JP2933472B2 - 位相同期回路 - Google Patents
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- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
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- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/089—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses
- H03L7/0891—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses the up-down pulses controlling source and sink current generators, e.g. a charge pump
- H03L7/0895—Details of the current generators
- H03L7/0898—Details of the current generators the source or sink current values being variable
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- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は位相同期回路に関する。
【0002】
【従来の技術】一般に位相同期回路としては種々の提案
があるが、入力信号の周波数が逓倍されて出力される回
路において高速引き込みならびに低ジッタを実現するた
めに、同期判定回路により、ループフィルタの定数を変
化させる方法が用いられる(例えば、特開平2ー211
718号公報および特開平2ー211718号公報)。
があるが、入力信号の周波数が逓倍されて出力される回
路において高速引き込みならびに低ジッタを実現するた
めに、同期判定回路により、ループフィルタの定数を変
化させる方法が用いられる(例えば、特開平2ー211
718号公報および特開平2ー211718号公報)。
【0003】このような従来例は、図6に示されるよう
に、位相比較器1と、同期判定回路2と、吐き出し型の
定電流源7(電流値:I1 )および吸い込み型の定電流
源10(電流値:I2 )、PMOSトランジスタ8、N
MOSトランジスタ9およびインバータ35を含むチャ
ージポンプ回路3と、抵抗12および容量13を含むル
ープフィルタ11と、電圧制御発振器14と、分周器1
6とを備えて構成される。
に、位相比較器1と、同期判定回路2と、吐き出し型の
定電流源7(電流値:I1 )および吸い込み型の定電流
源10(電流値:I2 )、PMOSトランジスタ8、N
MOSトランジスタ9およびインバータ35を含むチャ
ージポンプ回路3と、抵抗12および容量13を含むル
ープフィルタ11と、電圧制御発振器14と、分周器1
6とを備えて構成される。
【0004】図6において、位相比較器1としては、図
3に示される回路がよく知られており、NAND回路2
1、22、23、24、25、26、27、28および
29により構成される。図3において、所定の入力信号
による入力Rおよび分周器16より出力される分周信号
の入力Vに対応して、出力UPおよび出力DOWNは通
常はハイレベルの状態にあり、入力Rの立ち下がりが入
力Vの立ち下がりよりも進んでいる場合には、出力UP
は、その期間ロウレベルになり、逆に、入力Rの立ち下
がりが入力Vの立ち下がりよりも遅れている場合には、
出力DOWNは、その期間ロウレベルとなる。ループフ
ィルタ11は、位相比較器1において生じるノイズを除
去する回路であり、通常は低域フィルタが用いられる。
電圧制御発振器14は、ループフィルタ11の出力電圧
により発振周波数を制御され、当該出力電圧に対応する
周波数の発振信号を出力する発振器であり、分周器16
は、電圧制御発振器14の発振周波数を分周して位相比
較器1に出力する回路で、同期式カウンタがよく用いら
れる。また、同期判定回路2は、図2に示される回路が
よく知られており、NAND回路17、抵抗18、容量
19およびインバータ20により構成され、図6におけ
る位相比較器1の出力UPまたは出力DOWNがロウレ
ベルで出力される時間が長い場合には、位相同期回路に
おいて同期がとれていないものと判定される。
3に示される回路がよく知られており、NAND回路2
1、22、23、24、25、26、27、28および
29により構成される。図3において、所定の入力信号
による入力Rおよび分周器16より出力される分周信号
の入力Vに対応して、出力UPおよび出力DOWNは通
常はハイレベルの状態にあり、入力Rの立ち下がりが入
力Vの立ち下がりよりも進んでいる場合には、出力UP
は、その期間ロウレベルになり、逆に、入力Rの立ち下
がりが入力Vの立ち下がりよりも遅れている場合には、
出力DOWNは、その期間ロウレベルとなる。ループフ
ィルタ11は、位相比較器1において生じるノイズを除
去する回路であり、通常は低域フィルタが用いられる。
電圧制御発振器14は、ループフィルタ11の出力電圧
により発振周波数を制御され、当該出力電圧に対応する
周波数の発振信号を出力する発振器であり、分周器16
は、電圧制御発振器14の発振周波数を分周して位相比
較器1に出力する回路で、同期式カウンタがよく用いら
れる。また、同期判定回路2は、図2に示される回路が
よく知られており、NAND回路17、抵抗18、容量
19およびインバータ20により構成され、図6におけ
る位相比較器1の出力UPまたは出力DOWNがロウレ
ベルで出力される時間が長い場合には、位相同期回路に
おいて同期がとれていないものと判定される。
【0005】次に、位相同期回路の動作について説明す
る。図8において、位相比較器1の入力Rの立ち下がり
が、位相比較器1の入力Vの立ち下がりよりも進んで、
位相比較器1の出力UPがロウレベル、出力DOWNが
ハイレベルになると、PMOSトランジスタ8はオンと
なり、NMOSトランジスタ10はオフとなる。これに
より、定電流源7およびPMOSトランジスタ8を介し
て容量13が充電されて節点Bの電位VB が上昇し、電
圧制御発振器14の発振周波数は高くなる。逆に、位相
比較器1の入力Rの立ち下がりが、位相比較器1の入力
Vの立ち下がりよりも進んで、位相比較器1の出力UP
がハイレベル、出力DOWNがロウレベルになると、P
MOSトランジスタ8はオフとなり、NMOSトランジ
スタ10はオンとなる。これにより、定電流源10およ
びNMOSトランジスタ9を介して容量13の電荷が放
電されて節点Bの電位VB が低下し、電圧制御発振器1
4の発振周波数は低くなる。この場合、位相比較器1の
出力UPまたは出力DOWNがロウレベルの状態になっ
ている時間が長い場合には、同期判定回路2において
は、位相同期回路の同期がとれていないものと判定され
て、当該同期判定回路2より出力される制御信号を介し
て、定電流源7および定電流源10の電流値が大きくな
り、速かに同期がとれるようにしている。そして、位相
同期回路が同期状態となり、位相比較器1の出力UPま
たは出力DOWNのロウレベルの状態になっている時間
が短かくなるか、常時ハイレベルの状態になる場合に
は、同期判定回路2より出力される制御信号を介して、
定電流源7および定電流源10の電流値は小さくなり、
これにより位相同期回路における低ジッタ制御が行われ
る。
る。図8において、位相比較器1の入力Rの立ち下がり
が、位相比較器1の入力Vの立ち下がりよりも進んで、
位相比較器1の出力UPがロウレベル、出力DOWNが
ハイレベルになると、PMOSトランジスタ8はオンと
なり、NMOSトランジスタ10はオフとなる。これに
より、定電流源7およびPMOSトランジスタ8を介し
て容量13が充電されて節点Bの電位VB が上昇し、電
圧制御発振器14の発振周波数は高くなる。逆に、位相
比較器1の入力Rの立ち下がりが、位相比較器1の入力
Vの立ち下がりよりも進んで、位相比較器1の出力UP
がハイレベル、出力DOWNがロウレベルになると、P
MOSトランジスタ8はオフとなり、NMOSトランジ
スタ10はオンとなる。これにより、定電流源10およ
びNMOSトランジスタ9を介して容量13の電荷が放
電されて節点Bの電位VB が低下し、電圧制御発振器1
4の発振周波数は低くなる。この場合、位相比較器1の
出力UPまたは出力DOWNがロウレベルの状態になっ
ている時間が長い場合には、同期判定回路2において
は、位相同期回路の同期がとれていないものと判定され
て、当該同期判定回路2より出力される制御信号を介し
て、定電流源7および定電流源10の電流値が大きくな
り、速かに同期がとれるようにしている。そして、位相
同期回路が同期状態となり、位相比較器1の出力UPま
たは出力DOWNのロウレベルの状態になっている時間
が短かくなるか、常時ハイレベルの状態になる場合に
は、同期判定回路2より出力される制御信号を介して、
定電流源7および定電流源10の電流値は小さくなり、
これにより位相同期回路における低ジッタ制御が行われ
る。
【0006】なお、定電流源7と定電流源10は、位相
調整量を等しくするために、電流値が等しくなるように
設定されている。この場合、等しい電流値をI(I1 =
I2=I)とし、容量13の容量値をC13、位相同期回
路の固有角周波数をωn 、制動係数をζ、電圧制御発振
器14の利得をK、分周器16の分周比をN、ループフ
ィルタ11の抵抗12の抵抗値をR12とすると、次式が
成立つ。
調整量を等しくするために、電流値が等しくなるように
設定されている。この場合、等しい電流値をI(I1 =
I2=I)とし、容量13の容量値をC13、位相同期回
路の固有角周波数をωn 、制動係数をζ、電圧制御発振
器14の利得をK、分周器16の分周比をN、ループフ
ィルタ11の抵抗12の抵抗値をR12とすると、次式が
成立つ。
【0007】 I=ωn 2・N・C13/K ………………………(1) R=2ζ/(ωn ・C13)………………………(2) 更に、電圧制御発振器14の入力電圧VINは、電流値I
が位相比較器1において検出されために要する時間分、
容量13に充電された電荷に対応して生成される電圧V
B そのものである。この入力電圧VINに対応する電圧制
御発振器14の発振周波数fは、次式により与えられ
る。
が位相比較器1において検出されために要する時間分、
容量13に充電された電荷に対応して生成される電圧V
B そのものである。この入力電圧VINに対応する電圧制
御発振器14の発振周波数fは、次式により与えられ
る。
【0008】 f=VIN・K ……………………………………(3) 上記の(1)、(2)および(3)式を用いて、N=5
12(入力周波数8KHz、出力周波数4.096MH
z)、C13=60pF、K=2.0MHz/V、R=2
5MΩ、同期状態における定電流源の電流値I=40n
A、非同期状態における定電流源の電流値I=400n
A、ωn =2π×256rad/s、ζ=1.2の条件
により、電圧制御発振器14の発振周波数fの時間変化
を計算すると、図9における特性20となり、発振周波
数fが一定値になる時間tr を引き込み時間とすると、
tr =7nsとなる。
12(入力周波数8KHz、出力周波数4.096MH
z)、C13=60pF、K=2.0MHz/V、R=2
5MΩ、同期状態における定電流源の電流値I=40n
A、非同期状態における定電流源の電流値I=400n
A、ωn =2π×256rad/s、ζ=1.2の条件
により、電圧制御発振器14の発振周波数fの時間変化
を計算すると、図9における特性20となり、発振周波
数fが一定値になる時間tr を引き込み時間とすると、
tr =7nsとなる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】従来、位相同期回路は
種々の用途に利用されているが、例えば、PCM CO
DECに利用する場合のように、常時一定周波数を出力
することを必要条件とするシステムにおいては、ループ
フィルタ11の出力電圧VB の電圧レベルは、同期状態
においては、図4の電圧制御発振器特性に示される電圧
V0 に等しい状態に保持される。しかしながら、従来の
位相同期回路においては、同期引き込み中の容量13に
対応する充放電動作は、位相比較器2の出力UPまたは
出力DOWNがロウレベルの時においてのみ行われてい
る。このために、電圧VB のレベルが前記V0 のレベル
に対して大きな電圧レベル差異がある状態においても、
位相比較器1の出力UPまたは出力DOWNがハイレベ
ルの時には、容量13に対応する充放電が行われず、こ
のために位相同期に対する引き込み時間が長くなるとい
う欠点がある。
種々の用途に利用されているが、例えば、PCM CO
DECに利用する場合のように、常時一定周波数を出力
することを必要条件とするシステムにおいては、ループ
フィルタ11の出力電圧VB の電圧レベルは、同期状態
においては、図4の電圧制御発振器特性に示される電圧
V0 に等しい状態に保持される。しかしながら、従来の
位相同期回路においては、同期引き込み中の容量13に
対応する充放電動作は、位相比較器2の出力UPまたは
出力DOWNがロウレベルの時においてのみ行われてい
る。このために、電圧VB のレベルが前記V0 のレベル
に対して大きな電圧レベル差異がある状態においても、
位相比較器1の出力UPまたは出力DOWNがハイレベ
ルの時には、容量13に対応する充放電が行われず、こ
のために位相同期に対する引き込み時間が長くなるとい
う欠点がある。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明の位相同期回路
は、ディジタル位相比較器と、当該位相比較器の出力を
受けて位相同期状態を判定し、所定の制御信号を出力す
る同期判定回路と、前記位相比較器の出力を入力して、
前記制御信号を介して位相差信号を出力するチャージポ
ンプ回路と、当該チャージポンプ回路の位相差信号を、
周波数帯域制限して出力するループフィルタと、当該ル
ープフィルタの出力電圧により周波数制御される電圧制
御発振器と、当該電圧制御発振器の発振周波数を分周し
て出力し、前記位相比較器に帰還入力する分周器とを備
える位相同期回路において、前記チャージポンプ回路
が、前記ループフィルタの出力電圧と所定の基準電圧と
を比較して、所定のレベル判定信号を出力するコンパレ
ータと、前記位相比較器の第1の出力信号と、前記レベ
ル判定信号とを入力して論理積をとって出力する第1の
AND回路と、前記位相比較器の第2の出力信号を反転
して出力するインバータと、前記インバータの出力信号
と、前記レベル判定信号とを入力して論理積をとって出
力する第2のAND回路と、ソースが第1の定電流源を
介して電源に接続され、ゲートに前記第1のAND回路
の出力信号が入力されて、ドレインが前記ループフィル
タの入力側に接続されるPMOSトランジスタと、ドレ
インが前記ループフィルタの入力側に接続され、ゲート
に前記第2のAND回路の出力信号が入力されて、ソー
スが第2の定電流源を介して接地点に接続されるNMO
Sトランジスタと、電流値が、前記同期判定回路より出
力される制御信号および前記レベル判定信号により制御
される前記第1の定電流源と、電流値が、前記同期判定
回路より出力される制御信号により制御される前記第2
の定電流源と、を備えて構成されることを特徴としてい
る。
は、ディジタル位相比較器と、当該位相比較器の出力を
受けて位相同期状態を判定し、所定の制御信号を出力す
る同期判定回路と、前記位相比較器の出力を入力して、
前記制御信号を介して位相差信号を出力するチャージポ
ンプ回路と、当該チャージポンプ回路の位相差信号を、
周波数帯域制限して出力するループフィルタと、当該ル
ープフィルタの出力電圧により周波数制御される電圧制
御発振器と、当該電圧制御発振器の発振周波数を分周し
て出力し、前記位相比較器に帰還入力する分周器とを備
える位相同期回路において、前記チャージポンプ回路
が、前記ループフィルタの出力電圧と所定の基準電圧と
を比較して、所定のレベル判定信号を出力するコンパレ
ータと、前記位相比較器の第1の出力信号と、前記レベ
ル判定信号とを入力して論理積をとって出力する第1の
AND回路と、前記位相比較器の第2の出力信号を反転
して出力するインバータと、前記インバータの出力信号
と、前記レベル判定信号とを入力して論理積をとって出
力する第2のAND回路と、ソースが第1の定電流源を
介して電源に接続され、ゲートに前記第1のAND回路
の出力信号が入力されて、ドレインが前記ループフィル
タの入力側に接続されるPMOSトランジスタと、ドレ
インが前記ループフィルタの入力側に接続され、ゲート
に前記第2のAND回路の出力信号が入力されて、ソー
スが第2の定電流源を介して接地点に接続されるNMO
Sトランジスタと、電流値が、前記同期判定回路より出
力される制御信号および前記レベル判定信号により制御
される前記第1の定電流源と、電流値が、前記同期判定
回路より出力される制御信号により制御される前記第2
の定電流源と、を備えて構成されることを特徴としてい
る。
【0011】また、第2の発明の位相同期回路は、ディ
ジタル位相比較器と、当該位相比較器の出力を受けて位
相同期状態を判定し、所定の制御信号を出力する同期判
定回路と、前記位相比較器の出力を入力して、前記制御
信号を介して位相差信号を出力するチャージポンプ回路
と、当該チャージポンプ回路の位相差信号を、周波数帯
域制限して出力するループフィルタと、当該ループフィ
ルタの出力電圧により周波数制御される電圧制御発振器
と、当該電圧制御発振器の発振周波数を分周して出力
し、前記位相比較器に帰還入力する分周器とを備える位
相同期回路において、前記チャージポンプ回路が、前記
ループフィルタの出力電圧と所定の第1の基準電圧とを
比較して、第1のレベル判定信号を出力する第1のコン
パレータと、前記ループフィルタの出力電圧と所定の第
2の基準電圧とを比較して、第2のレベル判定信号を出
力する第2のコンパレータと、前記位相比較器の第1の
出力信号と、前記第1のレベル判定信号とを入力して論
理積をとって出力するAND回路と、前記AND回路の
出力信号と、前記第2のレベル判定信号とを入力して論
理和をとって出力する第1のOR回路と、前記位相比較
器の第2の出力信号を反転して出力するインバータと、
前記インバータの出力信号と、前記第2のレベル判定信
号とを入力して論理和をとって出力する第2のOR回路
と、ソースが第1の定電流源を介して電源に接続され、
ゲートに前記第1のOR回路の出力信号が入力されて、
ドレインが前記ループフィルタの入力側に接続されるP
MOSトランジスタと、ドレインが前記ループフィルタ
の入力側に接続され、ゲートに前記第2のOR回路の出
力信号が入力されて、ソースが第2の定電流源を介して
接地点に接続されるNMOSトランジスタと、電流値
が、前記同期判定回路より出力される制御信号および前
記第1のレベル判定信号により制御される前記第1の定
電流源と、電流値が、前記同期判定回路より出力される
制御信号および前記第2のレベル判定信号により制御さ
れる前記第2の定電流源と、を備えて構成されることを
特徴としている。
ジタル位相比較器と、当該位相比較器の出力を受けて位
相同期状態を判定し、所定の制御信号を出力する同期判
定回路と、前記位相比較器の出力を入力して、前記制御
信号を介して位相差信号を出力するチャージポンプ回路
と、当該チャージポンプ回路の位相差信号を、周波数帯
域制限して出力するループフィルタと、当該ループフィ
ルタの出力電圧により周波数制御される電圧制御発振器
と、当該電圧制御発振器の発振周波数を分周して出力
し、前記位相比較器に帰還入力する分周器とを備える位
相同期回路において、前記チャージポンプ回路が、前記
ループフィルタの出力電圧と所定の第1の基準電圧とを
比較して、第1のレベル判定信号を出力する第1のコン
パレータと、前記ループフィルタの出力電圧と所定の第
2の基準電圧とを比較して、第2のレベル判定信号を出
力する第2のコンパレータと、前記位相比較器の第1の
出力信号と、前記第1のレベル判定信号とを入力して論
理積をとって出力するAND回路と、前記AND回路の
出力信号と、前記第2のレベル判定信号とを入力して論
理和をとって出力する第1のOR回路と、前記位相比較
器の第2の出力信号を反転して出力するインバータと、
前記インバータの出力信号と、前記第2のレベル判定信
号とを入力して論理和をとって出力する第2のOR回路
と、ソースが第1の定電流源を介して電源に接続され、
ゲートに前記第1のOR回路の出力信号が入力されて、
ドレインが前記ループフィルタの入力側に接続されるP
MOSトランジスタと、ドレインが前記ループフィルタ
の入力側に接続され、ゲートに前記第2のOR回路の出
力信号が入力されて、ソースが第2の定電流源を介して
接地点に接続されるNMOSトランジスタと、電流値
が、前記同期判定回路より出力される制御信号および前
記第1のレベル判定信号により制御される前記第1の定
電流源と、電流値が、前記同期判定回路より出力される
制御信号および前記第2のレベル判定信号により制御さ
れる前記第2の定電流源と、を備えて構成されることを
特徴としている。
【0012】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【0013】図1は本発明の第1の実施例を示すブロッ
ク図である。図1に示されるように、本実施例は、位相
比較器1と、同期判定回路2と、AND回路4および
6、インバータ5、吐き出し型の定電流源7および吸い
込み型の定電流源10、PMOSトランジスタ8、NM
OSトランジスタ9およびコンパレータ15を含むチャ
ージポンプ回路3と、抵抗12および容量13を含むル
ープフィルタ11と、電圧制御発振器14と、分周器1
6とを備えて構成される。図1と図6との対比により明
らかなように、本実施例の従来例との相違点は、当該位
相同期回路の構成要素の一つであるチャージポンプ回路
の構成の差異にある。即ち、従来例においては、当該チ
ャージポンプ回路は、定電流源7および10と、PMO
Sトランジスタ8と、NMOSトランジスタ9と、イン
バータ35により構成されていたのに対して、本実施例
においては、チャージポンプ回路3は、上述のように、
NAND回路4および6と、インバータ5と、定電流源
7および10と、PMOSトランジスタ8と、NMOS
トランジスタ9と、コンパレータ15とを備えて構成さ
れている。
ク図である。図1に示されるように、本実施例は、位相
比較器1と、同期判定回路2と、AND回路4および
6、インバータ5、吐き出し型の定電流源7および吸い
込み型の定電流源10、PMOSトランジスタ8、NM
OSトランジスタ9およびコンパレータ15を含むチャ
ージポンプ回路3と、抵抗12および容量13を含むル
ープフィルタ11と、電圧制御発振器14と、分周器1
6とを備えて構成される。図1と図6との対比により明
らかなように、本実施例の従来例との相違点は、当該位
相同期回路の構成要素の一つであるチャージポンプ回路
の構成の差異にある。即ち、従来例においては、当該チ
ャージポンプ回路は、定電流源7および10と、PMO
Sトランジスタ8と、NMOSトランジスタ9と、イン
バータ35により構成されていたのに対して、本実施例
においては、チャージポンプ回路3は、上述のように、
NAND回路4および6と、インバータ5と、定電流源
7および10と、PMOSトランジスタ8と、NMOS
トランジスタ9と、コンパレータ15とを備えて構成さ
れている。
【0014】図1において、コンパレータ15の正相入
力側には、ループフィルタ11の出力端、即ち電圧制御
発振器14の入力側に相当する節点Bの電位VB のレベ
ルが入力されており、また、コンパレータ15の逆相入
力側には、図4に示される電圧V0 のレベルよりも低い
レベルの基準電圧V1 が入力されている。今、当該位相
同期回路が位相同期状態にはなく、前記節点Bの電位V
B のレベルが漸次低下して、前記基準電圧V1 のレベル
よりも低いレベルになると、コンパレータ15の出力レ
ベルはロウレベルとなり、AND回路4および6に入力
されるとともに、定電流源7に対しても、電流値を大電
流とするように作用する制御用として入力される。従っ
て、位相同期回路が同期状態にはなく、節点Bの電位V
B のレベルが、容量13の放電により基準電圧V1 のレ
ベルよりも低下する状態においては、AND回路4およ
び6のゲート作用により、位相比較器1の出力UPおよ
び出力DOWNの、PMOSトランジスタ8およびNM
OSトランジスタ9に対する入力経路は遮断され、ロウ
レベルの信号が、それぞれPOMSトランジスタ8およ
びNMOSトランジスタ9のゲートに入力される。この
場合には、位相比較器1の出力には関係なく、PMOS
トランジスタ8はオンとなり、NMOSトランジスタ9
はオフとなって、位相同期回路におけるループフィルタ
11および電圧制御発振器14は、位相引き込み動作中
の状態となる。これにより、定電流源7およびPMOS
トランジスタ8を介して、大電流I1 による容量13に
対する充電が行われ、節点Bの電位VB が上昇して基準
電圧V1 を上回るように作動し、電圧制御発振器14の
発振周波数は高い周波数に推移して、分周器16を介し
て位相比較器1の入力Vとして入力される。このよう
に、位相比較器1の出力DOWNがロウレベルの状態に
停滞している場合には、コンパレータ15のレベル比較
作用を介して、位相同期回路は、強制的に位相引き込み
状態に引き戻され、同期状態に到達する時間が短縮され
る。
力側には、ループフィルタ11の出力端、即ち電圧制御
発振器14の入力側に相当する節点Bの電位VB のレベ
ルが入力されており、また、コンパレータ15の逆相入
力側には、図4に示される電圧V0 のレベルよりも低い
レベルの基準電圧V1 が入力されている。今、当該位相
同期回路が位相同期状態にはなく、前記節点Bの電位V
B のレベルが漸次低下して、前記基準電圧V1 のレベル
よりも低いレベルになると、コンパレータ15の出力レ
ベルはロウレベルとなり、AND回路4および6に入力
されるとともに、定電流源7に対しても、電流値を大電
流とするように作用する制御用として入力される。従っ
て、位相同期回路が同期状態にはなく、節点Bの電位V
B のレベルが、容量13の放電により基準電圧V1 のレ
ベルよりも低下する状態においては、AND回路4およ
び6のゲート作用により、位相比較器1の出力UPおよ
び出力DOWNの、PMOSトランジスタ8およびNM
OSトランジスタ9に対する入力経路は遮断され、ロウ
レベルの信号が、それぞれPOMSトランジスタ8およ
びNMOSトランジスタ9のゲートに入力される。この
場合には、位相比較器1の出力には関係なく、PMOS
トランジスタ8はオンとなり、NMOSトランジスタ9
はオフとなって、位相同期回路におけるループフィルタ
11および電圧制御発振器14は、位相引き込み動作中
の状態となる。これにより、定電流源7およびPMOS
トランジスタ8を介して、大電流I1 による容量13に
対する充電が行われ、節点Bの電位VB が上昇して基準
電圧V1 を上回るように作動し、電圧制御発振器14の
発振周波数は高い周波数に推移して、分周器16を介し
て位相比較器1の入力Vとして入力される。このよう
に、位相比較器1の出力DOWNがロウレベルの状態に
停滞している場合には、コンパレータ15のレベル比較
作用を介して、位相同期回路は、強制的に位相引き込み
状態に引き戻され、同期状態に到達する時間が短縮され
る。
【0015】また、節点Bの電位VB のレベルが、コン
パレータ15の逆相側に入力されている基準電圧V1 の
レベルよりも高いレベルになると、コンパレータ15の
出力レベルはハイレベルとなり、AND回路4および6
に入力されるとともに、定電流源7に対しても電流抑制
用として入力される。従って、この場合においては、節
点Bの電位VB のレベルが、基準電圧V1 のレベルより
も高くなることにより、AND回路4および6のゲート
作用により、位相比較器1の出力UPおよび出力DOW
Nは、それぞれ正常にPMOSトランジスタ8およびN
MOSトランジスタ9のゲートに入力され、本来の位相
同期回路としての動作状態に復帰する。この場合におい
ては、位相同期回路としての動作は、位相比較器1の出
力UPおよび出力DOWNを介して行われ、出力UPま
たは出力DOWNがロウレベルに停滞している時間が長
い場合には、同期判定回路2により、位相同期回路の同
期がとれていないものと判定され、定電流源7および定
電流源10の電流値が大となるように制御作用が行わ
れ、また、出力UPまたは出力DOWNがロウレベルに
停滞している時間が短かい場合には、同期判定回路2に
より、位相同期回路の同期がとれたものと判定され、定
電流源7および定電流源10の電流値が小電流となるよ
うに制御作用が行われる。なお、同期判定回路2におい
ては、位相同期の判定条件として、位相比較器1におい
て検出された位相差が、位相同期回路の同期後に発生す
るジッタによるものか、または同期がとれない状態にお
いて検出されたものかの判定を行うために、位相同期回
路において発生するジッタ幅よりも若干大きい値を尺度
として、同期/非同期の判定の切替えが行われる。
パレータ15の逆相側に入力されている基準電圧V1 の
レベルよりも高いレベルになると、コンパレータ15の
出力レベルはハイレベルとなり、AND回路4および6
に入力されるとともに、定電流源7に対しても電流抑制
用として入力される。従って、この場合においては、節
点Bの電位VB のレベルが、基準電圧V1 のレベルより
も高くなることにより、AND回路4および6のゲート
作用により、位相比較器1の出力UPおよび出力DOW
Nは、それぞれ正常にPMOSトランジスタ8およびN
MOSトランジスタ9のゲートに入力され、本来の位相
同期回路としての動作状態に復帰する。この場合におい
ては、位相同期回路としての動作は、位相比較器1の出
力UPおよび出力DOWNを介して行われ、出力UPま
たは出力DOWNがロウレベルに停滞している時間が長
い場合には、同期判定回路2により、位相同期回路の同
期がとれていないものと判定され、定電流源7および定
電流源10の電流値が大となるように制御作用が行わ
れ、また、出力UPまたは出力DOWNがロウレベルに
停滞している時間が短かい場合には、同期判定回路2に
より、位相同期回路の同期がとれたものと判定され、定
電流源7および定電流源10の電流値が小電流となるよ
うに制御作用が行われる。なお、同期判定回路2におい
ては、位相同期の判定条件として、位相比較器1におい
て検出された位相差が、位相同期回路の同期後に発生す
るジッタによるものか、または同期がとれない状態にお
いて検出されたものかの判定を行うために、位相同期回
路において発生するジッタ幅よりも若干大きい値を尺度
として、同期/非同期の判定の切替えが行われる。
【0016】図5は、本発明の第2の実施例を示すブロ
ック図である。図5に示されるように、本実施例は、位
相比較器1と、同期判定回路2と、AND回路30およ
び36、OR回路31および33、インバータ32、吐
き出し型の定電流源7および吸い込み型の定電流源1
0、PMOSトランジスタ8、NMOSトランジスタ
9、コンパレータ15および34を含むチャージポンプ
回路3と、抵抗12および容量13を含むループフィル
タ11と、電圧制御発振器14と、分周器16とを備え
て構成される。図1と図5との対比により明らかなよう
に、本実施例の第1の実施例との相違点は、当該位相同
期回路の構成要素の一つであるチャージポンプ回路の構
成の差異にある。即ち、第1の実施例においては、当該
チャージポンプ回路は、AND回路4および6と、イン
バータ5と、定電流源7および10と、PMOSトラン
ジスタ8と、NMOSトランジスタ9と、コンパレータ
15により構成されていたのに対して、本実施例におい
ては、チャージポンプ回路3は、上述のように、AND
回路30および36と、OR回路31および33と、イ
ンバータ32と、定電流源7および10と、PMOSト
ランジスタ8と、NMOSトランジスタ9と、コンパレ
ータ15および34とを備えて構成されている。
ック図である。図5に示されるように、本実施例は、位
相比較器1と、同期判定回路2と、AND回路30およ
び36、OR回路31および33、インバータ32、吐
き出し型の定電流源7および吸い込み型の定電流源1
0、PMOSトランジスタ8、NMOSトランジスタ
9、コンパレータ15および34を含むチャージポンプ
回路3と、抵抗12および容量13を含むループフィル
タ11と、電圧制御発振器14と、分周器16とを備え
て構成される。図1と図5との対比により明らかなよう
に、本実施例の第1の実施例との相違点は、当該位相同
期回路の構成要素の一つであるチャージポンプ回路の構
成の差異にある。即ち、第1の実施例においては、当該
チャージポンプ回路は、AND回路4および6と、イン
バータ5と、定電流源7および10と、PMOSトラン
ジスタ8と、NMOSトランジスタ9と、コンパレータ
15により構成されていたのに対して、本実施例におい
ては、チャージポンプ回路3は、上述のように、AND
回路30および36と、OR回路31および33と、イ
ンバータ32と、定電流源7および10と、PMOSト
ランジスタ8と、NMOSトランジスタ9と、コンパレ
ータ15および34とを備えて構成されている。
【0017】図5において、コンパレータ15の正相入
力側には、第1の実施例の場合と同様に、ループフィル
タ11の出力端、即ち電圧制御発振器14の入力側に相
当する節点Bの電位VB のレベルが入力されており、ま
た、コンパレータ15の逆相入力側には、図4に示され
る電圧V0 のレベルよりも低いレベルの基準電圧V1が
入力されている。また、コンパレータ34においては、
正相側には前記節点Bの電位VB のレベルが入力され、
逆相側には、図4に示される電圧V0 のレベルよりも高
いレベルの基準電圧V2 が入力されている。コンパレー
タ15における動作は、第1の実施例の場合と同様であ
り、節点Bの電位VB のレベルが漸次低下して、前記基
準電圧V1 のレベルよりも低いレベルになると、コンパ
レータ15の出力レベルはロウレベルとなり、AND回
路30に入力されるとともに、定電流源7に対しても、
電流値を大電流とするように作用する制御用の信号とし
て入力される。この状態においては、コンパレータ34
からもロウレベルが出力されており、これにより、PM
OSトランジスタ8は、位相比較器1の出力UPのレベ
ルに関係なくオンとなり、位相同期回路におけるループ
フィルタ11および電圧制御発振器14は、位相引き込
み動作中の状態となる。これにより、定電流源7および
PMOSトランジスタ8を介して、大電流I1 による容
量13に対する充電が行われ、節点Bの電位VB が上昇
して基準電圧V1 を上回るように作動し、電圧制御発振
器14の発振周波数は高い周波数に推移して、分周器1
6を介して位相比較器1の入力Vとして入力される。こ
のように、VB <V1 の状態においては、コンパレータ
15および34のレベル比較作用を介して、位相同期回
路は、強制的に位相引き込み状態に引き戻され、同期状
態に到達する時間が短縮される。
力側には、第1の実施例の場合と同様に、ループフィル
タ11の出力端、即ち電圧制御発振器14の入力側に相
当する節点Bの電位VB のレベルが入力されており、ま
た、コンパレータ15の逆相入力側には、図4に示され
る電圧V0 のレベルよりも低いレベルの基準電圧V1が
入力されている。また、コンパレータ34においては、
正相側には前記節点Bの電位VB のレベルが入力され、
逆相側には、図4に示される電圧V0 のレベルよりも高
いレベルの基準電圧V2 が入力されている。コンパレー
タ15における動作は、第1の実施例の場合と同様であ
り、節点Bの電位VB のレベルが漸次低下して、前記基
準電圧V1 のレベルよりも低いレベルになると、コンパ
レータ15の出力レベルはロウレベルとなり、AND回
路30に入力されるとともに、定電流源7に対しても、
電流値を大電流とするように作用する制御用の信号とし
て入力される。この状態においては、コンパレータ34
からもロウレベルが出力されており、これにより、PM
OSトランジスタ8は、位相比較器1の出力UPのレベ
ルに関係なくオンとなり、位相同期回路におけるループ
フィルタ11および電圧制御発振器14は、位相引き込
み動作中の状態となる。これにより、定電流源7および
PMOSトランジスタ8を介して、大電流I1 による容
量13に対する充電が行われ、節点Bの電位VB が上昇
して基準電圧V1 を上回るように作動し、電圧制御発振
器14の発振周波数は高い周波数に推移して、分周器1
6を介して位相比較器1の入力Vとして入力される。こ
のように、VB <V1 の状態においては、コンパレータ
15および34のレベル比較作用を介して、位相同期回
路は、強制的に位相引き込み状態に引き戻され、同期状
態に到達する時間が短縮される。
【0018】また、コンパレータ34においては、節点
Bの電位VB のレベルが漸次上昇して、前記基準電圧V
2 のレベルよりも高いレベルになると、コンパレータ3
4の出力レベルはハイレベルとなり、OR回路31およ
びOR回路33に入力されるとともに、定電流源10に
対しても、電流値を大電流とするように作用する制御用
の信号として入力される。この状態においては、コンパ
レータ15からもハイレベルが出力されており、これに
より、NMOSトランジスタ9は、位相比較器1の出力
DOWNのレベルに関係なくオンとなり、位相同期回路
におけるループフィルタ11および電圧制御発振器14
は、位相引き込み動作中の状態となり、定電流源10お
よびNMOSトランジスタ9を介して、大電流I2 によ
る容量13からの放電が行われ、節点Bの電位VB が低
下して基準電圧V2 を下回るように作動し、電圧制御発
振器14の発振周波数は低い周波数に推移して、分周器
16を介して位相比較器1の入力Vとして入力される。
このように、位相比較器1の出力UPがロウレベルの状
態に停滞する状況に対応して、コンパレータ15および
34のレベル比較作用を介して、位相同期回路は、強制
的に位相引き込み状態に引き戻され、同期状態に到達す
る時間が短縮される。
Bの電位VB のレベルが漸次上昇して、前記基準電圧V
2 のレベルよりも高いレベルになると、コンパレータ3
4の出力レベルはハイレベルとなり、OR回路31およ
びOR回路33に入力されるとともに、定電流源10に
対しても、電流値を大電流とするように作用する制御用
の信号として入力される。この状態においては、コンパ
レータ15からもハイレベルが出力されており、これに
より、NMOSトランジスタ9は、位相比較器1の出力
DOWNのレベルに関係なくオンとなり、位相同期回路
におけるループフィルタ11および電圧制御発振器14
は、位相引き込み動作中の状態となり、定電流源10お
よびNMOSトランジスタ9を介して、大電流I2 によ
る容量13からの放電が行われ、節点Bの電位VB が低
下して基準電圧V2 を下回るように作動し、電圧制御発
振器14の発振周波数は低い周波数に推移して、分周器
16を介して位相比較器1の入力Vとして入力される。
このように、位相比較器1の出力UPがロウレベルの状
態に停滞する状況に対応して、コンパレータ15および
34のレベル比較作用を介して、位相同期回路は、強制
的に位相引き込み状態に引き戻され、同期状態に到達す
る時間が短縮される。
【0019】上記の動作を介して、節点Bの電位VB 、
即ち電圧制御発振器14に対する入力電圧がV1 とV2
の間の電圧レベルになると、コンパレータ15およびコ
ンパレータ34の出力は、それぞれハイレベルおよびロ
ーレベルとなり、位相比較器1の出力UPは、AND回
路30およびOR回路31を介して、直接PMOSトラ
ンジスタ8のゲートに入力される経路が形成され、ま
た、位相比較器1の出力DOWNは、インバータ32に
より反転されて、OR回路33を介して直接NMOSト
ランジスタ9のゲートに入力される経路が形成される。
これにより、本実施例の位相同期回路は、本来の位相同
期回路と全く同一の回路接続により回路形成される状態
となり、節点Bにおける電圧VB がV0 に近接すると、
短時間にて同期状態となる。
即ち電圧制御発振器14に対する入力電圧がV1 とV2
の間の電圧レベルになると、コンパレータ15およびコ
ンパレータ34の出力は、それぞれハイレベルおよびロ
ーレベルとなり、位相比較器1の出力UPは、AND回
路30およびOR回路31を介して、直接PMOSトラ
ンジスタ8のゲートに入力される経路が形成され、ま
た、位相比較器1の出力DOWNは、インバータ32に
より反転されて、OR回路33を介して直接NMOSト
ランジスタ9のゲートに入力される経路が形成される。
これにより、本実施例の位相同期回路は、本来の位相同
期回路と全く同一の回路接続により回路形成される状態
となり、節点Bにおける電圧VB がV0 に近接すると、
短時間にて同期状態となる。
【0020】上述の第1および第2の実施例において、
前記(1)〜(3)式における数値例を、N=512
(入力周波数:8KHz、出力周波数:4.096MH
z)、C=60pF、K=2.0MHz/V、R=25
MHzとし、同期のとれている時の電流I=40nA、
同期のとれていない時の電流I=400nA、固有角周
波数ωn =2π×256rad/s、制動係数ζ=1.
2として、電圧制御発振器の発振周波数fの時間変化を
計算すると、図7の発振周波数特性の102に示される
ようになり、発振周波数fが一定になるまでの同期引き
込み時間tr は、tr=4nsとなる。この同期引き込
み時間tr の値は、前述の従来例の値と比較すると、6
0%以下の値となっている。
前記(1)〜(3)式における数値例を、N=512
(入力周波数:8KHz、出力周波数:4.096MH
z)、C=60pF、K=2.0MHz/V、R=25
MHzとし、同期のとれている時の電流I=40nA、
同期のとれていない時の電流I=400nA、固有角周
波数ωn =2π×256rad/s、制動係数ζ=1.
2として、電圧制御発振器の発振周波数fの時間変化を
計算すると、図7の発振周波数特性の102に示される
ようになり、発振周波数fが一定になるまでの同期引き
込み時間tr は、tr=4nsとなる。この同期引き込
み時間tr の値は、前述の従来例の値と比較すると、6
0%以下の値となっている。
【0021】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、チャー
ジポンプ回路より出力されて電圧制御発振器に入力され
る電圧レベルが、位相同期状態に対応する所定電圧レベ
ルとのレベル差異が大であり、位相同期回路の同期引き
込みに時間を要する状態に対応して、ループフィルタの
容量に対する充放電電流を制御することにより、同期引
き込み後における低ジッタ特性を保持しつつ、同期引き
込み時間を短縮することができるという効果がある。
ジポンプ回路より出力されて電圧制御発振器に入力され
る電圧レベルが、位相同期状態に対応する所定電圧レベ
ルとのレベル差異が大であり、位相同期回路の同期引き
込みに時間を要する状態に対応して、ループフィルタの
容量に対する充放電電流を制御することにより、同期引
き込み後における低ジッタ特性を保持しつつ、同期引き
込み時間を短縮することができるという効果がある。
【図1】本発明の第1の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図2】本実施例における同期検出回路の一例を示す回
路図である。
路図である。
【図3】本実施例における位相比較器の一例を示す回路
図である。
図である。
【図4】電圧制御発振器の発振周波数特性を示す図であ
る。
る。
【図5】本発明の第2の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図6】従来例を示すブロック図である。
【図7】位相同期回路の同期引き込み特性を示す図であ
る。
る。
1 位相比較器 2 同期判定回路 3 チャージポンプ回路 4、6、30、36 AND回路 5、20、32 インバータ 7、10 定電流源 8 PMOSトランジスタ 9 NMOSトランジスタ 11 ループフィルタ 12、18 抵抗 13、19 容量 14 電圧制御発振器 15、34 コンパレータ 16 分周器 17、21〜29 NAND回路 31、33 OR回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平6−85664(JP,A) 特開 昭63−90214(JP,A) 特開 昭62−92521(JP,A) 特開 平2−284522(JP,A) 特開 昭61−257022(JP,A) 特開 昭54−130862(JP,A) 実開 昭54−23554(JP,U) 特表 平4−506732(JP,A) 欧州特許647033(EP,B1) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H03L 7/093 - 7/199
Claims (2)
- 【請求項1】 ディジタル位相比較器と、当該位相比較
器の出力を受けて位相同期状態を判定し、所定の制御信
号を出力する同期判定回路と、前記位相比較器の出力を
入力して、前記制御信号を介して位相差信号を出力する
チャージポンプ回路と、当該チャージポンプ回路の位相
差信号を、周波数帯域制限して出力するループフィルタ
と、当該ループフィルタの出力電圧により周波数制御さ
れる電圧制御発振器と、当該電圧制御発振器の発振周波
数を分周して出力し、前記位相比較器に帰還入力する分
周器とを備える位相同期回路において、 前記チャージポンプ回路が、前記ループフィルタの出力
電圧と所定の基準電圧とを比較して、所定のレベル判定
信号を出力するコンパレータと、 前記位相比較器の第1の出力信号と、前記レベル判定信
号とを入力して論理積をとって出力する第1のAND回
路と、 前記位相比較器の第2の出力信号を反転して出力するイ
ンバータと、 前記インバータの出力信号と、前記レベル判定信号とを
入力して論理積をとって出力する第2のAND回路と、 ソースが第1の定電流源を介して電源に接続され、ゲー
トに前記第1のAND回路の出力信号が入力されて、ド
レインが前記ループフィルタの入力側に接続されるPM
OSトランジスタと、 ドレインが前記ループフィルタの入力側に接続され、ゲ
ートに前記第2のAND回路の出力信号が入力されて、
ソースが第2の定電流源を介して接地点に接続されるN
MOSトランジスタと、 電流値が、前記同期判定回路より出力される制御信号お
よび前記レベル判定信号により制御される前記第1の定
電流源と、 電流値が、前記同期判定回路より出力される制御信号に
より制御される前記第2の定電流源と、 を備えて構成されることを特徴とする位相同期回路。 - 【請求項2】 ディジタル位相比較器と、当該位相比較
器の出力を受けて位相同期状態を判定し、所定の制御信
号を出力する同期判定回路と、前記位相比較器の出力を
入力して、前記制御信号を介して位相差信号を出力する
チャージポンプ回路と、当該チャージポンプ回路の位相
差信号を、周波数帯域制限して出力するループフィルタ
と、当該ループフィルタの出力電圧により周波数制御さ
れる電圧制御発振器と、当該電圧制御発振器の発振周波
数を分周して出力し、前記位相比較器に帰還入力する分
周器とを備える位相同期回路において、 前記チャージポンプ回路が、前記ループフィルタの出力
電圧と所定の第1の基準電圧とを比較して、第1のレベ
ル判定信号を出力する第1のコンパレータと、 前記ループフィルタの出力電圧と所定の第2の基準電圧
とを比較して、第2のレベル判定信号を出力する第2の
コンパレータと、 前記位相比較器の第1の出力信号と、前記第1のレベル
判定信号とを入力して論理積をとって出力するAND回
路と、 前記AND回路の出力信号と、前記第2のレベル判定信
号とを入力して論理和をとって出力する第1のOR回路
と、 前記位相比較器の第2の出力信号を反転して出力するイ
ンバータと、 前記インバータの出力信号と、前記第2のレベル判定信
号とを入力して論理和をとって出力する第2のOR回路
と、 ソースが第1の定電流源を介して電源に接続され、ゲー
トに前記第1のOR回路の出力信号が入力されて、ドレ
インが前記ループフィルタの入力側に接続されるPMO
Sトランジスタと、 ドレインが前記ループフィルタの入力側に接続され、ゲ
ートに前記第2のOR回路の出力信号が入力されて、ソ
ースが第2の定電流源を介して接地点に接続されるNM
OSトランジスタと、 電流値が、前記同期判定回路より出力される制御信号お
よび前記第1のレベル判定信号により制御される前記第
1の定電流源と、 電流値が、前記同期判定回路より出力される制御信号お
よび前記第2のレベル判定信号により制御される前記第
2の定電流源と、 を備えて構成されることを特徴とする位相同期回路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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