JP4325684B2 - センサ制御装置、及び印加電圧特性の調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、固体電解質層を有してなり被検出ガス中の特定成分のガス濃度を広域に検出可能なセンサ素子を制御対象とするセンサ制御装置、及び当該制御装置における印加電圧特性の調整方法に関するものである。

例えば、自動車用エンジンでは、排ガスを検出対象として酸素濃度を検出する限界電流式酸素濃度センサ（Ａ／Ｆセンサ）が実用化されている。この酸素濃度センサは、ジルコニア等の固体電解質層を有して構成されるものであり、センサ素子に電圧が印加された状態で排ガス中の酸素濃度に応じた電流信号を出力する。

ここで、酸素濃度を正確に検出するためにはセンサ印加電圧を適切に制御する必要があり、印加電圧制御に関して種々の技術が提案されている。例えば、特許文献１のガス濃度検出装置では、一次直線的に規定した印加電圧特性に基づいて印加電圧を制御するとともに、素子電流出力により酸素濃度等を広域に検出する構成としている。また特に、ガス濃度検出範囲内において各濃度レベルでの限界電流域（センサ出力特性のフラット域）の幅に基づいて印加電圧特性を可変に設定することとしている。
特開２００４−２５１８９１号公報

上記従来の印加電圧制御によれば、印加電圧特性線の傾きを可変とすることにより、いずれの濃度レベルにおいても限界電流域（センサ出力特性のフラット域）を外れることなく印加電圧の設定が可能になるとしていた。

しかしながら、センサ素子においては、個々にセンサ出力特性のフラット域の幅が相違することがあり、かかる場合には、上記のように印加電圧特性線の傾きを可変とするだけでは対処できない事態が生じると考えられる。それ故に、センサ素子の印加電圧制御に関して未だ改善の余地が残されていると考えられる。

本発明は、センサ素子の印加電圧制御を適正に行い、ひいてはガス濃度の検出精度を高めることができるセンサ制御装置を提供することを主たる目的とするものである。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について説明する。

本発明のセンサ制御装置では、固体電解質層とその固体電解質層を挟んで設けられる一対の電極とを有して構成されるセンサ素子を制御対象としている。そして、そのセンサ素子に直列に電流計測抵抗を接続する一方、前記一対の電極にそれぞれ接続した正負両端子間に電圧を印加し、その際前記センサ素子に流れる素子電流を前記電流計測抵抗により計測してガス濃度を検出する。

また特に、請求項１に記載の発明では、前記センサ素子の正負両端子のうち前記電流計測抵抗を接続した方の端子に同電流計測抵抗を介して接続され、第１基準電圧（Ｖref1）に基づき生成される電圧を出力する第１電源回路（図１の交流電源回路２６）と、前記第１電源回路とは異なる方の端子に接続され、第２基準電圧（Ｖref2）に基づき生成される電圧を出力する第２電源回路（図１の印加電圧制御回路２１）と、を備え、素子インピーダンス検出に際しては、前記第１電源回路の出力電圧を前記第１基準電圧を基準に増減変化させる構成としている。

要するに、センサ素子の正負各端子にはそれぞれ、第１基準電圧（Ｖref1）に基づき生成される電圧と、第２基準電圧（Ｖref2）に基づき生成される電圧とが印加され、それら各端子電圧の差がセンサ印加電圧（Ｖｐ）となっている。この場合、そのＶｐ印加状態で、電流計測抵抗の少なくとも一方の端子電圧により素子電流が計測される。また、第１電源回路の出力電圧を増減変化させることでセンサ素子に交流電圧が印加され、その時の素子電流変化に基づいて素子インピーダンスが算出される。

ところで、素子電流＝０ｍＡとなる時のセンサ印加電圧（ゼロ点）は、第１基準電圧（Ｖref1）と第２基準電圧（Ｖref2）とにより決定され、それらいずれかの基準電圧（Ｖref1，Ｖref2）が調整されることで、印加電圧特性におけるゼロ点調整が可能となる。このゼロ点調整によって、センサ出力特性のフラット域にて確実に電圧印加を行うことが可能となる。例えば、本制御装置の工場出荷前調整（又は出荷前検査）等において、このゼロ点調整が行われる。

このゼロ点調整に際し、上記構成では、第２基準電圧（Ｖref2）を調整することで、ゼロ点調整が実施されるようになっている。すなわち、第１基準電圧（Ｖref1）は、素子電流計測の基準電圧で、かつインピーダンス検出時の振幅の基準となっている。そのため、ゼロ点調整のために第１基準電圧（Ｖref1）が調整（変更）されると、他に弊害が生じるおそれがある（仮に、Ｖref1を変更すると、素子電流の計測信号にオフセット誤差が生じてしまう）。これに対して、第２基準電圧（Ｖref2）は、素子電流計測やインピーダンス検出に直接関係しない。つまり、第２電源回路は、電流計測抵抗や交流電源部（第１電源回路の出力電圧を増減変化させる構成）から独立して設けられている。そのため、ゼロ点調整のために第２基準電圧（Ｖref2）を調整（変更）しても他に弊害が生じることはない。つまり、第２基準電圧（Ｖref2）を調整することで、任意にゼロ点調整を行うことができる。

ちなみに、比較対象として既存のセンサ制御装置では、図７に示すように、センサ素子１０の一方の端子（Ｓ＋端子）に、電流計測抵抗５２を介して基準電圧回路５３（基準電圧Ｖref1を生成する電源回路）が接続されるともに、他方の端子（Ｓ−端子）に、基準電圧Ｖref2を基準として出力電圧を増減変化させる交流電源回路５６が接続されている。かかる構成では、両基準電圧Ｖref1，Ｖref2は、いずれも調整が困難であり、結果としてゼロ点調整が実施できないものとなっていた。すなわち、基準電圧Ｖref1を変更すると、上記のとおり素子電流の計測信号にオフセット誤差が生じるおそれがある。また、基準電圧Ｖref2を変更すると、交流電源回路５６の電圧振幅に影響が及んでしまう。

以上本発明のセンサ制御装置によれば、印加電圧特性におけるゼロ点調整を好適に行うことができる。その結果、センサ素子の印加電圧制御を適正に行い、ひいてはガス濃度の検出精度を高めることができるようになる。

特に、前記第１電源回路を含む回路部分を専用ＩＣ（ＡＳＩＣ：Application Specific Integrated Circuit）にて構成する一方、前記第２電源回路において少なくとも前記第２基準電圧を生成する基準電圧回路部（図１の基準電圧回路２２）を、前記専用ＩＣに対して外付けで設けるとよい。この場合、第２電源回路の基準電圧回路部が、専用ＩＣ外部に構成されるため、第２基準電圧の調整が容易となり、ひいてはゼロ点調整の簡易化を図ることができる。

また、請求項２に記載したように、前記第２電源回路は、所定の定電源を抵抗分圧回路にて分圧して前記第２基準電圧を生成するものであるとよい。この場合、抵抗分圧回路を構成する各抵抗の値を調整することで、第２基準電圧を容易に変更できる。これにより、印加電圧特性におけるゼロ点調整を容易に実施できる。

また、請求項３に記載の発明では、前記第１電源回路は、４つの抵抗からなるブリッジ回路と、そのブリッジ回路のハイ側及びロー側に組み込まれた２つのスイッチとからなり、同２つのスイッチを交互にオン／オフすることで交流電圧を発生する。本構成において、第１基準電圧（Ｖref1）を変更しようとすると、全ての抵抗の値を調整する必要が生じ、電圧変更が一層困難なものとなる。この点、上記のとおり第２基準電圧（Ｖref2）の調整によりゼロ点調整を行う構成であれば、その効果が一層顕著となる。

特に、第１電源回路を含む回路部分を専用ＩＣにて構成する場合、第１基準電圧（Ｖref1）を変更するには、ブリッジ回路を構成する抵抗を外付け抵抗にしなければならず、専用ＩＣの端子を増設しなくてはならない。これに対し、上記のとおり第２基準電圧（Ｖref2）の調整によりゼロ点調整を行う構成であれば、専用ＩＣの端子を増設しなくてもよく、この点でも有利となる。

請求項４に記載したように、前記第２電源回路は、前記電流計測抵抗により計測した素子電流信号を増幅処理することで出力電圧を可変制御する印加電圧制御回路であるとよい。例えば、第２電源回路として反転型又は非反転型の増幅回路を設け、同増幅回路の一方の入力端子に第２基準電圧（Ｖref2）を入力するとともに、他方の入力端子に素子電流信号を入力する構成とする。かかる構成では、増幅回路において入力抵抗と帰還抵抗との比率を変更することで増幅率を変更することができ、その増幅率の変更により、印加電圧特性における傾き調整が実現できる。

ここで、前述のとおり第２電源回路は、電流計測抵抗や交流電源部（第１電源回路の出力電圧を増減変化させる構成）から独立して設けられるため、他に弊害が生じさせることなく増幅率の変更が可能となる。特に、第２電源回路を専用ＩＣに対して外付けで設けた構成では、増幅率の変更が容易に実現できる。以上により、印加電圧特性のゼロ点調整に加えて傾き調整が実施でき、印加電圧制御の更なる適正化が可能となる。

また、センサ制御装置の印加電圧特性の調整方法としては、請求項５に記載したように、前記第２電源回路について前記第２基準電圧を調整することで、前記印加電圧特性のゼロ点調整を実施するとよい。この場合、上述した本発明の回路構成を採用することによりゼロ点調整を簡易に実施でき、印加電圧制御の適正化を図ることができる。
センサ制御装置の印加電圧特性の調整方法としては、
・請求項６に記載したように、前記第１電源回路を含む回路部分を専用ＩＣにて構成する一方、前記第２電源回路において少なくとも前記第２基準電圧を生成する基準電圧回路部が、前記専用ＩＣに対して外付けで設けられているとよい。
・請求項７に記載したように、前記第２電源回路は、所定の定電源を抵抗分圧回路にて分圧して前記第２基準電圧を生成するものであるとよい。
・請求項８に記載したように、前記第１電源回路は、４つの抵抗からなるブリッジ回路と、そのブリッジ回路のハイ側及びロー側に組み込まれた２つのスイッチとからなり、同２つのスイッチを交互にオン／オフすることで交流電圧を発生するものであるとよい。
・請求項９に記載したように、前記第２電源回路は、前記電流計測抵抗により計測した素子電流信号を増幅処理することで出力電圧を可変制御する印加電圧制御回路であるとよい。

以下、本発明のセンサ制御装置を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。本実施形態では、車載エンジンより排出される排ガス（燃焼ガス）を被検出ガスとして同ガス中の酸素濃度（空燃比：Ａ／Ｆ）を検出する空燃比検出装置を具体化しており、空燃比の検出結果はエンジンＥＣＵ等により構成される空燃比制御システムに用いられる。空燃比制御システムでは、空燃比をストイキ近傍でフィードバック制御するストイキ空燃比制御や、同空燃比を所定のリーン領域でフィードバック制御するリーン空燃比制御等が適宜実現される。

先ずはじめに、センサ素子の構成を図２を用いて説明する。Ａ／Ｆセンサは積層型構造のセンサ素子１０を有し、図２にはセンサ素子１０の断面構成を示す。実際には当該センサ素子１０は図２の紙面直交方向に延びる長尺状をなし、素子全体がハウジングや素子カバー内に収容される構成となっている。

センサ素子１０は、固体電解質層１１、拡散抵抗層１２、遮蔽層１３及び絶縁層１４を有し、これらが図の上下に積層されて構成されている。同素子の周囲には図示しない保護層が設けられている。長方形板状の固体電解質層１１は部分安定化ジルコニア製のシートであり、その固体電解質層１１を挟んで上下一対の電極１５，１６が対向配置されている。拡散抵抗層１２は電極１５へ排ガスを導入するための多孔質シートからなり、遮蔽層１３は排ガスの透過を抑制するための緻密層からなる。拡散抵抗層１２には、電極１５を囲むようにしてミキシングチャンバ１７が設けられている。

拡散抵抗層１２と遮蔽層１３は何れも、アルミナ、スピネル、ジルコニア等のセラミックスをシート成形法等により成形したものであるが、ポロシティの平均孔径及び気孔率の違いによりガス透過率が相違するものとなっている。

絶縁層１４はアルミナ等の高熱伝導性セラミックスからなり、電極１６に対面する部位には大気ダクト１８が形成されている。また、同絶縁層１４にはヒータ１９が埋設されている。ヒータ１９は、バッテリ電源からの通電により発熱する線状の発熱体よりなり、その発熱により素子全体を加熱する。

上記構成のセンサ素子１０において、その周囲の排ガスは拡散抵抗層１２の側方部位から導入された後、拡散抵抗層１２内を経由してミキシングチャンバ１７に流れ込み、電極１５に達する。排ガスがリーンの場合、排ガス中の酸素が電極１５で分解され、電極１６より大気ダクト１８に排出される。また、排ガスがリッチの場合、逆に大気ダクト１８内の酸素が電極１６で分解され、電極１５より排気側に排出される。

図３は、センサ素子１０の出力特性（Ｖ−Ｉ特性）を示す図面である。図３の特性線において、横軸であるＶｐ軸に平行な直線部分（フラット部分）はセンサ素子１０の素子電流ＩＬ（限界電流）を特定する限界電流域であって、素子電流ＩＬの増減は空燃比の増減（すなわち、リーン・リッチの程度）に対応している。つまり、空燃比がリーン側になるほど素子電流ＩＬは増大し、空燃比がリッチ側になるほど素子電流ＩＬは減少する。図中のＬＸは、センサ素子１０への印加電圧Ｖｐを決定するための印加電圧特性線（一次直線的に設定された印加電圧マップ）を表しており、その傾きは概ね抵抗支配域（限界電流域よりも低電圧側の傾き部分）に一致している。

次に、本発明の主要部たるセンサ制御回路２０の電気的構成を図１を参照しながら説明する。本実施形態では、エンジンＥＣＵ１にセンサ制御回路２０を設ける構成としており、同制御回路２０の一部がＡＳＩＣ（専用ＩＣ）２として構成されている。

図１のセンサ制御回路２０において、センサ素子１０の一方の端子（電極１６に接続された正側端子Ｓ＋）には印加電圧制御回路２１が接続されている。印加電圧制御回路２１は、基準電圧回路２２と、その基準電圧回路２２に接続された非反転増幅回路２３と、その非反転増幅回路２３を構成するオペアンプ２３ａの反転入力端子（−入力端子）と出力端子との間に接続された発振抑制用のコンデンサ２４と、から構成されている。本構成では、非反転増幅回路２３に一体に発振抑制用のＬＰＦが設けられることとなっている。基準電圧回路２２は、２つの抵抗（抵抗値Ｒ4，Ｒ5）からなる分圧回路と、その中間点に接続された抵抗（抵抗値Ｒ3）とから構成されている。Ｖccは定電源（５Ｖ）である。等価回路にすると、基準電圧回路２２は、基準電圧Ｖref2を生成する電源と抵抗（抵抗値Ｒ345）との直列回路で表される。基準電圧回路２２とコンデンサ２４についてはＡＳＩＣ２外に設けられている。

また、センサ素子１０の他方の端子（電極１５に接続された負側端子Ｓ−）には、交流電源回路２６、バッファ２７及び電流計測抵抗２８が直列に接続されている。ここで、交流電源回路２６とバッファ２７はＡＳＩＣ２に一体に設けられているのに対し、電流計測抵抗２８はＡＳＩＣ２外に設けられている。交流電源回路２６は、例えば１０〜２０ｋＨｚ程度の交流電圧を出力する交流電圧発生手段であり、交流電圧発生回路や、同発生回路の交流電圧出力をフィルタ処理するＬＰＦにより構成されている。交流電源回路２６によってセンサ素子１０に交流電圧が印加される。

交流電源回路２６は、交流制御部２６ａと、交流ブリッジ回路２６ｂと、ＬＰＦ２６ｃとからなり、本電源回路２６によれば、基準電圧Ｖref1を中心に正負両側に振幅変動する交流電圧が生成される。交流ブリッジ回路２６ｂは、４つの抵抗（抵抗値Ｒ10，Ｒ11，Ｒ12，Ｒ13）と２つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２とにより構成されており、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にＯＮすることにより、基準電圧Ｖref1を中心として交流電圧が生成される。この場合、ＳＷ１＝ＯＮ、ＳＷ２＝ＯＦＦにすることにより、生成電圧が振幅ΔＶHだけ高電圧側に振られ、逆にＳＷ１＝ＯＦＦ、ＳＷ２＝ＯＮにすることにより、生成電圧が振幅ΔＶLだけ低電圧側に振られる（図４参照）。高電圧側の振幅ΔＶH、低電圧側の振幅ΔＶLは次式にて表される。

電流計測抵抗２８は、素子電流ＩＬの電流経路上において交流電源回路２６とセンサ素子１０との間に設けられており、その抵抗値はＲ1である。また、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０（Ｓ−端子）との間の中間点Ａには、抵抗及びコンデンサよりなるＬＰＦ２９が接続され、さらに同ＬＰＦ２９は、非反転増幅回路２３のオペアンプ２３ａの非反転入力端子（＋入力端子）に接続されている。

上記構成では、交流電源回路２６によってセンサ素子１０に交流電圧が印加されると、その交流電圧の印加状態で、同センサ素子１０に、Ａ／Ｆ（排ガス中の酸素濃度）に相応する電流分と素子インピーダンスに相応する電流分とが合成された素子電流が流れる。このとき、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点では、センサ印加電圧の周期（交流電圧の周波数）に合わせて電圧が増減変化し、その中間点電圧が、ＬＰＦ２９を経由して印加電圧制御回路２１の非反転増幅回路２３に入力される。つまり、素子電流信号（中間点電圧）が、図のフィードバック経路ＦＢ１を経由して印加電圧制御回路２１にフィードバックされる。そして、印加電圧制御回路２１において、素子電流信号が増幅処理されることで出力電圧が可変制御される。

また、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０（Ｓ−端子）との間の中間点Ａには、その中間点電圧（すなわち、電流計測抵抗２８及びセンサ素子１０による分圧電圧）を各々個別に取り込むようにした２つの信号出力部３１，３２が設けられている。一方は、Ａ／Ｆ検出信号を出力するためのＡ／Ｆ信号出力部３１であり、他方は、ＺＡＣ検出信号を出力するためのインピーダンス信号出力部３２である。なお、Ａ／Ｆ信号出力部３１において非反転型の増幅回路には、ＬＰＦ２９を経由してＡ点電圧が入力される。その際、インピーダンス検出のために交流的に変動しているＡ点電圧の変動分がＬＰＦ２９により除去される。本実施形態では、ＡＳＩＣの端子数（ピン数）削減のために、フィードバック経路ＦＢ１に設けたＬＰＦ２９を併用して交流変動分を除去する構成としている。

上記の各信号出力部３１，３２から出力されるＡ／Ｆ検出信号とＺＡＣ検出信号とは共にマイクロコンピュータ（以下、マイコン３３という）に入力される。マイコン３３は、ＣＰＵや各種メモリを備えてなる周知の演算装置であり、ＡＤ変換器を介して取り込んだＡ／Ｆ検出信号やＺＡＣ検出信号に基づいてＡ／Ｆ（排ガス中の酸素濃度）や素子インピーダンス（ＺＡＣ）を算出する。

Ａ／Ｆ信号出力部３１とインピーダンス信号出力部３２とについて簡単に説明する。Ａ／Ｆ信号出力部３１は、オペアンプとＬＰＦとを一体に設けた増幅回路により構成されており、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧から、素子電流のうち都度のＡ／Ｆに相応する電流分（直流成分）を抽出し、それを所定の増幅率にて増幅した後、Ａ／Ｆ出力信号としてマイコン３３に出力する。また、インピーダンス信号出力部３２は、ＨＰＦとピークホールド回路（増幅機能付き）とから構成されており、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧から、素子電流のうち都度の素子インピーダンスに相応する電流分（交流成分）を抽出し、さらにそのピーク値をＺＡＣ検出信号としてマイコン３３に出力する。なお、Ａ／Ｆ信号出力部３１及びインピーダンス信号出力部３２では各々個別に増幅率が設定されている。

ところで、センサ素子１０の出力特性（図３のＶ−Ｉ特性）は種々の要因により相違し、例えば、冷間状態からの活性速度や出力応答性といったセンサ性能によっても相違する。この場合、センサ出力特性（Ｖ−Ｉ特性）におけるフラット域の幅が相違するため、印加電圧特性を調整する必要が生じる。

なお、図５に示すように、エンジン始動時においてセンサ素子が冷間状態から暖機（活性化）される際には、センサ出力が徐々に正常化されていくが（図示の例では、所定のリッチ出力となる）、その際、センサ出力のリッチずれが生じることがある。これは、センサ素子１０の拡散抵抗層１２の粒子表面やミキシングチャンバ１７の内壁に有機物（ＨＣ等）が付着することに起因して生じるものであり、エンジン始動時にセンサ温度上昇に伴い付着ＨＣ等が離脱することでリッチずれが生じると考えられる。こうしたセンサ出力のリッチずれ現象は、エンジン始動時のエミッション低減を図る狙いでセンサ素子１０の早期活性化させる場合に特に生じがちとなる。この場合、リッチずれ対策として、拡散抵抗層１２の粒径を大きくしたりミキシングチャンバ１７を廃止したりすることが行われるが、同対策の実施に伴いセンサ出力特性（Ｖ−Ｉ特性）におけるフラット域が狭くなるという事態が生じる。

図６の（ａ）には、上述したリッチずれ対策の影響としてフラット域が狭くなったセンサ出力特性を点線にて示している。つまり、実線で示す出力特性（フラット域が相対的に広い出力特性）では、大気検出時のフラット域の幅がＷ１、Ａ／Ｆ１０検出時のフラット域の幅がＷ２であるのに対し、点線で示す出力特性（フラット域が相対的に狭い出力特性）では、大気検出時のフラット域の幅がＷ３、Ａ／Ｆ１０検出時のフラット域の幅がＷ４となっている。

ここで、上記のように出力特性が相違するにもかかわらず、印加電圧特性を不変（固定）とすると、フラット域を外して印加電圧が設定されることになり、素子電流の計測精度が低下する。そこで本実施形態では、印加電圧特性における傾き調整とゼロ点調整とを共に実施することで、センサ出力特性の違いに対処し、ひいては印加電圧制御の精度向上を図ることとする。

図６の（ｂ）では、印加電圧特性線ＬＸ１で規定される印加電圧特性について、傾き調整とゼロ点調整とを共に実施することにより、印加電圧特性線ＬＸ２で規定される印加電圧特性が実現できるようになっている。

上述した図１の回路構成において、センサ素子１０のＳ＋端子の電位Ｖs+、Ｓ−端子の電位Ｖs-は、

で表される。そして、センサ印加電圧Ｖｐ＝（Ｖs+）−（Ｖs-）とすると、同印加電圧Ｖｐは次式で表される。

上式において、右辺第１項の「Ｒ2／Ｒ345・Ｒ1」は、印加電圧特性（印加電圧特性線ＬＸ）における傾きに相当し、右辺第２項「Ｒ2／Ｒ345・（Ｖref1−Ｖref2）」はゼロ点（素子電流ＩＬ＝０ｍＡの時の印加電圧）に相当する。

ここで、印加電圧特性の傾きに相当する「Ｒ2／Ｒ345・Ｒ1」において、抵抗値Ｒ345は、ＡＳＩＣ２に対して外付け回路となる基準電圧回路２２にて規定される抵抗値であり、ＡＳＩＣ２とは無関係に調整可能である。ゆえに、この抵抗値Ｒ345の変更は比較的容易であり、抵抗値Ｒ345の変更により、非反転増幅回路２３の増幅率を変更することができる。つまり、その増幅率の変更により、印加電圧特性における傾き調整が実現できる。なお、電流計測抵抗２８もＡＳＩＣ２に対して外付けとなっており、その抵抗値Ｒ1もＡＳＩＣ２とは無関係に調整可能であるが、抵抗値Ｒ1を変更すると素子電流信号に影響が及ぶため、傾き調整時に抵抗値Ｒ1を変更することは不適であると考えられる。

上記のように傾き調整を行う場合において、基準電圧回路２２（印加電圧制御回路２１）は、電流計測抵抗２８や交流電源回路２６から独立して設けられるため、他に弊害が生じさせることなく増幅率の変更が可能となる。

また、印加電圧特性のゼロ点に相当する「Ｒ2／Ｒ345・（Ｖref1−Ｖref2）」において、２つの基準電圧Ｖref1，Ｖref2のうち基準電圧Ｖref2を調整することで、ゼロ点調整が実施される。このとき、基準電圧Ｖref2は、定電源Ｖccの抵抗分圧により生成される電圧であり、次式で表される。

この場合、分圧回路の抵抗値Ｒ4，Ｒ5を調整することで基準電圧Ｖref2を変更できる。特に本実施形態では、基準電圧回路２２がＡＳＩＣ２の外付け回路で構成されているため、基準電圧Ｖref2の変更が容易に実施できる。

前述のとおり、基準電圧回路２２（印加電圧制御回路２１）は、電流計測抵抗２８や交流電源回路２６から独立して設けられるため、他に弊害が生じさせることなく基準電圧Ｖref2の変更が可能となる。これにより、印加電圧特性におけるゼロ点調整を容易に実施できる。

以上により、印加電圧特性における傾き調整とゼロ点調整とを共に実施することが可能となり、それに伴い、センサ出力特性の違いに対処しつつ印加電圧制御の精度向上を図ることができる。

基準電圧Ｖref1については、ゼロ点調整に際して調整が不要となる。そのため、基準電圧Ｖref1を調整（変更）することに伴う不都合の発生が回避できる。なお、基準電圧Ｖref1を調整（変更）すると、素子電流信号のオフセット誤差が生じてしまう。また、基準電圧Ｖref1を調整（変更）しようとすると、交流ブリッジ回路２６ｂの各抵抗の値を調整する必要が生じ、調整作業が煩雑になったり、ＡＳＩＣ２に抵抗調整用の端子を増設する必要が生じたりする。この点、基準電圧Ｖref1の調整が不要となれば、上記の不都合が回避できる。

以下、比較対象として既存のセンサ制御回路５０の構成を図７に基づいて説明するとともに、本実施形態との差異を説明する。

センサ制御回路５０において、センサ素子１０のＳ＋端子には、オペアンプ５１及び電流計測抵抗（シャント抵抗）５２を介して基準電圧回路５３が図示の如く接続されている。基準電圧回路５３は、定電源Ｖccに対する抵抗分圧により基準電圧Ｖref1を生成する。また、同センサ素子１０のＳ−端子には、非反転増幅回路からなる印加電圧制御回路５５を介して交流電源回路５６が接続されている（なお、交流電源回路５６の出力部に設けられるＬＰＦ５７はＡＳＩＣ２の外付け構成とされている）。交流電源回路５６は、交流制御部５６ａと、交流ブリッジ回路５６ｂと、バッファ５６ｃとからなり、本電源回路５６によれば、基準電圧Ｖref2を中心に正負両側に振幅変動する交流電圧が生成される。交流ブリッジ回路５６ｂの構成は、図１の交流ブリッジ回路２６ｂと同じである。

上記構成において、電流計測抵抗５２の一端のＢ点電圧は素子電流ＩＬに応じて変化する。そして、そのＢ点電圧が、反転増幅回路５８とＬＰＦ５９とを経由して印加電圧制御回路５５に入力されるようになっている。反転増幅回路５８のオペアンプ５８ａには抵抗値Ｒ2，Ｒ3の２つの抵抗が接続されている。印加電圧制御回路５５は、Ｂ点電圧に応じてセンサ印加電圧を可変制御する。つまり、素子電流計測信号（Ｂ点電圧）が、図のフィードバック経路ＦＢ２を経由して印加電圧制御回路５５にフィードバックされるようになっている。

図７の回路構成において、センサ素子１０のＳ＋端子の電位Ｖs+、Ｓ−端子の電位Ｖs-は、

で表される。そして、センサ印加電圧Ｖｐ＝（Ｖs+）−（Ｖs-）とすると、同印加電圧Ｖｐは次式で表される。

上式において、右辺第１項の「２・Ｒ3／Ｒ2・Ｒ1」は、印加電圧特性（印加電圧特性線ＬＸ）における傾きに相当し、同じく右辺の「Ｖref2−Ｖref1」はゼロ点（素子電流ＩＬ＝０ｍＡの時の印加電圧）に相当する。

ここで、反転増幅回路５８を構成する２つの抵抗のうち１つの値（抵抗値Ｒ２）を、外付け抵抗とすることにより、印加電圧特性の傾きに相当する「２・Ｒ3／Ｒ2・Ｒ1」を調整可能にすることができる。

また、印加電圧特性のゼロ点に相当する「Ｖref2−Ｖref1」については、２つの基準電圧Ｖref1，Ｖref2がいずれも調整困難であるため、結果としてゼロ点調整が実施できないものとなっている。つまり、基準電圧Ｖref1を変更すると、素子電流信号にオフセット誤差が生じるおそれがある。また、基準電圧Ｖref2を変更すると、交流電源回路５６の電圧振幅に影響が及んでしまう。別の言い方をすれば、交流電源回路５６の電圧振幅に影響を及ぼすことなく基準電圧Ｖref2を変更しようとする場合には、交流ブリッジ回路５６ｂの抵抗を外付け抵抗にすることが強いられる。したがって、図７の回路構成では、印加電圧特性における傾き調整とゼロ点調整とを共に実施することが極めて困難であった。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の優れた効果が得られる。

基準電圧回路２２（印加電圧制御回路２１）を、電流計測抵抗２８や交流電源回路２６から独立して設けたため、他に弊害が生じさせることなく基準電圧Ｖref2の変更が可能となる。これにより、印加電圧特性におけるゼロ点調整を容易に実施できる。また、印加電圧特性における傾き調整に関しても、基準電圧回路２２の調整により容易に実施できる。こうして印加電圧特性のゼロ点調整と傾き調整とが可能になることにより、センサ素子１０の印加電圧制御を適正に行うことができ、いずれのＡ／Ｆ検出域でもセンサ出力特性におけるフラット域を外すことなく印加電圧を設定することができる。その結果、広域のＡ／Ｆ検出範囲において空燃比の検出精度を高めることができるようになる。

特に、冷間始動時においてセンサ素子の早期活性化並びに出力安定化（リッチずれ防止）を図るべく、拡散抵抗層１２の粒径アップやミキシングチャンバ１７の廃止がなされたセンサ素子では、センサ出力特性（Ｖ−Ｉ特性）のフラット域が狭小化される可能性があるが、かかる場合においても、適正なる印加電圧制御が実現できる。

交流電源回路２６を含んでＡＳＩＣ２を構成する一方、印加電圧制御回路２１において基準電圧回路２２をＡＳＩＣ２に対して外付けで設けた。また、基準電圧回路２２では、所定の定電源Ｖccを抵抗分圧回路にて分圧して基準電圧Ｖref2を生成する構成とした。これにより、基準電圧Ｖref2の調整を容易に行うことができ、ひいては傾き調整やゼロ点調整の簡易化を図ることができる。

また、交流電源回路２６での基準電圧Ｖref1の変更が不要となるため、ＡＳＩＣ２の端子の増設が不要となる。したがって、ＡＳＩＣ２の小型化や低コスト化が実現できる。

本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、例えば次のように実施されても良い。

上記実施形態では、印加電圧特性における傾き調整とゼロ点調整とを共に実施する構成について説明したが、これを変更し、ゼロ点調整のみを実施する構成であってもよい。

上記実施形態では、印加電圧制御回路２１において基準電圧回路２２だけをＡＳＩＣ２に対して外付けで設けたが、印加電圧制御回路２１の全てをＡＳＩＣ２に対して外付けで設けることも可能である。ただし、製造コスト等を鑑みると、できるだけ多くの構成部品をＩＣ化して構成するのが望ましい。

交流電源回路２６を、交流電圧を常時出力する構成とする以外に、必要に応じて交流電圧を出力する構成としてもよい。例えば、所定の時間周期で規定されたインピーダンス検出周期で、一時的に交流電圧を出力するものであってもよい。

上記実施の形態では、センサ素子として図２の素子構造を有するものを説明したが、他の素子構造を有するセンサ素子に本発明を適用することも可能である。例えば、１セルタイプのセンサ素子に代えて、ポンプセル及び起電力セルを有する２セルタイプのセンサ素子を用いる。換言すれば、１層の固体電解質を有する構成に代えて、２層の固体電解質を有する構成や、３層の固体電解質を有する構成とする。また、積層型構造のセンサ素子に代えて、コップ型構造のセンサ素子に本発明を適用したりすることも可能である。

酸素濃度を検出対象とするＡ／Ｆセンサ以外に、他のガス濃度成分を検出対象とするガス濃度センサにも本発明が適用できる。例えば、複合型のガス濃度センサは、固体電解質にて形成された複数のセルを有し、そのうち第１セル（ポンプセル）では被検出ガス中の酸素を排出又はくみ出すと共に酸素濃度を検出し、第２セル（センサセル）では酸素排出後のガスから特定成分のガス濃度を検出する。このガス濃度センサは、例えば排ガス中のＮＯｘ濃度を検出するＮＯｘセンサとして具体化されるものであり、本発明の適用によりＮＯｘ濃度の検出精度が向上する。また、上記第１セル、第２セルに加え、酸素排出後の残留酸素濃度を検出するための第３セル（モニタセル、若しくは第２ポンプセル）等の複数のセルを有するガス濃度センサであっても良い。

ガス濃度成分としてＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出可能とするガス濃度センサにも適用できる。この場合、ポンプセルにて被検出ガス中の余剰酸素を排出し、センサセルにて余剰酸素排出後のガスからＨＣやＣＯを分解してＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出する。

また、本発明のセンサ制御装置は、ガソリンエンジンに用いられるガスセンサ（センサ素子）だけでなく、ディーゼルエンジンなど、他の形式のエンジンに用いられるガスセンサ（センサ素子）にも適用できる。自動車以外の用途のセンサ制御装置として用いることや、排ガス以外のガスを被検出ガスとすることも可能である。

発明の実施の形態におけるセンサ制御回路を示す構成図。 センサ素子の構成を示す断面図。 センサ素子の出力特性（Ｖ−Ｉ特性）を示す図。 交流電圧波形を示す図。 エンジン始動時におけるセンサ出力の推移を示すタイムチャート。 センサ素子の出力特性（Ｖ−Ｉ特性）を示す図。 比較対象として既存のセンサ制御回路の構成を示す図。

符号の説明

１…エンジンＥＣＵ、２…ＡＳＩＣ、１０…センサ素子、１１…固体電解質層、１５，１６…電極、２０…センサ制御回路、２１…印加電圧制御回路、２２…基準電圧回路、２３…非反転増幅回路、２６…交流電源回路、２６ａ…交流制御部、２６ｂ…交流ブリッジ回路、２８…電流計測抵抗。

Claims (9)

1. 固体電解質層とその固体電解質層を挟んで設けられる一対の電極とを有して構成されるセンサ素子を制御対象とし、そのセンサ素子に直列に電流計測抵抗を接続する一方、前記一対の電極にそれぞれ接続した正負両端子間に電圧を印加し、その際前記センサ素子に流れる素子電流を前記電流計測抵抗により計測してガス濃度を検出するセンサ制御装置において、
   前記センサ素子の正負両端子のうち前記電流計測抵抗を接続した方の端子に同電流計測抵抗を介して接続され、第１基準電圧に基づき生成される電圧を出力する第１電源回路と、
   前記第１電源回路とは異なる方の端子に接続され、第２基準電圧に基づき生成される電圧を出力する第２電源回路と、を備え、
   前記センサ素子のインピーダンス検出に際し前記第１電源回路の出力電圧を前記第１基準電圧を基準に増減変化させる構成とし、
   前記第１電源回路を含む回路部分を専用ＩＣにて構成する一方、前記第２電源回路において少なくとも前記第２基準電圧を生成する基準電圧回路部を、前記専用ＩＣに対して外付けで設けたことを特徴とするセンサ制御装置。
2. 前記第２電源回路は、所定の定電源を抵抗分圧回路にて分圧して前記第２基準電圧を生成するものである請求項１に記載のセンサ制御装置。
3. 前記第１電源回路は、４つの抵抗からなるブリッジ回路と、そのブリッジ回路のハイ側及びロー側に組み込まれた２つのスイッチとからなり、同２つのスイッチを交互にオン／オフすることで交流電圧を発生するものである請求項１又は２に記載のセンサ制御装置。
4. 前記第２電源回路は、前記電流計測抵抗により計測した素子電流信号を増幅処理することで出力電圧を可変制御する印加電圧制御回路である請求項１乃至３のいずれかに記載のセンサ制御装置。
5. 固体電解質層とその固体電解質層を挟んで設けられる一対の電極とを有して構成されるセンサ素子を制御対象とし、そのセンサ素子に直列に電流計測抵抗を接続する一方、前記一対の電極にそれぞれ接続した正負両端子間に電圧を印加し、その際前記センサ素子に流れる素子電流を前記電流計測抵抗により計測してガス濃度を検出するセンサ制御装置であり、
   前記センサ素子の正負両端子のうち前記電流計測抵抗を接続した方の端子に同電流計測抵抗を介して接続され、第１基準電圧に基づき生成される電圧を出力する第１電源回路と、
   前記第１電源回路とは異なる方の端子に接続され、第２基準電圧に基づき生成される電圧を出力する第２電源回路と、を備え、
   前記センサ素子のインピーダンス検出に際し前記第１電源回路の出力電圧を前記第１基準電圧を基準に増減変化させる構成としたセンサ制御装置において、当該制御装置の印加電圧特性を調整する調整方法であって、
   前記第２電源回路について前記第２基準電圧を調整することで、前記印加電圧特性のゼロ点調整を実施することを特徴とする印加電圧特性の調整方法。
6. 前記第１電源回路を含む回路部分を専用ＩＣにて構成する一方、前記第２電源回路において少なくとも前記第２基準電圧を生成する基準電圧回路部が、前記専用ＩＣに対して外付けで設けられている請求項５に記載の印加電圧特性の調整方法。
7. 前記第２電源回路は、所定の定電源を抵抗分圧回路にて分圧して前記第２基準電圧を生成するものである請求項５又は６に記載の印加電圧特性の調整方法。
8. 前記第１電源回路は、４つの抵抗からなるブリッジ回路と、そのブリッジ回路のハイ側及びロー側に組み込まれた２つのスイッチとからなり、同２つのスイッチを交互にオン／オフすることで交流電圧を発生するものである請求項５乃至７のいずれかに記載の印加電圧特性の調整方法。
9. 前記第２電源回路は、前記電流計測抵抗により計測した素子電流信号を増幅処理することで出力電圧を可変制御する印加電圧制御回路である請求項５乃至８のいずれかに記載の印加電圧特性の調整方法。

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