JP3763590B2 - 正電源 - Google Patents
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Description
【発明の分野】
この発明は一般的には、フラッシュEEPROM(電気的に消去可能かつプログラム可能な読出専用メモリ)セルのアレイのようなフローティングゲートメモリ装置に関する。より特定的には、この発明はプログラミングの間に、調整された正電位を生成しかつそれをフラッシュEEPROMメモリセルのアレイのワードラインを通して、選択されたメモリセルのコントロールゲートに与えるための改良された正電源に関する。
【0002】
【先行技術に関する論議】
サミア・エス・ハダド(Sameer S. Haddad) らに、1991年12月31日に発行された、米国特許第5,077,691 号では、正電圧チャージポンプ206を含むフラッシュEEPROMアレイが開示されている。′691号特許はこの発明と同一の譲受人に譲渡され、かつ引用により援用される。動作のセクタプログラミングモードの間、′691特許の図2Bのチャージポンプ206は比較的高い正電位(すなわち+12V)を生成し、それは選択されたセクタのワードラインを通してコントロールゲートに与えられ、一方では0Vが非選択セクタのメモリセルのコントロールゲートに与えられる。さらに、選択されたセクタのすべてのトランジスタのソース領域は0Vの接地電位に引かれ、かつそのドレイン領域は約+6.5Vの高い正レベルに上昇させられる。
【0003】
′691号特許の図5Bでは、約+12Vないし+15Vの高い正電位を生成するための4の単一段502からなる正のチャージポンプ回路の概略回路図が示される。図5Bの正のチャージポンプ回路は′691号特許の図2Bに示されるチャージポンプブロック206に用いられる。さらに、図4Cでは約−2.0Vの比較的低いレベルの負電圧を生成するための単一段402からなる低い負のチャージポンプ回路が示される。図4Cの負のポンプ回路は図2Bに示されるチャージポンプブロック208に用いられる。
【0004】
アントニオ・ジェイ・モンタルボ(Antonio J. Montalvo) らに、1992年6月30日に発行された、米国特許第5,126,808 号では、これも正電圧チャージポンプを含むページ消去アーキテクチュアを備えたフラッシュEEPROMアレイが開示されている。′808号特許もこの発明と同一の譲受人に譲渡され、かつ引用により援用される。′808号特許の図7Eでは、′691号特許の図5Bと類似した、約+12Vの高い正電位を生成するための正電圧チャージポンプの概略回路図が示されている。さらに、図7Bでは5の相互接続された単一段チャージポンプ560からなる−13Vのチャージポンプ565が示される。チャージポンプ565の第1の段560−1の出力は、約−2.0Vである。
【0005】
この発明は、上述のそれぞれ′691号および′808号特許に示されるチャージポンプ回路に加えられる重大な改良を示す。この発明の正電源は、プログラミングの間に、調整された正電位を生成し、かつそれをフラッシュEEPROMメモリセルのアレイのワードラインを通して、選択されたメモリセルのコントロールゲートに与えるのに用いられる。正電源は高い正電圧を生成するための4のチャージポンプ段からなる正のチャージポンプ回路を含む。正電源はさらに、高い正電圧および基準電位に応答して電源電位VCCと独立した調整された正電位を生成するための調整回路を含む。
【0006】
【発明の概要】
したがって、この発明の一般的な目的は、プログラミングの間に、調整された正電位を生成しかつそれをフラッシュEEPROMメモリセルのアレイのワードラインを通して、選択されたメモリセルのコントロールゲートに与えるための改良された正電源を提供することであるが、それはさらに先行技術の電源の欠点を克服する。
【0007】
この発明の目的は、高い正電圧を生成するための正のチャージポンプ回路および外部電源電位VCCと独立した調整された正電位を制御するための正の調整器回路を含む、調整された正電位を生成しかつ与えるための改良された正電源を提供することである。
【0008】
この発明のさらなる目的は、その出力上の小さな負の保護電圧を生成して接地電位にプルダウンされる非選択メモリセルのコントロールゲートにワードラインを結合させるための負の保護ポンプ回路を含む、調整された正電位を生成しかつ与えるための改良された正電源を提供することである。
【0009】
これらの狙いおよび目的によると、この発明はプログラミングの間に、調整された正電圧を生成しかつそれをフラッシュEEPROMメモリセルのアレイのワードラインを通して、選択されたメモリセルのコントロールゲートに与えるための正電源の提供に関する。正電源は1対の非重複クロック信号を生成するためのクロック回路、および外部電源電位VCCと非重複クロック信号とに応答して高い正電圧を生成するためのチャージポンプ回路を含む。調整器回路は高い正電圧および基準電圧に応答して、チャージポンプ回路が高い正電位を増加させることが可能なようにローのレベルであるか高い正電圧を減少させることが可能なようにハイのレベルであるかのいずれかである正のコンパレータ信号を生成し、かつ電源電位VCCと独立した調整された正電位を生成する。
【0010】
一貫して対応する部分を示す同じ参照番号が記された添付図面を見ながら以下の詳細な記述を読むと、この発明のこれらおよび他の目的ならびに利点がより十分に明らかとなるだろう。
【0011】
【実施例の詳細な説明】
ここで図面をよく参照すると、図1にはブロック図の形で、この発明の原理により構成される、動作のプログラミングモードの間に、調整された正電位を生成しかつそれをワードラインを通して、選択されたメモリセルトランジスタのコントロールゲートに与えるための正電源10が示される。正電源10は、多数のフラッシュEEPROMメモリセルがN×Mマトリックスとして配列されたアレイを含む1個の集積回路チップ(図示せず)の部分として形成される。外部またはオフチップ電源電位VCC(これも図示せず)は典型的に+5.0Vであるが、それは集積回路チップに与えられ、かつ正電源10の入力に与えられる。
【0012】
フラッシュEEPROMメモリセルのアレイは基板上に形成されて列および行を規定するが、そこでは基板は少なくとも行の1つに沿って延びる共通ソースラインおよびそれぞれの列に沿って延びる複数のビットラインを含む。メモリセルの各々は共通ソースラインに結合されたN型ソース領域、コントロールゲート、フローティングゲート、ビットラインのそれぞれ1つに結合されたN型ドレイン領域およびチャネル領域を含む。さらに、メモリセルの各々は主としてホットエレクトロンをそのフローティングゲートに転送することによりプログラム可能であり、かつ主としてエレクトロンをそのフローティングゲートからそのソース領域にトンネリングすることにより消去可能である。
【0013】
正電源10は比較的高い正電圧VPPおよび比較的低い負電圧VNPを生成するが、それらは行デコーダ回路14を介してワードラインWLnに結合される。プログラミングの間に、行デコーダ回路はワードラインを通して選択されたメモリセルトランジスタのコントロールゲートに高い正電圧を与えるべく動作する。行デコーダ回路は非選択メモリセルトランジスタのコントロールゲートに結合されたワードラインを接地電位VSS(0V)にプルダウンさせる。正またはVPP電源は負の保護ポンプ回路16を含み、それは、負の保護電圧VNPを生成するのに用いられ、消去の間に行デコーダ回路14のNチャネルプルダウン装置の基板ダイオードの順方向バイアスを妨げる。この保護電圧はさらに、プログラミングの間に選択されないワードラインが接地に引かれることを可能にし、かつ(プログラミングの間に)適切な電圧を与えてVNP Pチャネルトランジスタそれ自体の酸化物を保護する。
【0014】
VPP電源はさらに、高い正電圧を生成するための高いレベルの正のチャージポンプ回路18および内部基準電圧VREF(+2.0V)に関して高い正電圧を調節するための正の調整器回路20を含む。正の調整器回路は動作のプログラムベリファイモードの間に高い正電圧VPPを+6.0Vに調整するための手段を含む。さらに、VPP電源は、動作の読出モードの間に高い正電圧VPPを電源電位VCCに引くための読出レベルVPP発生器回路22を含む。
【0015】
図1のVPP電源10の動作は、一般的に図2のタイミング図に関して述べられる。述べられた機能を実行するために図1のブロック14、16、18、20および22で利用されるのに適する特定的な回路は、図4ないし図8の概略回路図について示される。
【0016】
再び図1を参照すると、正ポンプ回路18は、それぞれライン24、26、28および30上のプログラムベリファイ信号PGMV、イネーブルデータバーポーリング信号ENPOLL、イネーブルプログラミング信号PGM、および20MHzクロック信号OSCからなる4つの入力信号を受け取る。正ポンプ回路18はライン32上に約+12Vの高い正電圧VPPを生成するのに用いられる。正電圧は行デコーダ回路14を介しライン34上のワードラインWLnに渡される。
【0017】
プログラミングフィールド(フローティングゲート上の電圧)は、正の調整器回路20により調整され、それは外部電源電位VCCに依存しないようにノード36を制御する。プログラミングモードに入るのに先立って、信号INITIALIZEはハイにされ、約+2.0Vの基準電圧VREFがキャパシタCnおよびCpを充電可能にする。プログラミングモードの間、信号INITIALIZEはローにされ、基準電圧VREFを分離する。正のコンパレータ38はノード40での電圧VPPDIVをノード42での基準電圧VREFと比較するのに用いられる。電圧VPPDIVが電圧VREFよりも大きければ、コンパレータ38の出力電圧VOUTは高く、それはプルダウントランジスタ44をオンにし、ノード36での高い正電圧を電源電位VCCにプルダウンする。他方で、電圧VPPDIVが基準電圧VREFよりも小さければ、出力電圧VOUTは低く、それはプルダウントランジスタ44をオフにし、それにより高い正電圧がポンピングアップされることを可能にする。
【0018】
読出レベルVPP発生器回路22は、その入力として、ライン46上のプログラムベリファイ信号PGMV、ライン48上のVPPポンプイネーブル信号ENVPP、ライン50上の20MHzクロック信号OSC、およびライン52上のパワーダウン信号PDを受け取る。さらに、読出レベルVPP発生器回路22は、その入力として、ライン54上の低周波クロック信号OSCLF、ライン56上のプログラムリセット信号PGMR、ライン58上のポンプイネーブル信号VPEON、およびライン60上の基準電圧VREFを受け取る。読出発生器回路22は、動作の読出モードの間に、ノード36での高い正電圧VPPを正電位VCC(+5.0V)にプルアップするのに用いられる。読出発生器回路はさらに、出力ライン62上のプログラムリセットバー信号PGMRを与える。
【0019】
負の保護ポンプ回路16は、その入力として、ライン64上の低周波クロック信号OSCLF、ライン66上の負の保護イネーブル信号VNPOK、ライン68上のパワーダウン信号PD、ライン70上の20MHzクロック信号OSC、およびライン72上のプログラム信号PGMを受け取る。負の保護ポンプ回路はさらに、その入力として、ライン74上のテスト信号HTRB、およびライン76上の消去制御信号ERを含む。負の保護ポンプ回路は、ライン78上の負の保護信号VNPを生成し、それは非選択メモリセルのコントロールゲートに結合されたワードラインがプログラミングの間に0Vにプルダウンされるように約−2.0Vで維持される。消去の間、選択されたメモリセルのコントロールゲートに結合されたワードラインには−12Vの印加が要求される。したがって、負の保護信号VNPは接地電位に引かれ、Nチャネルプルダウントランジスタ上の基板ダイオードを順方向バイアスおよび負のワードライン電圧放電から妨げるだろう。
【0020】
図2をここで参照すると、正ポンプ回路18の各段の出力波形が示され、PMPA、PMPB、PMPCおよびPMPDとラベルが付けられている。時間t1とt2との間の正ポンプ回路動作については、正電圧VPPは+10Vよりも僅かに高くポンピングされるだろう。時間t2では、正の調整器回路20はワードラインWLn上の電圧が約+10Vで維持されるべく制御されるように、その動作を開始するだろう。正電圧VPPが+10.1Vよりも上になると、時間t3の場合のように、正のコンパレータ信号VOUT(VPPCOMP)はハイとなり、ワードライン上の電圧と同じく正電圧VPPをプルダウンするかまたは減少させる。時間t4のような場合には、正のコンパレータ信号はローとなり正電圧VPPが再び増加するかまたは高くなることを可能にする。このサイクルはワードラインWLn上の調整された正電位を与えるために何度も何度も繰返される。
【0021】
図1の負の保護ポンプ回路16の詳細な回路図は図4に示される。負の保護ポンプ回路16は主VNPポンプ部分16a、予備VNPポンプ部分16b、およびVNPクランプ部分16cからなる。主VNPポンプ部分16aはNOR論理ゲートG1、NAND論理ゲートG2およびG3、ならびにインバータゲートG4ないしG8により形成されたポンプクロック発生器80を含む。ポンプクロック発生器80はライン70上の20MHzクロック信号OSCおよびライン82上のイネーブル信号GNDVNPを受け取り、かつ応答してそれぞれノードcおよびaで1対の複位相クロック信号を生成する。これらのクロック信号はそれぞれのキャパシタC301およびC302の一方の側に接続される。キャパシタの他方の側は1対のパストランジスタP301およびP303のゲートに接続される。初期化トランジスタP302はノードPMPゲートをプリチャージし、かつパストランジスタP301のしきい値降下Vtpを相殺する。トランジスタP301およびP303のNウェルはノードに結合され、切換可能なウェルを規定することに留意されたい。これはパストランジスタ上の基板効果を減じ、かつポンプ部分16aの効率を良くするのに役立つ。ライン78上の電圧VNPはポンプ部分16aによってパストランジスタP303のしきい値降下の損失により、約−4Vにすばやくポンピングされる。
【0022】
主VNPポンプ部分16aはさらにNOR論理ゲートG9およびインバータゲートG10からなるイネーブル論理回路16dを含む。動作のテストモードの間に、ライン74上の信号HTRBはハイとなり、かつ消去モードの間にライン76上の消去制御信号ERはハイとなる。こうしてイネーブル信号GNDVNPはハイにされ、それにより負の保護ポンプ回路16を不能化する。
【0023】
予備VNPポンプ部分16bは第2のポンプであり、それは主VNPポンプ部分16aと並列に接続される。ポンプ部分16bはNAND論理ゲートG11、インバータG12、および伝送ゲートG13、G14からなるクロックポンプ発生器84を含む。伝送ゲートG13はPチャネルトランジスタP304およびNチャネルトランジスタN301からなる。伝送ゲートG14はPチャネルトランジスタP305およびNチャネルトランジスタN302からなる。ポンプ部分16bはライン64上の低周波クロック信号OSCLF(約100KHz)、ライン66上の負の保護イネーブル信号VNPOK、およびライン68上のパワーダウン信号PDを受け取る。伝送ゲートG13の入力はポンプ部分16aのNORゲートG1の出力から信号VNPOSCを受け取る。伝送ゲートG13およびG14の出力はともに接続され、かつノード86に接続され、86はキャパシタC303の一方の側に接合される。キャパシタC303の他方の側はダイオード接続されたパストランジスタP304aのゲートに接続される。再び、トランジスタP304aのNウェルがノード86に結合され、切換可能なウェルを規定しそれによりその基板効果を減じることがわかるだろう。
【0024】
ライン66上のイネーブル信号VNPOKは負の保護信号VNPが十分に負ではないときローとなるが、それは信号VNPOSC(高速発振器)がノード86を駆動することを引き起こし、電圧VNPを速やかに負に充電する。電圧VNPが十分に負であると、信号VNPOKはハイとなる。したがって、パワーダウンの間信号PDもハイとなるだろう。結果として、予備ポンプ部分16bの左側は不能化され、かつノード86は低周波クロック信号OSCLFにより駆動され、それにより電圧VNPを約−2Vで維持しかつ回路の電力消費を減じる。
【0025】
VNPクランプ部分16cはNOR論理ゲートG15、NAND論理ゲートG16、およびインバータゲートG17からなるポンプクロックドライバ88を含む。クロックドライバ88はライン90上の信号GNDVNP、ライン72上のプログラム信号PGM、およびライン92上の20MHzクロック信号OSCを受け取る。NANDゲート16の出力での信号OSCERSLはキャパシタC304の一方の側に与えられる。キャパシタC304の他方の側はダイオード接続されたトランジスタP306のゲートに接続される。プリチャージトランジスタP305のゲートおよびソースはNORゲートG15の出力に接続される。ノード94での出力信号VNPCLMPは非プログラミングモードクランプトランジスタP307およびプログラミングモードクランプトランジスタP308のゲートに与えられる。クランプトランジスタP307のソースは接地電位(VSS)に接続され、かつそのドレインはライン78に接続される。ダイオード接続されたトランジスタP309はクランプトランジスタP308のドレインとライン78との間に接続される。消去の間、信号GNDVNPはハイであり、かつノード94は約−2Vにポンピングされるだろう。これはクランプトランジスタP307をオンにし、それによりライン78(VNP)を接地電位に引く。プログラミングの間、信号PGMはハイであり、かつノード94はやはり約−2Vにポンピングされる。これは大型クランプトランジスタP308がVNPラインを約−2Vにクランプすることを可能にするが、それはポンプ部分16aおよび16bがオンとなるからである。
【0026】
図5は、図1のVPPポンプ回路18の回路を示した回路図である。ポンプ回路18はイネーブル論理回路18a、ポンプクロックドライバ回路18b、および正のチャージポンプ回路18cからなる。イネーブル論理回路18aはNAND論理ゲートG18、G19およびインバータゲートG20を含む。論理回路18aはライン24上の信号PGMV、ライン26上の信号ENPOLL、およびライン28上の信号PGMを受け取る。回路18aはライン96上のイネーブル信号VPPENを生成するが、それはクロックドライバ回路18bおよびチャージポンプ回路18cに与えられる。
【0027】
ポンプクロックドライバ回路18bはNAND論理ゲートG21、NOR論理ゲートG22、およびG23、ならびにインバータゲートG24ないしG28を含む。ドライバ回路18bはライン30上のクロック信号OSCおよびライン96上の内部ポンプイネーブル信号VPPENを論理回路18aから受け取る。ドライバ回路18bはインバータゲートG26およびG28のそれぞれの出力で1対の非重複クロック信号OSCVP1およびOSCVP2を生成する。
【0028】
チャージポンプ回路18cは、ダイオード接続されたパストランジスタN401ないしN404およびパストランジスタ間で並列に接続されたキャパシタC401ないしC404の連鎖からなる従来の4段のチャージポンプである。クロック信号OSCVP1はキャパシタC401およびC403の一方の側に接続され、かつクロック信号OSCVP2はキャパシタC402およびC404の一方の側に接続される。キャパシタC401およびC403の他方の側はそれぞれのノードPMPAおよびPMPCに接続される。キャパシタC402およびC404の他方の側はそれぞれのノードPMPBおよびPMPDに接続される。充電トランジスタN405のドレインは電源電位VCCに接続され、そのゲートは内部ポンプイネーブル信号VPPENを受け取るべく接続され、かつそのソースはノードPMPAに接続される。ポンプ回路18cはライン32上に高い正電圧VPPを与える。
【0029】
正ポンプ回路18の動作がここで述べられる。チャージポンプ回路18cは内部ポンプイネーブル信号VPPENがハイになると動作を開始し正電位VCCがノードPMPAを充電して上げることを可能にする。ノードPMPAはトランジスタN405により電圧VCC−Vtpに充電されたと仮定される。したがって、クロック信号OSCVP1が0ボルトからVCCボルトに遷移を行なうとき、パストランジスタN401がオンになるという事実は別として、ノードPMPAもまた電位を上昇させられかつ2VCC−Vtpに達し、ノードPMPA上の電荷がノードPMPBと共有されることを引き起こす。同様に、クロック信号OSCVP2が0ボルトからVCCボルトに遷移を行なうとき、ノードPMPBは電位を上昇させられかつその電荷はノードPMPCと共有される。この態様で、ライン32(VPP)はポンプイネーブル信号VPPENの持続期間を通じて徐々に高い電圧にポンピングされる。この従来のチャージポンプ設計を用いて達成され得る制限電位は4VCC−4Vtpである。しきい値電圧Vtpが+1.5Vの高さであるかもしれないので、高い正電圧VPPは+5.0Vの電源電位VCCに対し約+12.5Vに制限される。
【0030】
従来の電圧逓倍器についてより詳しく述べるため、ジョン・エフ・ディクソン(John F. Dickson)による論文、固体回路についてのIEEEジャーナル、1976年6月SC−11巻、3号、374ないし378頁、「改良された電圧逓倍器技術を用いるMNOS集積回路のオンチップ高電圧発生(On-Chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using An Improved Voltage multiplier Technique)」を参照する。クロック信号OSCVP1およびPSCVP2、ならびにチャージポンプ回路18cの様々なノードPMPAないしPMPDでの電圧の初期サイクルの波形は図3に示され、高い正電圧VPPをポンピングアップするためのポンプ回路18の動作を示す。
【0031】
図1のプログラミングレベルVPP発生器および調整器回路(正の調整器回路)20および読出レベルVPP発生器回路22は図6の概略回路図に示されている。読出発生器回路22は、動作の読出モードの間にノード36上の高い正電圧VPPを電源電位VCC(+5.0V)にプルアップするのに利用される。読出発生器回路はクロックドライバ部分98、およびドライバ部分98により駆動されるチャージポンプ部分100を含む。読出モードの間、ノードVBG2は、高周波クロック信号OSCにより約+8Vにポンピングアップされるだろう。パワーダウン状態では、信号PDはハイでありポンプ部分100が低周波クロック信号OSCLFにより駆動され、ノードVBG2での電圧を維持する。結果として、プルアップトランジスタN501はノード36(VPP)を電源電位VCCに引くためにオンにされるだろう。外部の高電圧ポンプイネーブル信号(VPEON=1)またはイネーブル信号ENVPPがハイであるとき(すなわち非プログラミングの間)、ノードVBG2はトランジスタN502を介し接地電位に引かれる。
【0032】
正の調整器回路20は外部電源電位VCCに依存しないようノード36(VPP)を制御することによりプログラミングフィールドを調整するのに利用される。調整器回路は基準電圧VREF、プリチャージ回路501、差動コンパレータ502、プルダウントランジスタ503、および分離トランジスタ504からなる。基準電圧はライン60上に与えられかつ約+2.0Vである。プリチャージ回路501はプリチャージトランジスタN501、N502、N503、Nウェル型キャパシタCp、MOSキャパシタCn、センストランジスタP501、および放電トランジスタP502、N503、N504を含む。プログラミングモードの前に、信号ENVPPBは始めはハイにされ、ノードVPPDIVを接地電位VSS(0ボルト)にプリチャージし、かつノードVPPCAPを+2.0Vの基準電圧にプリチャージする。したがって、信号ENVPPはローにされ、基準電圧を分離する。見られるように、キャパシタCnはノードVPPCAPとVPPDIVとの間に接続され、かつオンにされる。キャパシタCpはノードVPPDIVと接地電位との間に接続される。したがって、ノードVPPCAPでの電圧はキャパシタCnおよびCpにより形成された容量性分割器により分割され、ノード102でのより小さな電圧を与える。プログラムリセットの間、トランジスタP502、P503およびN504はライン36を放電するのに利用される。
【0033】
動作において、差動コンパレータ502はノード102での電圧(VPPDIV)をノード104上の基準電圧と比較し、ライン106上に正のコンパレータ出力信号VPPCOMPを生成する。キャパシタのサイズはコンパレータのトリップポイントが約+10Vであるように比率決めされる。高い正電圧VPPが+10Vより上に上昇すると、センストランジスタはオンにされ、ノードVPPCAPでの電圧およびしたがってノード102での電圧を上昇させる。ノードVPPDIVでの電圧がノード104での基準電圧よりも大きいので、出力信号VPPCOMPはハイとなり、トランジスタ503をオンにし、それにより電圧VPPを正電源電位VCCにプルダウンする。他方で、高い正電圧VPPが+10Vより下に降下すると、センストランジスタはオフにされノードVPPCAPおよびノード102での電圧をより低くする。電圧VPPDIVがここではノード104での基準電圧よりも低いので、出力信号VPPCOMPはローとなりトランジスタ503をオフにする。結果として、ライン38上の電圧VPPはより高くポンピングされることが可能である。
【0034】
図7では、図6の差動コンパレータ502の詳細な回路図が示されている。差動コンパレータは電流源トランジスタP601、P602、入力トランジスタP603、P604、および負荷トランジスタN601、N602を含む。入力トランジスタP603のゲートはノード102に接続され、かつ入力トランジスタP604のゲートはノード104に接続される。コンパレータ502の出力ノード108はインバータゲート601を介してライン106に結合される。インバータ601の出力は正のコンパレータ出力信号VPPCOMPである。
【0035】
ここで図8を参照すると、行デコーダ回路14の回路図が示されている。行デコーダ回路14は高い正電圧VPP、負の保護電圧VNP、およびデコードされたアドレス信号XT 、XINに基づいてワードラインWLnに適当な電圧を与える。デコードされたアドレス信号XINはアドレス回路701により生成され、デコードされたアドレス信号XT は類似のアドレス回路(図示せず)により生成される。メモリアレイが1024の行×1024の列であるマトリックスとして物理的に配列される場合、メモリアレイの各行はそれ自身の行デコーダ回路により駆動されるということが理解されるべきである。したがって、行デコーダ回路14は1024の行デコーダ回路のただ1つを示す。行デコーダ回路14は左側デコーダ112および右側デコーダ114からなる。左右両側のデコーダは同一であるので、左側デコーダ112のみについて述べるだけで十分である。
【0036】
左側デコーダ112はパストランジスタN701、入力トランジスタP701、プルアップトランジスタP702、プルアップトランジスタP703、負の保護トランジスタP704、およびプルダウントランジスタN502を含む。プログラミングモードの間、選択された行に対し、デコードされた信号XT はハイでありかつデコードされた信号XINはローである。さらに、選択された行では、信号VPXは高い正電圧VPP(+10V)に等しく、かつ信号VNPは−2Vである。したがって、ノード116はローとなり、プルダウントランジスタN702をオフにし、かつプルアップトランジスタP703をオンにして、それにより高い電圧VPPをワードラインWLn(ライン34)に与える。負の保護トランジスタP704は、ワードラインが、消去の間に高い負電圧を与えられているとき、NチャネルプルダウントランジスタN702の基板ダイオードを保護するのに役立つ。
【0037】
しかしながら、プログラミングモードの間、非選択行に対し、デコードされた信号XT はローであり、かつデコードされた信号XINはハイである。結果として、ノード116は、入力トランジスタP701がオンにされるのでハイとなるだろう。これはプルアップトランジスタP703をオフにし、かつプルダウントランジスタN702をオンにする。−2Vの電圧VNPは負の保護トランジスタP704をさらにオンにし、それによりワードラインWLn(ライン34)を接地電位VSSにまで引く。
【0038】
前述の詳細な説明から、この発明がプログラミングの間に、調整された正電位を生成しかつそれをフラッシュEEPROMメモリセルのアレイのワードラインを通して、選択されたメモリセルのコントロールゲートに与えるための改良された正電源を提供することがわかる。正電源は高い正電圧を生成するためのチャージポンプ手段と、高い正電圧および基準電圧に応答して電源電位VCCと独立した調整された正電位を生成するための調整器手段とを含む。
目下この発明の好ましい実施例として考えられているものが図示され述べられてきたが、様々な変更および修正がなされ得ることが当業者により理解され、均等物はこの発明の真の範囲から逸脱することなくその要素の代わりに用いられてもよい。さらに、主要な範囲から逸脱することなく、特定の状況または物質をこの発明の教示に適合させるべく多くの修正がなされてもよい。したがって、この発明は発明の実施にあたって考慮された最良の態様として開示される特定の実施例に制限されないことを意図するものであるが、この発明は前掲の特許請求の範囲内のすべての実施例を含むことが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の原理により構成された行デコーダ回路を利用する正電源の簡素化されたブロック図である。
【図2】この発明の動作を理解するのに役立つ、様々な信号の状態を示すタイミング図である。
【図3】正ポンプ回路の動作を理解するのに役立つ、図5のある内部ノードでの様々な信号の状態を示すタイミング図である。
【図4】図1の負の保護ポンプ回路の詳細な概略回路図である。
【図5】図1の正ポンプ回路の詳細な回路図である。
【図6】図1の正電圧調整器回路の詳細な回路図である。
【図7】図6の正のコンパレータ回路の詳細な概略回路図である。
【図8】図1の行デコーダ回路の回路図である。
【符号の説明】
18b ポンプクロックドライバ回路
18c チャージポンプ回路
VCC 電源電圧
20 正の調整器回路
Claims (5)
- プログラム時に、調整された正の電位を生成してフラッシュEEPROMメモリセルのアレイの選択メモリセルのコントロールゲートへワード線を介して供給する正電源であって、
外部電源電圧(VCC)と互いに重なり合わないクロック信号(OSCVP1、OSCVP2)とに応答して正の高電圧(VPP)を生成するチャージポンプ手段(18c)と、
前記正の高電圧(VPP)と基準電位(VREF)とに応答して、前記チャージポンプ手段に前記正の高電圧を上昇させるローレベルおよび前記正の高電圧を低下させるハイレベルのいずれかのレベルの正のコンパレータ信号(VOUT)を発生して前記調整された正の高電圧が前記外部電源電圧と独立となるように制御する調整手段(20)と、
非選択メモリセルのコントロールゲートに結合されるワードラインが接地電位(VSS)にプルダウンされるように負の保護電圧(VNP)をその出力に発生する負の保護回路手段(16)と、
ワードラインに結合され、前記正の調整された電圧、前記負の保護電圧、およびデコード信号に応動し、前記デコード信号と前記正の調整された電圧とに従って選択的に選択メモリセルのコントロールゲートに前記正の調整された電圧を印加し、かつ前記デコード信号と前記負の保護電圧とに従って非選択メモリセルのコントロールゲートに接地電位を供給する行デコーダ手段(14)を備え、
前記行デコーダ手段は、ワードラインと接地電位源との間に直列に接続される負の保護トランジスタ(P704)およびプルダウントランジスタ(N702)を含み、前記負の保護トランジスタは、そのゲートに前記負の保護回路手段からの負の保護電圧を受け、前記プルダウントランジスタは、そのゲートにデコード信号を受け、前記負の保護トランジスタおよびプルダウントランジスタ両者がともに導通状態となると非選択メモリセルのコントロールゲートに結合されるワードラインを接地電位源に結合し、
前記調整手段(20)が、非反転入力、反転入力および出力を有する差動コンパレータ(502)と、Nチャネルプルダウントランジスタ(503)とを含み、前記差動コンパレータの出力が前記Nチャネルプルダウントランジスタのゲートに結合され、前記Nチャネルプルダウントランジスタのソースが接地電位(VSS)に結合され、前記Nチャネル
プルダウントランジスタのドレインが前記チャージポンプ手段の出力に結合されて前記調整された正電位を与え、
前記負の保護回路手段(16)が、高周波クロック信号に応答して前記出力を前記負の保護電圧へと高速でポンピングする主チャージポンプ手段(16a)を含み、
前記負の保護回路手段が、さらに、パワーダウンモード指示信号(PD)および前記負の保護電圧が充分に負の時にハイレベルとされかつ前記負の保護電圧のレベルが不十分なときにローレベルとされるイネーブル信号(VNPOK)に従って選択的に前記高周波クロック信号および低周波クロック信号に応動する予備チャージポンプ手段(16b)をさらに備え、前記予備チャージポンプ手段は、前記パワーダウンモード指示信号がローレベルまたは前記イネーブル信号がローレベルのときに前記高周波クロック信号に応答して前記出力の前記負の保護電圧へのポンピングを促進し、かつ前記パワーダウンモード指示信号がハイレベルでありパワーダウンモードを指示しかつ前記イネーブル信号がハイレベルのときに前記低周波クロック信号に応答して前記出力を前記負の保護電圧レベルに維持する、正電源。 - 前記調整された正の高電位が、約+10.5Vである、請求項1に記載の正電源。
- 前記チャージポンプ手段(18c)に結合され、読出動作モードの間前記正の高電圧を前記電源電位(VCC)にプルダウンするための読出レベル発生器(22)をさらに備える、請求項1に記載の正電源。
- 前記調整手段が、プログラムベリファイ動作モードの間、前記正の高電圧を約+6.0Vに調整するための手段を含む、請求項1に記載の正電源。
- 前記負の保護回路手段(16)が、前記出力に結合され、前記負の保護電圧を予め定められたレベルにクランプするための負のクランプ手段(16c)をさらに含む、請求項1に記載の正電源。
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