JP3596618B2 - 遠隔加入者群のための無線電話システム - Google Patents
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Description
発明の分野
本発明は、複数の遠隔加入者局の需要を満たす無線電話に関し、より詳細にはそれら加入者局の一部が物理的に隣接した群の状態で位置している無線電話システムに関する。
従来技術の背景
遠隔加入者局の需要を満たす基地局を含む無線電話システムは、米国特許第5,119,375号に記載されている。そのシステムにおいては、各加入者局は通話が継続しているあいだ特定のチャネルに同調し特定の時間スロットを占めるように基地局から命令可能な無線送受信装置を備えていた。基地局から加入者局への信号伝送には時分割多重（TDM）無線チャネル伝送を用い、個々の加入者局から基地局への信号伝送には時分割多元接続（TDMA）を用いていた。各無線チャネルを時間スロットに時分割するとともに音声信号を圧縮することによって無線周波数チャネルの各々がそれら時間スロット数に等しい多数の音声通話路をサポートできるようにした。公衆交換網との間で授受するアナログ音声信号は64kbpsのμ法則圧伸パルス符号変調（PCM）ディジタルサンプルにまず変換する。無線チャネル経由の伝送の前に、それらディジタルサンプルを残留励起線形予測（RELP）符号化により64kbpsから14.6kbpsへの音声情報削減のための音声圧縮にかける。音声符復号器およびモデムは、通話の継続機関にわたって特定の周波数および時間スロット専用にする必要がある。
上述のシステムは有線回線の設置が実際的でない地域での電話サービスの提供を可能にする点で非常に満足すべき働きを示しているが、いくつかの加入者局が互いにごく接近した位置にある状態での電話サービスの需要が予想外に増えてきた。それら互いに近接位置にある加入者局のグループの需要を満たすための回線あたりのコストの低下のために、筺体、電源、無線周波数電力増幅器およびアンテナなどの共通の装置の共用による個々の加入者局の設置費用および保守費用の総合を主眼にした努力が当初なされた。すなわち、各々が無線周波数チャネルにアクセス可能な互いに近接位置にある加入者局のグループに対して、そのグループを対象とする単一の広帯域無線周波数（RF）電力増幅器を用いるのである。しかし、その方策においても、加入者ラインの各々にそれ自身のモデムおよび無線送受信機を備える必要がある。それら送受信機の個々の出力を上記の共通RF電力増幅器、すなわち同一の時間スロットで同時に活性化する可能性のある互いに隣接する加入者局のグループ所属の送受信機のすべての電力の合計に等しいピーク電力を処理できるように設計する必要のある共通のRF電力増幅器に供給するのである。上記'375特許記載のシステムに可能な統合よりもさらに高度の統合並びに所要電力ピーク値および平均値の削減がとくに太陽電池依存を要する遠隔地域で望ましいことは明らかである。
発明の概要
この発明の原理によれば、物理的に互いに隣接している加入者回線のグループのための回線あたりのコストの削減を、そのグループの中の回線が共通電源およびRF電力増幅器だけでなくモデム、同期、中間周波数、アップコンバージョン、ダウンコンバージョンおよびコントローラの機能の共用をも可能にし、大幅な集中を達成できるようにすることによって行う。この発明のシステムでは、物理的に互いに隣接する加入者局のグループの中の多数の加入者局、すなわち以下クラスタ、とくにモジュール状クラスタと呼ぶ多数の加入者局に対して少数のモデムを備える。説明のための実施例では、加入者回線回路およびモデムは、装置間でタイミング情報およびデータを分配するための裏面配線を用いたフレームの中に差し込むモジュール化印刷配線カードである。これらモデムの任意の一つを加入者局の任意の一つへの呼の処理のために捕捉でき、各モデムはいくつかの加入者局への呼を互いに相続く時間スロットで処理できる。加入者局の各々への通信を互いに相続く時間スロットでサポートするために同一または互いに異なる周波数を使用できる。
呼処理のためのモデムを複数の共用の周波数切換迅速性モデムから選択する動作を二つの手法による電力消費節減を達成するように制御するのがこの発明の一つの特徴である。第一に、呼処理用に新たなモデムを捕捉することは、活性化ずみのモデムの時間スロットのすべてが割当てずみになるまで行わないことにして、未選択のモデム全部が電力節減、“電源断”状態に留まれるようにするのが好ましい。第二に、（互いに異なる周波数の）同一時間スロットを用いる呼の数をRF電力増幅器のピーク電力需要を減らすように制御する。
呼処理用に電源断状態のモデムを捕捉する必要がある場合に同期遅延を避けることはこの発明のもう一つの特徴である。上記クラスタにおける上記共用モデムの中の第１のモデムについて基地局との時間スロット同期が達成されると、同期情報が、有利な形としては背面配線経由で、マイクロプロセッサ利用のクラスタコントローラの制御のもとでそれ以外のモデム使用可能になる。したがって、電源断状態のモデムはすべて遅延を全く伴うことなく呼処理用に直ちに割当て可能で基地局の時分割フレームと同期できる状態に留まる。
この発明のもう一つの特徴は、いくつかの同期パラメータにしたがってモデム同期状態を分類し、その同期パラメータの信頼性を反映する信頼性係数を活性化ずみのモデムの各々について抽出し、最良の信頼性係数を有するモデムからの同期情報を配分することにある。
【図面の簡単な説明】
この発明の上述のおよびそれら以外の目的および特徴は、図面を参照することによって一層明らかになろう。
図１は加入者局のグループを処理する周波数切換迅速性の共用のモデム群を有するモジューラクラスタのブロック図であり、
図2Aは時間スロット相互切換器における加入者回線とモデムとの関連を示し、
図2Bは16PSK時間スロットに割り当てられたTDMA RFフレームを示し、
図2CはQPSK時間スロットに割り当てられたTDMA RFフレームを示し、
図2DはTDMA時間スロットとPCMバッファとの間のタスクスケジューリングを示し、
図３は周波数切換迅速性モデムモジュールの主要な回路素子を示し、
図４は周波数切換迅速性モデムの中間周波数部を示し、
図５はブロック合成器およびアップ／ダウンコンバータのブロック図であり、
図６はモデムの受信部用の周波数シンセサイザおよび雑音波形成形器を示し、
図７はモデムの中間周波数送信部のための周波数シンセサイザ、並びに変調および雑音波形成形回路を示し、
図８はモジュール状クラスタ用のシステムクロック生成回路を示す。
概括説明
図は、基地局（図示してない）から遠い地点に位置するモジュール状加入者クラスタのブロック図である。加入者回線回路100およびモデム400はプラグイン式ユニットで構成されているので、加入者クラスタは“モジュール状”と呼ぶ。したがって、プラグイン加入者回線回路100の数はその地域の加入者局の数で定まり、プラグインモデム400の数は、加入者回線回路100の数から見込まれるトラヒック量を処理するようにトラヒック設計することができる。加入者回線回路100は、各々が四つの加入者回線を対象とするカッド回線モジュールカード101−108に含めてある。このようなカッド回線モジュール８個で加入者回線32本の回線群にループ制御機能を提供し、回路100は多数回線グループを含み得る。
カッド回線モジュール101−108の各々の各回線回路は、PCM音声ハイウェイ200および信号ハイウェイ201に専用PCM時間スロット割当てを受ける。カッド回線モジュール101−108は、加入者ループアナログ音声信号を符号化してPCM音声データハイウェイ200に送り出す音声符復号器（図示せず）を含む。加入者ループ信号情報は、加入者回線インターフェース回路SLIC（図示せず）によって信号ハイウェイ201に印加される。μ法則PCM符号化またはＡ法則PCM符号化のいずれかを使用できる。
カッド回線モジュール101−108の一つの加入者回線回路の特定の一つからの呼またはその一つへの呼の処理のためのモデム400の特定の一つへの接続は、クラスタコントローラ300からの指令に従って時間スロット切換器310および320経由で形成される。PCMデータ時間スロット切換器320は、回線モジュール101−108を対象とするPCM音声ハイウェイ200とモデム群400を対象とするPCM音声ハイウェイ220との間で音声サンプルを伝達する。信号時間スロット切換器310は、モジュール100を対象とする信号ハイウェイ201とモデム群400を対象とする信号ハイウェイ221との間で信号情報を伝達する。
一つの電話通話には、基地局から加入者局への送信（“順方向”チャネル）のための一つと、加入者局から基地局への送信（“逆方向”チャネル）のための一つの合計二つのRFチャネルが必要である。これら順方向および逆方向チャネル周波数は通信所管庁によって割り当てられ、通常の例では5MHzだけ離してある。基地局からクラスタで受信した順方向チャネルRF信号の経路は、クラスタアンテナ900および送受切換器800からブロックシンセサイザアップ／ダウンコンバータ（BSUD）600に至る。ブロックコンバータ600では、RF周波数信号を振幅制限し、帯域フィルタにかけ、450MHz、900MHzまたはそれ以外の高周波RFバンドもしくは超高周波RFバンドから26−28MHz帯域の中間周波数信号にダウンコンバートする。その中間周波数信号をモデム400に供給し、このモデム400で、クラスタコントローラ300の中の時間スロット切換器経由で加入者回線回路に供給するように信号を処理する。
モデムの各々は、ベースバンドディジタル信号プロセッサ（図３、DSP/BBを参照）およびモデムプロセッサ（図３、DSP/MDMを参照）を含む。順方向チャネル方向では、モデムプロセッサDSP/MDMはブロックコンバータ600からの中間周波数信号を復調し、その復調データをベースバンドプロセッサDSP/BB、すなわち時間スロット切換器320経由で回線モジュールに伝送するためのμ法則PCM符号化信号またはＡ法則PCM符号化信号に伸張するベースバンドプロセッサDSP/BBに転送する。このモデムのベースバンドプロセッサDSP/BBは直接メモリアクセス（DMA）インタフェース（図３参照）経由でモデムプロセッサDSP/MDMとインターフェースし、プロセッサの直列ポート経由でPCMハイウェイにインターフェースする。逆方向チャネル方向では、ベースバンドプロセッサDSP/BBが、PCMハイウェイ500からのμ法則PCM符号化情報またはＡ法則PCM符号化情報を線形形式に変換し、RELP符号化を用いて線形データを圧縮し、DMAはその圧縮データを無線チャネル時間スロット上で送信するように信号を変調するディジタル信号プロセッサDSP/MDMに転送する。
図2Aに示すとおり、モデム400の各々および回線モジュール100の各々は、阻止なし接続のためにPCMデータ時間スロット切換器320に四つの専用時間スロット割当てを有する。各モデムは、PCM時間スロット０−15の中の二つに互いに隣接するPCMスロットを割り当てられ、PCM時間スロット16−31の中の二つの互いに隣接するPCM時間スロットを割り当てられる。特定の呼を例にとると、TSI320は、回線モジュール101の加入者回線回路０をモデム１のチャネル１に接続し、回線モジュール101の加入者回線回路１を、モデム１のチャネル０に接続し、以下同様とする。時間スロット切換器310および320は、2.048Mビット／秒の速度で作動する32個の時間スロットを含む反復125μＳのサンプリング周期を提供する。各125μＳのPCM間隔の期間中、回線モジュールは、32個の８ビットバイトのデータを時間スロット切換器320に送ることができ、各モデムは、そのベースバンドプロセッサの直列ポートで、二つの16ビットワードとして組み合わされる８ビットバイト四つを受信できる。各16ビットワードは、ベースバンドプロセッサで直列ポート割込みを生ずる。割込みを受けると、ベースバンドプロセッサは、16ビットワードに含まれるPCMサンプル対がスロット０および１またはスロット２および３に対応するかどうかを判定する。同様に、各125μＳのPCM間隔の期間中に、二つの16ビットワードの形に組み合わされたPCMデータの四つの音声チャネルを、回線モジュールへの供給のために各ベースバンドプロセッサの直列ポートから時間スロット切換器320に送る。
各々が45msの長さを有する基地局でのTDM（RF）フレームを図2Bおよび図2Cに示す。図2Bの16PSKフレームは、各々が長さγで呼の順方向チャネルおよび逆方向チャネルに割り当てられた互いに異なる周波数を搬送できる四つの時間スロットを有する。図2Cでは、同じ長さのRFフレームで、二つのQPSK被変調呼の順方向チャネルおよび逆方向チャネルを収容できる。このTDMフレームで四つの16PSK被変調呼または二つのQPSK被変調呼を搬送できる。
図2Dは、QPSK被変調呼を搬送する例示用のTDMフレームとPCMハイウェイフレームとの間に情報授受においてクラスタで実行されるタスクのタイミングを示す。回線（１）は、TDMフレームの二つのQPSK被変調順方向チャネル時間スロット、すなわちRx1およびRx2を受信するためのバッファを表す。受信バッファが時間スロットの最初の半分、Rx1aを受信するとすぐに復調が開始される。回線（２）は、TDMフレームの二つの逆方向チャネルQPSK時間スロットすなわちTx1およびTx2で送信できるように準備しているバッファを表す。クラスタにおいては、加入者局が送受切換器の費用および容積の増大を回避できるように逆方向チャネル時間スロットが順方向チャネル時間スロットからオフセットされていることに注意されたい。さらに、加入者装置の逆方向チャネルは加入者局と基地局との間の距離を考慮に入れた適当な時間に基地局で受信されるようにオフセットされている。図2Dの回線（３）および（４）は、音声時間スロット切換器TSI 320（図１）向けのPCMワードを記憶するモデムのSRAM（図３）の中のバッファを表す。
通常の音声動作では、モデムプロセッサDSP/MDMは、受信した順方向チャネルシンボルを復調し、それらをSRAM/MDMのバッファに格納し、バッファの記憶内容をRELP合成（伸張）のためにベースバンドプロセッサDSP/BBに送る。ベースバンドプロセッサは、伸張データをμ法則またはＡ法則PCM符号化し、回線モジュールへの送出のためにPCMバスに供給する。音声コードワードは、活性化音声動作の期間中に各フレームで送信される。そのコードワードは、順方向チャネルおよび逆方向チャネルの両方でプリアンブルと音声データとの間のバーストの最初の部分に入れる。順方向チャネル音声コードワードは、送信電力および送信タイミングの調整に使用できる情報を含む。ローカルループ制御情報（すなわち、オンフック、オフフック、呼出音、順方向切断）もまたこれらのコードワードに埋め込んである。逆方向チャネルコードワードは、加入者局ローカルループ制御情報と順方向チャネルリンク品質情報とを含む。
順方向音声コードワードはモデムプロセッサDSP/MDMによって復号される。順方向音声コードワードは、送信端数タイミング制御情報と、送信電力レベル制御情報と、ローカルループ制御情報とを含む。端数タイミング制御情報および電力レベル制御情報は、フレーム全体にわたって平均して出力され、平均調整をフレームの終端で行う。ローカルループ制御情報をローカルに記憶し、ループ状態の変化を検出し、クラスタコントローラに報告する。また、ローカルループ制御によってモデムに信号バス経由で加入者回路制御信号を送出させる。逆方向音声コードワードは、呼進行モニタ用にクラスタコントローラおよび基地局の用いるローカルループ状態情報を含む。
モデムプロセッサDSP/MDMは、受信シンボル割込みサービスルーチンの期間中に受信サンプルの受信FIRフィルタリングおよび自動利得制御を行う。モデムプロセッサの復調ルーチンをベースバンド情報スロットの半分を受信バッファで受けた時点で呼び出す。復調器は反スロットのデータで作動し、RELP合成用にベースバンドプロセッサDSP/BBにパックずみ出力データを送る。ベースバンドプロセッサとの間のデータ転送の制御を、RELP入力待ち行列がそれに対応する合成データの要求の前に満たされ、RELP出力待ち行列が次の分析（圧縮）出力データの到着前に空きになるように行う。復調動作中には、自動周波数制御（AFC）、自動利得制御（AGC）およびビットトランキング処理を行い、基地局との緊密な同期関係を保持する。
なお、無線周波数のいくつかのタイムスロットに16PSK変調を用いそれ以外のスロットにQPSK変調を用いた混合モード動作も可能である。
基地局との同期の確保
基地局とクラスタとの間の通信にRFチャネルを使う前に、そのクラスタは、基地局（図示せず）の用いるRFタイムスロット構成に同期させなければならない。この発明によると、モデム400のうちの一つ以上のものが、基地局からの無線制御チャネル（RCC）を搬送中のチャネル周波数のサーチによって基地局RFフレームタイミングとの同期をとるようにクラスタコントローラ300から命令を受ける。クラスタコントローラ300は、CPバス経由で制御情報をモデム400内のマイクロプロセッサに送信する例えばモートローラ社製68000シリーズのプロセッサを用いた主制御マイクロプロセッサ330を含む。電源を入れると、クラスタコントローラ300が適当なソフトウェアおよび初期化データをモデム400にダウンロードする。
チャネル周波数を見出したあと、モデムはRCCユニークワードを復号することによって基地局タイムスロットと同期をとらなければならない。上述の'375特許に記載のとおり、RCCチャネルは、そのタイムスロットの期間中に延長ガードタイムを有するとともに８ビットのDBPSK変調したユニークワードを含んでいる点で他のチャネルと区別される。活性化RCC時間スロットを有するモデムが捕捉不達になりRCC時間スロットの他のモデムへの割当てが必要になって呼を中断する可能性を最小にするために、活性化ずみのモデムにおける時間スロットの割当てを、同期（RCC）時間スロット（四つのタイムスロットに符号Rx0−Rx3を付けてある場合はRx0、符号Rx1−Rx4が付けてある場合はRx1）が最後に満たされるように行う。
起動時には、モデム400はすべて、基地局の無線周波数のRF45msフレームと同期外れになっているものとする。RFフレームの時間スロット０の期間中に、基地局がいずれかのRF周波数のRCCメッセージを送信し、そのメッセージがモジュール状クラスタで受信されると復号されてそのクラスタをRFチャネル全部について基地局RF時間スロットフレームに同期させる。基地局との間の同期が達成されるまで、各モデムはそれ自身のローカルRFフレーム同期を生成する。次に、クラスタコントローラ300は、RCCが見出されるかまたはすべてのチャネルのサーチの完了まで異なるRFチャネル上で基地局からの送信RCCをサーチするように一つ以上のモデムに命令する。すべてのチャネルのサーチが終わってもなおRCCが見出されない場合は、コントローラは、サーチを再び始めるよう命令する。一つのモデムがRCCを見出した場合は、コントローラは、そのモデムをRCCモデムと指定し、その同期情報を背面配線板経由のフレーム同期信号の形で他のモデムに分配する。
RCCスロットサーチを行う場合は、モデムがチャネル番号を用いて直接ディジタル周波数合成（DDFS）局部発振器を例えば2MHzの範囲にわたってディジタル的に掃引する。RCCチャネルのモデムによる補足には２段階、すなわち中心周波数を粗く識別する段階と、“AMホール”、すなわち基地局からの送信シンボルの数が全時間スロットを満たさないRCC時間スロット部分を見出す段階との二つである。粗周波数捕捉は、局部発振器のための周波数補正を生じるRCCチャネルのスペクトルのヒルベルト変換を実行することに基づいている。これを、スペクトルの上半分のエネルギーが下半分のエネルギーに近似するまで続ける。
粗周波数捕捉を例えばチャネル中心周波数から300Hzの精度で達成したのちAMホールサーチを行う。RCCデータに先立って多数の零振幅データを送信する。AMホールは、連続受信シンボルの振幅の監視によって識別する。零振幅シンボルが12個続けて検出された場合は、AMストローブ信号をRCCスロットの前縁およびTDMAフレームの前縁を示すようにモデムから出力する。これによってベースバンドモデムタイミングを基地局タイミングに粗く同期させる。モジュール状クラスタの中のすべてのベースバンドモデムが無線リンクを共用するので、同期化は一度だけ行えばよい。このフレーム同期信号を一つのモデムから背面配線経由で上記クラスタ内の全ての他のモデムに供給する。RCCサーチの間にAMホールがフレームマーカーの前縁から３シンボルの期間以内に見出された場合は粗捕捉を終了する。フレーム内のユニークワードの位置を、モデムの局部フレームタイミングを基地局のタイミングの１シンボル分以内に納めるタイミング情報としてモデムが用いる。モデムは上記ユニークワードを正確に受信し復号し続ける間は受信同期、Rx_RCCに同期しているという。同期が達成されると、４ビット／シンボル対応の16PSK変調、２ビット／シンボル対応のQPSK変調、またはこれら両方の組合せを使用できる。
モデムは全て基地局からの無線制御チャネルRCCを受信しそれに同期することができるが、この動作を行うモデムは一つだけでよい。すなわち、クラスタコントローラの選択したモデムが背面配線経由のフレーム同期信号によって他のモデムとそのタイミングを共用できるからである。その選択されたモデムがフレーム同期出力信号を供給し、他のモデム全部がこの信号をフレーム同期入力信号として受ける。
モデムが動作状態にあるときはそのモデムプロセッサDSP/MDMがそのDDF450（図３）に命令し、その局部フレームタイミングを背面配線板信号に同期させようとする。各モデムのDDF450タイミングは、この時点では他のモデムタイミングから独立している。DDF450は、初期状態ではその同期化のために背面配線板信号を調べるようにそのDSP/MDMに命令される。背面配線板同期信号がある場合は、DDFはそのフレーム同期信号を背面配線板信号に同期させ、次に背面配線板信号から切断する。背面配線板信号は、このように、モデムのタイミング回路に直接供給されず、受信フレーム信号のモデム内部始動に同期させるだけである。背面配線板同期信号がない場合は、そのモデムはクラスタコントローラが起動した最初のものであると推定し、その場合、クラスタコントローラ300はモデムプロセッサDSP/MDMに命令し、RCCサーチし、モデムのタイミングをクラスタコントローラに送る。
次に、クラスタコントローラ300はRCCチャネル上のDBPSK信号を復調するようにモデムプロセッサDSP/MDMに命令する。ブロック変換器600からのIF信号復調のための経路は、IF信号を再び帯域濾波し、16キロシンボル／秒の情報ストリームに変換するモデムのIFモジュールまで続いている。RCCチャネルで用いるDBPSK変調は１ビット／シンボル変調である。基地局からのRCC情報は、クラスタコントローラに送る前に復調し復号しなければならない。クラスタコントローラに宛てられた情報だけが有効CRCを有するとともにバースト形のメッセージまたは入力確認情報をコントローラに送る情報である。入力確認情報は前のRCC情報が正しく受信されたことを示す。情報に含まれる加入者識別番号（SID）がクラスタのSIDに一致する場合はその情報はクラスタコントローラに宛てられる。
図３を参照すると、図４のIF回路からの16キロシンボル／秒のIF信号をＡ−Ｄ変換器804に入力する。なお、この変換器804はDDFチップ450からのクロック信号によって64KHzの速度でサンプルする。Ａ−Ｄ変換器804は、64KHzのサンプリング速度で直交位相帯域濾波サンプリングを行う。直交位相帯域濾波サンプリングは例えば米国特許第4,764,940号に記載されている。変換器804は、一定量の時間ひずみを含む一連の複素信号をその出力に生ずる。変換器804（図８）の出力は、DDFチップ450の中のRxFIF0に入力する。モデムプロセッサDSP/MDMはRxFIF0の内容を読み出し、複素FIR濾波動作を実行して、直角位相帯域濾波に起因する時間ひずみを除去する。時間ひずみの除去ののち信号をプロセッサDSP/MDMによって復調する。
RCC情報の復調の間、クラスタと基地局との緊密な同期を保持するように、AFC、AGCおよびビットトランキング処理をモデムプロセッサDSP/MDMによって実行する。送信タイミングおよび電力レベル調節を受信RCCメッセージの中の情報に従って行う。プロセッサDSP/MDMは復調データを調べ、RCCメッセージ、すなわちリンク状態ビットなどのメッセージおよび加入者IDなどの96ビットのデータを含むRCCメッセージを検出する。また、モデムプロセッサDSP/MDMは加入者IDがクラスタ内の加入者回線の一つに属するかどうかを識別する。
メッセージがそのクラスタ宛のものである場合はそのメッセージをRCCコマンド解読用のクラスタコントローラ300に送る。順方向RCCメッセージには、呼出しメッセージ、呼接続メッセージ、接続解除メッセージ、自己検査メッセージなどがある。逆方向RCCメッセージには、呼受入れメッセージ、接続解除要求メッセージ、検査結果メッセージ、呼要求メッセージなどがある。RCCメッセージが呼出しメッセージである場合は、そのメッセージの割当て先のクラスタコントローラが基地局宛の呼受入れメッセージを形成する。呼受入れメッセージから基地局はクラスタと基地局との間のタイミングのいずれを判定し、次のRCCメッセージでクラスタにシンボルタイミング更新情報を送り、そのメッセージが呼接続メッセージとなる。
RCCメッセージが呼接続メッセージである場合は、その中の情報がシンボルタイミングで如何なる調整を行うか、電力レベルおよび端数タイミング調整を行うかどうか、および呼の残余部分（チャネル番号、TDMスロット番号、QPSKまたは16PSK変調の区別、および加入者回線の形式）のためにどのチャネルを用いるかをクラスタコントローラに命令する。
RCCを見出した最初のモデムをRCCモデムと指定し、その周波数ずれ、受信利得制御Rx AGC、およびフレーム情報の前縁を有効と見なして他のモデムに分配する。クラスタコントローラは、チャネル番号情報を受け、呼の残余の部分の処理のために指定チャネルに同調を命令すべきモデムを決定する。
全体の同期達成に至る最終段階は音声チャネルを首尾よく設定することである。音声チャネルが設定されると、最後の２つの同期化パラメータ、すなわち送信シンボルタイミングおよび送信シンボル端数タイミングが有効となる。この時点で他のモデムがクラスタコントローラによって起動されると、必要な同期化情報が全てそのモデムへの供給に利用可能であり、音声チャネルの設定がより容易になり迅速になる。各モデムの同期情報の評価のために信頼水準を計算する。クラスタコントローラは、同期状態、リンク品質、または受信AGCに変化あるときは各モデムについての信頼水準をいつでも更新する。クラスタコントローラは、信頼水準最高のモデムを見出し、そのモデムの同期パラメータをそれ以外のモデムに分配する。
モデムスロットがクラスタコントローラによって音声モードに入るように命令された場合は、そのモデムはまず精同期達成を試みる。精同期達成は、モデムの送信タイミングおよび電力レベルを基地局の受信タイミングに精密に同期させるプロセスである。精同期達成プロセスは基地局によって制御される。基地局とモデムとの間で、所定の精度の同期化が達成されて精同期プロセスを基地局が終結させるまで、特別の精同期化バーストの交換を行う。次に、モデムは通常の音声動作に入る。基地局が精同期化プロセスを中断すると、モデムは呼を中断し、遊休状態に入り、クラスタコントローラに知らせる。精同期化バーストはRCCバーストと同様のフォーマットを備えるDBPSKバーストである。精同期バーストは精同期化ユニークワードによって検出する。この精同期化ユニークワードがずれなしで検出されたとき、モデムは音声同期化状態にあるという。順方向および逆方向音声コードワードはエラー検出のために付加された音声コードワードチェックバイトを有する。音声コードワード誤り受信が９フレーム続けて起こった場合は、モデムは同期外れを知らせ、その時点でクラスタコントローラは正しいコードワードの発見またはそのモデムの遊休モードへの移行まで回復モードに入る。
同期状態に基づいて、クラスタコントローラ300はモデムからの同期パラメータの妥当性を判定する。次の表は、モデムの現在の同期状態に基づき、どのパラメータが有効であるかを示す。表の“X"はパラメータが有効であることを示す。
12ビット信頼係数ワードを、モデムの確認した同期の信頼性を反映するためにモデムで計算する。信頼係数ワードは、次の表に示すとおり、モデムの音声および受信同期状態を表すビットとリンク品質および受信AGCパラメータを識別するビットとを連結することによって生成する。
単一ビット11および10は、モデムが音声同期および受信同期状態にあるか否かをそれぞれ識別する。二つのビット９および８でリンク品質の４つの段階を表示し、受信AGCレベルに割当ての８ビットで所要利得のレベルを表示する。
モデムモジュール、図３
モデムモジュールの主な構成要素を図３に示す。モデムモジュールは同時並行の全２重音声チャネル四つまでをサポートできる。作動中のチャネルの必要とする全ての機能を動的に扱うための処理は、クラスタコントローラプロセッサ320（図１）と各モデムの中のプロセッサDSP/MDMおよびDSP/BB（図３）との間で仕分けされる。クラスタコントローラは、呼設定、チャネル割当て、システム制御などの高レベル機能を処理する。モデムプロセッサDSP/MDM、入力無線周波数信号の濾波、復調および経路選択、無線チャネル経由の送信の前のデータのフォーマット化、およびそれ自身とベースバンドプロセッサDSP/BBとの間のデータフローの管理を処理する。ベースバンドプロセッサDSP/BBは、音声圧縮および伸張など高度の計算を要するタスクを実行し、さらにPCMバスインタフェースを処理する。通常の音声動作では、モデムプロセッサDSP/MDMは受信シンボルを復調し、それらシンボルを受信バッファにパックし、音声データバッファをベースバンドプロセッサDSP/BBに送りRELP合成およびPCMバス経由の加入者線回路への送信を行う。一方、モデムプロセッサDSP/MDMはベースバンドプロセッサDSP/BBからの圧縮音声信号を受け、それをTDMAバーストにフォーマット化し、無線リンク経由送信のためのDDF450内の送信パルス成形フィルタFIRに送る。モデムは、クラスタコントローラの制御を受けてQPSK変調および16PSK変調（および精同期化の間はDBPSK）の両方で作動する。
プロセッサDSP/BBおよびDSP/MDMの各々は、専用ランダムアクセスメモリ、SRAM/MDMおよびSRAM/BBをそれぞれ有する。しかし、モデムプロセッサDSP/MDMは、そのDMA HOLD出力を付勢することによってランダムアクセスメモリSRAM/BBへのアクセスを要求することができ、ベースバンドプロセッサDSP/BBがそのDMA ACK出力信号を活性化すると、データバスおよびアドレスバスを用いてそのアクセスを実現できる。
時間スロットの割当て
上記'375特許に記載してあるとおり、基地局のRPUは使用中の無線チャネルおよび時間スロットを絶えず把握し、入来呼に応答してその呼のための周波数および時間スロットの両方を割り当てる。どの時間スロットにも呼トラヒックが一様に分配されるように、入来呼による使用頻度の最も小さい時間スロットを選択する。しかし、遠隔モジュールクラスタにおける消費電力を最小ににする本発明の側面にしたがって、呼の割当ては、（ａ）活性化状態のモデムの数を最小にし、（ｂ）同一の時間スロットを使用する通話の数を制限するように行う。また、四つの通話を全部収容するのにTDMAフレームの各時間スロットで16PSK変調を用いるのが望ましいが、QPSKによる呼を可能にするとともに同期信号用の交互のRCCスロットを使用可能に保持することも重要である。したがって、これら目的の達成のために時間スロットの割当ての際にクラスタと基地局とが協動しなければならない。クラスタは、利用可能な時間スロットと各時間スロットで使用中の変調の形式とを絶えず把握している。次に、クラスタは、利用可能なスロットの各々に優先レベルを割り当て、優先値のマトリックス、すなわち、（ａ）あるチャネルの一つおきの受信時間スロット（通常は最初の時間スロット）をRCC同期用に割り当てなければならない、（ｂ）QPSKによる呼の処理を可能にするように隣接時間スロットをできるだけ長く利用可能な状態に留めなければならない、および（ｃ）電源切断ずみのモデムの活性化または多数の他の呼により既に使用ずみのスロットの割当てを要することなく呼を処理するように時間スロットの割当てを行う、などの要因を考慮に入れた優先値のマトリックスを保持する。これらの目的を達成するためのルーチン（類似コードの形の）は次のとおりである。
スロット優先順位付けルーチン
リスト１＝ 16PSKおよびQPSK呼のための活性化ずみのモデムで利用可能な全ての遊休時間スロット、
リスト1A＝全ての遊休モデム、
リスト２＝ そのクラスタの中で同一の時間スロット利用の呼の回数が閾値数を超えていないスロット、
リスト2A＝リスト１マイナスリスト２、
リスト３＝ リスト２マイナス利用可能な（QPSK呼のために）隣接時間スロットを有するモデムの時間スロット、
リスト3A＝リスト２マイナス利用可能な（QPSK呼のために）隣接時間スロットを有しないモデムの時間スロット、
リスト４＝ リスト３マイナス利用可能な同期時間スロット（RCCのためのスロット０）を有しないモデムの時間スロット、
リスト4A＝リスト４マイナス利用可能な同期時間スロットを有するモデムの時間スロット、
リスト４を第１の選択とマークする、
リスト4Aを第２の選択とマークする、
リスト３を第３の選択とマークする、
リスト3Aを第４の選択とマークする、
リスト２を第５の選択とマークする、
リスト2Aを第６の選択とマークする、
リスト１を第７の選択とマークする、
リスト1Aを第８の選択とマークする、
上記のスロット優先順位付けルーチンは、クラスタが基地局からのRCC呼出しメッセージを受けたとき、または基地局への呼要求メッセージを形成しようとしているときはいつでも呼び出される。基地局が使用周波数、変調の種類および時間スロットなどの呼接続メッセージで応答すると、クラスタはRPUの選択したスロットがまだ利用可能かどうかを調べるためにスロット優先順位付けルーチンを実行する。利用可能であれば、そのスロットが呼に割り当てられる。しかし、そこに至る間にスロット割当てが変わった場合は、呼は遮断される。
トラヒックの軽重に応じてスロット優先順位付けルーチンがどのように実行されるかの例が役に立つ。モジュール式のクラスタに回線接続されている加入者の一つがサービス要求を起動する直前に、軽トラヒック時のモデムの条件および割当てずみの時間スロットのあり得る状態を示す次の表を最初に考察する。
上掲の表は、モジュール０が利用可能なスロット２および３を有し、モデム１が利用可能なスロット１を有し、モデム２、３、４および５が電源断の状態にあり、それらの時間スロット全部が遊休状態にあることを示している。クラスタはスロット優先順位付けルーチンを実行し、このルーチンはスロット１、２および３がこの順序で次の16PSKの処理への割当てに好ましいスロットであり、QPSK呼に対してはスロット２および３がその順序で好ましいことを判定する。次に、クラスタは、RCCワードを使用して基地局に“呼要求”信号を送り、この優先順位を基地局に知らせる。次の表は、優先順位の各々に対する理由づけを示す。
他の例が役立つかもしれない。次の表に示されるとおり、少し大きいトラヒックの条件の下でのモデム０〜５の時間スロット状況を考察する。この表において、空白欄は遊休時間スロットを示す。
割当てスロットを理由づけとともに次の表に示す。
アップ／ダウンコンバ−タ600
図５において、基地局からの順方向チャネル無線周波数信号は基地局から送受切換器800経由でアップ／ダウンコンバータ600で受信する。受信した無線周波数RF信号は低雑音増幅器502通過ののち帯域フィルタ503で濾波され、減衰器504で減衰を受けたのち、ミクサ505に加えられ、450MHz帯または900MHz帯から26〜28MHzの範囲の中間周波数IF信号に一次周波数変換される。このIF信号は増幅器506、帯域フィルタ507、増幅器508および減衰器509を通過して分割回路510に加えられ、共通モデム群に送られる。
共通モデム群から逆方向チャネル被変調IF信号は、図５の左上角部でブロックアップ／ダウンコンバータ600のコンバイナ520に加えられ、減衰器521で減衰を受け、帯域フィルタ522で帯域濾波され、増幅器523で増幅され、ミクサ525に加えられ、このミクサで450MHzまたは900MHzのRF信号にアップコンバートされる。次に、このRF信号は、減衰器526で減衰を受け、帯域フィルタ527で帯域濾波され、増幅器528で増幅され、広帯域大電力増幅器700に加えられたのち送受切換器800に送られる。
ミクサ505および525は、RxPLL位相同期ループ回路540およびTxPLL位相同期ループ回路550からその基準周波数をそれぞれ受ける。位相同期ループ回路540は、21.76MHz主クロック源560からのクロック信号を２分周したのち８分周して生成した1.36MHz受信局部発振信号を発生する。この1.36MHz信号は、基準入力を位相比較器PCに供給する。位相比較器へのもう一つの入力は、回路540の出力を２で除算しさらに177で除算する帰還ループから供給する。この信号を位相比較器に帰還することによって、回路540の出力は基準入力の周波数の354倍の周波数、すなわち481.44MHzとなる。受信位相同期ループRxPLL540の481.44MHz出力は、局部発振器出力としてダウンコンバージョン用ミクサ505に加えられる。
回路540の481.44MHz出力は基準入力として回路550にも加えられるので、回路550は回路540に周波数従属する。回路550は、周波数481.44MHz＋5.44MHz、すなわち、受信用局部発振器よりも5.44MHzだけ高い方にずれた周波数の送信局部発振器信号を生成する。回路550に対しては、主クロック560からの21.76MHz信号を２で除算し、さらに２で除算して周波数5.44MHzの信号を発生し、回路550の位相比較器PCの基準入力とする。回路550の位相比較器PCのもう一方の入力は、ミクサ542からの低域濾波ずみの差周波数である。ミクサ542は、回路540からの受信用局部発振器信号と回路550のVCO出力信号との差である周波数を生ずる。回路550の出力はその内部VCOから取り出され周波数481.44MHz＋5.44MHzである。
図4.モデムの中間周波数部
図４は、モデムボードのIF部をディジタル部（その詳細を図３に示す）について詳細を示す。図４の右下部においてBSUD（図１）からの受信IF信号をループバックスイッチ402の下側端子経由で通過帯域26MHz乃至28.3MHzの四極帯域フィルタ404に加える。次に、フィルタ404の出力を増幅器406で増幅し、15.1MHz乃至17.4MHzの範囲の周波数の受信用局部発振器信号を用いるミクサ408でダウンコンバートする。ミクサ408出力は増幅器410で増幅され、中心周波数10.864MHzの八極水晶フィルタ412で濾波される。フィルタ412の出力における信号の振幅をAGC回路414で制御する。AGC回路414の利得は、図３のDDF ASIC450からのVAGC信号で制御する。AGC回路414の出力は基準周波数10.88MHzを用いてミクサ416によりダウンコンバートし、16キロシンボル／秒のIFデータを作り、このIFデータ系列を増幅器418経由で図３の回路のRxIF入力ポートに送出する。
さらに図４を参照すると、図３の回路は受信用局部発振器信号Rx DDFSを発生し、この信号を七極フィルタ432で濾波し、さらに増幅器434で増幅する。増幅器434の出力を七極フィルタ436で再び濾波し、その濾波出力を増幅器438で増幅したのちミクサ408で受信IF信号と周波数混合する。
図４の右側において、増幅器420は周波数21.76MHzの主発振器信号を受け、この21.76MHzの信号を分割回路422に印加する。分割回路422の一方の出力は倍周器424で周波数を２倍にし、その倍周出力をクリッパ426でクリップし、ゲート428でTTL用に整形し、ゲート430で再び反転する。ゲート430の出力は43.52MHz基準クロック信号として図３の挿入回路に印加する。
スプリッタ422のもう一方の出力は増幅器454および減衰器456経由でミクサ444の局部発振器（Ｌ）入力に加える。ミクサ444は、図３の挿入回路からの被変調IF信号Tx DIFをフィルタ440による低域濾波処理および、減衰器442による減衰ののちアップコンバートする。
ゲート428の出力はインバータ460の入力にも接続してあり、そのインバータの出力を除算器462によって４分周しミクサ416でAGCブロック414の出力をダウンコンバートするための局部発振信号として用いる。
ループバック機能は、図３の回路に対する挿入基準のTx DIF出力からの信号が、トレーニング系列の信号ひずみ補償目的の印加の際に水晶フィルタ412内の場合と同様に試験目的でRxIF入力にループバックされるように、スイッチ450および402とダミーロード458との直列接続によって提供する。
図４をさらに参照すると、図３の回路は周波数4.64MHz乃至6.94MHzで被変調IF出力を生じ、この出力を七極フィルタ440で濾波したのち減衰器442で減衰させる。減衰器442の出力はミクサ444に加え、26.4MHz乃至28.7MHzの範囲の周波数にアップコンバートする。ミクサ444の出力は増幅器446に加え、その出力を四極帯域フィルタ448で濾波し、図３の挿入回路のループバックイネーブル出力LBEによる制御を受けるスイッチ450に加える。ループバック試験を行う場合は、主LBEを付勢し、それによってフィルタ448の出力とダミーロード458の上部との間の接続をスイッチ450に形成させるとともに、ループバック検査用のダミーロード458下部と帯域フィルタ404との間の接続を形成するようにスイッチ402を付勢する。ループバック試験は、水晶フィルタ412の内部およびモデム回路のそれ以外の部分における信号ひずみの補償のためにモデムトレーニング系列で用いる。
ループバック検査を行わない場合は、スイッチ450の出力を、図３の挿入回路からの送信電力レベル制御信号Tx PLCによって互いに異なる16の減衰レベルの一つにプログラムできるプログラマブル減衰器452に印加する。減衰器452の出力は、図５のBSUD左上部に印加されるTx IF PORT信号を含む。
図６、RxDDS−受信チャネルのためのディジタルIFの発 生
クラスタコントローラCC（図１）かどのチャネルでRCCメッセージをサーチすべきかをモデムに指示すると、ある受信時間スロットに対して同調をとるべき正確な中間周波数が決まる。RCCメッセージの受信の期間中、周波数および時間の微調整を行う。この微調整は図６に詳細に示したモデムのDDF（図３）のRxDDS回路の中の位相アキュームレータ回路を用いてIFレベルで達成する。IF周波数は、ディジタルIF主クロックの周波数で位相アキュームレータにおける位相ステップを表す数を繰返して累積することによって生成する。モデムプロセッサDSP/MDMは、DSP/MDMデータバス（図３）経由で24ビットの数Ｆを最初にRxDDS回路に供給する。この数字は（後述のとおり）スロットごとに特定の入来信号を復調するのに必要な所望のIFに関連されてある。この24ビットの数Ｆは図６の左側で四つのレジスタR16〜R46の一つにロードされる。16ビットプロセッサを用いた図示の実施例では、24ビットの周波数信号Ｆを16ビットセグメントおよび８ビットセグメントで供給するが、図面を簡単にするために、上記24ビットの番号は複合24ビットレジスタに入力されるものとして示してある。レジスタR16〜R46の各々は受信時間スロットの一つの専用となる。RCCメッセージは最初のRx時間スロットで待ち受けるので、24ビットの番号を四つのレジスタR16〜R46の対応する一つ、例えば、レジスタR16にロードする。最初のRx時間スロットについての適当なスロットカウントで、レジスタR16の内容を同期レジスタ602に送り、次にその出力を加算器604の上側出力に送る。加算器604の出力は累算レジスタ606の入力に接続する。加算器604の下側入力はレジスタ606の出力を受ける。レジスタ606は、21.76MHzDDSクロックによってクロックされ、したがって、その内容は周期的に加算器604に再入力される。
加算器604へのレジスタ606内容の周期的再入力によって加算器604はレジスタR16からの最初の番号Ｆからカウントアップする。加算器606は最後には保持可能な最大数に到達し、オーバーフローし、低い残留値からカウントを再開する。これは、DDS主クロック周波数と端数値とを乗算し、その端数乗算ずみの周波数の受信用IF局部発振器信号を形成する効果を有する。レジスタ606は24ビットレジスタであるので、その内容は224に到達するとオーバーフローする。したがって、レジスタ606はDDSクロックの周波数を224で除算し、その出力にＦを乗算する。この回路は「位相アキュームレータ」と呼ぶ。レジスタ606の出力の瞬時値がIF周波数位相の瞬時値を表すからである。
レジスタ606からの累積位相値を正弦近似回路622に加える。この回路622は米国特許第5,008,900号「無線ディジタル加入者通信システムのための加入者ユニット」により詳細に記載してある。この回路622は、レジスタ606からの鋸歯状波形を正弦波形に変換する。回路622の出力はレジスタにより再同期化し、加算器634および雑音成形器フィルタ632から成る雑音成形器の中の加算器634の一方の入力に印加する。フィルタ632の出力は加算器634の他方の入力に印加する。加算器634の出力は、フィルタ632のデータ入力と再同期レジスタ636の入力とに接続する。この可変係数雑音成形フィルタ632は上記米国特許第5,008,900号により詳細に記載してある。この雑音成形器の特性は、DSP/MDMバスからの周波数番号フィールドの最下位バイトと結合した７ビット雑音成形器制御フィールドによってスロットごとに制御される。雑音成形器をイネーブルまたはディスエーブルしてフィルタ係数16個まで選択可能にし、丸めをイネーブルまたはディスエーブルして雑音成形器内部のフィードバック特性を四つのレジスタRN16〜RN46内で各スロットにつき雑音成形器制御フィールドにおける適当なフィールドをアサートすることによって８ビット出力DAC（図６に示す）または10ビット出力DAC（図示せず）の使用を可能にする、マルチプレクサMPX66は、各スロットに対して四つのレジスタRN16〜RN46の一つを選択し、その結果生じる情報をレジスタ630によって再同期化し、雑音整形フィルタ632の制御入力に供給する。
図7.DDF−ディジタルIF変調
送信チャネルのいずれについても正確なIF周波数を図７に詳細に示したモデムDDFブロック（図３）の中のTxDIFによってスロットごとに生ずる。FIR送信フィルタ（図示せず）は、モデムDSPからの16キロシンボル／秒の複素（I,Q）情報信号データストリームをスロットごとに整形し、そのデータストリームで上記発生ずみのIF周波数をスロットごとに変調する。この情報信号データストリームは、割り当てられたRFチャネルで許容された限定帯域幅で送信できるように整形しなければならない。情報信号の初期処理は帯域幅を＋／−10KHzに減らすようにFIRパルス整形を含む。FIRパルス整形は、生成されたIFの変調の際に用いる同相成分および直角位相成分を生成する。
パルス整形後、いくつかの線形挿間段を用いる。ベースバンド信号のサンプル速度を上げるために最初の補間をまず行い、追加の補間を次に行い、それによって、最終的にサンプル速度および主スペクトル繰返し周波数を21.76MHzに上げる。適当な補間技術は、例えばPrentice−Hall社1993年発行CrochiereおよびRabiner共著「多速度ディジタル信号処理（Multirate Digital Signal Processing）」に記載してある。整形および補間ずみの変調信号の同相成分および直交位相成分を、図７に示した構成の変調器部のミクサMXIおよびMXQのＩ入力およびＱ入力に印加する。
図７の左側に送信IF周波数をディジタル的に生成する回路を示す。特定の通話をサポートする時間スロットにどのスロット番号とどのRFチャネルとを割り当てるべきかを基地局がクラスタコントローラCC（図１）に指示したとき、生成すべき正確なIFが決まる。IF周波数を高度の分解能で（例えば＋／−1.3Hz）識別する24ビットの番号をDSP/MDMデータバス経由でプロセッサDSP/MDM（図３）から供給する。24ビットの周波数番号は24ビットのレジスタR17〜R47の各一つに登録される。レジスタR17〜R47の各々は、４つのTx時間スロットの特定の一つの専用となる。
スロットカウンタ（図示せず）は前述のとおり背面板経由で得られる同期信号から抽出した反復２ビットの時間スロットカウントを生ずる。この時間スロットカウント信号は、その時間スロットがDSPK変調、QPSK変調または16PSK変調のいずれに用いられるかに関わりなく、11.25msごとに発生する。周波数の割当てを受ける時間スロットにスロットカウンタが到達すると、そのスロットカウントがマルチプレクサMPX71を用いてレジスタR17〜R47の対応する一つを選択し、その内容を再同期レジスタ702に送り、最終的には加算器704の入力に送る。したがって、異なる（または同一の）24ビットのIF周波数を各連続時間スロットに使用することができる。この24ビットの周波数番号は、加算器704およびレジスタ706を含む従来の位相アキュームレータ回路への位相ステップとして用いる。複素搬送波は、レジスタ706の中の鋸歯状累積位相情報を余弦近似回路708および正弦近似回路722を用いて正弦波形および余弦波形に変換することによって生成する。正弦近似回路および余弦近似回路708および722は上記米国特許第5,008,009号に詳述してある。
回路708および722の出力はレジスタ710および724によってそれぞれ再同期化し、ミクサ712および726にそれぞれ加える。ミクサ712の出力は、再同期化レジスタ714および728にそれぞれ加える。ミクサ712および714は加算器716とともに慣用の複素（I,Q）変調器を構成する。加算器716の出力は、DDF ASIC 450（図３）の内部レジスタ（図示せず）からの信号DIF_CW_MODEによる制御を受けるマルチプレクサ718において余弦IF基準と多重化される。マルチプレクサ718の出力はレジスタ720で再同期化し、その出力を図６に関連して前述したような形式の可変係数雑音成形回路、すなわち制御レジスタRN17〜RN47、制御マルチプレクサMPX76、および再同期化レジスタ730および736を伴う加算器734およびフィルタ732から成る雑音成形回路に接続する。
この雑音成形回路は、Ｄ−Ａ変換の有限分解能（例として挙げれば最下位ビットの＋／−半分）に起因する量子化雑音を補償する。量子化雑音は均一に分布するので、そのスペクトル特性は白色ガウス雑音と同様に現れる。サンプリング速度に比べて比較的狭い送信信号帯域幅内にある雑音電力は、サンプリング速度に対する所望の帯域幅と同じ割合で減らすことができる。例えば、変調信号が20KHzの帯域幅を有し、サンプリング速度が20MHzであるとすると、信号対雑音比改善は1000:1すなわち60dBである。雑音成形器特性は、図６と関連づけて説明した７ビット雑音成形器制御フィールドによって、スロットごとに制御する。
図8.システムクロック発生
基地局と遠隔加入者局クラスタとの間の物理的分離にも関わらず音声の質が保持されることが我々の発明の重要な側面である。基地局と加入者局クラスタとの間のタイミング変動および音声信号の復号と符号化とにおけるタイミング変動は、音声信号における外部からのポンという音やカチッという音など種々の音質の劣化を引き起こす。この発明によれば、正確なタイミングの適合性が全てのタイミング信号、特に、Ａ−Ｄ変換器、クワド回線モジュール101〜108上の音声符復号器、および順方向無線チャネルに至るPCMハイウェイ200および500をクロックするのに用いる信号を同期化することによって確実にする。図８を参照すると、このシステムで用いる主要クロックは、図８の左側に出力を供給する21.76MHz発振器（図示せず）から得られる。この21.76MHz発振器信号は、受信無線信号におけるシンボル遷移時間のための64KHzサンプルクロックを同期化するのに用いる。より詳細に述べると、21.76MHz信号を端数クロック分周回路802によって6.8でまず除算するが、この除算は21.76MHzクロックを６、８、６、８、６の反復系列で五つの異なる比で除算することによって達成する。
プログラマブルクロック分周器806は、慣用のタイプのもので、その正確な大きさがDSP/MDMによって決まる除数で3.2MHzクロックを除算するのに用いる。通常、プログラマブルクロック分周器806は除数50を用い、その出力に64MHzサンプリングクロック信号を発生する。分周器806の64MHzのサンプリングクロック出力は、受信チャネルＡ−Ｄ変換器804（図３にも示す）をストローブするのに用いる。Ａ−Ｄ変換器804は、DSP/MDMプロセッサによる使用向けに受信IFサンプルをディジタル形式に変換する。
図８をさらに参照すると、DSP/MDMプロセッサは位相／周波数比較器として作用して理想位相値からの位相誤差を算出し、そのために64MHzサンプリングクロックを用いて、位相誤差の計測の時点を算定する。DSP/MDMプロセッサは、端数タイミング補正出力ftcを算定する。端数タイミング補正出力ftcはその除算比を決定するためにプログラマブル分周器806に加える。64KHzサンプリングクロックが受信IF信号におけるシンボル位相遷移よりもわずかに高い周波数である場合は、DSP/MDMプロセッサは、分周器806の除数を一時的に増加させる端数タイミング補正を出力し、それによって位相を延長し、分周器806の64KHzサンプリングクロック出力の平均周波数を低下させる。同様に、64KHzサンプリングクロック周波数が受信シンボル位相遷移周波数よりも低い場合は、分周器806の除算比を一時的に下げる。
プログラマブルクロック分周器806の出力での64KHzサンプリングクロックは、4.096MHzクロックを発生するために慣用のアナログ位相ロック乗算器回路908を用いて64の係数で周波数乗算する。4.096MHzクロックを時間スロット交換機310および320（図１参照）に供給する。これら時間スロット変換機310および320は4.096MHzクロックを２で除算して二つの2.048MHzクロックを生成し、それらクロックをラインモジュール101−108（図１）の音声符復号器で用いてアナログ音声入力をサンプルしPCM信号に変換する。無線信号から取り出した64KHzサンプリングクロックと同期している音声符復号器に共通抽出の2.04MHzクロックを供給することによって、これら二つのクロックの間のずれを確実に防止する。前述のとおり、その種のずれは、音声信号における外部からのポンという音やカチッという音など耳障りな音声品質低下を生じさせる。
この発明の実施例を上に述べてきた。しかしながら、これら以外の実施例もこの発明の真意および範囲を逸脱することなく当業者に案出され得る。それら変形には、例えば、PCM音声および信号の両方をPCM音声符号化の品質の低下を伴うことなく同一の時間スロット交換機で扱えるようにPCMバス上のサンプリング速度を上げるなどの手法も含まれる。また、ASIC送信パルス成形回路をQAMなどのPSKおよびFM以外の形式の変調が採用可能になるように変形することもできる。さらに、実施例ではモジュール状クラスタ状の形で分布する遠隔加入者局群にサービスを提供するために周波数敏捷性ある一群のモデムを用いるものとしているが、そのクラスタと任意の数の遠隔加入者局との間の通話をサポートするように一群の同様のモデムを基地局に用いることもできる。最後に、無線周波数搬送波以外の伝送媒体、例えば同軸ケーブルや光ファイバーケーブルなどを用いることもできる。
本発明は、複数の遠隔加入者局の需要を満たす無線電話に関し、より詳細にはそれら加入者局の一部が物理的に隣接した群の状態で位置している無線電話システムに関する。
従来技術の背景
遠隔加入者局の需要を満たす基地局を含む無線電話システムは、米国特許第5,119,375号に記載されている。そのシステムにおいては、各加入者局は通話が継続しているあいだ特定のチャネルに同調し特定の時間スロットを占めるように基地局から命令可能な無線送受信装置を備えていた。基地局から加入者局への信号伝送には時分割多重（TDM）無線チャネル伝送を用い、個々の加入者局から基地局への信号伝送には時分割多元接続（TDMA）を用いていた。各無線チャネルを時間スロットに時分割するとともに音声信号を圧縮することによって無線周波数チャネルの各々がそれら時間スロット数に等しい多数の音声通話路をサポートできるようにした。公衆交換網との間で授受するアナログ音声信号は64kbpsのμ法則圧伸パルス符号変調（PCM）ディジタルサンプルにまず変換する。無線チャネル経由の伝送の前に、それらディジタルサンプルを残留励起線形予測（RELP）符号化により64kbpsから14.6kbpsへの音声情報削減のための音声圧縮にかける。音声符復号器およびモデムは、通話の継続機関にわたって特定の周波数および時間スロット専用にする必要がある。
上述のシステムは有線回線の設置が実際的でない地域での電話サービスの提供を可能にする点で非常に満足すべき働きを示しているが、いくつかの加入者局が互いにごく接近した位置にある状態での電話サービスの需要が予想外に増えてきた。それら互いに近接位置にある加入者局のグループの需要を満たすための回線あたりのコストの低下のために、筺体、電源、無線周波数電力増幅器およびアンテナなどの共通の装置の共用による個々の加入者局の設置費用および保守費用の総合を主眼にした努力が当初なされた。すなわち、各々が無線周波数チャネルにアクセス可能な互いに近接位置にある加入者局のグループに対して、そのグループを対象とする単一の広帯域無線周波数（RF）電力増幅器を用いるのである。しかし、その方策においても、加入者ラインの各々にそれ自身のモデムおよび無線送受信機を備える必要がある。それら送受信機の個々の出力を上記の共通RF電力増幅器、すなわち同一の時間スロットで同時に活性化する可能性のある互いに隣接する加入者局のグループ所属の送受信機のすべての電力の合計に等しいピーク電力を処理できるように設計する必要のある共通のRF電力増幅器に供給するのである。上記'375特許記載のシステムに可能な統合よりもさらに高度の統合並びに所要電力ピーク値および平均値の削減がとくに太陽電池依存を要する遠隔地域で望ましいことは明らかである。
発明の概要
この発明の原理によれば、物理的に互いに隣接している加入者回線のグループのための回線あたりのコストの削減を、そのグループの中の回線が共通電源およびRF電力増幅器だけでなくモデム、同期、中間周波数、アップコンバージョン、ダウンコンバージョンおよびコントローラの機能の共用をも可能にし、大幅な集中を達成できるようにすることによって行う。この発明のシステムでは、物理的に互いに隣接する加入者局のグループの中の多数の加入者局、すなわち以下クラスタ、とくにモジュール状クラスタと呼ぶ多数の加入者局に対して少数のモデムを備える。説明のための実施例では、加入者回線回路およびモデムは、装置間でタイミング情報およびデータを分配するための裏面配線を用いたフレームの中に差し込むモジュール化印刷配線カードである。これらモデムの任意の一つを加入者局の任意の一つへの呼の処理のために捕捉でき、各モデムはいくつかの加入者局への呼を互いに相続く時間スロットで処理できる。加入者局の各々への通信を互いに相続く時間スロットでサポートするために同一または互いに異なる周波数を使用できる。
呼処理のためのモデムを複数の共用の周波数切換迅速性モデムから選択する動作を二つの手法による電力消費節減を達成するように制御するのがこの発明の一つの特徴である。第一に、呼処理用に新たなモデムを捕捉することは、活性化ずみのモデムの時間スロットのすべてが割当てずみになるまで行わないことにして、未選択のモデム全部が電力節減、“電源断”状態に留まれるようにするのが好ましい。第二に、（互いに異なる周波数の）同一時間スロットを用いる呼の数をRF電力増幅器のピーク電力需要を減らすように制御する。
呼処理用に電源断状態のモデムを捕捉する必要がある場合に同期遅延を避けることはこの発明のもう一つの特徴である。上記クラスタにおける上記共用モデムの中の第１のモデムについて基地局との時間スロット同期が達成されると、同期情報が、有利な形としては背面配線経由で、マイクロプロセッサ利用のクラスタコントローラの制御のもとでそれ以外のモデム使用可能になる。したがって、電源断状態のモデムはすべて遅延を全く伴うことなく呼処理用に直ちに割当て可能で基地局の時分割フレームと同期できる状態に留まる。
この発明のもう一つの特徴は、いくつかの同期パラメータにしたがってモデム同期状態を分類し、その同期パラメータの信頼性を反映する信頼性係数を活性化ずみのモデムの各々について抽出し、最良の信頼性係数を有するモデムからの同期情報を配分することにある。
【図面の簡単な説明】
この発明の上述のおよびそれら以外の目的および特徴は、図面を参照することによって一層明らかになろう。
図１は加入者局のグループを処理する周波数切換迅速性の共用のモデム群を有するモジューラクラスタのブロック図であり、
図2Aは時間スロット相互切換器における加入者回線とモデムとの関連を示し、
図2Bは16PSK時間スロットに割り当てられたTDMA RFフレームを示し、
図2CはQPSK時間スロットに割り当てられたTDMA RFフレームを示し、
図2DはTDMA時間スロットとPCMバッファとの間のタスクスケジューリングを示し、
図３は周波数切換迅速性モデムモジュールの主要な回路素子を示し、
図４は周波数切換迅速性モデムの中間周波数部を示し、
図５はブロック合成器およびアップ／ダウンコンバータのブロック図であり、
図６はモデムの受信部用の周波数シンセサイザおよび雑音波形成形器を示し、
図７はモデムの中間周波数送信部のための周波数シンセサイザ、並びに変調および雑音波形成形回路を示し、
図８はモジュール状クラスタ用のシステムクロック生成回路を示す。
概括説明
図は、基地局（図示してない）から遠い地点に位置するモジュール状加入者クラスタのブロック図である。加入者回線回路100およびモデム400はプラグイン式ユニットで構成されているので、加入者クラスタは“モジュール状”と呼ぶ。したがって、プラグイン加入者回線回路100の数はその地域の加入者局の数で定まり、プラグインモデム400の数は、加入者回線回路100の数から見込まれるトラヒック量を処理するようにトラヒック設計することができる。加入者回線回路100は、各々が四つの加入者回線を対象とするカッド回線モジュールカード101−108に含めてある。このようなカッド回線モジュール８個で加入者回線32本の回線群にループ制御機能を提供し、回路100は多数回線グループを含み得る。
カッド回線モジュール101−108の各々の各回線回路は、PCM音声ハイウェイ200および信号ハイウェイ201に専用PCM時間スロット割当てを受ける。カッド回線モジュール101−108は、加入者ループアナログ音声信号を符号化してPCM音声データハイウェイ200に送り出す音声符復号器（図示せず）を含む。加入者ループ信号情報は、加入者回線インターフェース回路SLIC（図示せず）によって信号ハイウェイ201に印加される。μ法則PCM符号化またはＡ法則PCM符号化のいずれかを使用できる。
カッド回線モジュール101−108の一つの加入者回線回路の特定の一つからの呼またはその一つへの呼の処理のためのモデム400の特定の一つへの接続は、クラスタコントローラ300からの指令に従って時間スロット切換器310および320経由で形成される。PCMデータ時間スロット切換器320は、回線モジュール101−108を対象とするPCM音声ハイウェイ200とモデム群400を対象とするPCM音声ハイウェイ220との間で音声サンプルを伝達する。信号時間スロット切換器310は、モジュール100を対象とする信号ハイウェイ201とモデム群400を対象とする信号ハイウェイ221との間で信号情報を伝達する。
一つの電話通話には、基地局から加入者局への送信（“順方向”チャネル）のための一つと、加入者局から基地局への送信（“逆方向”チャネル）のための一つの合計二つのRFチャネルが必要である。これら順方向および逆方向チャネル周波数は通信所管庁によって割り当てられ、通常の例では5MHzだけ離してある。基地局からクラスタで受信した順方向チャネルRF信号の経路は、クラスタアンテナ900および送受切換器800からブロックシンセサイザアップ／ダウンコンバータ（BSUD）600に至る。ブロックコンバータ600では、RF周波数信号を振幅制限し、帯域フィルタにかけ、450MHz、900MHzまたはそれ以外の高周波RFバンドもしくは超高周波RFバンドから26−28MHz帯域の中間周波数信号にダウンコンバートする。その中間周波数信号をモデム400に供給し、このモデム400で、クラスタコントローラ300の中の時間スロット切換器経由で加入者回線回路に供給するように信号を処理する。
モデムの各々は、ベースバンドディジタル信号プロセッサ（図３、DSP/BBを参照）およびモデムプロセッサ（図３、DSP/MDMを参照）を含む。順方向チャネル方向では、モデムプロセッサDSP/MDMはブロックコンバータ600からの中間周波数信号を復調し、その復調データをベースバンドプロセッサDSP/BB、すなわち時間スロット切換器320経由で回線モジュールに伝送するためのμ法則PCM符号化信号またはＡ法則PCM符号化信号に伸張するベースバンドプロセッサDSP/BBに転送する。このモデムのベースバンドプロセッサDSP/BBは直接メモリアクセス（DMA）インタフェース（図３参照）経由でモデムプロセッサDSP/MDMとインターフェースし、プロセッサの直列ポート経由でPCMハイウェイにインターフェースする。逆方向チャネル方向では、ベースバンドプロセッサDSP/BBが、PCMハイウェイ500からのμ法則PCM符号化情報またはＡ法則PCM符号化情報を線形形式に変換し、RELP符号化を用いて線形データを圧縮し、DMAはその圧縮データを無線チャネル時間スロット上で送信するように信号を変調するディジタル信号プロセッサDSP/MDMに転送する。
図2Aに示すとおり、モデム400の各々および回線モジュール100の各々は、阻止なし接続のためにPCMデータ時間スロット切換器320に四つの専用時間スロット割当てを有する。各モデムは、PCM時間スロット０−15の中の二つに互いに隣接するPCMスロットを割り当てられ、PCM時間スロット16−31の中の二つの互いに隣接するPCM時間スロットを割り当てられる。特定の呼を例にとると、TSI320は、回線モジュール101の加入者回線回路０をモデム１のチャネル１に接続し、回線モジュール101の加入者回線回路１を、モデム１のチャネル０に接続し、以下同様とする。時間スロット切換器310および320は、2.048Mビット／秒の速度で作動する32個の時間スロットを含む反復125μＳのサンプリング周期を提供する。各125μＳのPCM間隔の期間中、回線モジュールは、32個の８ビットバイトのデータを時間スロット切換器320に送ることができ、各モデムは、そのベースバンドプロセッサの直列ポートで、二つの16ビットワードとして組み合わされる８ビットバイト四つを受信できる。各16ビットワードは、ベースバンドプロセッサで直列ポート割込みを生ずる。割込みを受けると、ベースバンドプロセッサは、16ビットワードに含まれるPCMサンプル対がスロット０および１またはスロット２および３に対応するかどうかを判定する。同様に、各125μＳのPCM間隔の期間中に、二つの16ビットワードの形に組み合わされたPCMデータの四つの音声チャネルを、回線モジュールへの供給のために各ベースバンドプロセッサの直列ポートから時間スロット切換器320に送る。
各々が45msの長さを有する基地局でのTDM（RF）フレームを図2Bおよび図2Cに示す。図2Bの16PSKフレームは、各々が長さγで呼の順方向チャネルおよび逆方向チャネルに割り当てられた互いに異なる周波数を搬送できる四つの時間スロットを有する。図2Cでは、同じ長さのRFフレームで、二つのQPSK被変調呼の順方向チャネルおよび逆方向チャネルを収容できる。このTDMフレームで四つの16PSK被変調呼または二つのQPSK被変調呼を搬送できる。
図2Dは、QPSK被変調呼を搬送する例示用のTDMフレームとPCMハイウェイフレームとの間に情報授受においてクラスタで実行されるタスクのタイミングを示す。回線（１）は、TDMフレームの二つのQPSK被変調順方向チャネル時間スロット、すなわちRx1およびRx2を受信するためのバッファを表す。受信バッファが時間スロットの最初の半分、Rx1aを受信するとすぐに復調が開始される。回線（２）は、TDMフレームの二つの逆方向チャネルQPSK時間スロットすなわちTx1およびTx2で送信できるように準備しているバッファを表す。クラスタにおいては、加入者局が送受切換器の費用および容積の増大を回避できるように逆方向チャネル時間スロットが順方向チャネル時間スロットからオフセットされていることに注意されたい。さらに、加入者装置の逆方向チャネルは加入者局と基地局との間の距離を考慮に入れた適当な時間に基地局で受信されるようにオフセットされている。図2Dの回線（３）および（４）は、音声時間スロット切換器TSI 320（図１）向けのPCMワードを記憶するモデムのSRAM（図３）の中のバッファを表す。
通常の音声動作では、モデムプロセッサDSP/MDMは、受信した順方向チャネルシンボルを復調し、それらをSRAM/MDMのバッファに格納し、バッファの記憶内容をRELP合成（伸張）のためにベースバンドプロセッサDSP/BBに送る。ベースバンドプロセッサは、伸張データをμ法則またはＡ法則PCM符号化し、回線モジュールへの送出のためにPCMバスに供給する。音声コードワードは、活性化音声動作の期間中に各フレームで送信される。そのコードワードは、順方向チャネルおよび逆方向チャネルの両方でプリアンブルと音声データとの間のバーストの最初の部分に入れる。順方向チャネル音声コードワードは、送信電力および送信タイミングの調整に使用できる情報を含む。ローカルループ制御情報（すなわち、オンフック、オフフック、呼出音、順方向切断）もまたこれらのコードワードに埋め込んである。逆方向チャネルコードワードは、加入者局ローカルループ制御情報と順方向チャネルリンク品質情報とを含む。
順方向音声コードワードはモデムプロセッサDSP/MDMによって復号される。順方向音声コードワードは、送信端数タイミング制御情報と、送信電力レベル制御情報と、ローカルループ制御情報とを含む。端数タイミング制御情報および電力レベル制御情報は、フレーム全体にわたって平均して出力され、平均調整をフレームの終端で行う。ローカルループ制御情報をローカルに記憶し、ループ状態の変化を検出し、クラスタコントローラに報告する。また、ローカルループ制御によってモデムに信号バス経由で加入者回路制御信号を送出させる。逆方向音声コードワードは、呼進行モニタ用にクラスタコントローラおよび基地局の用いるローカルループ状態情報を含む。
モデムプロセッサDSP/MDMは、受信シンボル割込みサービスルーチンの期間中に受信サンプルの受信FIRフィルタリングおよび自動利得制御を行う。モデムプロセッサの復調ルーチンをベースバンド情報スロットの半分を受信バッファで受けた時点で呼び出す。復調器は反スロットのデータで作動し、RELP合成用にベースバンドプロセッサDSP/BBにパックずみ出力データを送る。ベースバンドプロセッサとの間のデータ転送の制御を、RELP入力待ち行列がそれに対応する合成データの要求の前に満たされ、RELP出力待ち行列が次の分析（圧縮）出力データの到着前に空きになるように行う。復調動作中には、自動周波数制御（AFC）、自動利得制御（AGC）およびビットトランキング処理を行い、基地局との緊密な同期関係を保持する。
なお、無線周波数のいくつかのタイムスロットに16PSK変調を用いそれ以外のスロットにQPSK変調を用いた混合モード動作も可能である。
基地局との同期の確保
基地局とクラスタとの間の通信にRFチャネルを使う前に、そのクラスタは、基地局（図示せず）の用いるRFタイムスロット構成に同期させなければならない。この発明によると、モデム400のうちの一つ以上のものが、基地局からの無線制御チャネル（RCC）を搬送中のチャネル周波数のサーチによって基地局RFフレームタイミングとの同期をとるようにクラスタコントローラ300から命令を受ける。クラスタコントローラ300は、CPバス経由で制御情報をモデム400内のマイクロプロセッサに送信する例えばモートローラ社製68000シリーズのプロセッサを用いた主制御マイクロプロセッサ330を含む。電源を入れると、クラスタコントローラ300が適当なソフトウェアおよび初期化データをモデム400にダウンロードする。
チャネル周波数を見出したあと、モデムはRCCユニークワードを復号することによって基地局タイムスロットと同期をとらなければならない。上述の'375特許に記載のとおり、RCCチャネルは、そのタイムスロットの期間中に延長ガードタイムを有するとともに８ビットのDBPSK変調したユニークワードを含んでいる点で他のチャネルと区別される。活性化RCC時間スロットを有するモデムが捕捉不達になりRCC時間スロットの他のモデムへの割当てが必要になって呼を中断する可能性を最小にするために、活性化ずみのモデムにおける時間スロットの割当てを、同期（RCC）時間スロット（四つのタイムスロットに符号Rx0−Rx3を付けてある場合はRx0、符号Rx1−Rx4が付けてある場合はRx1）が最後に満たされるように行う。
起動時には、モデム400はすべて、基地局の無線周波数のRF45msフレームと同期外れになっているものとする。RFフレームの時間スロット０の期間中に、基地局がいずれかのRF周波数のRCCメッセージを送信し、そのメッセージがモジュール状クラスタで受信されると復号されてそのクラスタをRFチャネル全部について基地局RF時間スロットフレームに同期させる。基地局との間の同期が達成されるまで、各モデムはそれ自身のローカルRFフレーム同期を生成する。次に、クラスタコントローラ300は、RCCが見出されるかまたはすべてのチャネルのサーチの完了まで異なるRFチャネル上で基地局からの送信RCCをサーチするように一つ以上のモデムに命令する。すべてのチャネルのサーチが終わってもなおRCCが見出されない場合は、コントローラは、サーチを再び始めるよう命令する。一つのモデムがRCCを見出した場合は、コントローラは、そのモデムをRCCモデムと指定し、その同期情報を背面配線板経由のフレーム同期信号の形で他のモデムに分配する。
RCCスロットサーチを行う場合は、モデムがチャネル番号を用いて直接ディジタル周波数合成（DDFS）局部発振器を例えば2MHzの範囲にわたってディジタル的に掃引する。RCCチャネルのモデムによる補足には２段階、すなわち中心周波数を粗く識別する段階と、“AMホール”、すなわち基地局からの送信シンボルの数が全時間スロットを満たさないRCC時間スロット部分を見出す段階との二つである。粗周波数捕捉は、局部発振器のための周波数補正を生じるRCCチャネルのスペクトルのヒルベルト変換を実行することに基づいている。これを、スペクトルの上半分のエネルギーが下半分のエネルギーに近似するまで続ける。
粗周波数捕捉を例えばチャネル中心周波数から300Hzの精度で達成したのちAMホールサーチを行う。RCCデータに先立って多数の零振幅データを送信する。AMホールは、連続受信シンボルの振幅の監視によって識別する。零振幅シンボルが12個続けて検出された場合は、AMストローブ信号をRCCスロットの前縁およびTDMAフレームの前縁を示すようにモデムから出力する。これによってベースバンドモデムタイミングを基地局タイミングに粗く同期させる。モジュール状クラスタの中のすべてのベースバンドモデムが無線リンクを共用するので、同期化は一度だけ行えばよい。このフレーム同期信号を一つのモデムから背面配線経由で上記クラスタ内の全ての他のモデムに供給する。RCCサーチの間にAMホールがフレームマーカーの前縁から３シンボルの期間以内に見出された場合は粗捕捉を終了する。フレーム内のユニークワードの位置を、モデムの局部フレームタイミングを基地局のタイミングの１シンボル分以内に納めるタイミング情報としてモデムが用いる。モデムは上記ユニークワードを正確に受信し復号し続ける間は受信同期、Rx_RCCに同期しているという。同期が達成されると、４ビット／シンボル対応の16PSK変調、２ビット／シンボル対応のQPSK変調、またはこれら両方の組合せを使用できる。
モデムは全て基地局からの無線制御チャネルRCCを受信しそれに同期することができるが、この動作を行うモデムは一つだけでよい。すなわち、クラスタコントローラの選択したモデムが背面配線経由のフレーム同期信号によって他のモデムとそのタイミングを共用できるからである。その選択されたモデムがフレーム同期出力信号を供給し、他のモデム全部がこの信号をフレーム同期入力信号として受ける。
モデムが動作状態にあるときはそのモデムプロセッサDSP/MDMがそのDDF450（図３）に命令し、その局部フレームタイミングを背面配線板信号に同期させようとする。各モデムのDDF450タイミングは、この時点では他のモデムタイミングから独立している。DDF450は、初期状態ではその同期化のために背面配線板信号を調べるようにそのDSP/MDMに命令される。背面配線板同期信号がある場合は、DDFはそのフレーム同期信号を背面配線板信号に同期させ、次に背面配線板信号から切断する。背面配線板信号は、このように、モデムのタイミング回路に直接供給されず、受信フレーム信号のモデム内部始動に同期させるだけである。背面配線板同期信号がない場合は、そのモデムはクラスタコントローラが起動した最初のものであると推定し、その場合、クラスタコントローラ300はモデムプロセッサDSP/MDMに命令し、RCCサーチし、モデムのタイミングをクラスタコントローラに送る。
次に、クラスタコントローラ300はRCCチャネル上のDBPSK信号を復調するようにモデムプロセッサDSP/MDMに命令する。ブロック変換器600からのIF信号復調のための経路は、IF信号を再び帯域濾波し、16キロシンボル／秒の情報ストリームに変換するモデムのIFモジュールまで続いている。RCCチャネルで用いるDBPSK変調は１ビット／シンボル変調である。基地局からのRCC情報は、クラスタコントローラに送る前に復調し復号しなければならない。クラスタコントローラに宛てられた情報だけが有効CRCを有するとともにバースト形のメッセージまたは入力確認情報をコントローラに送る情報である。入力確認情報は前のRCC情報が正しく受信されたことを示す。情報に含まれる加入者識別番号（SID）がクラスタのSIDに一致する場合はその情報はクラスタコントローラに宛てられる。
図３を参照すると、図４のIF回路からの16キロシンボル／秒のIF信号をＡ−Ｄ変換器804に入力する。なお、この変換器804はDDFチップ450からのクロック信号によって64KHzの速度でサンプルする。Ａ−Ｄ変換器804は、64KHzのサンプリング速度で直交位相帯域濾波サンプリングを行う。直交位相帯域濾波サンプリングは例えば米国特許第4,764,940号に記載されている。変換器804は、一定量の時間ひずみを含む一連の複素信号をその出力に生ずる。変換器804（図８）の出力は、DDFチップ450の中のRxFIF0に入力する。モデムプロセッサDSP/MDMはRxFIF0の内容を読み出し、複素FIR濾波動作を実行して、直角位相帯域濾波に起因する時間ひずみを除去する。時間ひずみの除去ののち信号をプロセッサDSP/MDMによって復調する。
RCC情報の復調の間、クラスタと基地局との緊密な同期を保持するように、AFC、AGCおよびビットトランキング処理をモデムプロセッサDSP/MDMによって実行する。送信タイミングおよび電力レベル調節を受信RCCメッセージの中の情報に従って行う。プロセッサDSP/MDMは復調データを調べ、RCCメッセージ、すなわちリンク状態ビットなどのメッセージおよび加入者IDなどの96ビットのデータを含むRCCメッセージを検出する。また、モデムプロセッサDSP/MDMは加入者IDがクラスタ内の加入者回線の一つに属するかどうかを識別する。
メッセージがそのクラスタ宛のものである場合はそのメッセージをRCCコマンド解読用のクラスタコントローラ300に送る。順方向RCCメッセージには、呼出しメッセージ、呼接続メッセージ、接続解除メッセージ、自己検査メッセージなどがある。逆方向RCCメッセージには、呼受入れメッセージ、接続解除要求メッセージ、検査結果メッセージ、呼要求メッセージなどがある。RCCメッセージが呼出しメッセージである場合は、そのメッセージの割当て先のクラスタコントローラが基地局宛の呼受入れメッセージを形成する。呼受入れメッセージから基地局はクラスタと基地局との間のタイミングのいずれを判定し、次のRCCメッセージでクラスタにシンボルタイミング更新情報を送り、そのメッセージが呼接続メッセージとなる。
RCCメッセージが呼接続メッセージである場合は、その中の情報がシンボルタイミングで如何なる調整を行うか、電力レベルおよび端数タイミング調整を行うかどうか、および呼の残余部分（チャネル番号、TDMスロット番号、QPSKまたは16PSK変調の区別、および加入者回線の形式）のためにどのチャネルを用いるかをクラスタコントローラに命令する。
RCCを見出した最初のモデムをRCCモデムと指定し、その周波数ずれ、受信利得制御Rx AGC、およびフレーム情報の前縁を有効と見なして他のモデムに分配する。クラスタコントローラは、チャネル番号情報を受け、呼の残余の部分の処理のために指定チャネルに同調を命令すべきモデムを決定する。
全体の同期達成に至る最終段階は音声チャネルを首尾よく設定することである。音声チャネルが設定されると、最後の２つの同期化パラメータ、すなわち送信シンボルタイミングおよび送信シンボル端数タイミングが有効となる。この時点で他のモデムがクラスタコントローラによって起動されると、必要な同期化情報が全てそのモデムへの供給に利用可能であり、音声チャネルの設定がより容易になり迅速になる。各モデムの同期情報の評価のために信頼水準を計算する。クラスタコントローラは、同期状態、リンク品質、または受信AGCに変化あるときは各モデムについての信頼水準をいつでも更新する。クラスタコントローラは、信頼水準最高のモデムを見出し、そのモデムの同期パラメータをそれ以外のモデムに分配する。
モデムスロットがクラスタコントローラによって音声モードに入るように命令された場合は、そのモデムはまず精同期達成を試みる。精同期達成は、モデムの送信タイミングおよび電力レベルを基地局の受信タイミングに精密に同期させるプロセスである。精同期達成プロセスは基地局によって制御される。基地局とモデムとの間で、所定の精度の同期化が達成されて精同期プロセスを基地局が終結させるまで、特別の精同期化バーストの交換を行う。次に、モデムは通常の音声動作に入る。基地局が精同期化プロセスを中断すると、モデムは呼を中断し、遊休状態に入り、クラスタコントローラに知らせる。精同期化バーストはRCCバーストと同様のフォーマットを備えるDBPSKバーストである。精同期バーストは精同期化ユニークワードによって検出する。この精同期化ユニークワードがずれなしで検出されたとき、モデムは音声同期化状態にあるという。順方向および逆方向音声コードワードはエラー検出のために付加された音声コードワードチェックバイトを有する。音声コードワード誤り受信が９フレーム続けて起こった場合は、モデムは同期外れを知らせ、その時点でクラスタコントローラは正しいコードワードの発見またはそのモデムの遊休モードへの移行まで回復モードに入る。
同期状態に基づいて、クラスタコントローラ300はモデムからの同期パラメータの妥当性を判定する。次の表は、モデムの現在の同期状態に基づき、どのパラメータが有効であるかを示す。表の“X"はパラメータが有効であることを示す。
モデムモジュール、図３
モデムモジュールの主な構成要素を図３に示す。モデムモジュールは同時並行の全２重音声チャネル四つまでをサポートできる。作動中のチャネルの必要とする全ての機能を動的に扱うための処理は、クラスタコントローラプロセッサ320（図１）と各モデムの中のプロセッサDSP/MDMおよびDSP/BB（図３）との間で仕分けされる。クラスタコントローラは、呼設定、チャネル割当て、システム制御などの高レベル機能を処理する。モデムプロセッサDSP/MDM、入力無線周波数信号の濾波、復調および経路選択、無線チャネル経由の送信の前のデータのフォーマット化、およびそれ自身とベースバンドプロセッサDSP/BBとの間のデータフローの管理を処理する。ベースバンドプロセッサDSP/BBは、音声圧縮および伸張など高度の計算を要するタスクを実行し、さらにPCMバスインタフェースを処理する。通常の音声動作では、モデムプロセッサDSP/MDMは受信シンボルを復調し、それらシンボルを受信バッファにパックし、音声データバッファをベースバンドプロセッサDSP/BBに送りRELP合成およびPCMバス経由の加入者線回路への送信を行う。一方、モデムプロセッサDSP/MDMはベースバンドプロセッサDSP/BBからの圧縮音声信号を受け、それをTDMAバーストにフォーマット化し、無線リンク経由送信のためのDDF450内の送信パルス成形フィルタFIRに送る。モデムは、クラスタコントローラの制御を受けてQPSK変調および16PSK変調（および精同期化の間はDBPSK）の両方で作動する。
プロセッサDSP/BBおよびDSP/MDMの各々は、専用ランダムアクセスメモリ、SRAM/MDMおよびSRAM/BBをそれぞれ有する。しかし、モデムプロセッサDSP/MDMは、そのDMA HOLD出力を付勢することによってランダムアクセスメモリSRAM/BBへのアクセスを要求することができ、ベースバンドプロセッサDSP/BBがそのDMA ACK出力信号を活性化すると、データバスおよびアドレスバスを用いてそのアクセスを実現できる。
時間スロットの割当て
上記'375特許に記載してあるとおり、基地局のRPUは使用中の無線チャネルおよび時間スロットを絶えず把握し、入来呼に応答してその呼のための周波数および時間スロットの両方を割り当てる。どの時間スロットにも呼トラヒックが一様に分配されるように、入来呼による使用頻度の最も小さい時間スロットを選択する。しかし、遠隔モジュールクラスタにおける消費電力を最小ににする本発明の側面にしたがって、呼の割当ては、（ａ）活性化状態のモデムの数を最小にし、（ｂ）同一の時間スロットを使用する通話の数を制限するように行う。また、四つの通話を全部収容するのにTDMAフレームの各時間スロットで16PSK変調を用いるのが望ましいが、QPSKによる呼を可能にするとともに同期信号用の交互のRCCスロットを使用可能に保持することも重要である。したがって、これら目的の達成のために時間スロットの割当ての際にクラスタと基地局とが協動しなければならない。クラスタは、利用可能な時間スロットと各時間スロットで使用中の変調の形式とを絶えず把握している。次に、クラスタは、利用可能なスロットの各々に優先レベルを割り当て、優先値のマトリックス、すなわち、（ａ）あるチャネルの一つおきの受信時間スロット（通常は最初の時間スロット）をRCC同期用に割り当てなければならない、（ｂ）QPSKによる呼の処理を可能にするように隣接時間スロットをできるだけ長く利用可能な状態に留めなければならない、および（ｃ）電源切断ずみのモデムの活性化または多数の他の呼により既に使用ずみのスロットの割当てを要することなく呼を処理するように時間スロットの割当てを行う、などの要因を考慮に入れた優先値のマトリックスを保持する。これらの目的を達成するためのルーチン（類似コードの形の）は次のとおりである。
スロット優先順位付けルーチン
リスト１＝ 16PSKおよびQPSK呼のための活性化ずみのモデムで利用可能な全ての遊休時間スロット、
リスト1A＝全ての遊休モデム、
リスト２＝ そのクラスタの中で同一の時間スロット利用の呼の回数が閾値数を超えていないスロット、
リスト2A＝リスト１マイナスリスト２、
リスト３＝ リスト２マイナス利用可能な（QPSK呼のために）隣接時間スロットを有するモデムの時間スロット、
リスト3A＝リスト２マイナス利用可能な（QPSK呼のために）隣接時間スロットを有しないモデムの時間スロット、
リスト４＝ リスト３マイナス利用可能な同期時間スロット（RCCのためのスロット０）を有しないモデムの時間スロット、
リスト4A＝リスト４マイナス利用可能な同期時間スロットを有するモデムの時間スロット、
リスト４を第１の選択とマークする、
リスト4Aを第２の選択とマークする、
リスト３を第３の選択とマークする、
リスト3Aを第４の選択とマークする、
リスト２を第５の選択とマークする、
リスト2Aを第６の選択とマークする、
リスト１を第７の選択とマークする、
リスト1Aを第８の選択とマークする、
上記のスロット優先順位付けルーチンは、クラスタが基地局からのRCC呼出しメッセージを受けたとき、または基地局への呼要求メッセージを形成しようとしているときはいつでも呼び出される。基地局が使用周波数、変調の種類および時間スロットなどの呼接続メッセージで応答すると、クラスタはRPUの選択したスロットがまだ利用可能かどうかを調べるためにスロット優先順位付けルーチンを実行する。利用可能であれば、そのスロットが呼に割り当てられる。しかし、そこに至る間にスロット割当てが変わった場合は、呼は遮断される。
トラヒックの軽重に応じてスロット優先順位付けルーチンがどのように実行されるかの例が役に立つ。モジュール式のクラスタに回線接続されている加入者の一つがサービス要求を起動する直前に、軽トラヒック時のモデムの条件および割当てずみの時間スロットのあり得る状態を示す次の表を最初に考察する。
図５において、基地局からの順方向チャネル無線周波数信号は基地局から送受切換器800経由でアップ／ダウンコンバータ600で受信する。受信した無線周波数RF信号は低雑音増幅器502通過ののち帯域フィルタ503で濾波され、減衰器504で減衰を受けたのち、ミクサ505に加えられ、450MHz帯または900MHz帯から26〜28MHzの範囲の中間周波数IF信号に一次周波数変換される。このIF信号は増幅器506、帯域フィルタ507、増幅器508および減衰器509を通過して分割回路510に加えられ、共通モデム群に送られる。
共通モデム群から逆方向チャネル被変調IF信号は、図５の左上角部でブロックアップ／ダウンコンバータ600のコンバイナ520に加えられ、減衰器521で減衰を受け、帯域フィルタ522で帯域濾波され、増幅器523で増幅され、ミクサ525に加えられ、このミクサで450MHzまたは900MHzのRF信号にアップコンバートされる。次に、このRF信号は、減衰器526で減衰を受け、帯域フィルタ527で帯域濾波され、増幅器528で増幅され、広帯域大電力増幅器700に加えられたのち送受切換器800に送られる。
ミクサ505および525は、RxPLL位相同期ループ回路540およびTxPLL位相同期ループ回路550からその基準周波数をそれぞれ受ける。位相同期ループ回路540は、21.76MHz主クロック源560からのクロック信号を２分周したのち８分周して生成した1.36MHz受信局部発振信号を発生する。この1.36MHz信号は、基準入力を位相比較器PCに供給する。位相比較器へのもう一つの入力は、回路540の出力を２で除算しさらに177で除算する帰還ループから供給する。この信号を位相比較器に帰還することによって、回路540の出力は基準入力の周波数の354倍の周波数、すなわち481.44MHzとなる。受信位相同期ループRxPLL540の481.44MHz出力は、局部発振器出力としてダウンコンバージョン用ミクサ505に加えられる。
回路540の481.44MHz出力は基準入力として回路550にも加えられるので、回路550は回路540に周波数従属する。回路550は、周波数481.44MHz＋5.44MHz、すなわち、受信用局部発振器よりも5.44MHzだけ高い方にずれた周波数の送信局部発振器信号を生成する。回路550に対しては、主クロック560からの21.76MHz信号を２で除算し、さらに２で除算して周波数5.44MHzの信号を発生し、回路550の位相比較器PCの基準入力とする。回路550の位相比較器PCのもう一方の入力は、ミクサ542からの低域濾波ずみの差周波数である。ミクサ542は、回路540からの受信用局部発振器信号と回路550のVCO出力信号との差である周波数を生ずる。回路550の出力はその内部VCOから取り出され周波数481.44MHz＋5.44MHzである。
図4.モデムの中間周波数部
図４は、モデムボードのIF部をディジタル部（その詳細を図３に示す）について詳細を示す。図４の右下部においてBSUD（図１）からの受信IF信号をループバックスイッチ402の下側端子経由で通過帯域26MHz乃至28.3MHzの四極帯域フィルタ404に加える。次に、フィルタ404の出力を増幅器406で増幅し、15.1MHz乃至17.4MHzの範囲の周波数の受信用局部発振器信号を用いるミクサ408でダウンコンバートする。ミクサ408出力は増幅器410で増幅され、中心周波数10.864MHzの八極水晶フィルタ412で濾波される。フィルタ412の出力における信号の振幅をAGC回路414で制御する。AGC回路414の利得は、図３のDDF ASIC450からのVAGC信号で制御する。AGC回路414の出力は基準周波数10.88MHzを用いてミクサ416によりダウンコンバートし、16キロシンボル／秒のIFデータを作り、このIFデータ系列を増幅器418経由で図３の回路のRxIF入力ポートに送出する。
さらに図４を参照すると、図３の回路は受信用局部発振器信号Rx DDFSを発生し、この信号を七極フィルタ432で濾波し、さらに増幅器434で増幅する。増幅器434の出力を七極フィルタ436で再び濾波し、その濾波出力を増幅器438で増幅したのちミクサ408で受信IF信号と周波数混合する。
図４の右側において、増幅器420は周波数21.76MHzの主発振器信号を受け、この21.76MHzの信号を分割回路422に印加する。分割回路422の一方の出力は倍周器424で周波数を２倍にし、その倍周出力をクリッパ426でクリップし、ゲート428でTTL用に整形し、ゲート430で再び反転する。ゲート430の出力は43.52MHz基準クロック信号として図３の挿入回路に印加する。
スプリッタ422のもう一方の出力は増幅器454および減衰器456経由でミクサ444の局部発振器（Ｌ）入力に加える。ミクサ444は、図３の挿入回路からの被変調IF信号Tx DIFをフィルタ440による低域濾波処理および、減衰器442による減衰ののちアップコンバートする。
ゲート428の出力はインバータ460の入力にも接続してあり、そのインバータの出力を除算器462によって４分周しミクサ416でAGCブロック414の出力をダウンコンバートするための局部発振信号として用いる。
ループバック機能は、図３の回路に対する挿入基準のTx DIF出力からの信号が、トレーニング系列の信号ひずみ補償目的の印加の際に水晶フィルタ412内の場合と同様に試験目的でRxIF入力にループバックされるように、スイッチ450および402とダミーロード458との直列接続によって提供する。
図４をさらに参照すると、図３の回路は周波数4.64MHz乃至6.94MHzで被変調IF出力を生じ、この出力を七極フィルタ440で濾波したのち減衰器442で減衰させる。減衰器442の出力はミクサ444に加え、26.4MHz乃至28.7MHzの範囲の周波数にアップコンバートする。ミクサ444の出力は増幅器446に加え、その出力を四極帯域フィルタ448で濾波し、図３の挿入回路のループバックイネーブル出力LBEによる制御を受けるスイッチ450に加える。ループバック試験を行う場合は、主LBEを付勢し、それによってフィルタ448の出力とダミーロード458の上部との間の接続をスイッチ450に形成させるとともに、ループバック検査用のダミーロード458下部と帯域フィルタ404との間の接続を形成するようにスイッチ402を付勢する。ループバック試験は、水晶フィルタ412の内部およびモデム回路のそれ以外の部分における信号ひずみの補償のためにモデムトレーニング系列で用いる。
ループバック検査を行わない場合は、スイッチ450の出力を、図３の挿入回路からの送信電力レベル制御信号Tx PLCによって互いに異なる16の減衰レベルの一つにプログラムできるプログラマブル減衰器452に印加する。減衰器452の出力は、図５のBSUD左上部に印加されるTx IF PORT信号を含む。
図６、RxDDS−受信チャネルのためのディジタルIFの発 生
クラスタコントローラCC（図１）かどのチャネルでRCCメッセージをサーチすべきかをモデムに指示すると、ある受信時間スロットに対して同調をとるべき正確な中間周波数が決まる。RCCメッセージの受信の期間中、周波数および時間の微調整を行う。この微調整は図６に詳細に示したモデムのDDF（図３）のRxDDS回路の中の位相アキュームレータ回路を用いてIFレベルで達成する。IF周波数は、ディジタルIF主クロックの周波数で位相アキュームレータにおける位相ステップを表す数を繰返して累積することによって生成する。モデムプロセッサDSP/MDMは、DSP/MDMデータバス（図３）経由で24ビットの数Ｆを最初にRxDDS回路に供給する。この数字は（後述のとおり）スロットごとに特定の入来信号を復調するのに必要な所望のIFに関連されてある。この24ビットの数Ｆは図６の左側で四つのレジスタR16〜R46の一つにロードされる。16ビットプロセッサを用いた図示の実施例では、24ビットの周波数信号Ｆを16ビットセグメントおよび８ビットセグメントで供給するが、図面を簡単にするために、上記24ビットの番号は複合24ビットレジスタに入力されるものとして示してある。レジスタR16〜R46の各々は受信時間スロットの一つの専用となる。RCCメッセージは最初のRx時間スロットで待ち受けるので、24ビットの番号を四つのレジスタR16〜R46の対応する一つ、例えば、レジスタR16にロードする。最初のRx時間スロットについての適当なスロットカウントで、レジスタR16の内容を同期レジスタ602に送り、次にその出力を加算器604の上側出力に送る。加算器604の出力は累算レジスタ606の入力に接続する。加算器604の下側入力はレジスタ606の出力を受ける。レジスタ606は、21.76MHzDDSクロックによってクロックされ、したがって、その内容は周期的に加算器604に再入力される。
加算器604へのレジスタ606内容の周期的再入力によって加算器604はレジスタR16からの最初の番号Ｆからカウントアップする。加算器606は最後には保持可能な最大数に到達し、オーバーフローし、低い残留値からカウントを再開する。これは、DDS主クロック周波数と端数値とを乗算し、その端数乗算ずみの周波数の受信用IF局部発振器信号を形成する効果を有する。レジスタ606は24ビットレジスタであるので、その内容は224に到達するとオーバーフローする。したがって、レジスタ606はDDSクロックの周波数を224で除算し、その出力にＦを乗算する。この回路は「位相アキュームレータ」と呼ぶ。レジスタ606の出力の瞬時値がIF周波数位相の瞬時値を表すからである。
レジスタ606からの累積位相値を正弦近似回路622に加える。この回路622は米国特許第5,008,900号「無線ディジタル加入者通信システムのための加入者ユニット」により詳細に記載してある。この回路622は、レジスタ606からの鋸歯状波形を正弦波形に変換する。回路622の出力はレジスタにより再同期化し、加算器634および雑音成形器フィルタ632から成る雑音成形器の中の加算器634の一方の入力に印加する。フィルタ632の出力は加算器634の他方の入力に印加する。加算器634の出力は、フィルタ632のデータ入力と再同期レジスタ636の入力とに接続する。この可変係数雑音成形フィルタ632は上記米国特許第5,008,900号により詳細に記載してある。この雑音成形器の特性は、DSP/MDMバスからの周波数番号フィールドの最下位バイトと結合した７ビット雑音成形器制御フィールドによってスロットごとに制御される。雑音成形器をイネーブルまたはディスエーブルしてフィルタ係数16個まで選択可能にし、丸めをイネーブルまたはディスエーブルして雑音成形器内部のフィードバック特性を四つのレジスタRN16〜RN46内で各スロットにつき雑音成形器制御フィールドにおける適当なフィールドをアサートすることによって８ビット出力DAC（図６に示す）または10ビット出力DAC（図示せず）の使用を可能にする、マルチプレクサMPX66は、各スロットに対して四つのレジスタRN16〜RN46の一つを選択し、その結果生じる情報をレジスタ630によって再同期化し、雑音整形フィルタ632の制御入力に供給する。
図7.DDF−ディジタルIF変調
送信チャネルのいずれについても正確なIF周波数を図７に詳細に示したモデムDDFブロック（図３）の中のTxDIFによってスロットごとに生ずる。FIR送信フィルタ（図示せず）は、モデムDSPからの16キロシンボル／秒の複素（I,Q）情報信号データストリームをスロットごとに整形し、そのデータストリームで上記発生ずみのIF周波数をスロットごとに変調する。この情報信号データストリームは、割り当てられたRFチャネルで許容された限定帯域幅で送信できるように整形しなければならない。情報信号の初期処理は帯域幅を＋／−10KHzに減らすようにFIRパルス整形を含む。FIRパルス整形は、生成されたIFの変調の際に用いる同相成分および直角位相成分を生成する。
パルス整形後、いくつかの線形挿間段を用いる。ベースバンド信号のサンプル速度を上げるために最初の補間をまず行い、追加の補間を次に行い、それによって、最終的にサンプル速度および主スペクトル繰返し周波数を21.76MHzに上げる。適当な補間技術は、例えばPrentice−Hall社1993年発行CrochiereおよびRabiner共著「多速度ディジタル信号処理（Multirate Digital Signal Processing）」に記載してある。整形および補間ずみの変調信号の同相成分および直交位相成分を、図７に示した構成の変調器部のミクサMXIおよびMXQのＩ入力およびＱ入力に印加する。
図７の左側に送信IF周波数をディジタル的に生成する回路を示す。特定の通話をサポートする時間スロットにどのスロット番号とどのRFチャネルとを割り当てるべきかを基地局がクラスタコントローラCC（図１）に指示したとき、生成すべき正確なIFが決まる。IF周波数を高度の分解能で（例えば＋／−1.3Hz）識別する24ビットの番号をDSP/MDMデータバス経由でプロセッサDSP/MDM（図３）から供給する。24ビットの周波数番号は24ビットのレジスタR17〜R47の各一つに登録される。レジスタR17〜R47の各々は、４つのTx時間スロットの特定の一つの専用となる。
スロットカウンタ（図示せず）は前述のとおり背面板経由で得られる同期信号から抽出した反復２ビットの時間スロットカウントを生ずる。この時間スロットカウント信号は、その時間スロットがDSPK変調、QPSK変調または16PSK変調のいずれに用いられるかに関わりなく、11.25msごとに発生する。周波数の割当てを受ける時間スロットにスロットカウンタが到達すると、そのスロットカウントがマルチプレクサMPX71を用いてレジスタR17〜R47の対応する一つを選択し、その内容を再同期レジスタ702に送り、最終的には加算器704の入力に送る。したがって、異なる（または同一の）24ビットのIF周波数を各連続時間スロットに使用することができる。この24ビットの周波数番号は、加算器704およびレジスタ706を含む従来の位相アキュームレータ回路への位相ステップとして用いる。複素搬送波は、レジスタ706の中の鋸歯状累積位相情報を余弦近似回路708および正弦近似回路722を用いて正弦波形および余弦波形に変換することによって生成する。正弦近似回路および余弦近似回路708および722は上記米国特許第5,008,009号に詳述してある。
回路708および722の出力はレジスタ710および724によってそれぞれ再同期化し、ミクサ712および726にそれぞれ加える。ミクサ712の出力は、再同期化レジスタ714および728にそれぞれ加える。ミクサ712および714は加算器716とともに慣用の複素（I,Q）変調器を構成する。加算器716の出力は、DDF ASIC 450（図３）の内部レジスタ（図示せず）からの信号DIF_CW_MODEによる制御を受けるマルチプレクサ718において余弦IF基準と多重化される。マルチプレクサ718の出力はレジスタ720で再同期化し、その出力を図６に関連して前述したような形式の可変係数雑音成形回路、すなわち制御レジスタRN17〜RN47、制御マルチプレクサMPX76、および再同期化レジスタ730および736を伴う加算器734およびフィルタ732から成る雑音成形回路に接続する。
この雑音成形回路は、Ｄ−Ａ変換の有限分解能（例として挙げれば最下位ビットの＋／−半分）に起因する量子化雑音を補償する。量子化雑音は均一に分布するので、そのスペクトル特性は白色ガウス雑音と同様に現れる。サンプリング速度に比べて比較的狭い送信信号帯域幅内にある雑音電力は、サンプリング速度に対する所望の帯域幅と同じ割合で減らすことができる。例えば、変調信号が20KHzの帯域幅を有し、サンプリング速度が20MHzであるとすると、信号対雑音比改善は1000:1すなわち60dBである。雑音成形器特性は、図６と関連づけて説明した７ビット雑音成形器制御フィールドによって、スロットごとに制御する。
図8.システムクロック発生
基地局と遠隔加入者局クラスタとの間の物理的分離にも関わらず音声の質が保持されることが我々の発明の重要な側面である。基地局と加入者局クラスタとの間のタイミング変動および音声信号の復号と符号化とにおけるタイミング変動は、音声信号における外部からのポンという音やカチッという音など種々の音質の劣化を引き起こす。この発明によれば、正確なタイミングの適合性が全てのタイミング信号、特に、Ａ−Ｄ変換器、クワド回線モジュール101〜108上の音声符復号器、および順方向無線チャネルに至るPCMハイウェイ200および500をクロックするのに用いる信号を同期化することによって確実にする。図８を参照すると、このシステムで用いる主要クロックは、図８の左側に出力を供給する21.76MHz発振器（図示せず）から得られる。この21.76MHz発振器信号は、受信無線信号におけるシンボル遷移時間のための64KHzサンプルクロックを同期化するのに用いる。より詳細に述べると、21.76MHz信号を端数クロック分周回路802によって6.8でまず除算するが、この除算は21.76MHzクロックを６、８、６、８、６の反復系列で五つの異なる比で除算することによって達成する。
プログラマブルクロック分周器806は、慣用のタイプのもので、その正確な大きさがDSP/MDMによって決まる除数で3.2MHzクロックを除算するのに用いる。通常、プログラマブルクロック分周器806は除数50を用い、その出力に64MHzサンプリングクロック信号を発生する。分周器806の64MHzのサンプリングクロック出力は、受信チャネルＡ−Ｄ変換器804（図３にも示す）をストローブするのに用いる。Ａ−Ｄ変換器804は、DSP/MDMプロセッサによる使用向けに受信IFサンプルをディジタル形式に変換する。
図８をさらに参照すると、DSP/MDMプロセッサは位相／周波数比較器として作用して理想位相値からの位相誤差を算出し、そのために64MHzサンプリングクロックを用いて、位相誤差の計測の時点を算定する。DSP/MDMプロセッサは、端数タイミング補正出力ftcを算定する。端数タイミング補正出力ftcはその除算比を決定するためにプログラマブル分周器806に加える。64KHzサンプリングクロックが受信IF信号におけるシンボル位相遷移よりもわずかに高い周波数である場合は、DSP/MDMプロセッサは、分周器806の除数を一時的に増加させる端数タイミング補正を出力し、それによって位相を延長し、分周器806の64KHzサンプリングクロック出力の平均周波数を低下させる。同様に、64KHzサンプリングクロック周波数が受信シンボル位相遷移周波数よりも低い場合は、分周器806の除算比を一時的に下げる。
プログラマブルクロック分周器806の出力での64KHzサンプリングクロックは、4.096MHzクロックを発生するために慣用のアナログ位相ロック乗算器回路908を用いて64の係数で周波数乗算する。4.096MHzクロックを時間スロット交換機310および320（図１参照）に供給する。これら時間スロット変換機310および320は4.096MHzクロックを２で除算して二つの2.048MHzクロックを生成し、それらクロックをラインモジュール101−108（図１）の音声符復号器で用いてアナログ音声入力をサンプルしPCM信号に変換する。無線信号から取り出した64KHzサンプリングクロックと同期している音声符復号器に共通抽出の2.04MHzクロックを供給することによって、これら二つのクロックの間のずれを確実に防止する。前述のとおり、その種のずれは、音声信号における外部からのポンという音やカチッという音など耳障りな音声品質低下を生じさせる。
この発明の実施例を上に述べてきた。しかしながら、これら以外の実施例もこの発明の真意および範囲を逸脱することなく当業者に案出され得る。それら変形には、例えば、PCM音声および信号の両方をPCM音声符号化の品質の低下を伴うことなく同一の時間スロット交換機で扱えるようにPCMバス上のサンプリング速度を上げるなどの手法も含まれる。また、ASIC送信パルス成形回路をQAMなどのPSKおよびFM以外の形式の変調が採用可能になるように変形することもできる。さらに、実施例ではモジュール状クラスタ状の形で分布する遠隔加入者局群にサービスを提供するために周波数敏捷性ある一群のモデムを用いるものとしているが、そのクラスタと任意の数の遠隔加入者局との間の通話をサポートするように一群の同様のモデムを基地局に用いることもできる。最後に、無線周波数搬送波以外の伝送媒体、例えば同軸ケーブルや光ファイバーケーブルなどを用いることもできる。
Claims (12)
- 基地局と遠隔地点に位置する複数のモジュ ール状クラスタ形成加入者局とを含み、前記加入者局と 前記基地局との間の無線通信を反復時間スロットの組で サポートする無線電話システムであって、
前記時間スロットのうちの互いに相続く時間スロットで 複数のチャネル識別周波数のうちの任意の周波数を各々 がディジタル的に直接に合成できる一群のモデム（40 0）と、
前記加入者局と前記基地局との間の前記互いに相続く時 間スロット経由の無線通信をサポートするように前記一 群のモデムのうち任意のモデムを割り当てる割当て手段 （300）であって、前記モデムを前記基地局に同期させ る手段を含む割当て手段（300）と
を含み、割り当てられたモデムが前記一群のモデムのう ちの残余のモデムに同期情報を供給するように構成され ていることを特徴とする無線電話システム。 - 前記割当て手段（300）が、前記チャネル 識別周波数のうちの互いに異なる周波数に同時並行的 に、前記互いに相続く時間スロットで前記モデムを割り 当てる請求項１記載の無線電話システム。
- 前記割当て手段（300）が、前記残余のモ デムへの時間スロットの割当ての前に前記反復時間スロ ットの組すべてを前記モデムの一つに割り当てる請求項 １記載の無線電話システム。
- 前記残余のモデムが、前記割当て手段（30 0）によりある時間スロットに割り当てられるまで電源 断の状態にある請求項３記載の無線電話システム。
- 前記同期させる手段（300）が、前記時間 スロットのうちの一つの時間スロットの期間中に前記チ ャネル識別周波数を探索するように前記複数のモデムの うちの特定のモデムに遂次的に指示する手段を含む請求 項１記載の無線電話システム。
- 前記一群のモデム（400）のうちの特定の モデムが同期化パラメータのそれぞれの組を算出し、前 記割当て手段が前記同期化パラメータのそれぞれの組の 信頼度を確認し、前記残余のモデムへの前記同期情報の 伝達のために前記モデムの一つを特定する請求項１記載 の無線電話システム。
- 複数の前記チャネル識別周波数を無線周波 数帯にアップコンバートする手段（600）をさらに含む 請求項３記載の無線電話システム。
- 前記基地局から受信した無線周波数帯の信 号を複数のチャネル識別中間周波数にダウンコンバート する手段（600）をさらに含む請求項３記載の無線電話 システム。
- 前記基地局が電話局基地局である請求項１ 記載の無線電話システム。
- 前記一群のモデム（400）および前記割 当て手段（300）が前記加入者局のクラスタに配置され ている請求項１記載の無線電話システム。
- 前記一群のモデム（400）および前記割 当て手段（300）が前記基地局に配置されている請求項 １記載の無線電話システム。
- ひと組の反復時間スロットの期間中に複 数のチャネル識別周波数の任意のものにアクセスする複 数のモデムを利用する加入者線回路のクラスタにおいて 同期遅れおよび電力消費を最小にする方法であって、
a.前記モデムのうちの第１のモデムを前記ひと組の反復 時間スロットのうちの一つの時間スロットに同期させる 過程と、
b.前記第１のモデムから前記モデムのうちの残余のモデ ムに前記一つの時間スロットへの同期を分配する過程 と、
c.前記残余のモデムへの時間スロットの割当ての前に前 記第１のモデムの用いた前記時間スロットの組に前記チ ャネル識別周波数を割り当てる過程と
を含む方法。
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