JP4379820B2 - センサ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、固体電解質層を有してなり被検出ガス中の特定成分のガス濃度を広域に検出可能なセンサ素子を制御対象とするセンサ制御装置に関するものである。

例えば、自動車用エンジンでは、排ガスを検出対象として酸素濃度を検出する限界電流式酸素濃度センサ（Ａ／Ｆセンサ）が実用化されている。この酸素濃度センサは、ジルコニア等の固体電解質層を有して構成されるものであり、センサ素子に電圧が印加された状態で排ガス中の酸素濃度に応じた電流信号を出力する。

ここで、酸素濃度を正確に検出するためにはセンサ印加電圧を適切に制御する必要があり、印加電圧制御に関して種々の技術が提案されている。例えば、特許文献１のガス濃度検出装置では、センサ素子に電流計測抵抗を接続し、その電流計測抵抗により計測した電流信号をフィードバックして印加電圧制御を行う構成としていた。また特に、印加電圧の発振を抑制すべく、印加電圧特性における傾きをセンサ素子の交流インピーダンスよりも小さくする構成としていた。
特開２０００−８１４１３号公報

ところで、センサ素子では、個体差や経年変化等に起因してセンサ容量にばらつきが生じることがあり、その容量ばらつきに起因して印加電圧制御におけるゲインが変動すると考えられる。この場合、ゲイン変動が原因で所望とするゲインが実現できないと、印加電圧が発振することもあり得るため、改善の余地があると考えられる。

本発明は、センサ素子の印加電圧制御を好適に実施することができるセンサ制御装置を提供することを主たる目的とするものである。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について説明する。

本発明のセンサ制御装置は、固体電解質層を有してなるいわゆる限界電流式のセンサ素子を制御対象とし、センサ素子に電圧を印加した状態で、当該センサ素子に流れる素子電流を電流計測抵抗により逐次計測するものである。

本発明の概要を図９（ａ）に等価回路として示す。図９（ａ）に示すように、センサ制御装置は、センサ素子Ｍ１への印加電圧を可変制御する印加電圧制御回路Ｍ２と、印加電圧制御回路Ｍ２の電圧印加により素子電流が流れる電流経路にてセンサ素子Ｍ１に接続される電流計測抵抗Ｍ３と、を備えている。そして、電流計測抵抗Ｍ３の両端のうちセンサ素子Ｍ１とは逆側の端子を基準電圧とする一方、センサ素子Ｍ１と電流計測抵抗Ｍ３との中間点（図のＸ１）で素子電流を計測する。さらに、印加電圧制御回路Ｍ２は、センサ素子Ｍ１と電流計測抵抗Ｍ３との間の中間点電圧（素子電流信号）に基づいてセンサ印加電圧を決定する。

図９（ａ）の回路構成において、周波数伝達関数は以下の式（１）で表され、振幅比であるゲイン特性は式（２）で表される。なおここでは、センサ容量成分（容量リアクタンス）をＣｓ、センサ抵抗成分をＲｓとするとともに、電流計測抵抗Ｍ３の抵抗値をＲ１としている。

また、比較のために既存の回路構成（等価回路）を図９（ｂ）に示す。図９（ｂ）の回路構成では、図９（ａ）の回路構成とは異なり、センサ素子Ｍ１に直列に電流計測抵抗Ｍ３が接続されるとともに、その電流計測抵抗Ｍ３においてセンサ素子Ｍ１とは逆側の端子電圧が印加電圧制御回路Ｍ２に入力される。図示の構成では、都度の素子電流に応じて点Ｘ２の電圧が変動する。印加電圧制御回路Ｍ２は、Ｘ２電圧信号に基づいてセンサ印加電圧を決定する。図９（ｂ）の回路構成において、周波数伝達関数は以下の式（３）で表され、振幅比であるゲイン特性は式（４）で表される。

ここで、センサ素子では、個体差や経年変化等に起因してセンサ容量リアクタンスにばらつき（静電容量ばらつき）が生じることがある。この点を加味して上記２つの回路構成を比較すると、以下の相違点がある。すなわち、図９（ｂ）の回路構成（既存回路）では、ゲイン特性（式（４））の分母項がセンサ素子のインピーダンスを抵抗分とリアクタンス分とに分けて表したものとなり、ゲイン特性がセンサ素子のインピーダンス（式（４）の分母項）にそのまま依存したものとなっている。そのため、センサ容量リアクタンスの変動によってゲイン変動が生じると考えられる。

これに対し、図９（ａ）の回路構成（本発明）では、ゲイン特性（式（２））の分母項においてセンサ抵抗成分だけでなく電流計測抵抗の値も加味されている。つまり、ゲイン特性に、センサ素子の抵抗分と電流計測抵抗の値との分圧値が反映されるものとなっている。そのため、ゲイン特性におけるセンサ容量リアクタンスの影響が軽減され、センサ容量リアクタンスの変動が生じてもゲイン変動が抑制できる。その結果、センサ素子の印加電圧制御を好適に実施することができる。

請求項２に記載の発明では、前記印加電圧制御回路に反転又は非反転型の増幅回路を設け、同増幅回路に、前記中間点電圧を入力する構成とし、さらに前記増幅回路を構成するオペアンプの帰還抵抗に並列にコンデンサを接続している。

上記構成では、印加電圧制御回路において増幅回路と一体でＬＰＦ（ローパスフィルタ）を設けることができる。このＬＰＦは、印加電圧の発振防止のために設けられるフィルタ回路である。請求項２の具体的な回路構成は、図６の等価回路において（ｃ）で示す回路部分を参照されたい。かかる場合、印加電圧制御回路（図６の印加電圧制御回路２１）の周波数伝達関数は以下の式（５）で表され、ゲイン特性は式（６）で表される。なお式中の各符号は図６の（ｃ）と照合して頂きたい。

上記式（６）のゲイン特性によれば、分母項及び分子項にそれぞれ、ＬＰＦのコンデンサ容量（Ｃ２）が含まれる。そのため、仮にＬＰＦのコンデンサ容量にばらつきが生じていても、その容量ばらつき分の影響を軽減できる。したがって、部品ばらつきに起因する性能低下を抑えつつ、ＬＰＦの設置が可能となる。この場合、印加電圧の発振を望みとおりに抑制することができる。

ちなみに、本発明とは異なり、印加電圧経路上にＬＰＦを単独で設けた場合（例えば、図８に示すようにＬＰＦ５８を設けた場合）には、その周波数伝達関数は以下の式（７）で表され、ゲイン特性は式（８）で表される。なお式中の各符号は図８の（ｃ）と照合して頂きたい。

上記式（８）のゲイン特性によれば、分母項にのみＬＰＦのコンデンサ容量（Ｃ１）が含まれる。そのため、仮にＬＰＦのコンデンサ容量にばらつきが生じると、その容量ばらつき分の影響を受けて性能低下が生じ、最悪の場合、印加電圧が発振してしまう。

請求項３に記載の発明では、前記電流計測抵抗に、前記基準電圧を基準として増減変化する交流電圧を出力する交流電源回路を接続した。交流電源回路から出力される交流電圧をセンサ素子に印加することにより、センサ素子のインピーダンス検出が可能となる。

また、請求項４に記載の発明では、前記中間点電圧を入力し、該中間点電圧から前記素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度（酸素濃度等）に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第１の信号出力部と、同じく前記中間点電圧を入力し、該中間点電圧から前記素子電流のうち当該センサ素子の抵抗成分（素子インピーダンス）に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第２の信号出力部と、を備え、第１の信号出力部と第２の信号出力部とに、それぞれ別系統で前記中間点電圧が入力される構成とした。

上記構成では、交流電源回路から出力される交流電圧がセンサ素子に印加された状態で、同センサ素子に、被検出ガスのガス濃度に相応する電流分とセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分とが合成された素子電流が流れる。この場合、第１の信号出力部によって、素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度に相応する電流分が抽出され、演算装置に出力される。また、第２の信号出力部によって、素子電流のうちセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分が抽出され、演算装置に出力される。なお、演算装置はマイクロコンピュータ等よりなり、その演算装置において、第１の信号出力部や第２の信号出力部の出力信号に基づいてガス濃度の演算や素子抵抗の演算が行われる。

本発明では特に、第１の信号出力部と第２の信号出力部とにそれぞれ別系統で中間点電圧が取り込まれるため、それら各信号出力部に取り込まれる中間点電圧についてそれぞれ抽出すべき電圧レベルが相違しても、それら各中間点電圧に対して各々適した信号処理（増幅等）を個別に行うことができる。またこのとき、ガス濃度分と素子抵抗分との電圧レベルを調整するための２段の増幅を要することもない。したがって、ガス濃度検出と素子抵抗の検出とをいずれも高精度で行うことが可能となる。

また、ガス濃度及び素子抵抗の検出に関して、センサ素子と電流計測抵抗との間の中間点電圧（分圧電圧）を用いるため、電流計測抵抗の両端子間電圧を用いる他の技術とは異なり、差動増幅器などの電流電圧変換手段を用いなくてもよい。よって、素子抵抗の検出に関して差動増幅器等が不要となり、回路構成の簡素化が可能となる。

請求項５に記載の発明では、前記第１の信号出力部及び前記第２の信号出力部に、各々入力される前記中間点電圧を増幅するための増幅回路部を設け、それら増幅回路部の増幅率を各々個別に設定する。この場合、第１の信号出力部及び第２の信号出力部において信号処理すべき電圧レベルが相違していても、各中間点電圧を増幅回路部の出力範囲（例えば、０〜５Ｖ）等に合わせて個別に増幅できる。したがって、ガス濃度検出や素子抵抗検出の分解能を高めることができる。

前記第１の信号出力部は、前記中間点電圧の直流成分のみを抽出するフィルタ手段（ＬＰＦ）と、前記演算装置における信号入力部（ＡＤ変換器を含む）の電圧処理範囲に応じて、前記フィルタ手段により抽出した前記中間点電圧の直流成分を増幅する増幅手段とを備えると良い（請求項６）。これにより、ガス濃度に相応する電流分とセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分とが合成された素子電流から、ガス濃度の電流分が適正に分離抽出でき、さらに演算装置においてガス濃度を適正に算出できる。

また、前記第２の信号出力部は、センサ素子と電流計測抵抗との間の中間点電圧の交流成分のみを抽出するフィルタ手段（ＨＰＦ）と、該フィルタ手段により抽出した交流成分のピーク値を検出するピーク検出手段とを備えると良い（請求項７）。これにより、ガス濃度に相応する電流分とセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分とが合成された素子電流から、素子抵抗の電流分が適正に分離抽出でき、さらに演算装置において素子抵抗を適正に算出できる。なお、第２の信号処理部に、演算装置における信号入力部（ＡＤ変換器を含む）の電圧処理範囲に応じて素子電流信号を増幅する増幅手段を設けることも可能である。

以下、本発明のセンサ制御装置を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。本実施形態では、車載エンジンより排出される排ガス（燃焼ガス）を被検出ガスとして同ガス中の酸素濃度（空燃比：Ａ／Ｆ）を検出する空燃比検出装置を具体化しており、空燃比の検出結果はエンジンＥＣＵ等により構成される空燃比制御システムに用いられる。空燃比制御システムでは、空燃比をストイキ近傍でフィードバック制御するストイキ空燃比制御や、同空燃比を所定のリーン領域でフィードバック制御するリーン空燃比制御等が適宜実現される。

先ずはじめに、センサ素子の構成を図２を用いて説明する。Ａ／Ｆセンサは積層型構造のセンサ素子１０を有し、図２にはセンサ素子１０の断面構成を示す。実際には当該センサ素子１０は図２の紙面直交方向に延びる長尺状をなし、素子全体がハウジングや素子カバー内に収容される構成となっている。

センサ素子１０は、固体電解質層１１、拡散抵抗層１２、遮蔽層１３及び絶縁層１４を有し、これらが図の上下に積層されて構成されている。同素子の周囲には図示しない保護層が設けられている。長方形板状の固体電解質層１１は部分安定化ジルコニア製のシートであり、その固体電解質層１１を挟んで上下一対の電極１５，１６が対向配置されている。拡散抵抗層１２は電極１５へ排ガスを導入するための多孔質シートからなり、遮蔽層１３は排ガスの透過を抑制するための緻密層からなる。拡散抵抗層１２には、電極１５を囲むようにしてミキシングチャンバ１７が設けられている。

拡散抵抗層１２と遮蔽層１３は何れも、アルミナ、スピネル、ジルコニア等のセラミックスをシート成形法等により成形したものであるが、ポロシティの平均孔径及び気孔率の違いによりガス透過率が相違するものとなっている。

絶縁層１４はアルミナ等の高熱伝導性セラミックスからなり、電極１６に対面する部位には大気ダクト１８が形成されている。また、同絶縁層１４にはヒータ１９が埋設されている。ヒータ１９は、バッテリ電源からの通電により発熱する線状の発熱体よりなり、その発熱により素子全体を加熱する。

上記構成のセンサ素子１０において、その周囲の排ガスは拡散抵抗層１２の側方部位から導入された後、拡散抵抗層１２内を経由してミキシングチャンバ１７に流れ込み、電極１５に達する。排ガスがリーンの場合、排ガス中の酸素が電極１５で分解され、電極１６より大気ダクト１８に排出される。また、排ガスがリッチの場合、逆に大気ダクト１８内の酸素が電極１６で分解され、電極１５より排気側に排出される。

図３は、センサ素子１０の出力特性（Ｖ−Ｉ特性）を示す図面である。図３の特性線において、横軸であるＶｐ軸に平行な直線部分（フラット部分）はセンサ素子１０の素子電流ＩＬ（限界電流）を特定する限界電流域であって、素子電流ＩＬの増減は空燃比の増減（すなわち、リーン・リッチの程度）に対応している。つまり、空燃比がリーン側になるほど素子電流ＩＬは増大し、空燃比がリッチ側になるほど素子電流ＩＬは減少する。図中のＬＸ１は、センサ素子１０への印加電圧Ｖｐを決定するための印加電圧特性線（一次直線的に設定された印加電圧マップ）を表しており、その傾きは概ね抵抗支配域（限界電流域よりも低電圧側の傾き部分）に一致している。

次に、本発明の主要部たるセンサ制御回路の電気的構成を図１を参照しながら説明する。

図１のセンサ制御回路２０において、センサ素子１０の一方の端子（電極１６に接続された正側端子Ｓ＋）には印加電圧制御回路２１が接続されている。印加電圧制御回路２１は、基準電源２２と、その基準電源２２に接続された非反転増幅回路２３とを備えている。非反転増幅回路２３は、オペアンプ２３ａと、その反転入力端子（−入力端子）に接続された帰還抵抗２３ｂ及び入力抵抗２３ｃとを有しており、帰還抵抗２３ｂに並列にコンデンサ２４が接続されている。つまり本構成では、非反転増幅回路２３に一体で、印加電圧発振防止用のＬＰＦが設けられている。ＬＰＦのカットオフ周波数ｆｃは例えば２．７Ｈｚである。

また、センサ素子１０の他方の端子（電極１５に接続された負側端子Ｓ−）には、交流電源回路２６、バッファ２７及び電流計測抵抗２８が直列に接続されている。交流電源回路２６は、例えば１０〜２０ｋＨｚ程度の交流電圧を出力する交流電圧発生手段であり、交流電圧発生回路や、同発生回路の交流電圧出力をフィルタ処理するためのＬＰＦにより構成されている。交流電源回路２６によってセンサ素子１０に交流電圧が印加される。

電流計測抵抗２８は、交流電源回路２６とセンサ素子１０との間の電流経路上に設けられており、センサ素子１０とは逆側の端子が基準電圧（交流電源回路２６の交流電圧の中心電圧）とされている。そして、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０（Ｓ−端子）との中間点Ａで素子電流が計測される。

また、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０（Ｓ−端子）との間の中間点Ａには、抵抗及びコンデンサよりなるＬＰＦ２９が接続され、さらに同ＬＰＦ２９は、非反転増幅回路２３のオペアンプ２３ａの非反転入力端子（＋入力端子）に接続されている。本構成では、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧（すなわち、電流計測抵抗２８及びセンサ素子１０による分圧電圧）が、ＬＰＦ２９を介して印加電圧制御回路２１の非反転増幅回路２３に入力される。

なお、ＬＰＦ２９のカットオフ周波数ｆｃは例えば１５０Ｈｚである。上述した発振防止用のＬＰＦ（非反転増幅回路２３に一体化したＬＰＦ）とＬＰＦ２９とによれば、図４に示す周波数特性が実現できる。図４中のｆｃ１は、非反転増幅回路２３に一体に設けられたＬＰＦのカットオフ周波数であり、ｆｃ２は、ＬＰＦ２９のカットオフ周波数である。

印加電圧制御回路２１において、基準電源２２はＡ／Ｆ検出のための電圧印加部に相当し、本実施形態では固定電圧２．６Ｖを出力する。また、交流電源回路２６は、インピーダンス検出のための電圧印加部に相当し、本実施形態では２．２Ｖを基準としてその正負両側に１Ｖずつ振幅させた交流電圧を出力する。なお、センサ素子１０の正側及び負側の両端子（Ｓ＋端子，Ｓ−端子）にはノイズ等の除去を目的としてコンデンサ３１，３２が設けられている。

一方、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０（Ｓ−端子）との間の中間点Ａには、その中間点電圧（すなわち、電流計測抵抗２８及びセンサ素子１０による分圧電圧）を各々個別に取り込むようにした２つの信号出力部が設けられている。一方は、Ａ／Ｆ検出信号を出力するためのＡ／Ｆ信号出力部４１であり、他方は、インピーダンス検出信号を出力するためのインピーダンス信号出力部４２である。Ａ／Ｆ信号出力部４１は、オペアンプ４３とＬＰＦ部４４とを一体に設けた非反転増幅回路により構成されている。Ａ／Ｆ信号出力部４１においてオペアンプ４３の非反転入力端子（＋入力端子）には、ＬＰＦ２９を経由してＡ点電圧が入力される。その際、インピーダンス検出のために交流的に変動しているＡ点電圧の変動分がＬＰＦ２９により除去される。なお本実施形態では、構成の簡素化のために、印加電圧フィードバック経路に設けたＬＰＦ２９を併用してＡ／Ｆ信号の交流変動分を除去する構成としている。また、インピーダンス信号出力部４２は、ＨＰＦ４５とピークホールド回路４６とから構成されている。ピークホールド回路４６には信号増幅部が一体に設けられている。

Ａ／Ｆ信号出力部４１から出力されるＡ／Ｆ検出信号と、インピーダンス信号出力部４２から出力されるインピーダンス検出信号とは共にマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）４８に入力される。マイコン４８は、ＣＰＵや各種メモリを備えてなる周知の演算装置であり、同マイコン４８のＡＤ変換器にＡ／Ｆ検出信号やインピーダンス検出信号（いずれもアナログ信号）が入力されるようになっている。

Ａ／Ｆ信号出力部４１及びインピーダンス信号出力部４２ではそれぞれに電圧信号が増幅されるが、それら各出力部４１，４２における増幅率は各々個別に設定されている。このとき、各出力部４１，４２における増幅率は、Ａ／Ｆ信号分及びインピーダンス信号分の各電圧レベルと、マイコン４８にＡＤ変換器の電圧処理範囲（ここでは０〜５Ｖ）とに応じて設定され、本実施形態では、Ａ／Ｆ信号出力部４１の増幅率を１０倍〜２０倍、インピーダンス信号出力部４２の増幅率を５倍としている。

上記構成によれば、交流電源回路２６によってセンサ素子１０に交流電圧が印加されると、その交流電圧の印加状態で、同センサ素子１０に、Ａ／Ｆ（排ガス中の酸素濃度）に相応する電流分と素子インピーダンスに相応する電流分とが合成された素子電流が流れる。このとき、Ａ／Ｆ検出信号及びインピーダンス検出信号の計測点である、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点では、センサ印加電圧の周期（交流電圧の周波数）に合わせて電圧が振幅している。そして、ＬＰＦ２９及びＡ／Ｆ信号出力部４１において、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧から、素子電流のうち都度のＡ／Ｆに相応する電流分（直流成分）が抽出され、それが所定の増幅率にて増幅された後、Ａ／Ｆ検出信号としてマイコン４８に出力される。

また、インピーダンス信号出力部４２において、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧から、素子電流のうち都度の素子インピーダンスに相応する電流分（交流成分）が抽出され、さらにそのピーク値がインピーダンス検出信号としてマイコン４８に出力される。マイコン４８では、Ａ／Ｆ検出信号に基づいてＡ／Ｆ（排ガス中の酸素濃度）が算出されるとともに、インピーダンス検出信号に基づいて素子インピーダンスが算出される。

ここで、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点で計測される電圧信号において、Ａ／Ｆ信号分とインピーダンス信号分とは電圧レベルが相違するが、Ａ／Ｆ信号出力部４１及びインピーダンス信号出力部４２には別系統で電圧信号が取り込まれ、それらが個別に増幅されるため、他の技術にように、Ａ／Ｆ信号分を基準に増幅を行うことで素子インピーダンスの検出精度が低下し、他方、インピーダンス信号分を基準に増幅を行うことでＡ／Ｆの検出精度に悪影響が及ぶといった不都合が解消される。

ところで、センサ素子１０は、等価回路として抵抗成分と容量成分との直列回路にて表すことができ、その周波数特性（センサ特性）はＨＰＦ特性を有するものとなっている。かかる場合において、センサ素子１０のゲイン（センサゲイン）とセンサ制御回路２０のゲイン（回路ゲイン）とを含むトータルゲインが「１」を超えると、印加電圧が発振する。そこで、その発振を抑えるべく、センサ制御回路２０の周波数特性としてＬＰＦ特性が付与されている。この場合、センサ特性と回路特性とを足し合わせたものがトータル特性であり、このトータル特性のゲインを発振限界（１倍）未満とすることで、印加電圧の発振を抑制するようにしている。

図５には、センサ素子１０、センサ制御回路２０、センサ素子１０＋センサ制御回路２０の各々の周波数特性（センサ特性、回路特性、トータル特性）を示している。上記したとおり、センサ特性はＨＰＦ特性を有し、回路特性はＬＰＦ特性を有している。これにより、トータル特性のゲインが発振限界（１倍）未満となっている。

また、センサ素子１０では、個体差や経年変化等に起因してセンサ容量にばらつき（静電容量ばらつき）が生じることがあり、その容量ばらつきに起因して印加電圧制御においてゲイン変動が生じると考えられる。この点、本実施の形態では、センサ素子１０の容量ばらつきが生じてもゲイン変動が生じにくい構成としており、その詳細を以下に説明する。

本実施形態のセンサ制御回路２０に関して、印加電圧ループ部分の等価回路は図６のようになる。ここで、センサ容量成分（容量リアクタンス）をＣｓ、センサ抵抗成分をＲｓとするとともに、電流計測抵抗２８の抵抗値をＲ１、ＬＰＦ２９における抵抗値をＲ２、容量値をＣ１、非反転増幅回路２３の各抵抗２３ｂ，２３ｃの抵抗値をＲ３，Ｒ４、コンデンサ２４の容量値をＣ２とすると、図６に示す等価回路は、次式（９）の周波数伝達関数にて表される。

上記式（９）において、右辺の第１項〜第３項は、それぞれ図６の（ａ），（ｂ），（ｃ）の各回路部に対応している。上記式（９）について、振幅比であるゲイン特性を算出すると次の式（１０）となる。

一方、比較対象として既存のセンサ制御回路５０の構成を図７に基づいて説明する。図７には、既存のセンサ制御回路５０において印加電圧制御系の構成を示している。

センサ制御回路５０において、センサ素子１０のＳ＋端子には、オペアンプ５１及び電流計測抵抗（シャント抵抗）５２を介して基準電源５３が図示の如く接続され、同センサ素子１０のＳ−端子には、反転増幅回路５５を介して印加電圧制御回路５６が接続されている。この場合、電流計測抵抗５２の一端のＡ点は基準電源５３の基準電圧（例えば２．２Ｖ）と同じ電圧に保持される。素子電流ＩＬは電流計測抵抗５２を介して流れ、素子電流ＩＬに応じてＢ点の電圧が変化する。

印加電圧制御回路５６は、Ｂ点電圧をモニタするとともにその電圧値に応じてセンサ素子１０に印加すべき電圧を決定し、センサ印加電圧を可変制御する。すなわち、印加電圧制御回路５６において、素子電流計側点である図のＢ点には、２つの抵抗からなる抵抗分圧回路５７が接続され、同分圧回路５７の分圧点（中間点）には、抵抗及びコンデンサよりなるＬＰＦ５８とバッファ５９とが接続されている。

上記図７のセンサ制御回路５０に関して、印加電圧ループ部分の等価回路は図８のようになる。ここで、センサ容量成分（容量リアクタンス）をＣｓ、センサ抵抗成分をＲｓとするとともに、電流計測抵抗５２の抵抗値をＲ１、抵抗分圧回路５７の各抵抗の抵抗値をＲ２，Ｒ３、ＬＰＦ５８における抵抗値をＲ４、容量値をＣ１とすると、図８に示す等価回路は、次式（１１）の周波数伝達関数にて表される。なお、反転増幅回路５５において抵抗値Ｒ６，Ｒ７はＲ６＝Ｒ７の関係にあり、増幅率＝１となっている。

上記式（１１）において、右辺の第１項〜第４項は、それぞれ図８の（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）の各回路部に対応している。上記式（１１）について、振幅比であるゲイン特性を算出すると次の式（１２）となる。

上記式（１２）では、Ｒ１×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）＝Ｒｇとしている。「Ｒｇ」は、印加電圧制御回路５６における印加電圧特性線ＬＸの傾きに相当する。

次に、本実施形態のセンサ制御回路２０におけるゲイン特性（式（１０））と、既存のセンサ制御回路５０のゲイン特性（式（１２））とを比較検証する。特にここでは、（Ａ）素子電流の抽出部分と、（Ｂ）印加電圧の発振防止ＬＰＦ部とに分けて、それぞれにゲイン特性の差異を説明する。なお、図６及び図８の各（ａ）部分が、「素子電流の抽出部分」に相当し、図６及び図８の各（ｃ）部分が、「印加電圧の発振防止ＬＰＦ部」に相当する。

（Ａ）素子電流の抽出部分について
素子電流の抽出部分について、構成上の相違点は、本実施形態のセンサ制御回路２０では、センサ素子１０と電流計測抵抗２８との中間点（分圧点）で素子電流信号を計測しているのに対し、既存回路であるセンサ制御回路５０では、素子電流を電流計測抵抗５２により電流電圧変換して計測していることである。

式（１０）及び式（１２）では、各式の第１項が素子電流の抽出部分のゲイン特性に相当する。この場合、既存のセンサ制御回路５０に関しては、ゲイン特性（式（１２））の第１項分母項がセンサ素子１０のインピーダンスを抵抗分とリアクタンス分とに分けて表したものとなり、ゲイン特性がセンサ素子のインピーダンス（式（１２）の分母項）にそのまま依存したものとなっている。そのため、センサ容量リアクタンスの変動によってゲイン変動が生じると考えられる。

これに対し、本実施形態のセンサ制御回路２０に関しては、ゲイン特性（式（１０））の第１項分母項においてセンサ抵抗成分Ｒｓだけでなく電流計測抵抗２８の抵抗値Ｒ１も加味されている。つまり、ゲイン特性に、センサ素子１０の抵抗分と電流計測抵抗２８の値との分圧値が反映されるものとなっている。そのため、ゲイン特性におけるセンサ容量リアクタンスの影響が軽減され、センサ容量リアクタンスの変動が生じてもゲイン変動が抑制できるようになっている。

（Ｂ）印加電圧の発振防止ＬＰＦ部について
印加電圧の発振防止ＬＰＦ部について、構成上の相違点は、本実施形態のセンサ制御回路２０では、印加電圧出力部である非反転増幅回路２３に一体でＬＰＦを設けているのに対し、既存回路であるセンサ制御回路５０では、印加電圧出力部である反転増幅回路５５よりも前段に、それとは別体にＬＰＦ５８を設けていることである。

式（１０）では第３項が、式（１２）では下段第２項が、それぞれ素子電流の抽出部分のゲイン特性に相当する。この場合、既存のセンサ制御回路５０に関しては、ゲイン特性（式（１２））の下段第２項において、分母項にのみＬＰＦ５８（発振防止用ＬＰＦ）のコンデンサ容量（Ｃ１）が含まれる。そのため、仮にＬＰＦ５８のコンデンサ容量にばらつきが生じると、その容量ばらつき分の影響を受けて性能低下が生じ、最悪の場合、印加電圧が発振してしまう。

これに対し、本実施形態のセンサ制御回路２０に関しては、ゲイン特性（式（１０））の第３項において、分母項及び分子項にそれぞれＬＰＦ（発振防止用ＬＰＦ）のコンデンサ容量（Ｃ２）が含まれる。そのため、仮に同ＬＰＦのコンデンサ容量にばらつきが生じていても、その容量ばらつき分の影響を軽減できる。したがって、部品ばらつきに起因する性能低下を抑えつつ、ＬＰＦの設置が可能となる。

次に、上記２つのセンサ制御回路２０，５０について、実際のゲイン変動量を検証する。なおここでは、センサ素子１０のＨＰＦ特性において振幅が生じやすい周波数帯域（例えば１０Ｈｚ）の条件にて検証する。

センサ制御回路２０のゲイン特性である式（１０）において、例えば、Ｒｓ＝２８Ω、（１／ωＣｓ）＝８０．４Ω、Ｒ１＝２００Ω、Ｒ３＝３００ｋΩ、Ｒ４＝４００ｋΩ、Ｃ２＝０．２２μＦとすると、ゲイン特性（｜Ｇ（ｊω）｜）は次のように求められる。このとき、ωＣ２・Ｒ３＝４．１４７である。なお、式（１０）の第２項においてωＣ１・Ｒ２＝０．０６３であり、同第２項は略１となるため、無視できる。

ここで、センサ制御回路２０について、発振防止用のＬＰＦ（非反転増幅回路２３に一体化したＬＰＦ）のコンデンサ容量にばらつきが生じ、Ｃ２＝０．１６８３μＦとなった場合を考える。かかる場合、ゲイン特性（｜Ｇ（ｊω）｜）は次のように求められる。このとき、ωＣ２・Ｒ３＝３．１７２である。

発振防止用ＬＰＦのコンデンサ容量のばらつきにより、Ｃ２＝０．２２μＦからＣ２＝０．１６８３μＦになった場合、上記のようにゲインが「０．８７６」から「０．９０１」に変わる。この場合、ゲインは１．０３倍（３％増）となる。

これに対し、センサ制御回路５０（既存回路）のゲイン特性である式（１２）において、例えば、Ｒｓ＝２８Ω、（１／ωＣｓ）＝８０．４Ω、Ｒｇ＝１５０Ω（内訳、Ｒ１＝２００Ω、Ｒ２＝１６．９ｋΩ、Ｒ３＝５０ｋΩ）、Ｃ１＝０．２２μＦとすると、ゲイン特性（｜Ｇ（ｊω）｜）は次のように求められる。このとき、ωＣ１・Ｒ４＝５．５２９である。

ここで、センサ制御回路５０について、発振防止用ＬＰＦ５８のコンデンサ容量にばらつきが生じ、Ｃ１＝０．１６８３μＦとなった場合を考える。かかる場合、ゲイン特性（｜Ｇ（ｊω）｜）は次のように求められる。このとき、ωＣ１・Ｒ４＝４．２３である。

発振防止用ＬＰＦ５８のコンデンサ容量のばらつきにより、Ｃ１＝０．２２μＦからＣ１＝０．１６８３μＦになった場合、上記のようにゲインが「０．３１４」から「０．４０６」に変わる。この場合、ゲインは１．２９倍（２９％増）となる。

本実施形態のセンサ制御回路２０と既存回路であるセンサ制御回路５０とを比べると、発振防止用ＬＰＦについて同様のコンデンサばらつき（０．２２μＦ→０．１６８３μＦ）が生じた場合に、本実施形態のセンサ制御回路２０の方がゲイン変動が小さいことが分かる。つまり、上記の数値データからも、部品ばらつきによるゲイン変動が軽減できることが確認できる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の優れた効果が得られる。

センサ制御回路２０において、センサ素子１０と電流計測抵抗２８との中間点（分圧点）で素子電流信号を計測し、その計測信号を印加電圧制御回路２１にフィードバックする構成としたため、ゲイン特性におけるセンサ容量成分の影響が軽減され、センサ容量成分の変動が生じてもゲイン変動が抑制できる。その結果、仮に個体差や経年変化等に起因してセンサ容量成分にばらつき（静電容量ばらつき）が生じても、センサ素子１０の印加電圧制御を好適に実施することができる。ひいては、広域のＡ／Ｆ検出範囲を対象に適正なるセンサ制御が実現できる。

また、印加電圧出力部である非反転増幅回路２３に一体で発振防止用のＬＰＦを設けたため、仮に発振防止用ＬＰＦのコンデンサ容量にばらつきが生じていても、その容量ばらつき分の影響を軽減できる。したがって、部品ばらつきに起因する性能低下を抑えつつ、発振防止用ＬＰＦの設置が可能となる。この場合、印加電圧の発振を望みとおりに抑制することができる。

上記のように部品ばらつきに対する性能低下が抑制できることから、コンデンサ部品の定数を小さくできる。またこれにより、センサ制御回路２０の小型化や、コスト低減を図ることもできる。

電流計測抵抗２８に交流電源回路２６を接続したため、交流電源回路２６から出力される交流電圧をセンサ素子１０に印加することにより、素子インピーダンス検出を常時実施することができる。

電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧を、Ａ／Ｆ信号出力部４１とインピーダンス信号出力部４２とにそれぞれ別系統で取り込む構成としたため、Ａ／Ｆに対応する電圧信号と素子インピーダンスに対応する電圧信号との電圧レベルが相違しても、それら各電圧信号に対して各々適した信号処理（増幅等）を個別に行うことができる。またこのとき、Ａ／Ｆ検出に関して２段の増幅を要することもない。したがって、Ａ／Ｆ検出とインピーダンス検出とをいずれも高精度で行うことが可能となる。

Ａ／Ｆ検出及びインピーダンス検出に関して、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧（分圧電圧）により電圧信号を計測する構成としたため、抵抗の両端子間電圧により同電圧信号を計測していた他の先行技術とは異なり、差動増幅回路などの電流電圧変換手段を用いることなく、電圧信号を直接取り込むことができる。よって、Ａ／Ｆ検出及びインピーダンス検出に関して差動増幅回路等が不要となり、回路構成の簡素化が可能となる。

Ａ／Ｆ信号出力部４１及びインピーダンス信号出力部４２において、各々入力される電圧信号を個別の増幅率にて増幅する構成としたため、Ａ／Ｆ検出信号及びインピーダンス検出信号を望み通りに増幅できる。したがって、マイコン４８のＡＤ処理範囲等に応じて信号処理を行うことができ、Ａ／Ｆ検出やインピーダンス検出の分解能を高めることができる。

本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、例えば次のように実施されても良い。

上記実施形態では、印加電圧制御回路２１に非反転増幅回路２３を設けたが、これを反転増幅回路に変更することも可能である。本構成においても、当該反転増幅回路を構成するオペアンプの帰還抵抗に並列にコンデンサを設け、それによりＬＰＦを一体に設けるとよい。

上記実施形態では、Ａ／Ｆ検出及びインピーダンス検出に関して、電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧を、Ａ／Ｆ信号出力部４１とインピーダンス信号出力部４２とにそれぞれ別系統で取り込む構成を採用したが、かかる回路構成は任意に変更可能である。例えば、Ａ／Ｆ検出及びインピーダンス検出に関して、素子電流信号（電流計測抵抗２８とセンサ素子１０との間の中間点電圧）を共通で取り込み、信号処理の中途段階で（例えば、信号増幅を一旦行った後に）Ａ／Ｆ検出信号とインピーダンス検出信号とに分離する構成であってもよい。

交流電源回路２６を、交流電圧を常時出力する構成とする以外に、必要に応じて交流電圧を出力する構成としてもよい。例えば、所定の時間周期で規定されたインピーダンス検出周期で、一時的に交流電圧を出力するものであってもよい。

上記実施の形態では、センサ素子として図２の素子構造を有するものを説明したが、他の素子構造を有するセンサ素子に本発明を適用することも可能である。例えば、１セルタイプのセンサ素子に代えて、ポンプセル及び起電力セルを有する２セルタイプのセンサ素子を用いる。換言すれば、１層の固体電解質を有する構成に代えて、２層の固体電解質を有する構成や、３層の固体電解質を有する構成とする。また、積層型構造のセンサ素子に代えて、コップ型構造のセンサ素子に本発明を適用したりすることも可能である。

酸素濃度を検出対象とするＡ／Ｆセンサ以外に、他のガス濃度成分を検出対象とするガス濃度センサにも本発明が適用できる。例えば、複合型のガス濃度センサは、固体電解質にて形成された複数のセルを有し、そのうち第１セル（ポンプセル）では被検出ガス中の酸素を排出又はくみ出すと共に酸素濃度を検出し、第２セル（センサセル）では酸素排出後のガスから特定成分のガス濃度を検出する。このガス濃度センサは、例えば排ガス中のＮＯｘ濃度を検出するＮＯｘセンサとして具体化されるものであり、本発明の適用によりＮＯｘ濃度の検出精度が向上する。また、上記第１セル、第２セルに加え、酸素排出後の残留酸素濃度を検出するための第３セル（モニタセル、若しくは第２ポンプセル）等の複数のセルを有するガス濃度センサであっても良い。

ガス濃度成分としてＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出可能とするガス濃度センサにも適用できる。この場合、ポンプセルにて被検出ガス中の余剰酸素を排出し、センサセルにて余剰酸素排出後のガスからＨＣやＣＯを分解してＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出する。

また、本発明のセンサ制御装置は、ガソリンエンジンに用いられるガスセンサ（センサ素子）だけでなく、ディーゼルエンジンなど、他の形式のエンジンに用いられるガスセンサ（センサ素子）にも適用できる。自動車以外の用途のセンサ制御装置として用いることや、排ガス以外のガスを被検出ガスとすることも可能である。

実施の形態においてセンサ回路の電気的構成を示す回路図。 センサ素子の構成を示す断面図。 センサ素子の出力特性（Ｖ−Ｉ特性）を示す図。 ＬＰＦの周波数特性を示す図。 各種構成要素の周波数特性を示す図。 印加電圧ループ部分の等価回路を示す図。 比較対象として既存のセンサ制御回路の構成を示す図。 印加電圧ループ部分の等価回路を示す図。 発明の特徴を説明するための概略回路図。

符号の説明

１０…センサ素子、１１…固体電解質層、１５，１６…電極、２１…印加電圧制御回路、２２…基準電源、２３…非反転増幅回路、２３ａ…オペアンプ、２４…コンデンサ、２６…交流電源回路、２８…電流計測抵抗、２９…ＬＰＦ、４１…Ａ／Ｆ信号出力部（第１の信号出力部）、４２…インピーダンス信号出力部（第２の信号出力部）、４３…オペアンプ、４４…ＬＰＦ部、４５…ＨＰＦ、４６…ピークホールド回路、４８…マイコン（演算装置）。

Claims (7)

1. 固体電解質層を有してなり、電圧が印加された状態で被検出ガス中のガス濃度に応じた素子電流を流すセンサ素子を制御対象とするセンサ制御装置において、
   前記センサ素子への印加電圧を可変制御する印加電圧制御回路と、
   前記印加電圧制御回路の電圧印加により素子電流が流れる電流経路にて前記センサ素子に接続される電流計測抵抗と、を備え、
   前記電流計測抵抗の両端のうち前記センサ素子とは逆側の端子を基準電圧とし、
   前記印加電圧制御回路は、前記センサ素子と前記電流計測抵抗との間の中間点電圧に基づいてセンサ印加電圧を決定することを特徴とするセンサ制御装置。
2. 前記印加電圧制御回路に反転又は非反転型の増幅回路を設け、同増幅回路に、前記中間点電圧を入力する構成とし、
   さらに前記増幅回路を構成するオペアンプの帰還抵抗に並列にコンデンサを接続した請求項１に記載のセンサ制御装置。
3. 前記電流計測抵抗に、前記基準電圧を基準として増減変化する交流電圧を出力する交流電源回路を接続した請求項１又は２に記載のセンサ制御装置。
4. 前記中間点電圧を入力し、該中間点電圧から前記素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第１の信号出力部と、
   同じく前記中間点電圧を入力し、該中間点電圧から前記素子電流のうち当該センサ素子の抵抗成分に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第２の信号出力部と、を備え、
   前記第１の信号出力部と前記第２の信号出力部とに、それぞれ別系統で前記中間点電圧が入力される構成とした請求項３に記載のセンサ制御装置。
5. 前記第１の信号出力部及び前記第２の信号出力部に、各々入力される前記中間点電圧を増幅するための増幅回路部を設け、それら増幅回路部の増幅率を各々個別に設定した請求項４に記載のセンサ制御装置。
6. 前記第１の信号出力部は、前記中間点電圧の直流成分のみを抽出するフィルタ手段と、前記演算装置における信号入力部の電圧処理範囲に応じて、前記フィルタ手段により抽出した前記中間点電圧の直流成分を増幅する増幅手段とを備える請求項４又は５に記載のセンサ制御装置。
7. 前記第２の信号出力部は、前記中間点電圧の交流成分のみを抽出するフィルタ手段と、該フィルタ手段により抽出した交流成分のピーク値を検出するピーク検出手段とを備える請求項４乃至６のいずれかに記載のセンサ制御装置。

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