電圧Ｖ１と検出部１０１側の電圧Ｖ２とをそれぞれＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコンピュータ８５に出力する。ここで、Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされている。以下、各電源ＶＢ，ＶＣの電圧をそれぞれ「ＶＢ」，「ＶＣ」と表記する。
【００１３】
マイクロコンピュータ８５は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ，Ｉ／Ｏ回路を有する周知の構成であり、式（１）に示すように、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１とに基づいて、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐを算出する。
Ｉｐ＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｒ１ ………（式１）
そして、マイクロコンピュータ８５は、センサ電流Ｉｐに基づいて空燃比を算出し、算出した空燃比に応じて内燃機関への燃料供給量をフィードバック制御することにより、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御する。
【００１４】
ところで、駆動回路８１において、抵抗Ｒ２は、オペアンプ８３の非反転入力端子が電源ＶＢとショートした場合、過大な電流がオペアンプ８３の非反転入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出したりしてオペアンプ８３が破壊されるのを防止すると共に、静電気からオペアンプ８３の出力端子を保護するために設けられており、その抵抗値は４７Ω程度に設定されている。
【００１５】
尚、オペアンプ８２については抵抗Ｒ１が設けられているため、その抵抗値を４７Ω以上に設定することにより、オペアンプ８２の非反転入力端子が電源ＶＢとショートした場合、過大な電流がオペアンプ８２の非反転入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出したりしてオペアンプ８２が破壊されるのを防止すると共に、静電気からオペアンプ８２の出力端子を保護することができる。
【００１６】
また、各抵抗Ｒ３，Ｒ４は、静電気から各オペアンプ８２，８３の出力端子を保護するために設けられており、その抵抗値は１ｋΩ程度に設定されている。
ここで、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ＋が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ＋と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８２にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ＋と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。
【００１７】
ちなみに、検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２の形状については、図７に示す袋管状のものだけでなく、図９に示すように平板状のものもある。尚、図９に示す検出部１０１において、図７に示すものと同じ構成部材については符号を等しくしてある。
【００１８】
図９に示すように、平板状のジルコニア固体電解質１０２には、通路１１１および拡散室１１２が設けられている。通路１１１の内壁におけるジルコニア固体電解質１０２には電極１０４が形成され、拡散室１１２の内壁におけるジルコニア固体電解質１０２には電極１０５が形成されている。また、拡散室１１２には外部と連通する１個の孔が設けられており、この孔により拡散抵抗体１０６が構成されている。そして、大気は通路１１１を介して電極１０４へ導入され、排気ガス中の残存酸素や未燃ガスは拡散抵抗体１０６から拡散室１１２を介して電極１０５へ拡散で流入する。また、ジルコニア固体電解質１０２にはアルミナから成る絶縁層１１３が固着され、その絶縁層１１３内には線状のヒータ１０３が配置されている。そして、ヒータ１０３は、絶縁層１１３を介してジルコニア固体電解質１０２を加熱して酸素イオンの導電性を向上させる。
【００１９】
以下、図７に示す検出部１０１を「コップ型検出部１０１」と呼び、図９に示す検出部１０１を「積層型検出部１０１」と呼ぶことにより両者を区別する。
ところで、特開昭６１−１８０１３１号公報には、図８に示す駆動回路８１と類似の回路が開示されている。同公報の図３に記載の回路において、駆動回路８１と異なるのは、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４が省かれて短絡されている点と、オペアンプ８３の出力端子とオペアンプ８２の非反転入力端子との間に励起電圧ＶＲの設定用の電圧源が接続されている点だけである。尚、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４の作用は上記の通りであり、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４を省いて短絡した場合でも駆動回路８１の基本的な動作には影響を与えない。また、駆動回路８１では各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を各オペアンプ８２，８３の非反転入力端子に印加しており、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧ＶＲが励起電圧となるため、同公報に記載の電圧源と同様に機能する。従って、同公報に記載の回路は駆動回路８１と基本的には同じ動作を行う。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の空燃比検出装置において、検出部１０１におけるジルコニア固体電解質１０２の温度が変化すると、励起電圧（印加電圧）ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性が変動するため、空燃比の検出精度が低下するという問題がある。この問題を解決するには、検出部１０１における各電極１０４，１０５間の交流的な抵抗（検出部１０１の内部インピーダンス）Ｚを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値になるようにヒータ１０３をオン・オフ制御することにより、ジルコニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保ち、励起電圧ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性変動を防止することが考えられる。
【００２１】
ここで、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出するには、駆動回路８１において、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加する大気側印加電圧ＶＡＦ＋を変化させ、それに伴うセンサ電流Ｉｐの変化を検出し、式（２）に示すように、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋とセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩとに基づいて、内部インピーダンスＺを算出する方法が考えられる。
Ｚ＝ΔＶＡＦ＋／ΔＩ ………（式２）
しかし、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが小さく、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐが大きい場合、各電圧Ｖ１，Ｖ２を１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、センサ電流Ｉｐを検出する際に高い検出精度が得られないという問題がある。
【００２２】
図１０に、図９に示す積層型検出部１０１におけるジルコニア固体電解質１０２の温度に対する内部インピーダンスＺの特性例を示す。
図１１に、図９に示す積層型検出部１０１における空燃比（Ａ／Ｆ）に対するセンサ電流Ｉｐの特性例を示す。
【００２３】
図１０に示すように、積層型検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２の温度範囲が７００〜７５０℃の場合、内部インピーダンスＺは約５０Ωになる。
ところで、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは、式（２）を変形した式（３）により表される。
ΔＩ＝ΔＶＡＦ＋／Ｚ ………（式３）
ここで、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を０．２Ｖにした場合、Ｚ＝５０Ωとすると、式（３）よりセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは４ｍＡとなる。
【００２４】
ところが、図１１に示すように、空燃比（Ａ／Ｆ）の範囲が１３〜１８の場合、センサ電流Ｉｐの範囲は約−０．４〜約＋０．４ｍＡになる。
つまり、図１０，図１１に示す特性例では、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが約±０．４ｍＡと小さいのに対して、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐは４ｍＡと大きく、両センサ電流Ｉｐには１０倍以上の差がある。よって、空燃比を検出する際の電圧値（Ｖ１−Ｖ２）と、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際の電圧値（Ｖ１−Ｖ２）とにも１０倍以上の差があることになり、両電圧値を１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、高い検出精度が得られないことになる。その結果、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐと、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐとの両センサ電流Ｉｐを共に精度良く検出することはできなくなる。
【００２５】
ところで、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を小さくすれば、式（３）より、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐを小さくすることができる。例えば、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を０．０２Ｖにした場合、Ｚ＝５０Ωとすると、式（３）より、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは０．４ｍＡとなり、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが約±０．４ｍＡの場合でも、両センサ電流Ｉｐを共に精度良く検出することが可能になる。
【００２６】
しかしながら、抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２に生じるノイズの影響や、Ａ／Ｄ変換器８４のＡ／Ｄ変換精度などを考慮すると、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋はできるだけ大きくすることが望ましく、変化量ΔＶＡＦ＋を０．２Ｖより小さくするのは空燃比の検出精度低下を招くおそれがあることから避けたい。
【００２７】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ジルコニア固体電解質の温度変化による検出精度の低下を回避した上で、空燃比を高精度に検出可能な空燃比検出装置を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検出装置である。そして、前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、前記検出部の大気側電極と前記大気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備える。また、前記検出回路部は、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記大気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電圧増幅手段と、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記大気側電圧生成手段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、前記大気側電圧生成手段と前記排気側電圧生成手段にて生成される各電圧による前記検出部の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧を所定電圧変化させると共に、その電圧の変化によって生じる前記電流検出用抵抗に流れる電流の変化量を前記電圧検出手段によって検出される第１電圧から検出し、その際の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧の変化量と、前記第１電圧から検出した前記電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピーダンス算出手段とを備える。そして、空燃比検出装置は、該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御する。
【００２９】
従って、請求項１に記載の発明によれば、空燃比を検出する際には電圧増幅手段を用いて増幅した第２電圧により電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、検出部の内部インピーダンスを検出する際には第１電圧により電流検出用抵抗に流れる電流値を検出するようにしている。そのため、空燃比を検出する際における電流検出用抵抗の両端の電圧が、内部インピーダンスを検出する際における電流検出用抵抗の両端の電圧よりも小さい場合でも、第１電圧と第２電圧との差が少なくなるように、電圧増幅手段の増幅率を設定することにより、第１電圧と第２電圧とを１つの電圧検出手段を用いて精度良く検出することが可能になる。従って、空燃比を検出する際に電流検出用抵抗に流れる電流値と、検出部の内部インピーダンスを検出する際に電流検出用抵抗に流れる電流値との差が大きい場合でも、両電流値を共に精度良く検出することが可能になる。その結果、ジルコニア固体電解質の温度変化による検出精度の低下を回避した上で、空燃比を高精度に検出することができる。
【００３０】
次に、請求項２に記載の発明は、ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検出装置である。そして、前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極と前記排気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備える。また、前記検出回路部は、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電圧増幅手段と、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、前記大気側電圧生成手段と前記排気側電圧生成手段にて生成される各電圧による前記検出部の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧を所定電圧変化させると共に、その電圧の変化によって生じる前記電流検出用抵抗に流れる電流の変化量を前記電圧検出手段によって検出される第１電圧から検出し、その際の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧の変化量と、前記第１電圧から検出した前記電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピーダンス算出手段とを備える。そして、空燃比検出装置は、該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御する。
【００３１】
従って、請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明と同じ作用・効果を得ることができる。
加えて、請求項２に記載の発明によれば、検出部の大気側電極ではなく、排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて空燃比を検出するため、高い領域の空燃比まで高精度に検出することが可能になり、リッチ領域および理論空燃比からリーン領域へ空燃比の検出範囲を拡大することができる。そして、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくしなくても高い領域の空燃比を検出することが可能になるため、電圧検出手段をＡ／Ｄ変換器にて具体化した場合にそのＡ／Ｄ変換精度が低下するおそれがなくなり、空燃比算出手段にて算出される空燃比の精度を高めることができる。
【００３２】
ところで、請求項３に記載の発明のように、請求項１または請求項２に記載の空燃比検出装置において、前記検出部のジルコニア固体電解質を加熱するヒータを備え、前記内部インピーダンスが一定になるように該ヒータの作動を制御するようにしてもよい。
【００３３】
このようにすれば、前記内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御することができる。
また、請求項４に記載の発明のように、請求項１に記載の空燃比検出装置において、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを検出するようにしてもよい。
【００３４】
また、請求項５に記載の発明のように、請求項２に記載の空燃比検出装置において、前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを検出するようにしてもよい。
【００３５】
請求項４または請求項５に記載の発明によれば、前記内部インピーダンスを正確に検出することができる。そして、前記内部インピーダンスを検出する際の電圧の変化量を比較的大きな値にすることが可能になるため、電流検出用抵抗の両端電圧に生じるノイズの影響や、電圧検出手段の検出精度などにより、空燃比の検出精度が低下するのを防止することができる。
【００３６】
尚、以下に述べる発明の実施の形態において、特許請求の範囲または課題を解決するための手段に記載の「検出回路部」はＡ／Ｄ変換器８４およびマイクロコンピュータ８５から構成され、同じく「大気側電圧生成手段」はオペアンプ８２から構成され、同じく「排気側電圧生成手段」はオペアンプ８３から構成され、同じく「電流検出用抵抗」は抵抗Ｒ１に相当し、同じく「電圧増幅手段」は反転増幅器１７から構成され、同じく「電圧検出手段」はＡ／Ｄ変換器８４から構成され、同じく「電流検出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ１０２の処理に相当し、同じく「空燃比算出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ１０３の処理に相当し、同じく「内部インピーダンス算出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ２０１〜Ｓ２０４の処理に相当し、同じく「第１電圧」は電圧Ｖ１に相当し、同じく「第２電圧」は電圧Ｖ３に相当する。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化した各実施形態を図面と共に説明する。尚、各実施形態において、図７〜図１１に示した従来の形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００３８】
図２に、各実施形態の空燃比検出装置を用いた自動車用内燃機関の制御装置の全体構成を示す。
制御装置１１は、入力バッファ１２、出力バッファ１３、駆動回路１４（２１）、Ａ／Ｄ変換器８４、マイクロコンピュータ８５から構成されている。
【００３９】
内燃機関の回転数を検出する回転センサからの回転数検出信号ＮＥ，自動車の車速を検出する車速センサからの車速検出信号ＳＰＤ，スタータスイッチが操作されたか否かに対応するスタータスイッチ操作検出信号ＳＴＡなどのディジタル信号は、入力バッファ１２にてノイズ除去および波形整形が施されて０Ｖまたは５Ｖの信号に変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
【００４０】
また、内燃機関の吸入空気量を検出する空気量センサからの吸入空気量検出信号ＶＧ，スロットル開度を検出するスロットル開度センサからのスロットル開度検出信号ＶＴＡ，内燃機関の冷却水温を検出する冷却水温センサからの水温検出信号ＴＨＷなどのアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
【００４１】
駆動回路１４（２１）は検出部１０１を駆動し、駆動回路１４（２１）から出力される各電圧Ｖ１〜Ｖ３はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
マイクロコンピュータ８５は、入力バッファ１２およびＡ／Ｄ変換器８４から入力された各種信号に基づいて、インジェクタから内燃機関へ供給される燃料噴射量の制御信号ＩＮＪ，点火時期の制御信号ＩＧＴ，アイドル回転制御用バルブの制御信号ＩＳＣ，検出部１０１のヒータ１０３を制御するための制御信号ＨＴなどを生成する。マイクロコンピュータ８５の生成したこれらの制御信号は、出力バッファ１３を介して制御装置１１の外部へ出力される。
【００４２】
また、マイクロコンピュータ８５は、後述するように、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際に、印加電圧ＶＡＦ＋（またはＶＡＦ−）を変化させるための制御信号を生成し、その制御信号を駆動回路１４（２１）へ出力する。
（第１実施形態）
図１に、第１実施形態の駆動回路１４の内部構成を示す。
【００４３】
本第１実施形態の駆動回路１４において、従来の駆動回路８１と異なるのは以下の点である。
（１−１）駆動回路１４は、オペアンプ８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４に加えて、オペアンプ１５，１６、反転増幅器１７、抵抗Ｒ５〜Ｒ７，Ｒ１１〜Ｒ１５，Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ１，Ｃ２、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２から構成されている。以下、各抵抗Ｒ１〜Ｒ２２の抵抗値をそれぞれ「Ｒ１」〜「Ｒ２２」と表記し、各コンデンサＣ１，Ｃ２の容量値をそれぞれ「Ｃ１」「Ｃ２」と表記する。
【００４４】
（１−２）オペアンプ８２の非反転入力端子と電源ＶＣとの間に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１および抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。
（１−３）オペアンプ８２の非反転入力端子とグランドとの間に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２および抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
【００４５】
（１−４）各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲートはそれぞれ各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介してマイクロコンピュータ８５に接続され、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフはマイクロコンピュータ８５によって制御される。
尚、各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、静電気から各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を保護するために設けられている。
【００４６】
（１−５）電源ＶＣとグランドとの間に直列接続された各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路により、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−が生成されている。各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧ＶＡＦ＋は、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワから抵抗Ｒ１５を介して、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加されている。各抵抗Ｒ６，Ｒ７間で生成された電圧ＶＡＦ−は、オペアンプ８３の非反転入力端子に直接印加されている。
【００４７】
尚、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワは、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフ制御時に各抵抗Ｒ５〜Ｒ７が影響を及ぼすのを防止するために設けられている。
（１−６）反転増幅器１７は、オペアンプ１６、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，コンデンサＣ２から構成され、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２を増幅して電圧Ｖ３を生成し、その電圧Ｖ３をＡ／Ｄ変換器８４へ出力する。すなわち、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８２側の電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２１を介してオペアンプ１６の反転入力端子に入力され、抵抗Ｒ１における検出部１０１側の電圧Ｖ２はオペアンプ１６の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１６の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ２とが並列に接続されている。尚、オペアンプ１６は、プラス側電源ＶＢおよびグランドに接続されて電源供給がなされ単電源動作を行うようになっている。
【００４８】
ここで、反転増幅器１７の直流増幅率（直流ゲイン）Ａｖ（ＤＣ）は式（４）により表されるため、式（５）が成り立つ。
Ａｖ（ＤＣ）＝−Ｒ２２／Ｒ２１ ………（式４）
Ｖ２−Ｖ３＝Ｒ２２／Ｒ２１（Ｖ１−Ｖ２） ………（式５）
また、抵抗Ｒ２２に対してコンデンサＣ２が並列に接続されており、各抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ２、オペアンプ１６により積分回路（ローパスフィルタ）が構成されている。このローパスフィルタのロールオフポイントｆ０は式（６）により表され、０ｄＢポイントｆＣは式（７）により表される。
ｆＯ＝１／（２π・Ｃ２・Ｒ２２） ………（式６）
ｆＣ＝１／（２π・Ｃ２・Ｒ２１） ………（式７）
このように構成されたローパスフィルタは、電圧Ｖ３に生じる高周波ノイズ成分を除去するために設けられている。尚、各抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値は、後述する直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）が得られるように設定されている。また、コンデンサＣ２の容量値は、高周波ノイズの除去が確実に行われるよう実験的に設定されている。
【００４９】
次に、本第１実施形態における駆動回路１４の作用について説明する。
まず、本第１実施形態において、空燃比を検出するためにマイクロコンピュータ８５が実行する処理の詳細を、図３に示すフローチャートを用いて説明する。イグニッションスイッチがオンされて車載バッテリから電源が供給されることによりマイクロコンピュータ８５が起動すると、内蔵ＲＯＭに記録されている制御プログラムに従い、コンピュータによる各種演算処理によって、以下の各ステップの処理を実行する。
【００５０】
まず、ステップ（以下、「Ｓ」と記載する）１０１において、抵抗Ｒ１における検出部１０１側の電圧Ｖ２と反転増幅器１７から出力された電圧Ｖ３とのＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。
次に、Ｓ１０２において、式（８）に示すように、駆動回路１４から出力される各電圧Ｖ２，Ｖ３と各抵抗Ｒ１，Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値とに基づいて、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐを算出する。
Ｉｐ＝（Ｖ２−Ｖ３）Ｒ２１／（Ｒ２２・Ｒ１） ………（式８）
次に、Ｓ１０３において、予め内蔵ＲＯＭに記録されているデータテーブルを用いたテーブル補間により、センサ電流Ｉｐに対応した空燃比（Ａ／Ｆ）を算出する。ここで、センサ電流Ｉｐと空燃比とは完全にリニアな直線関係にはならないため、予め何点かのセンサ電流Ｉｐに対応する空燃比を求めてデータテーブルを作成しておく必要がある。
【００５１】
次に、Ｓ１０１へ戻るが、本第１実施形態ではこのＳ１０１からＳ１０３のルーチンを８ｍｓのタイミングで繰り返し行う。
但し、センサ電流Ｉｐを算出する際に、式（８）に示す演算をそのまま行うと、反転増幅器１７にて増幅した分が元に戻ってしまうため、マイクロコンピュータ８５にて何倍かした後で式（８）に示す演算を行うか、または、（Ｖ２−Ｖ３）をそのまま使用してテーブル補間を行う必要がある。
【００５２】
そして、マイクロコンピュータ８５は、算出した空燃比に応じて燃料噴射量をフィードバック制御して燃料噴射量制御信号ＩＮＪを生成することにより、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御する。
次に、本第１実施形態において、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理の詳細を、図４に示すフローチャートを用いて説明する。
【００５３】
図５に、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際における、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフ状態および各電圧ＶＡＦ＋（＝Ｖ２），Ｖ１の時間変位を示す。尚、オペアンプ８２にオフセット電圧が存在しないとしているため、電圧ＶＡＦ＋は電圧Ｖ２と等しくなる。
【００５４】
図４に示すように、まず、Ｓ２０１において、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。このとき、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は共にオフさせておく。図５に示すように、ここで検出した電圧Ｖ１の電圧値を電圧Ｖ１０と表記し、電圧Ｖ２の電圧値を電圧Ｖ２０と表記する。また、このときに流れるセンサ電流Ｉｐ（以下、「Ｉ０」と表記する）は、式（９）により表される。
Ｉｐ＝Ｉ０＝（Ｖ１０−Ｖ２０）／Ｒ１ ………（式９）
次に、Ｓ２０２において、トランジスタＴｒ２をオンさせると共に、マイクロコンピュータ８５の内蔵カウンタのカウンタ値をクリアする。
【００５５】
次に、Ｓ２０３において、Ｓ２０２にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから１３５μｓ経過したか否かを判定し、１３５μｓ経過した時点でＳ２０４へ移行する。
Ｓ２０４において、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。
【００５６】
このとき、トランジスタＴｒ１はオフ、トランジスタＴｒ２はオンされている。そのため、電圧ＶＡＦ＋は、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワの出力電圧（各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧）である前記電圧Ｖ２０が各抵抗Ｒ１５，Ｒ１２により分圧された電圧値となり、その電圧値は、図５に示すように、前記電圧Ｖ２０より低い電圧Ｖ２１になる。また、電圧ＶＡＦ＋の低下に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も低下して前記電圧Ｖ１０より低い電圧Ｖ１１になる。従って、リッチ領域の場合と同様に、電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐが流れる。このときに流れるセンサ電流Ｉｐ（以下、「Ｉ１」と表記する）は、式（１０）により表される。
Ｉｐ＝Ｉ１＝（Ｖ１１−Ｖ２１）／Ｒ１ ………（式１０）
式（９）（１０）より、電圧ＶＡＦ＋の変化に伴うセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは式（１１）により表される。また、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶは式（１２）により表される。
ΔＩ＝Ｉ１−Ｉ０ ………（式１１）
ΔＶ＝Ｖ２１−Ｖ２０ ………（式１２）
式（１１）（１２）より、検出部１０１の内部インピーダンスＺは式（１３）により表される。
Ｚ＝ΔＶ／ΔＩ ………（式１３）
従って、内部インピーダンスＺが一定値になるように、検出部１０１のヒータ１０３をオン・オフ制御するための制御信号ＨＴを生成する。
【００５７】
次に、Ｓ２０５において、Ｓ２０２にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２０６へ移行する。
次に、Ｓ２０６において、トランジスタＴｒ１をオン、トランジスタＴｒ２をオフさせると共に、内蔵カウンタのカウンタ値をクリアする。このとき、電圧ＶＡＦ＋は、電源電圧ＶＣからオペアンプ１５から構成されるボルテージホロワの出力電圧（各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧）を差し引いた電圧値が各抵抗Ｒ１１，Ｒ１５により分圧された電圧値分だけ当該ボルテージホロワの出力電圧である前記電圧Ｖ２０から上昇した電圧値となり、その電圧値は、図５に示すように、前記電圧Ｖ２０より高い電圧Ｖ２２になる。また、電圧ＶＡＦ＋の上昇に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も上昇して前記電圧Ｖ１０より高い電圧Ｖ１２になる。
【００５８】
次に、Ｓ２０７において、Ｓ２０６にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２０８へ移行する。
次に、Ｓ２０８において、トランジスタＴｒ１をオフさせる。
【００５９】
このとき、Ｓ２０６にて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１はそれぞれ各電圧Ｖ２２，Ｖ１２と高い電圧値にされているため、センサ電流Ｉｐは速やかに元の電流値Ｉ０に復帰する。すなわち、Ｓ２０４にて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１はそれぞれ各電圧Ｖ２１，Ｖ１１と低い電圧値にされているため、Ｓ２０６にて各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を共にオフさせたとしても、センサ電流Ｉｐは元の電流値Ｉ０にすぐには復帰しない。そこで、Ｓ２０４にて一旦低下させた各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１をＳ２０６にて上昇させて逆方向に振ることにより、センサ電流Ｉｐを速やかに元の電流値Ｉ０に復帰させることができる。
【００６０】
次に、Ｓ２０１へ戻るが、本第１実施形態ではこのＳ２０１からＳ２０８のルーチンを１２８ｍｓのタイミングで繰り返し行う。
尚、Ｓ２０１からのルーチンを開始するタイミングは、図３に示すＳ１０１からのルーチンを開始するタイミングの中間のタイミングに設定する。すなわち、図３に示すＳ１０１からのルーチンは８ｍｓのタイミングで繰り返されるため、Ｓ２０１からのルーチンを開始するタイミングは、Ｓ１０１からのルーチンを開始してから４ｍｓ後に設定する。これは、Ｓ２０１からのルーチンにより各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１が変化してから安定化するまでにある程度の時間を要するためであり、各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１が安定化した後にＳ１０１からのルーチンを行うことでセンサ電流Ｉｐを正確に検出することができる。
【００６１】
ところで、コンデンサＣ１は、図５に示すように、各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍らせるために設けられている。すなわち、コンデンサＣ１を省いた場合には、各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１の波形にオーバーシュートやリンギングが生じ、そのオーバーシュートやリンギングにより各電圧Ｖ２１，Ｖ１１の電圧値が変動するおそれがある。そこで、コンデンサＣ１を設けることにより、各抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１５およびコンデンサＣ１により規定される時定数によって各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍らせ、オーバーシュートやリンギングの発生を防止して、各電圧Ｖ２１，Ｖ１１を安定化することができる。
【００６２】
ところで、本第１実施形態において、内部インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流Ｉｐの検出範囲は、以下のように求められる。
ここで、ＶＣ＝５Ｖ、ＶＡＦ＋（＝Ｖ２０）＝３．３Ｖ、ＶＡＦ−＝３．０Ｖ、Ｖ２１＝３．１Ｖ、Ｖ２２＝３．５Ｖとし、オペアンプ８３の出力可能な最低電圧ＶＣＥ＝１．６Ｖとする。
【００６３】
Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされているため、電源電圧ＶＣが５Ｖの場合、Ａ／Ｄ変換値の最大値は５Ｖになる。そのため、電圧Ｖ１の最大値は、Ａ／Ｄ変換値の最大値と同じ５Ｖになる。また、電圧Ｖ１の最小値は、電圧ＶＣＥと同じ１．６Ｖとなる。
【００６４】
その結果、電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の最大値Ｖ（ｍａｘ）は、式（１４）に示すようになる。また、電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の最小値Ｖ（ｍｉｎ）は、式（１５）に示すようになる。
Ｖ（ｍａｘ）＝ＶＣ−Ｖ２２＝５Ｖ−３．５Ｖ＝１．５Ｖ ………（式１４）
Ｖ（ｍｉｎ）＝ＶＣＥ−Ｖ２１＝１．６Ｖ−３．１Ｖ＝−１．５Ｖ………（式１５）
ここで、Ｒ１＝２００Ωとすると、センサ電流Ｉｐの最大値Ｉｐ（ｍａｘ）は式（１６）に示すようになり、センサ電流Ｉｐの最小値Ｉｐ（ｍｉｎ）は式（１７）に示すようになる。
Ｉｐ（ｍａｘ）＝Ｖ（ｍａｘ）／Ｒ１＝１．５Ｖ／２００Ω＝７．５ｍＡ………（式１６）
Ｉｐ（ｍｉｎ）＝Ｖ（ｍｉｎ）／Ｒ１＝−１．５Ｖ／２００Ω＝−７．５ｍＡ………（式１７）
ここで、Ｖ２１＝３．１Ｖ、Ｖ２２＝３．５Ｖであるため、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶは式（１８）に示すようになる。また、電圧ＶＡＦ＋の変化に伴うセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩ（すなわち、内部インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流Ｉｐの検出範囲）は式（１９）に示すようになる。
ΔＶ＝Ｖ２２−Ｖ２１＝０．４Ｖ ………（式１８）
ΔＩ＝Ｉｐ（ｍａｘ）−Ｉｐ（ｍｉｎ）＝１５ｍＡ ………（式１９）
そのため、式（１８）（１９）で得られた値を式（１３）に代入することにより、検出部１０１の内部インピーダンスＺは２７Ωとなる。従って、図１０に示すように、積層型検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２の温度が８５０℃になるまで、内部インピーダンスＺを検出可能なことがわかる。
【００６５】
このように、本第１実施形態の駆動回路１４によれば、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値になるようにヒータ１０３をオン・オフ制御することにより、ジルコニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保ち、励起電圧（印加電圧）ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性変動を防止することが可能になる。
【００６６】
ところで、本第１実施形態において、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐは、以下のように求められる。
図１１に示すように、空燃比（Ａ／Ｆ）の範囲が１３〜１８の場合のセンサ電流Ｉｐの範囲は約−０．４〜約＋０．４ｍＡになる。このとき、抵抗Ｒ１の両端間電圧（Ｖ１−Ｖ２）の範囲は約−０．０８Ｖ〜約＋０．０８Ｖにしかならない。そのため、図８に示す従来の形態の駆動回路８１のように、式（１）に示すように各電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１の抵抗値とに基づいてセンサ電流Ｉｐを検出する場合、Ａ／Ｄ変換器８４が１０ｂｉｔのＡ／Ｄ変換を行い、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、３２ＬＳＢ（＝０．１６Ｖ×２１０／５Ｖ）にしかならない。
【００６７】
それに対して、式（１９）に示すように、内部インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流Ｉｐの検出範囲は１５ｍＡと大きい。そのため、従来の形態の駆動回路８１では、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが小さく、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐが大きいため、両センサ電流Ｉｐを１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、高い検出精度が得られなかった
そこで、本第１実施形態では、反転増幅器１７を用いて各電圧Ｖ１，Ｖ２を増幅することにより、式（４）（５）より、大きな電圧Ｖ３を得るようにしている。ここで、Ｒ２１＝２ｋΩ、Ｒ２２＝２０ｋΩとすると、式（４）より、直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）は１０となる。そして、センサ電流Ｉｐの範囲が約−０．４〜約＋０．４ｍＡのとき、電圧（Ｖ２−Ｖ３）の範囲は、抵抗Ｒ１の両端間電圧（Ｖ１−Ｖ２）の範囲に直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）（＝１０）を乗算した値の範囲（＝−０．８Ｖ〜＋０．８Ｖ）になる。そのため、本第１実施形態において、Ａ／Ｄ変換器８４が１０ｂｉｔのＡ／Ｄ変換を行い、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、３２７ＬＳＢ（＝１．６Ｖ×２１０／５Ｖ）になる。
【００６８】
このように、本第１実施形態の駆動回路１４によれば、空燃比を検出する際には反転増幅器１７を用いて増幅した電圧Ｖ３と電圧Ｖ２とによりセンサ電流Ｉｐを検出し、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際には従来と同じく各電圧Ｖ１，Ｖ２によりセンサ電流Ｉｐを検出するようにしている。そのため、空燃比を検出する際における抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２が、内部インピーダンスＺを検出する際における抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２よりも小さい場合でも、電圧値（Ｖ２−Ｖ３）と電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の差が少なくなるように、反転増幅器１７の直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）を設定することにより、当該両電圧を１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて精度良く検出することが可能になる。従って、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐと、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐとの差が大きい場合でも、両センサ電流Ｉｐを共に精度良く検出することが可能になる。その結果、ジルコニア固体電解質１０２の温度変化による検出精度の低下を回避した上で、空燃比を高精度に検出することができる。
【００６９】
そして、本第１実施形態においては、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際に、電圧ＶＡＦ＋の変化量ΔＶＡＦ＋を０．２Ｖと比較的大きな値にすることから、抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２に生じるノイズの影響や、Ａ／Ｄ変換器８４のＡ／Ｄ変換精度などにより、空燃比の検出精度が低下するのを防止することができる。
【００７０】
ところで、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ＋が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ＋と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８３にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ＋と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。但し、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ＋と等しい条件が満足されるならば、Ａ／Ｄ変換器８４における電圧Ｖ２のＡ／Ｄ変換を省くことも可能である。
【００７１】
尚、本第１実施形態においては、トランジスタＴｒ１をオフ、トランジスタＴｒ２をオンさせて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１を低下させ、リッチ領域の場合と同様に電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めている。しかし、本第１実施形態とは逆に、トランジスタＴｒ１をオン、トランジスタＴｒ２をオフさせて各電圧ＶＡＦ＋，Ｖ１を上昇させ、リーン領域の場合と同様に電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるようにしてもよい。
【００７２】
但し、センサ電流Ｉｐの検出範囲には制限があるため、リーン領域に対応する空燃比を検出する際に、リーン領域の場合と同様に電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐを流すと、センサ電流Ｉｐが検出範囲を越えるおそれがある。また、リッチ領域に対応する空燃比を検出する際に、リッチ領域の場合と同様に電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すと、センサ電流Ｉｐが検出範囲を越えるおそれがある。
【００７３】
従って、リーン領域に対応する空燃比を検出する際には、本第１実施形態のように、リッチ領域の場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるのが望ましい。また、リッチ領域に対応する空燃比を検出する際には、リーン領域の場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるのが望ましい。
【００７４】
ちなみに、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値になるようにヒータ１０３を制御する技術については、特開昭５９−２１４７５６号公報に開示されている。しかし、同公報に記載の技術は、酸素センサ（本第１実施形態の検出部１０１に相当する）の出力側に所定周波数のバイアス電圧を抵抗を介して印加し、酸素センサの合成出力電圧の振幅レベルを検出し、当該振幅レベルに基づいてヒータの作動を制御するというものであり、本第１実施形態とは全く異なるものである。
【００７５】
（第２実施形態）
次に、本発明を具体化した第２実施形態を図面と共に説明する。尚、本第２実施形態において、第１実施形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００７６】
図６に、第２実施形態の駆動回路２１の内部構成を示す。
本第２実施形態の駆動回路２１において、第１実施形態の駆動回路１４と異なるのは以下の点である。
（２−１）オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ２を介して検出部１０１の電極１０４（大気雰囲気側）に接続されると共に、各抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してオペアンプ８２の反転入力端子に接続されている。
【００７７】
（２−２）オペアンプ８３の出力端子は抵抗Ｒ１を介して検出部１０１の電極１０５（排気ガス雰囲気側）に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，Ｒ４を介してオペアンプ８３の反転入力端子に接続されている。
（２−３）Ａ／Ｄ変換器８４は、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８３側の電圧Ｖ１および検出部１０１側の電圧Ｖ２と、反転増幅器１７の出力した電圧Ｖ３とをそれぞれＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコンピュータ８５に出力する。
【００７８】
（２−４）オペアンプ８３の非反転入力端子と電源ＶＣとの間に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１および抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。
（２−５）オペアンプ８３の非反転入力端子とグランドとの間に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２および抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
【００７９】
（２−６）各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧ＶＡＦ＋は、オペアンプ８２の非反転入力端子に直接印加されている。各抵抗Ｒ６，Ｒ７間で生成された電圧ＶＡＦ−は、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロワから抵抗Ｒ１５を介して、オペアンプ８３の非反転入力端子に印加されている。
【００８０】
（２−７）抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８３側の電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２１を介してオペアンプ１６の反転入力端子に入力され、抵抗Ｒ１における検出部１０１側の電圧Ｖ２はオペアンプ１６の非反転入力端子に入力される。
次に、本第２実施形態の駆動回路２１の作用について説明する。
【００８１】
前記したように、リーン領域においては、電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐが流れる。このとき、オペアンプ８３の出力可能な最低電圧をＶＣＥとすると、電圧Ｖ１は式（２０）により表される。
Ｖ１≧ＶＣＥ ………（式２０）
オペアンプ８３にオフセット電圧が存在しないとすると電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ−と等しくなり、電圧Ｖ２は式（２１）により表される。
Ｖ２＝ＶＡＦ−＝Ｖ１＋Ｉｐ・Ｒ１ ………（式２１）
検出部１０１の各電極１０４，１０５間に印加される電圧ＶＲは各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧であるため、電圧ＶＡＦ＋は式（２２）により表される。
ＶＡＦ＋＝ＶＡＦ−＋ＶＲ ………（式２２）
オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰは式（２３）により表される。
ＶＯＰ＝ＶＡＦ＋＋Ｉｐ・Ｒ２ ………（式２３）
ここで、Ｉｐ＝２３ｍＡ、ＶＣＥ＝１．５Ｖ、ＶＲ＝０．９Ｖ、Ｒ１＝１００Ω、Ｒ２＝４７Ωとして式（２０）〜（２３）に代入すると、各電圧Ｖ２，Ｖ１，ＶＡＦ＋，ＶＯＰの値は式（２４）〜（２７）に示すようになる。
Ｖ１≧１．５Ｖ ………（式２４）
Ｖ２＝ＶＡＦ−≧３．８Ｖ ………（式２５）
ＶＡＦ＋≧４．７Ｖ ………（式２６）
ＶＯＰ≧５．７８１Ｖ ………（式２７）
また、センサ電流Ｉｐの検出可能な最大値Ｉｐ（ｍａｘ）は、式（２０）〜（２３）から求められる式（２８）により表される。
Ｉｐ（ｍａｘ）＝（ＶＣ−ＶＲ−ＶＣＥ）／Ｒ１＝２６ｍＡ ………（式２８）
従って、式（２５）（２６）を満足するように各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を設定することにより、各電圧Ｖ１，Ｖ２を共に５Ｖ以下にすることができる。Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされているため、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、Ａ／Ｄ変換値の最大値は５Ｖとなる。よって、式（２４）（２５）より、各電圧Ｖ１，Ｖ２はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換可能になる。
【００８２】
尚、式（２７）より、オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰは５Ｖを越えるが、各オペアンプ８２，８３の電源ＶＢを車載バッテリから供給するようにすれば、車載バッテリの電圧は１４Ｖであることから、オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰの最大値は１４Ｖになり何ら問題とはならない。
【００８３】
本第２実施形態において、空燃比を検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理は図３に示す第１実施形態の処理と同じである。
また、本第２実施形態において、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理にて、図４に示す第１実施形態の処理と異なるのは、第１実施形態の処理中の電圧ＶＡＦ＋を、第２実施形態の処理では電圧ＶＡＦ−に置き換える点だけであり、その他は同じである。
【００８４】
このように、本第２実施形態の駆動回路２１においては、第１実施形態の駆動回路１４の作用・効果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。
すなわち、本第２実施形態の駆動回路２１によれば、高い領域の空燃比を検出することが可能になるため、内燃機関の制御装置１１は高い領域の空燃比におけるリーンバーン制御を行うことができる。そして、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくする必要がないため、高い領域の空燃比を検出する際にも、Ａ／Ｄ変換器８４の変換精度が低下するおそれはなく、マイクロコンピュータ８５の算出する空燃比の精度を高めることができる。従って、検出精度を低下させることなく、リッチ領域および理論空燃比からリーン領域へ空燃比の検出領域を拡大することができる。
【００８５】
ところで、オペアンプ８３の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ−が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ−と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８３にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ−と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。但し、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ−と等しい条件が満足されるならば、Ａ／Ｄ変換器８４における電圧Ｖ２のＡ／Ｄ変換を省くことも可能である。
【００８６】
尚、本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において適宜変更を加えてもよく、例えば、センサ電流Ｉｐに対して各オペアンプ８２，８３の出力電流の供給能力が不足する場合には、各オペアンプ８２，８３の出力端子に、プッシュプル構成のトランジスタによる電流増幅回路を接続し、その電流増幅回路にて各オペアンプ８２，８３の出力電流を必要なレベルまで増幅すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を具体化した第１実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図２】本発明を具体化した第１，第２実施形態の空燃比検出装置を用いた自動車用内燃機関の制御装置を示すブロック図。
【図３】第１，第２実施形態におけるマイクロコンピュータの処理内容を説明するためのフローチャート。
【図４】第１，第２実施形態におけるマイクロコンピュータの処理内容を説明するためのフローチャート。
【図５】第１実施形態の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図６】第２実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図７】検出部の概略構造を示す一部断面図。
【図８】従来の駆動回路を示す回路図。
【図９】検出部の概略構造を示す一部断面図。
【図１０】図９に示す検出部の特性図。
【図１１】図９に示す検出部の特性図。
【符号の説明】
１４，２１…駆動回路 １５，１６，８２，８３…オペアンプ
１７…反転増幅器 ８４…Ａ／Ｄ変換器 ８５…マイクロコンピュータ
１０１…検出部 １０２…ジルコニア固体電解質 １０３…ヒータ
１０４…大気側電極 １０５…排気側電極 １０６…拡散抵抗体
Ｒ１〜Ｒ２２…抵抗 Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ
Claims (5)
- ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、
該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、
前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダンスとを検出する検出回路部と
を備えた空燃比検出装置であって、
前記駆動回路部は、
前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、
前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、
前記検出部の大気側電極と前記大気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備え、
前記検出回路部は、
前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記大気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電圧増幅手段と、
前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記大気側電圧生成手段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、
該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、
前記大気側電圧生成手段と前記排気側電圧生成手段にて生成される各電圧による前記検出部の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧を所定電圧変化させると共に、その電圧の変化によって生じる前記電流検出用抵抗に流れる電流の変化量を前記電圧検出手段によって検出される第１電圧から検出し、その際の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧の変化量と、前記第１電圧から検出した前記電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピーダンス算出手段とを備え、
該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御することを特徴とする空燃比検出装置。 - ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、
該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、
前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダンスとを検出する検出回路部と
を備えた空燃比検出装置であって、
前記駆動回路部は、
前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、
前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、
前記検出部の排気側電極と前記排気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備え、
前記検出回路部は、
前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電圧増幅手段と、
前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、
該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、
前記大気側電圧生成手段と前記排気側電圧生成手段にて生成される各電圧による前記検出部の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧を所定電圧変化させると共に、その電圧の変化によって生じる前記電流検出用抵抗に流れる電流の変化量を前記電圧検出手段によって検出される第１電圧から検出し、その際の前記大気側電極と前記排気側電極との間の電圧の変化量と、前記第１電圧から検出した前記電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピーダンス算出手段とを備え、
該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御することを特徴とする空燃比検出装置。 - 請求項１または請求項２に記載の空燃比検出装置において、
前記検出部のジルコニア固体電解質を加熱するヒータを備え、前記内部インピーダンスが一定になるように該ヒータの作動を制御することを特徴とする空燃比検出装置。 - 請求項１に記載の空燃比検出装置において、
前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを検出することを特徴とする空燃比検出装置。 - 請求項２に記載の空燃比検出装置において、
前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンスを検出することを特徴とする空燃比検出装置。
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