JP2000329739A - 空燃比検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】温度変化による検出精度の低下を回避すること
が可能な空燃比検出装置を提供する。 【解決手段】検出部１０１は、ジルコニア固体電解質１
０２、大気側電極１０４、排気側電極１０５、拡散抵抗
体１０６を備える。オペアンプ１６と各抵抗Ｒ２１，Ｒ
２２から成る反転増幅器１７は、抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ
１，Ｖ２を増幅して電圧Ｖ３を生成する。Ａ／Ｄ変換器
８４は、各電圧Ｖ１〜Ｖ３をＡ／Ｄ変換してマイクロコ
ンピュータ８５へ出力する。コンピュータ８５は、空燃
比を検出する際には各電圧Ｖ２，Ｖ３と各抵抗Ｒ１，Ｒ
２１，Ｒ２２の値とに基づいて各電極１０４，１０５間
のセンサ電流Ｉｐを算出し、検出部１０１の内部インピ
ーダンスを検出する際には各電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１
の値とに基づいてセンサ電流Ｉｐを算出する。そして、
内部インピーダンスが一定値になるようにヒータ１０３
をオン・オフ制御し、ジルコニア固体電解質１０２の温
度を一定に保つ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は空燃比検出装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、内燃機関に供給される混合気
の空燃比を目標値に制御するため、内燃機関の排気管に
空燃比検出装置を設け、検出した空燃比に応じて燃料供
給量をフィードバック制御する技術が広く用いられてい
る。

【０００３】このような空燃比検出装置は、空燃比の検
出部（空燃比センサ）と、当該検出部を駆動する駆動回
路と、当該駆動回路の出力信号を処理することにより空
燃比を求めるためのＡ／Ｄ変換器およびマイクロコンピ
ュータとから構成されており、検出部としてジルコニア
固体電解質を利用したものが一般に使われている。

【０００４】図７は、検出部（空燃比センサ）の一例の
概略構造を示す一部断面図である。検出部１０１は、ジ
ルコニア固体電解質１０２、ヒータ１０３、電極１０
４，１０５、拡散抵抗体１０６から構成されている。コ
ップ型の検出部１０１は内燃機関の排気管（図示略）中
に配置されている。

【０００５】袋管状のジルコニア固体電解質１０２の内
部には大気が導入されている。ジルコニア固体電解質１
０２の内部に配置された棒状のヒータ１０３は、ジルコ
ニア固体電解質１０２を少なくとも６００℃以上に加熱
して酸素イオンの導電性を向上させている。

【０００６】ジルコニア固体電解質１０２の大気雰囲気
側には大気側電極１０４が形成され、排気ガス雰囲気側
には排気側電極１０５が形成されている。尚、各電極１
０４，１０５は膜厚が数μｍ〜数十μｍの多孔質の白金
材料から形成されている。電極１０５の表面に形成され
た拡散抵抗体１０６は、排気ガス雰囲気中から電極１０
５へ拡散によって流入する酸素や未撚ガスである一酸化
炭素などの流入を抑制する。尚、拡散抵抗体１０６はス
ピネルなどをプラズマ溶射することにより多孔質に形成
されており、拡散抵抗率を大きくするため膜厚は数百μ
ｍに設定されている。

【０００７】図８に、検出部１０１を駆動するための従
来の駆動回路８１を示す。駆動回路８１は、オペアンプ
８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４から構成されている。
オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ１を介して検出部
１０１の電極１０４に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，
Ｒ３を介してオペアンプ８２の反転入力端子に接続され
ている。また、オペアンプ８３の出力端子は抵抗Ｒ２を
介して検出部１０１の電極１０５に接続されると共に、
各抵抗Ｒ２，Ｒ４を介してオペアンプ８３の反転入力端
子に接続されている。そして、オペアンプ８２の非反転
入力端子には大気側印加電圧ＶAF+が印加され、オペア
ンプ８３の非反転入力端子には排気側印加電圧ＶAF-が
印加されている。ここで、各オペアンプ８２，８３は、
プラス側電源ＶBおよびグランドに接続されて電源供給
がなされ単電源動作を行うようになっている。以下、各
抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値をそれぞれ「Ｒ１」〜「Ｒ４」
と表記する。

【０００８】検出部１０１の電極１０４にはオペアンプ
８２から電圧ＶAF+が印加され、電極１０５にはオペア
ンプ８３から電圧ＶAF-が印加されるため、各電極１０
４，１０５間には各電圧ＶAF+，ＶAF-の差電圧ＶR（＝
ＶAF+−ＶAF-）が印加されることになる。

【０００９】空気過剰率λが１より大きいリーン領域
（λ＞１）においては、電極１０５の電圧が電極１０４
の電圧よりもＶRだけ低いため、この励起電圧（印加電
圧）ＶRによって排気ガス雰囲気中の残存酸素は拡散抵
抗体１０６を介して電極１０５で酸素イオンに変換さ
れ、この酸素イオンはジルコニア固体電解質１０２中を
酸素ポンプ作用によって電極１０４側へ移送され、電極
１０４で再び酸化されて酸素ガスになり大気雰囲気中へ
放出される。このとき、酸素イオンの流れとは逆向きに
電極１０４から電極１０５へセンサ電流（ポンプ電流）
Ｉｐが流れる。このセンサ電流Ｉｐは、排気ガス雰囲気
中から拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡散によ
って流入する酸素量に対応する。

【００１０】空気過剰率λが１の理論空燃比（λ＝１）
においては、拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡
散で流入する排気ガス中の残存酸素の量と一酸化炭素な
どの残存未燃ガスの量とは化学当量比であり、電極１０
５の触媒作用により両者は完全に燃焼する。そのため、
電極１０５の近傍には酸素がなくなり、各電極１０４，
１０５間に電圧が励起されても、ジルコニア固体電解質
１０２中を移送される酸素イオンはなくなる。従って、
各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐは零に
なる（Ｉｐ＝０）。

【００１１】空気過剰率λが１より小さいリッチ領域
（λ＜１）においては、リーン領域の場合とは逆に、電
極１０４から電極１０５へ酸素イオンが流れ、この酸素
イオン流は電極１０５の近傍の酸素濃度を高めるように
作用し、電極１０５で再び酸化されて酸素ガスになり、
この酸素ガスは、拡散抵抗体１０６を介して排気ガス雰
囲気中から電極１０５へ拡散で流入する一酸化炭素など
の未燃ガスを燃焼させる。従って、ジルコニア固体電解
質１０２中を電極１０４側から電極１０５側へ移送され
る酸素イオンの量は、電極１０５へ拡散で流入する未燃
ガスの量に対応した値になる。このとき、酸素イオンの
流れとは逆向きに電極１０５から電極１０４へセンサ電
流Ｉｐが流れる。

【００１２】抵抗Ｒ１の両端はそれぞれＡ／Ｄ変換器８
４に接続されている。Ａ／Ｄ変換器８４は、マイクロコ
ンピュータ８５の制御に従い、抵抗Ｒ１におけるオペア
ンプ８２側の電圧Ｖ１と検出部１０１側の電圧Ｖ２とを
それぞれＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコ
ンピュータ８５に出力する。ここで、Ａ／Ｄ変換器８４
はプラス側電源ＶCおよびグランドに接続されて電源供
給がなされている。以下、各電源ＶB，ＶCの電圧をそれ
ぞれ「ＶB」，「ＶC」と表記する。

【００１３】マイクロコンピュータ８５は、ＣＰＵ，Ｒ
ＯＭ，ＲＡＭ，Ｉ／Ｏ回路を有する周知の構成であり、
式（１）に示すように、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ
２と抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１とに基づいて、検出部１０１
の各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐを算
出する。 Ｉｐ＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｒ１ ………（式１） そして、マイクロコンピュータ８５は、センサ電流Ｉｐ
に基づいて空燃比を算出し、算出した空燃比に応じて内
燃機関への燃料供給量をフィードバック制御することに
より、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に
制御する。

【００１４】ところで、駆動回路８１において、抵抗Ｒ
２は、オペアンプ８３の非反転入力端子が電源ＶBとシ
ョートした場合、過大な電流がオペアンプ８３の非反転
入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出したりして
オペアンプ８３が破壊されるのを防止すると共に、静電
気からオペアンプ８３の出力端子を保護するために設け
られており、その抵抗値は４７Ω程度に設定されてい
る。

【００１５】尚、オペアンプ８２については抵抗Ｒ１が
設けられているため、その抵抗値を４７Ω以上に設定す
ることにより、オペアンプ８２の非反転入力端子が電源
ＶBとショートした場合、過大な電流がオペアンプ８２
の非反転入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出し
たりしてオペアンプ８２が破壊されるのを防止すると共
に、静電気からオペアンプ８２の出力端子を保護するこ
とができる。

【００１６】また、各抵抗Ｒ３，Ｒ４は、静電気から各
オペアンプ８２，８３の出力端子を保護するために設け
られており、その抵抗値は１ｋΩ程度に設定されてい
る。ここで、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加さ
れる電圧ＶAF+が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶAF+と等
しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の
値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知する
ことが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２
をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８２
にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧
ＶAF+と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確
に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４におい
て電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。

【００１７】ちなみに、検出部１０１のジルコニア固体
電解質１０２の形状については、図７に示す袋管状のも
のだけでなく、図９に示すように平板状のものもある。
尚、図９に示す検出部１０１において、図７に示すもの
と同じ構成部材については符号を等しくしてある。

【００１８】図９に示すように、平板状のジルコニア固
体電解質１０２には、通路１１１および拡散室１１２が
設けられている。通路１１１の内壁におけるジルコニア
固体電解質１０２には電極１０４が形成され、拡散室１
１２の内壁におけるジルコニア固体電解質１０２には電
極１０５が形成されている。また、拡散室１１２には外
部と連通する１個の孔が設けられており、この孔により
拡散抵抗体１０６が構成されている。そして、大気は通
路１１１を介して電極１０４へ導入され、排気ガス中の
残存酸素や未燃ガスは拡散抵抗体１０６から拡散室１１
２を介して電極１０５へ拡散で流入する。また、ジルコ
ニア固体電解質１０２にはアルミナから成る絶縁層１１
３が固着され、その絶縁層１１３内には線状のヒータ１
０３が配置されている。そして、ヒータ１０３は、絶縁
層１１３を介してジルコニア固体電解質１０２を加熱し
て酸素イオンの導電性を向上させる。

【００１９】以下、図７に示す検出部１０１を「コップ
型検出部１０１」と呼び、図９に示す検出部１０１を
「積層型検出部１０１」と呼ぶことにより両者を区別す
る。ところで、特開昭６１−１８０１３１号公報には、
図８に示す駆動回路８１と類似の回路が開示されてい
る。同公報の図３に記載の回路において、駆動回路８１
と異なるのは、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４が省かれて短絡されて
いる点と、オペアンプ８３の出力端子とオペアンプ８２
の非反転入力端子との間に励起電圧ＶRの設定用の電圧
源が接続されている点だけである。尚、各抵抗Ｒ２〜Ｒ
４の作用は上記の通りであり、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４を省い
て短絡した場合でも駆動回路８１の基本的な動作には影
響を与えない。また、駆動回路８１では各電圧ＶAF+，
ＶAF-を各オペアンプ８２，８３の非反転入力端子に印
加しており、各電圧ＶAF+，ＶAF-の差電圧ＶRが励起電
圧となるため、同公報に記載の電圧源と同様に機能す
る。従って、同公報に記載の回路は駆動回路８１と基本
的には同じ動作を行う。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】従来の空燃比検出装置
において、検出部１０１におけるジルコニア固体電解質
１０２の温度が変化すると、励起電圧（印加電圧）ＶR
に対するセンサ電流Ｉｐの特性が変動するため、空燃比
の検出精度が低下するという問題がある。この問題を解
決するには、検出部１０１における各電極１０４，１０
５間の交流的な抵抗（検出部１０１の内部インピーダン
ス）Ｚを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値に
なるようにヒータ１０３をオン・オフ制御することによ
り、ジルコニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保
ち、励起電圧ＶRに対するセンサ電流Ｉｐの特性変動を
防止することが考えられる。

【００２１】ここで、検出部１０１の内部インピーダン
スＺを検出するには、駆動回路８１において、オペアン
プ８２の非反転入力端子に印加する大気側印加電圧ＶAF
+を変化させ、それに伴うセンサ電流Ｉｐの変化を検出
し、式（２）に示すように、電圧ＶAF+の変化量ΔＶAF+
とセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩとに基づいて、内部イン
ピーダンスＺを算出する方法が考えられる。 Ｚ＝ΔＶAF+／ΔＩ ………（式２） しかし、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが小さ
く、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際
のセンサ電流Ｉｐが大きい場合、各電圧Ｖ１，Ｖ２を１
つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、セン
サ電流Ｉｐを検出する際に高い検出精度が得られないと
いう問題がある。

【００２２】図１０に、図９に示す積層型検出部１０１
におけるジルコニア固体電解質１０２の温度に対する内
部インピーダンスＺの特性例を示す。図１１に、図９に
示す積層型検出部１０１における空燃比（Ａ／Ｆ）に対
するセンサ電流Ｉｐの特性例を示す。

【００２３】図１０に示すように、積層型検出部１０１
のジルコニア固体電解質１０２の温度範囲が７００〜７
５０℃の場合、内部インピーダンスＺは約５０Ωにな
る。ところで、検出部１０１の内部インピーダンスＺを
検出する際のセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは、式（２）
を変形した式（３）により表される。 ΔＩ＝ΔＶAF+／Ｚ ………（式３） ここで、電圧ＶAF+の変化量ΔＶAF+を０．２Ｖにした場
合、Ｚ＝５０Ωとすると、式（３）よりセンサ電流Ｉｐ
の変化量ΔＩは４ｍＡとなる。

【００２４】ところが、図１１に示すように、空燃比
（Ａ／Ｆ）の範囲が１３〜１８の場合、センサ電流Ｉｐ
の範囲は約−０．４〜約＋０．４ｍＡになる。つまり、
図１０，図１１に示す特性例では、空燃比を検出する際
のセンサ電流Ｉｐが約±０．４ｍＡと小さいのに対し
て、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際
のセンサ電流Ｉｐは４ｍＡと大きく、両センサ電流Ｉｐ
には１０倍以上の差がある。よって、空燃比を検出する
際の電圧値（Ｖ１−Ｖ２）と、検出部１０１の内部イン
ピーダンスＺを検出する際の電圧値（Ｖ１−Ｖ２）とに
も１０倍以上の差があることになり、両電圧値を１つの
Ａ／Ｄ変換器８４を用いて検出するとなると、高い検出
精度が得られないことになる。その結果、空燃比を検出
する際のセンサ電流Ｉｐと、検出部１０１の内部インピ
ーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐとの両センサ
電流Ｉｐを共に精度良く検出することはできなくなる。

【００２５】ところで、電圧ＶAF+の変化量ΔＶAF+を小
さくすれば、式（３）より、検出部１０１の内部インピ
ーダンスＺを検出する際のセンサ電流Ｉｐを小さくする
ことができる。例えば、電圧ＶAF+の変化量ΔＶAF+を
０．０２Ｖにした場合、Ｚ＝５０Ωとすると、式（３）
より、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検出する
際のセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは０．４ｍＡとなり、
空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐが約±０．４ｍＡ
の場合でも、両センサ電流Ｉｐを共に精度良く検出する
ことが可能になる。

【００２６】しかしながら、抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，
Ｖ２に生じるノイズの影響や、Ａ／Ｄ変換器８４のＡ／
Ｄ変換精度などを考慮すると、電圧ＶAF+の変化量ΔＶA
F+はできるだけ大きくすることが望ましく、変化量ΔＶ
AF+を０．２Ｖより小さくするのは空燃比の検出精度低
下を招くおそれがあることから避けたい。

【００２７】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたものであって、その目的は、ジルコニア固体電解質
の温度変化による検出精度の低下を回避した上で、空燃
比を高精度に検出可能な空燃比検出装置を提供すること
にある。

【００２８】

【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めになされた請求項１に記載の発明は、ジルコニア固体
電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形
成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気
雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該
排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体
とを備えた検出部と、該検出部の大気側電極および排気
側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、
前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電
流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検
出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダ
ンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検出装置
である。そして、前記駆動回路部は、前記検出部の大気
側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電
圧生成手段と、前記検出部の排気側電極に印加される排
気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、前記検
出部の大気側電極と前記大気側電圧生成手段との間に接
続された電流検出用抵抗とを備える。また、前記検出回
路部は、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧
のうち少なくとも前記大気側電圧生成手段側の電圧を増
幅する電圧増幅手段と、前記駆動回路部の電流検出用抵
抗の両端の電圧のうち少なくとも前記大気側電圧生成手
段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅手段の
増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検
出手段によって検出された第２電圧から前記電流検出用
抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて空
燃比を算出する空燃比算出手段と、前記電圧検出手段に
よって検出された第１電圧から前記電流検出用抵抗に流
れる電流値を検出し、その電流値に基づいて前記内部イ
ンピーダンスを算出する内部インピーダンス算出手段と
を備える。そして、空燃比検出装置は、該内部インピー
ダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが一定に
なるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を
一定に制御する。

【００２９】従って、請求項１に記載の発明によれば、
空燃比を検出する際には電圧増幅手段を用いて増幅した
第２電圧により電流検出用抵抗に流れる電流値を検出
し、検出部の内部インピーダンスを検出する際には第１
電圧により電流検出用抵抗に流れる電流値を検出するよ
うにしている。そのため、空燃比を検出する際における
電流検出用抵抗の両端の電圧が、内部インピーダンスを
検出する際における電流検出用抵抗の両端の電圧よりも
小さい場合でも、第１電圧と第２電圧との差が少なくな
るように、電圧増幅手段の増幅率を設定することによ
り、第１電圧と第２電圧とを１つの電圧検出手段を用い
て精度良く検出することが可能になる。従って、空燃比
を検出する際に電流検出用抵抗に流れる電流値と、検出
部の内部インピーダンスを検出する際に電流検出用抵抗
に流れる電流値との差が大きい場合でも、両電流値を共
に精度良く検出することが可能になる。その結果、ジル
コニア固体電解質の温度変化による検出精度の低下を回
避した上で、空燃比を高精度に検出することができる。

【００３０】次に、請求項２に記載の発明は、ジルコニ
ア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気
側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質
の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気
から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散
抵抗体とを備えた検出部と、該検出部の大気側電極およ
び排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路
部と、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ
込む電流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、
前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の内部イン
ピーダンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検
出装置である。そして、前記駆動回路部は、前記検出部
の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大
気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極に印加さ
れる排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、
前記検出部の排気側電極と前記排気側電圧生成手段との
間に接続された電流検出用抵抗とを備える。また、前記
検出回路部は、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端
の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の電
圧を増幅する電圧増幅手段と、前記駆動回路部の電流検
出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧
生成手段側の第１電圧を検出すると共に、前記電圧増幅
手段の増幅した第２電圧を検出する電圧検出手段と、該
電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電流
検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づ
いて空燃比を算出する空燃比算出手段と、前記電圧検出
手段によって検出された第１電圧から前記電流検出用抵
抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基づいて前記
内部インピーダンスを算出する内部インピーダンス算出
手段とを備える。そして、空燃比検出装置は、該内部イ
ンピーダンス算出手段の算出した内部インピーダンスが
一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の
温度を一定に制御する。

【００３１】従って、請求項２に記載の発明によれば、
請求項１に記載の発明と同じ作用・効果を得ることがで
きる。加えて、請求項２に記載の発明によれば、検出部
の大気側電極ではなく、排気側電極から流れ出すか又は
流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて空燃比を
検出するため、高い領域の空燃比まで高精度に検出する
ことが可能になり、リッチ領域および理論空燃比からリ
ーン領域へ空燃比の検出範囲を拡大することができる。
そして、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくしなくても高
い領域の空燃比を検出することが可能になるため、電圧
検出手段をＡ／Ｄ変換器にて具体化した場合にそのＡ／
Ｄ変換精度が低下するおそれがなくなり、空燃比算出手
段にて算出される空燃比の精度を高めることができる。

【００３２】ところで、請求項３に記載の発明のよう
に、請求項１または請求項２に記載の空燃比検出装置に
おいて、前記検出部のジルコニア固体電解質を加熱する
ヒータを備え、前記内部インピーダンスが一定になるよ
うに該ヒータの作動を制御するようにしてもよい。

【００３３】このようにすれば、前記内部インピーダン
スが一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解
質の温度を一定に制御することができる。また、請求項
４に記載の発明のように、請求項１に記載の空燃比検出
装置において、前記大気側電圧生成手段の生成する大気
側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧
の変化によって生じた前記検出部の大気側電極から流れ
出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部
インピーダンスを検出するようにしてもよい。

【００３４】また、請求項５に記載の発明のように、請
求項２に記載の空燃比検出装置において、前記排気側電
圧生成手段の生成する排気側印加電圧を変化させ、その
電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検
出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変
化量とに基づいて前記内部インピーダンスを検出するよ
うにしてもよい。

【００３５】請求項４または請求項５に記載の発明によ
れば、前記内部インピーダンスを正確に検出することが
できる。そして、前記内部インピーダンスを検出する際
の電圧の変化量を比較的大きな値にすることが可能にな
るため、電流検出用抵抗の両端電圧に生じるノイズの影
響や、電圧検出手段の検出精度などにより、空燃比の検
出精度が低下するのを防止することができる。

【００３６】尚、以下に述べる発明の実施の形態におい
て、特許請求の範囲または課題を解決するための手段に
記載の「検出回路部」はＡ／Ｄ変換器８４およびマイク
ロコンピュータ８５から構成され、同じく「大気側電圧
生成手段」はオペアンプ８２から構成され、同じく「排
気側電圧生成手段」はオペアンプ８３から構成され、同
じく「電流検出用抵抗」は抵抗Ｒ１に相当し、同じく
「電圧増幅手段」は反転増幅器１７から構成され、同じ
く「電圧検出手段」はＡ／Ｄ変換器８４から構成され、
同じく「電流検出手段」はマイクロコンピュータ８５に
おけるＳ１０２の処理に相当し、同じく「空燃比算出手
段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ１０３の処
理に相当し、同じく「内部インピーダンス算出手段」は
マイクロコンピュータ８５におけるＳ２０４の処理に相
当し、同じく「第１電圧」は電圧Ｖ１に相当し、同じく
「第２電圧」は電圧Ｖ３に相当する。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明を具体化した各実施
形態を図面と共に説明する。尚、各実施形態において、
図７〜図１１に示した従来の形態と同じ構成部材につい
ては符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。

【００３８】図２に、各実施形態の空燃比検出装置を用
いた自動車用内燃機関の制御装置の全体構成を示す。制
御装置１１は、入力バッファ１２、出力バッファ１３、
駆動回路１４（２１）、Ａ／Ｄ変換器８４、マイクロコ
ンピュータ８５から構成されている。

【００３９】内燃機関の回転数を検出する回転センサか
らの回転数検出信号ＮＥ，自動車の車速を検出する車速
センサからの車速検出信号ＳＰＤ，スタータスイッチが
操作されたか否かに対応するスタータスイッチ操作検出
信号ＳＴＡなどのディジタル信号は、入力バッファ１２
にてノイズ除去および波形整形が施されて０Ｖまたは５
Ｖの信号に変換され、マイクロコンピュータ８５に入力
される。

【００４０】また、内燃機関の吸入空気量を検出する空
気量センサからの吸入空気量検出信号ＶＧ，スロットル
開度を検出するスロットル開度センサからのスロットル
開度検出信号ＶＴＡ，内燃機関の冷却水温を検出する冷
却水温センサからの水温検出信号ＴＨＷなどのアナログ
信号は、Ａ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイク
ロコンピュータ８５に入力される。

【００４１】駆動回路１４（２１）は検出部１０１を駆
動し、駆動回路１４（２１）から出力される各電圧Ｖ１
〜Ｖ３はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイク
ロコンピュータ８５に入力される。マイクロコンピュー
タ８５は、入力バッファ１２およびＡ／Ｄ変換器８４か
ら入力された各種信号に基づいて、インジェクタから内
燃機関へ供給される燃料噴射量の制御信号ＩＮＪ，点火
時期の制御信号ＩＧＴ，アイドル回転制御用バルブの制
御信号ＩＳＣ，検出部１０１のヒータ１０３を制御する
ための制御信号ＨＴなどを生成する。マイクロコンピュ
ータ８５の生成したこれらの制御信号は、出力バッファ
１３を介して制御装置１１の外部へ出力される。

【００４２】また、マイクロコンピュータ８５は、後述
するように、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検
出する際に、印加電圧ＶAF+（またはＶAF-）を変化させ
るための制御信号を生成し、その制御信号を駆動回路１
４（２１）へ出力する。 （第１実施形態）図１に、第１実施形態の駆動回路１４
の内部構成を示す。

【００４３】本第１実施形態の駆動回路１４において、
従来の駆動回路８１と異なるのは以下の点である。 （１−１）駆動回路１４は、オペアンプ８２，８３およ
び抵抗Ｒ１〜Ｒ４に加えて、オペアンプ１５，１６、反
転増幅器１７、抵抗Ｒ５〜Ｒ７，Ｒ１１〜Ｒ１５，Ｒ２
１，Ｒ２２、コンデンサＣ１，Ｃ２、トランジスタＴｒ
１，Ｔｒ２から構成されている。以下、各抵抗Ｒ１〜Ｒ
２２の抵抗値をそれぞれ「Ｒ１」〜「Ｒ２２」と表記
し、各コンデンサＣ１，Ｃ２の容量値をそれぞれ「Ｃ
１」「Ｃ２」と表記する。

【００４４】（１−２）オペアンプ８２の非反転入力端
子と電源ＶCとの間に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１およ
び抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。 （１−３）オペアンプ８２の非反転入力端子とグランド
との間に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２
および抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ１とが並列に接続さ
れている。

【００４５】（１−４）各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２
のゲートはそれぞれ各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介してマイ
クロコンピュータ８５に接続され、各トランジスタＴｒ
１，Ｔｒ２のオン・オフはマイクロコンピュータ８５に
よって制御される。尚、各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、静電
気から各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を保護するために
設けられている。

【００４６】（１−５）電源ＶCとグランドとの間に直
列接続された各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路によ
り、各電圧ＶAF+，ＶAF-が生成されている。各抵抗Ｒ
５，Ｒ６間で生成された電圧ＶAF+は、オペアンプ１５
から構成されるボルテージホロワから抵抗Ｒ１５を介し
て、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加されてい
る。各抵抗Ｒ６，Ｒ７間で生成された電圧ＶAF-は、オ
ペアンプ８３の非反転入力端子に直接印加されている。

【００４７】尚、オペアンプ１５から構成されるボルテ
ージホロワは、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・
オフ制御時に各抵抗Ｒ５〜Ｒ７が影響を及ぼすのを防止
するために設けられている。 （１−６）反転増幅器１７は、オペアンプ１６、抵抗Ｒ
２１，Ｒ２２，コンデンサＣ２から構成され、抵抗Ｒ１
の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２を増幅して電圧Ｖ３を生成し、
その電圧Ｖ３をＡ／Ｄ変換器８４へ出力する。すなわ
ち、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８２側の電圧Ｖ１は抵
抗Ｒ２１を介してオペアンプ１６の反転入力端子に入力
され、抵抗Ｒ１における検出部１０１側の電圧Ｖ２はオ
ペアンプ１６の非反転入力端子に入力される。オペアン
プ１６の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ２
２とコンデンサＣ２とが並列に接続されている。尚、オ
ペアンプ１６は、プラス側電源ＶBおよびグランドに接
続されて電源供給がなされ単電源動作を行うようになっ
ている。

【００４８】ここで、反転増幅器１７の直流増幅率（直
流ゲイン）Ａv（ＤＣ）は式（４）により表されるた
め、式（５）が成り立つ。 Ａv（ＤＣ）＝−Ｒ２２／Ｒ２１ ………（式４） Ｖ２−Ｖ３＝Ｒ２２／Ｒ２１（Ｖ１−Ｖ２） ………（式５） また、抵抗Ｒ２２に対してコンデンサＣ２が並列に接続
されており、各抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ２、
オペアンプ１６により積分回路（ローパスフィルタ）が
構成されている。このローパスフィルタのロールオフポ
イントｆ0は式（６）により表され、０ｄＢポイントｆC
は式（７）により表される。 ｆO＝１／（２π・Ｃ２・Ｒ２２） ………（式６） ｆC＝１／（２π・Ｃ２・Ｒ２１） ………（式７） このように構成されたローパスフィルタは、電圧Ｖ３に
生じる高周波ノイズ成分を除去するために設けられてい
る。尚、各抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値は、後述する直
流増幅率Ａv（ＤＣ）が得られるように設定されてい
る。また、コンデンサＣ２の容量値は、高周波ノイズの
除去が確実に行われるよう実験的に設定されている。

【００４９】次に、本第１実施形態における駆動回路１
４の作用について説明する。まず、本第１実施形態にお
いて、空燃比を検出するためにマイクロコンピュータ８
５が実行する処理の詳細を、図３に示すフローチャート
を用いて説明する。イグニッションスイッチがオンされ
て車載バッテリから電源が供給されることによりマイク
ロコンピュータ８５が起動すると、内蔵ＲＯＭに記録さ
れている制御プログラムに従い、コンピュータによる各
種演算処理によって、以下の各ステップの処理を実行す
る。

【００５０】まず、ステップ（以下、「Ｓ」と記載す
る）１０１において、抵抗Ｒ１における検出部１０１側
の電圧Ｖ２と反転増幅器１７から出力された電圧Ｖ３と
のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／
Ｄ変換値を受け取る。次に、Ｓ１０２において、式
（８）に示すように、駆動回路１４から出力される各電
圧Ｖ２，Ｖ３と各抵抗Ｒ１，Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値と
に基づいて、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に
流れるセンサ電流Ｉｐを算出する。 Ｉｐ＝（Ｖ２−Ｖ３）Ｒ２１／（Ｒ２２・Ｒ１） ………（式８） 次に、Ｓ１０３において、予め内蔵ＲＯＭに記録されて
いるデータテーブルを用いたテーブル補間により、セン
サ電流Ｉｐに対応した空燃比（Ａ／Ｆ）を算出する。こ
こで、センサ電流Ｉｐと空燃比とは完全にリニアな直線
関係にはならないため、予め何点かのセンサ電流Ｉｐに
対応する空燃比を求めてデータテーブルを作成しておく
必要がある。

【００５１】次に、Ｓ１０１へ戻るが、本第１実施形態
ではこのＳ１０１からＳ１０３のルーチンを８ｍｓのタ
イミングで繰り返し行う。但し、センサ電流Ｉｐを算出
する際に、式（８）に示す演算をそのまま行うと、反転
増幅器１７にて増幅した分が元に戻ってしまうため、マ
イクロコンピュータ８５にて何倍かした後で式（８）に
示す演算を行うか、または、（Ｖ２−Ｖ３）をそのまま
使用してテーブル補間を行う必要がある。

【００５２】そして、マイクロコンピュータ８５は、算
出した空燃比に応じて燃料噴射量をフィードバック制御
して燃料噴射量制御信号ＩＮＪを生成することにより、
内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御す
る。次に、本第１実施形態において、検出部１０１の内
部インピーダンスＺを検出する際にマイクロコンピュー
タ８５が実行する処理の詳細を、図４に示すフローチャ
ートを用いて説明する。

【００５３】図５に、検出部１０１の内部インピーダン
スＺを検出する際における、各トランジスタＴｒ１，Ｔ
ｒ２のオン・オフ状態および各電圧ＶAF+（＝Ｖ２），
Ｖ１の時間変位を示す。尚、オペアンプ８２にオフセッ
ト電圧が存在しないとしているため、電圧ＶAF+は電圧
Ｖ２と等しくなる。

【００５４】図４に示すように、まず、Ｓ２０１におい
て、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ
／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取
る。このとき、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は共にオ
フさせておく。図５に示すように、ここで検出した電圧
Ｖ１の電圧値を電圧Ｖ１０と表記し、電圧Ｖ２の電圧値
を電圧Ｖ２０と表記する。また、このときに流れるセン
サ電流Ｉｐ（以下、「Ｉ０」と表記する）は、式（９）
により表される。 Ｉｐ＝Ｉ０＝（Ｖ１０−Ｖ２０）／Ｒ１ ………（式９） 次に、Ｓ２０２において、トランジスタＴｒ２をオンさ
せると共に、マイクロコンピュータ８５の内蔵カウンタ
のカウンタ値をクリアする。

【００５５】次に、Ｓ２０３において、Ｓ２０２にて内
蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから１３５μｓ経
過したか否かを判定し、１３５μｓ経過した時点でＳ２
０４へ移行する。Ｓ２０４において、抵抗Ｒ１の両端の
電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行
させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。

【００５６】このとき、トランジスタＴｒ１はオフ、ト
ランジスタＴｒ２はオンされている。そのため、電圧Ｖ
AF+は、オペアンプ１５から構成されるボルテージホロ
ワの出力電圧（各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成された電圧）
である前記電圧Ｖ２０が各抵抗Ｒ１５，Ｒ１２により分
圧された電圧値となり、その電圧値は、図５に示すよう
に、前記電圧Ｖ２０より低い電圧Ｖ２１になる。また、
電圧ＶAF+の低下に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も低下して
前記電圧Ｖ１０より低い電圧Ｖ１１になる。従って、リ
ッチ領域の場合と同様に、電極１０５から電極１０４へ
センサ電流Ｉｐが流れる。このときに流れるセンサ電流
Ｉｐ（以下、「Ｉ１」と表記する）は、式（１０）によ
り表される。 Ｉｐ＝Ｉ１＝（Ｖ１１−Ｖ２１）／Ｒ１ ………（式１０） 式（９）（１０）より、電圧ＶAF+の変化に伴うセンサ
電流Ｉｐの変化量ΔＩは式（１１）により表される。ま
た、電圧ＶAF+の変化量ΔＶは式（１２）により表され
る。 ΔＩ＝Ｉ１−Ｉ０ ………（式１１） ΔＶ＝Ｖ２１−Ｖ２０ ………（式１２） 式（１１）（１２）より、検出部１０１の内部インピー
ダンスＺは式（１３）により表される。 Ｚ＝ΔＶ／ΔＩ ………（式１３） 従って、内部インピーダンスＺが一定値になるように、
検出部１０１のヒータ１０３をオン・オフ制御するため
の制御信号ＨＴを生成する。

【００５７】次に、Ｓ２０５において、Ｓ２０２にて内
蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経
過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２
０６へ移行する。次に、Ｓ２０６において、トランジス
タＴｒ１をオン、トランジスタＴｒ２をオフさせると共
に、内蔵カウンタのカウンタ値をクリアする。このと
き、電圧ＶAF+は、電源電圧ＶCからオペアンプ１５から
構成されるボルテージホロワの出力電圧（各抵抗Ｒ５，
Ｒ６間で生成された電圧）を差し引いた電圧値が各抵抗
Ｒ１１，Ｒ１５により分圧された電圧値分だけ当該ボル
テージホロワの出力電圧である前記電圧Ｖ２０から上昇
した電圧値となり、その電圧値は、図５に示すように、
前記電圧Ｖ２０より高い電圧Ｖ２２になる。また、電圧
ＶAF+の上昇に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も上昇して前記
電圧Ｖ１０より高い電圧Ｖ１２になる。

【００５８】次に、Ｓ２０７において、Ｓ２０６にて内
蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経
過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２
０８へ移行する。次に、Ｓ２０８において、トランジス
タＴｒ１をオフさせる。

【００５９】このとき、Ｓ２０６にて各電圧ＶAF+，Ｖ
１はそれぞれ各電圧Ｖ２２，Ｖ１２と高い電圧値にされ
ているため、センサ電流Ｉｐは速やかに元の電流値Ｉ０
に復帰する。すなわち、Ｓ２０４にて各電圧ＶAF+，Ｖ
１はそれぞれ各電圧Ｖ２１，Ｖ１１と低い電圧値にされ
ているため、Ｓ２０６にて各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ
２を共にオフさせたとしても、センサ電流Ｉｐは元の電
流値Ｉ０にすぐには復帰しない。そこで、Ｓ２０４にて
一旦低下させた各電圧ＶAF+，Ｖ１をＳ２０６にて上昇
させて逆方向に振ることにより、センサ電流Ｉｐを速や
かに元の電流値Ｉ０に復帰させることができる。

【００６０】次に、Ｓ２０１へ戻るが、本第１実施形態
ではこのＳ２０１からＳ２０８のルーチンを１２８ｍｓ
のタイミングで繰り返し行う。尚、Ｓ２０１からのルー
チンを開始するタイミングは、図３に示すＳ１０１から
のルーチンを開始するタイミングの中間のタイミングに
設定する。すなわち、図３に示すＳ１０１からのルーチ
ンは８ｍｓのタイミングで繰り返されるため、Ｓ２０１
からのルーチンを開始するタイミングは、Ｓ１０１から
のルーチンを開始してから４ｍｓ後に設定する。これ
は、Ｓ２０１からのルーチンにより各電圧ＶAF+，Ｖ１
が変化してから安定化するまでにある程度の時間を要す
るためであり、各電圧ＶAF+，Ｖ１が安定化した後にＳ
１０１からのルーチンを行うことでセンサ電流Ｉｐを正
確に検出することができる。

【００６１】ところで、コンデンサＣ１は、図５に示す
ように、各電圧ＶAF+，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍ら
せるために設けられている。すなわち、コンデンサＣ１
を省いた場合には、各電圧ＶAF+，Ｖ１の波形にオーバ
ーシュートやリンギングが生じ、そのオーバーシュート
やリンギングにより各電圧Ｖ２１，Ｖ１１の電圧値が変
動するおそれがある。そこで、コンデンサＣ１を設ける
ことにより、各抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１５およびコン
デンサＣ１により規定される時定数によって各電圧ＶAF
+，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍らせ、オーバーシュー
トやリンギングの発生を防止して、各電圧Ｖ２１，Ｖ１
１を安定化することができる。

【００６２】ところで、本第１実施形態において、内部
インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流Ｉｐ
の検出範囲は、以下のように求められる。ここで、ＶC
＝５Ｖ、ＶAF+（＝Ｖ２０）＝３．３Ｖ、ＶAF-＝３．０
Ｖ、Ｖ２１＝３．１Ｖ、Ｖ２２＝３．５Ｖとし、オペア
ンプ８３の出力可能な最低電圧ＶCE＝１．６Ｖとする。

【００６３】Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶCおよ
びグランドに接続されて電源供給がなされているため、
電源電圧ＶCが５Ｖの場合、Ａ／Ｄ変換値の最大値は５
Ｖになる。そのため、電圧Ｖ１の最大値は、Ａ／Ｄ変換
値の最大値と同じ５Ｖになる。また、電圧Ｖ１の最小値
は、電圧ＶCEと同じ１．６Ｖとなる。

【００６４】その結果、電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の最大値
Ｖ(max)は、式（１４）に示すようになる。また、電圧
値（Ｖ１−Ｖ２）の最小値Ｖ(min)は、式（１５）に示
すようになる。 Ｖ(max)＝ＶC−Ｖ２２＝５Ｖ−３．５Ｖ＝１．５Ｖ ………（式１４） Ｖ(min)＝ＶCE−Ｖ２１＝１．６Ｖ−３．１Ｖ＝−１．５Ｖ ………（式１５） ここで、Ｒ１＝２００Ωとすると、センサ電流Ｉｐの最
大値Ｉｐ(max)は式（１６）に示すようになり、センサ
電流Ｉｐの最小値Ｉｐ(min)は式（１７）に示すように
なる。 Ｉｐ(max)＝Ｖ(max)／Ｒ１＝１．５Ｖ／２００Ω＝７．５ｍＡ ………（式１６） Ｉｐ(min)＝Ｖ(min)／Ｒ１＝−１．５Ｖ／２００Ω＝−７．５ｍＡ ………（式１７） ここで、Ｖ２１＝３．１Ｖ、Ｖ２２＝３．５Ｖであるた
め、電圧ＶAF+の変化量ΔＶは式（１８）に示すように
なる。また、電圧ＶAF+の変化に伴うセンサ電流Ｉｐの
変化量ΔＩ（すなわち、内部インピーダンスＺを検出す
る際におけるセンサ電流Ｉｐの検出範囲）は式（１９）
に示すようになる。 ΔＶ＝Ｖ２２−Ｖ２１＝０．４Ｖ ………（式１８） ΔＩ＝Ｉｐ(max)−Ｉｐ(min)＝１５ｍＡ ………（式１９） そのため、式（１８）（１９）で得られた値を式（１
３）に代入することにより、検出部１０１の内部インピ
ーダンスＺは２７Ωとなる。従って、図１０に示すよう
に、積層型検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２
の温度が８５０℃になるまで、内部インピーダンスＺを
検出可能なことがわかる。

【００６５】このように、本第１実施形態の駆動回路１
４によれば、検出部１０１の内部インピーダンスＺを検
出し、当該内部インピーダンスＺが一定値になるように
ヒータ１０３をオン・オフ制御することにより、ジルコ
ニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保ち、励起電
圧（印加電圧）ＶRに対するセンサ電流Ｉｐの特性変動
を防止することが可能になる。

【００６６】ところで、本第１実施形態において、空燃
比を検出する際のセンサ電流Ｉｐは、以下のように求め
られる。図１１に示すように、空燃比（Ａ／Ｆ）の範囲
が１３〜１８の場合のセンサ電流Ｉｐの範囲は約−０．
４〜約＋０．４ｍＡになる。このとき、抵抗Ｒ１の両端
間電圧（Ｖ１−Ｖ２）の範囲は約−０．０８Ｖ〜約＋
０．０８Ｖにしかならない。そのため、図８に示す従来
の形態の駆動回路８１のように、式（１）に示すように
各電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１の抵抗値とに基づいてセン
サ電流Ｉｐを検出する場合、Ａ／Ｄ変換器８４が１０ｂ
ｉｔのＡ／Ｄ変換を行い、電源電圧ＶCを５Ｖとする
と、３２ＬＳＢ（＝０．１６Ｖ×２¹⁰／５Ｖ）にしかな
らない。

【００６７】それに対して、式（１９）に示すように、
内部インピーダンスＺを検出する際におけるセンサ電流
Ｉｐの検出範囲は１５ｍＡと大きい。そのため、従来の
形態の駆動回路８１では、空燃比を検出する際のセンサ
電流Ｉｐが小さく、検出部１０１の内部インピーダンス
Ｚを検出する際のセンサ電流Ｉｐが大きいため、両セン
サ電流Ｉｐを１つのＡ／Ｄ変換器８４を用いて検出する
となると、高い検出精度が得られなかったそこで、本第
１実施形態では、反転増幅器１７を用いて各電圧Ｖ１，
Ｖ２を増幅することにより、式（４）（５）より、大き
な電圧Ｖ３を得るようにしている。ここで、Ｒ２１＝２
ｋΩ、Ｒ２２＝２０ｋΩとすると、式（４）より、直流
増幅率Ａv（ＤＣ）は１０となる。そして、センサ電流
Ｉｐの範囲が約−０．４〜約＋０．４ｍＡのとき、電圧
（Ｖ２−Ｖ３）の範囲は、抵抗Ｒ１の両端間電圧（Ｖ１
−Ｖ２）の範囲に直流増幅率Ａv（ＤＣ）（＝１０）を
乗算した値の範囲（＝−０．８Ｖ〜＋０．８Ｖ）にな
る。そのため、本第１実施形態において、Ａ／Ｄ変換器
８４が１０ｂｉｔのＡ／Ｄ変換を行い、電源電圧ＶCを
５Ｖとすると、３２７ＬＳＢ（＝１．６Ｖ×２¹⁰／５
Ｖ）になる。

【００６８】このように、本第１実施形態の駆動回路１
４によれば、空燃比を検出する際には反転増幅器１７を
用いて増幅した電圧Ｖ３と電圧Ｖ２とによりセンサ電流
Ｉｐを検出し、検出部１０１の内部インピーダンスＺを
検出する際には従来と同じく各電圧Ｖ１，Ｖ２によりセ
ンサ電流Ｉｐを検出するようにしている。そのため、空
燃比を検出する際における抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ
２が、内部インピーダンスＺを検出する際における抵抗
Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２よりも小さい場合でも、電圧
値（Ｖ２−Ｖ３）と電圧値（Ｖ１−Ｖ２）の差が少なく
なるように、反転増幅器１７の直流増幅率Ａｖ（ＤＣ）
を設定することにより、当該両電圧を１つのＡ／Ｄ変換
器８４を用いて精度良く検出することが可能になる。従
って、空燃比を検出する際のセンサ電流Ｉｐと、検出部
１０１の内部インピーダンスＺを検出する際のセンサ電
流Ｉｐとの差が大きい場合でも、両センサ電流Ｉｐを共
に精度良く検出することが可能になる。その結果、ジル
コニア固体電解質１０２の温度変化による検出精度の低
下を回避した上で、空燃比を高精度に検出することがで
きる。

【００６９】そして、本第１実施形態においては、検出
部１０１の内部インピーダンスＺを検出する際に、電圧
ＶAF+の変化量ΔＶAF+を０．２Ｖと比較的大きな値にす
ることから、抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ１，Ｖ２に生じるノ
イズの影響や、Ａ／Ｄ変換器８４のＡ／Ｄ変換精度など
により、空燃比の検出精度が低下するのを防止すること
ができる。

【００７０】ところで、オペアンプ８２の非反転入力端
子に印加される電圧ＶAF+が固定の場合、電圧Ｖ２は電
圧ＶAF+と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５
は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことに
より認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４にお
いて電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オ
ペアンプ８３にオフセット電圧が存在する場合など、電
圧Ｖ２が電圧ＶAF+と等しくならない場合にもセンサ電
流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換
器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望まし
い。但し、電圧Ｖ２が電圧ＶAF+と等しい条件が満足さ
れるならば、Ａ／Ｄ変換器８４における電圧Ｖ２のＡ／
Ｄ変換を省くことも可能である。

【００７１】尚、本第１実施形態においては、トランジ
スタＴｒ１をオフ、トランジスタＴｒ２をオンさせて各
電圧ＶAF+，Ｖ１を低下させ、リッチ領域の場合と同様
に電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すこ
とにより、前記変化量ΔＩ,ΔＶを求めている。しか
し、本第１実施形態とは逆に、トランジスタＴｒ１をオ
ン、トランジスタＴｒ２をオフさせて各電圧ＶAF+，Ｖ
１を上昇させ、リーン領域の場合と同様に電極１０４か
ら電極１０５へセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記
変化量ΔＩ,ΔＶを求めるようにしてもよい。

【００７２】但し、センサ電流Ｉｐの検出範囲には制限
があるため、リーン領域に対応する空燃比を検出する際
に、リーン領域の場合と同様に電極１０４から電極１０
５へセンサ電流Ｉｐを流すと、センサ電流Ｉｐが検出範
囲を越えるおそれがある。また、リッチ領域に対応する
空燃比を検出する際に、リッチ領域の場合と同様に電極
１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すと、セン
サ電流Ｉｐが検出範囲を越えるおそれがある。

【００７３】従って、リーン領域に対応する空燃比を検
出する際には、本第１実施形態のように、リッチ領域の
場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前
記変化量ΔＩ,ΔＶを求めるのが望ましい。また、リッ
チ領域に対応する空燃比を検出する際には、リーン領域
の場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、
前記変化量ΔＩ,ΔＶを求めるのが望ましい。

【００７４】ちなみに、検出部１０１の内部インピーダ
ンスＺを検出し、当該内部インピーダンスＺが一定値に
なるようにヒータ１０３を制御する技術については、特
開昭５９−２１４７５６号公報に開示されている。しか
し、同公報に記載の技術は、酸素センサ（本第１実施形
態の検出部１０１に相当する）の出力側に所定周波数の
バイアス電圧を抵抗を介して印加し、酸素センサの合成
出力電圧の振幅レベルを検出し、当該振幅レベルに基づ
いてヒータの作動を制御するというものであり、本第１
実施形態とは全く異なるものである。

【００７５】（第２実施形態）次に、本発明を具体化し
た第２実施形態を図面と共に説明する。尚、本第２実施
形態において、第１実施形態と同じ構成部材については
符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。

【００７６】図６に、第２実施形態の駆動回路２１の内
部構成を示す。本第２実施形態の駆動回路２１におい
て、第１実施形態の駆動回路１４と異なるのは以下の点
である。 （２−１）オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ２を介
して検出部１０１の電極１０４（大気雰囲気側）に接続
されると共に、各抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してオペアンプ８
２の反転入力端子に接続されている。

【００７７】（２−２）オペアンプ８３の出力端子は抵
抗Ｒ１を介して検出部１０１の電極１０５（排気ガス雰
囲気側）に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，Ｒ４を介し
てオペアンプ８３の反転入力端子に接続されている。
（２−３）Ａ／Ｄ変換器８４は、抵抗Ｒ１におけるオペ
アンプ８３側の電圧Ｖ１および検出部１０１側の電圧Ｖ
２と、反転増幅器１７の出力した電圧Ｖ３とをそれぞれ
Ａ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコンピュー
タ８５に出力する。

【００７８】（２−４）オペアンプ８３の非反転入力端
子と電源ＶCとの間に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１およ
び抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。 （２−５）オペアンプ８３の非反転入力端子とグランド
との間に、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２
および抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ１とが並列に接続さ
れている。

【００７９】（２−６）各抵抗Ｒ５，Ｒ６間で生成され
た電圧ＶAF+は、オペアンプ８２の非反転入力端子に直
接印加されている。各抵抗Ｒ６，Ｒ７間で生成された電
圧ＶAF-は、オペアンプ１５から構成されるボルテージ
ホロワから抵抗Ｒ１５を介して、オペアンプ８３の非反
転入力端子に印加されている。

【００８０】（２−７）抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８
３側の電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２１を介してオペアンプ１６の
反転入力端子に入力され、抵抗Ｒ１における検出部１０
１側の電圧Ｖ２はオペアンプ１６の非反転入力端子に入
力される。次に、本第２実施形態の駆動回路２１の作用
について説明する。

【００８１】前記したように、リーン領域においては、
電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐが流れる。
このとき、オペアンプ８３の出力可能な最低電圧をＶCE
とすると、電圧Ｖ１は式（２０）により表される。 Ｖ１≧ＶCE ………（式２０） オペアンプ８３にオフセット電圧が存在しないとすると
電圧Ｖ２は電圧ＶAF-と等しくなり、電圧Ｖ２は式（２
１）により表される。 Ｖ２＝ＶAF-＝Ｖ１＋Ｉｐ・Ｒ１ ………（式２１） 検出部１０１の各電極１０４，１０５間に印加される電
圧ＶRは各電圧ＶAF+，ＶAF-の差電圧であるため、電圧
ＶAF+は式（２２）により表される。 ＶAF+＝ＶAF-＋ＶR ………（式２２） オペアンプ８２の出力電圧ＶOPは式（２３）により表さ
れる。 ＶOP＝ＶAF+＋Ｉｐ・Ｒ２ ………（式２３） ここで、Ｉｐ＝２３ｍＡ、ＶCE＝１．５Ｖ、ＶR＝０．
９Ｖ、Ｒ１＝１００Ω、Ｒ２＝４７Ωとして式（２０）
〜（２３）に代入すると、各電圧Ｖ２，Ｖ１，ＶAF+，
ＶOPの値は式（２４）〜（２７）に示すようになる。 Ｖ１≧１．５Ｖ ………（式２４） Ｖ２＝ＶAF-≧３．８Ｖ ………（式２５） ＶAF+≧４．７Ｖ ………（式２６） ＶOP≧５．７８１Ｖ ………（式２７） また、センサ電流Ｉｐの検出可能な最大値Ｉｐ(max)
は、式（２０）〜（２３）から求められる式（２８）に
より表される。 Ｉｐ(max)＝（ＶC−ＶR−ＶCE）／Ｒ１＝２６ｍＡ ………（式２８） 従って、式（２５）（２６）を満足するように各電圧Ｖ
AF+，ＶAF-を設定することにより、各電圧Ｖ１，Ｖ２を
共に５Ｖ以下にすることができる。Ａ／Ｄ変換器８４は
プラス側電源ＶCおよびグランドに接続されて電源供給
がなされているため、電源電圧ＶCを５Ｖとすると、Ａ
／Ｄ変換値の最大値は５Ｖとなる。よって、式（２４）
（２５）より、各電圧Ｖ１，Ｖ２はＡ／Ｄ変換器８４に
てＡ／Ｄ変換可能になる。

【００８２】尚、式（２７）より、オペアンプ８２の出
力電圧ＶOPは５Ｖを越えるが、各オペアンプ８２，８３
の電源ＶBを車載バッテリから供給するようにすれば、
車載バッテリの電圧は１４Ｖであることから、オペアン
プ８２の出力電圧ＶOPの最大値は１４Ｖになり何ら問題
とはならない。

【００８３】本第２実施形態において、空燃比を検出す
る際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理は図３
に示す第１実施形態の処理と同じである。また、本第２
実施形態において、検出部１０１の内部インピーダンス
Ｚを検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する
処理にて、図４に示す第１実施形態の処理と異なるの
は、第１実施形態の処理中の電圧ＶAF+を、第２実施形
態の処理では電圧ＶAF-に置き換える点だけであり、そ
の他は同じである。

【００８４】このように、本第２実施形態の駆動回路２
１においては、第１実施形態の駆動回路１４の作用・効
果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。す
なわち、本第２実施形態の駆動回路２１によれば、高い
領域の空燃比を検出することが可能になるため、内燃機
関の制御装置１１は高い領域の空燃比におけるリーンバ
ーン制御を行うことができる。そして、抵抗Ｒ１の抵抗
値を小さくする必要がないため、高い領域の空燃比を検
出する際にも、Ａ／Ｄ変換器８４の変換精度が低下する
おそれはなく、マイクロコンピュータ８５の算出する空
燃比の精度を高めることができる。従って、検出精度を
低下させることなく、リッチ領域および理論空燃比から
リーン領域へ空燃比の検出領域を拡大することができ
る。

【００８５】ところで、オペアンプ８３の非反転入力端
子に印加される電圧ＶAF-が固定の場合、電圧Ｖ２は電
圧ＶAF-と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５
は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことに
より認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４にお
いて電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オ
ペアンプ８３にオフセット電圧が存在する場合など、電
圧Ｖ２が電圧ＶAF-と等しくならない場合にもセンサ電
流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換
器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望まし
い。但し、電圧Ｖ２が電圧ＶAF-と等しい条件が満足さ
れるならば、Ａ／Ｄ変換器８４における電圧Ｖ２のＡ／
Ｄ変換を省くことも可能である。

【００８６】尚、本発明は上記各実施形態に限定される
ものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において
適宜変更を加えてもよく、例えば、センサ電流Ｉｐに対
して各オペアンプ８２，８３の出力電流の供給能力が不
足する場合には、各オペアンプ８２，８３の出力端子
に、プッシュプル構成のトランジスタによる電流増幅回
路を接続し、その電流増幅回路にて各オペアンプ８２，
８３の出力電流を必要なレベルまで増幅すればよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を具体化した第１実施形態の駆動回路を
示す回路図。

【図２】本発明を具体化した第１，第２実施形態の空燃
比検出装置を用いた自動車用内燃機関の制御装置を示す
ブロック図。

【図３】第１，第２実施形態におけるマイクロコンピュ
ータの処理内容を説明するためのフローチャート。

【図４】第１，第２実施形態におけるマイクロコンピュ
ータの処理内容を説明するためのフローチャート。

【図５】第１実施形態の動作を説明するためのタイミン
グチャート。

【図６】第２実施形態の駆動回路を示す回路図。

【図７】検出部の概略構造を示す一部断面図。

【図８】従来の駆動回路を示す回路図。

【図９】検出部の概略構造を示す一部断面図。

【図１０】図９に示す検出部の特性図。

【図１１】図９に示す検出部の特性図。

【符号の説明】

１４，２１…駆動回路 １５，１６，８２，８３…オ
ペアンプ １７…反転増幅器 ８４…Ａ／Ｄ変換器 ８５…マ
イクロコンピュータ １０１…検出部 １０２…ジルコニア固体電解質
１０３…ヒータ １０４…大気側電極 １０５…排気側電極 １０６
…拡散抵抗体 Ｒ１〜Ｒ２２…抵抗 Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｇ０１Ｎ 27/46 ３２７Ｎ (72)発明者 瀧藤 喜道 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 (72)発明者 西長 直樹 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 Ｆターム(参考） 3G084 DA04 FA26

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア
   固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、
   該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排
   気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入
   するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、 該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞ
   れ電圧を印加する駆動回路部と、 前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ込む電
   流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検
   出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダ
   ンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検出装置
   であって、 前記駆動回路部は、 前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を
   生成する大気側電圧生成手段と、 前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を
   生成する排気側電圧生成手段と、 前記検出部の大気側電極と前記大気側電圧生成手段との
   間に接続された電流検出用抵抗とを備え、 前記検出回路部は、 前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少
   なくとも前記大気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電
   圧増幅手段と、 前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少
   なくとも前記大気側電圧生成手段側の第１電圧を検出す
   ると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出
   する電圧検出手段と、 該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電
   流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基
   づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、 前記電圧検出手段によって検出された第１電圧から前記
   電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に
   基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピ
   ーダンス算出手段とを備え、 該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピー
   ダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体
   電解質の温度を一定に制御することを特徴とする空燃比
   検出装置。
2. 【請求項２】 ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア
   固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、
   該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排
   気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入
   するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、 該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞ
   れ電圧を印加する駆動回路部と、 前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電
   流を検出し、その電流値に基づいて、空燃比と、前記検
   出部の大気側電極と排気側電極との間の内部インピーダ
   ンスとを検出する検出回路部とを備えた空燃比検出装置
   であって、 前記駆動回路部は、 前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を
   生成する大気側電圧生成手段と、 前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を
   生成する排気側電圧生成手段と、 前記検出部の排気側電極と前記排気側電圧生成手段との
   間に接続された電流検出用抵抗とを備え、 前記検出回路部は、 前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少
   なくとも前記排気側電圧生成手段側の電圧を増幅する電
   圧増幅手段と、 前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少
   なくとも前記排気側電圧生成手段側の第１電圧を検出す
   ると共に、前記電圧増幅手段の増幅した第２電圧を検出
   する電圧検出手段と、 該電圧検出手段によって検出された第２電圧から前記電
   流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に基
   づいて空燃比を算出する空燃比算出手段と、 前記電圧検出手段によって検出された第１電圧から前記
   電流検出用抵抗に流れる電流値を検出し、その電流値に
   基づいて前記内部インピーダンスを算出する内部インピ
   ーダンス算出手段とを備え、 該内部インピーダンス算出手段の算出した内部インピー
   ダンスが一定になるように前記検出部のジルコニア固体
   電解質の温度を一定に制御することを特徴とする空燃比
   検出装置。
3. 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の空燃比
   検出装置において、 前記検出部のジルコニア固体電解質を加熱するヒータを
   備え、前記内部インピーダンスが一定になるように該ヒ
   ータの作動を制御することを特徴とする空燃比検出装
   置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の空燃比検出装置におい
   て、 前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を変
   化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって
   生じた前記検出部の大気側電極から流れ出すか又は流れ
   込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンス
   を検出することを特徴とする空燃比検出装置。
5. 【請求項５】 請求項２に記載の空燃比検出装置におい
   て、 前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧を変
   化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって
   生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ
   込む電流の変化量とに基づいて前記内部インピーダンス
   を検出することを特徴とする空燃比検出装置。