JP2778029B2

JP2778029B2 - 周波数変調回路

Info

Publication number: JP2778029B2
Application number: JP62313479A
Authority: JP
Inventors: 賢次兵頭
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1987-12-11
Filing date: 1987-12-11
Publication date: 1998-07-23
Anticipated expiration: 2013-07-23
Also published as: JPH01155506A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は非安定マルチバイブレータを用いた周波数変
調回路に関する。〔発明の概要〕本発明は、非安定マルチバイブレータを備え、その非
安定マルチバイブレータの制御電流を変調信号電圧に応
じて可変することにより発振周波数を制御して、周波数
変調された出力信号を得るようにした周波数変調回路に
おいて、電圧比較回路によって、基準端子の電位及び基
準電位源の電位を比較し、その比較出力に応じて、制御
回路によって、基準端子の電位を、基準電位源の電位と
等しく成るように制御し、変調信号入力端子及び基準端
子間にインピーダンス素子を接続し、制御回路よりの信
号によって制御され、インピーダンス素子に流れる電流
に比例する電流を発生する電流発生回路を設け、この電
流発生回路の出力電流によって、非安定マルチバイブレ
ータを制御するようにしたことにより、変調信号の電圧
−電流変換特性の直線性が良く、精度が高く成るように
したものである。〔従来の技術〕以下に、VTRの記録系で用いられている従来の周波数
変調回路について説明する。この周波数変調回路は、変
調信号電圧としての映像信号電圧（輝度信号電圧）を、
電圧−電流変換回路によって変調信号電流に変換し、そ
の変調信号電流に応じて、非安定マルチバイブレータの
制御電流を制御するようにしたものである。先ず、第３図を参照して、従来の非安定マルチバイブ
レータ（エミッタ結合型非安定マルチバイブレータ）に
ついて説明する。この非安定マルチバイブレータは、半
導体集積回路で構成されている。（１）、（２）は交互
にオンオフするNPN形トランジスタで、その各エミッタ
間にコンデンサ（その容量をＣとする）（３）が接続さ
れる。トランジスタ（１）、（２）の各エミッタは、夫
夫互いに等しい定電流の定電流源（その定電流をIo/2と
する）（11）、（12）を通じて接地される。そして、こ
の定電流源（11）、（12）の各定電流Io/2を、変調信号
によって変調するようにする。（９）、（10）はバッファ用のNPN形トランジスタ
で、トランジスタ（９）、（10）の各ベースが、夫々ト
ランジスタ（１）、（２）のコレクタに接続され、各コ
レクタが電源（その電圧をVccとする）＋Ｂに接続さ
れ、その各エミッタが夫々互いに等しい定電流の定電流
源（13）、（14）を通じて接地される。そして、トランジスタ（９）、（10）の各エミッタか
ら、被FM変調映像信号が取り出される。（４）、（５）はNPN形トランジスタで、トランジス
タ（１）、（２）を飽和させないようにして、非安定マ
ルチバイブレータの動作を速くするためのものである。
トランジスタ（４）、（５）の各エミッタが、夫々トラ
ンジスタ（１）、（２）のコレクタに接続され、その各
コレクタが電源＋Ｂに接続される。（６）はダイオード
接続のNPN形トランジスタで、そのコレクタ及びベース
が電源＋Ｂに接続され、そのエミッタが夫々抵抗値の等
しい抵抗器（その抵抗値をＲとする）（７）、（８）を
通じて、トランジスタ（４）、（５）のエミッタに接続
される。（17）は、トランジスタ（４）、（５）のベー
スにバイアス電圧Vcc−Vrを与える抵抗電圧分圧器で、
電源＋Ｂ及び接地間に直列接続された抵抗器（15）、
（16）から構成され、その接続中点がトランジスタ
（４）、（５）の各ベースに接続される。この非安定マルチバイブレータの発振周波数Foは次式
の如く表される。 Fo＝Io/4Vab・Ｃここで、Vabは、非安定マルチバイブレータの反転直前
のトランジスタ（１）、（２）の各エミッタａ、ｂ間の
電圧を示す。この電圧Vabは、抵抗器（15）の両端の降
下電圧Vrに近似した電圧である。次に、変調信号電圧を、電流に変換する電圧−電流変
換回路の従来例の２例を、説明する。先ず、第４図の従
来例を説明する。この第４図では、第３図で説明した定
電流源（11）、（12）が抽出して示されている。これら
定電流源（11）、（12）を構成するトランジスタ（2
1）、（23）に対し、非安定マルチバイブレータと同じ
半導体集積回路内の回路として、ダイオード接続のNPN
形トランジスタ（71）が設けられ、そのベースがトラン
ジスタ（21）、（23）の各ベースに接続され、そのエミ
ッタが抵抗器（72）を通じて接地され、カレントミラー
回路（73）が構成される。そして、外付け回路として、次の構成の回路が設けら
れる。NPN形のトランジスタ（74）が設けられ、入力端
子（75）からの変調信号電圧が、トランジスタ（74）の
ベースに供給され、そのコレクタに負荷抵抗器（77）が
接続されると共に、そのコレクタが抵抗器（76）を通じ
て、カレントミラー回路（73）のトランジスタ（71）の
コレクタに接続される。そして、カレントミラー回路
（73）の各トランジスタ（71）、（21）、（23）に同じ
変調信号電流が流される。次に、第５図の従来例を説明する。カレントミラー回
路（73）は、第４図と同じである。第３図の非安定マル
チバイブレータと同じ半導体集積回路内の回路として、
次の回路が設けられる。NPN形のトランジスタ（89）、
（86）が設けれる。入力端子（75）からの変調信号が、
トランジスタ（89）のベースに供給される。トランジス
タ（89）、（86）のエミッタ間に抵抗器（89）が接続さ
れる。トランジスタ（86）のベースは、基準電源（87）
を通じて接地される。外付け回路として、次の回路が設けられる。ダイオー
ド接続のPNP形トランジスタ（82）及びPNP形トランジス
タ（84）から成るカレントミラー回路（81）が設けられ
る。トランジスタ（82）、（84）の各エミッタには、夫
々抵抗器（83）、（85）が接続される。そして、トラン
ジスタ（82）のコレクタが、トランジスタ（86）のコレ
クタに接続され、トランジスタ（84）のコレクタが、ト
ランジスタ（71）のコレクタに接続される。そして、カ
レントミラー回路（81）のトランジスタ（82）、（84）
及びカレントミラー（73）のトランジスタ（71）、（2
1）、（23）に同じ変調信号電流が流される。〔発明が解決しようとする問題点〕第４図及び第５図の従来の周波数変調回路の電圧−電
流変換回路は、トランジスタのエミッタ抵抗γｅ＝（kT
/q）・（1/I_E）が温度によって変化するため、電圧−電
流変換の直線性が悪い。更に、第５図の電圧−電流変換回路では、PNP形トラ
ンジスタを用いているため、トランジション周波数が低
く成ると言う欠点がある。かかる点に艦み、本発明は変調信号の電圧−電流変換
特性の直線性が良く、精度の高い周波数変調回路を提案
しようとするものである。〔問題点を解決するための手段〕本発明は、非安定マルチバイブレータを備え、その非
安定マルチバイブレータの制御電流を変調信号電圧に応
じて可変することにより発振周波数を制御して、周波数
変調された出力信号を得るようにした周波数変調回路に
おいて、基準端子Ｐ及び基準電位源（112）と、基準端
子Ｐの電位及び基準電位源（112）の電位を比較する電
圧比較回路（90）と、基準端子Ｐに接続され、この電圧
比較回路（90）の比較出力に応じて、基準端子Ｐの電位
を、基準電位源（112）の電位と等しく成るように制御
する制御回路（91）と、変調信号電圧が供給される変調
信号入力端子（75）と、その変調信号入力端子（75）及
び基準端子Ｐ間に接続されたインピーダンス素子（12
3）とを有し、非安定マルチバイブレータには、制御回
路（91）よりの信号によって制御され、インピーダンス
素子（123）に流れる電流に比例する電流を発生する電
流発生回路（128）とを有し、その電流発生回路（128）
の出力電流によって、非安定マルチバイブレータを制御
するようにしたものである。〔作用〕かかる本発明によれば、電圧比較回路（90）によっ
て、基準端子Ｐの電位及び基準電位源（112）の電位を
比較し、その比較出力に応じて、制御回路（91）によっ
て、基準端子Ｐの電位を、基準電位源（112）の電位と
等しく成るように制御する。制御回路（91）の制御によ
って、電流発生回路（128）に、インピーダンス素子（1
23）に流れる電流に比例する電流を発生させ、この電流
発生回路（128）の出力電流によって、非安定マルチバ
イブレータを制御するようにする。〔実施例〕以下に、図面を参照して、本発明による周波数変調回
路の実施例を説明する。ここでは、VTRの記録系に設け
られ、映像信号（輝度信号）を周波数変調する周波数変
調回路に、本発明を適用した場合である。先ず、第２図を参照して、この周波数変調回路の非安
定マルチバイブレータの部分を説明する。尚、第２図に
おいて、第３図と対応する部分には同一符号を付して説
明する。この非安定マルチバイブレータは、半導体集積
回路で構成されたエミッタ結合型非安定マルチバイブレ
ータである。 AMBは非安定マルチバイブレータ本体を示し、以下こ
れについて説明する。（１）、（２）は交互にオンオフ
するNPN形トランジスタで、その各エミッタ間にコンデ
ンサ（その容量をＣとする）（３）が接続される。トラ
ンジスタ（１）、（２）の各エミッタは、夫々互いに等
しい定電流の定電流源（その定電流をIo/2とする）（1
1）、（12）を通じて接地される。これら定電流源（1
1）、（12）は、夫々NPN形トランジスタ（21）、（23）
及びその各エミッタに接続された抵抗器（22）、（24）
から構成される。そして、端子（25）からの映像信号
が、抵抗器（26）を通じて、夫々トランジスタ（21）、
（23）の各ベースに供給されて、その定電流Io/2が同時
にその映像信号に基づいて変化せしめられ、これによっ
て、発振周波数が変化せしめられる。これら定電流源
（11）、（12）にて電流発生回路（128）を構成する。（９）、（10）はバッファ増幅器で、トランジスタ
（１）のコレクタがバッファ増幅器（９）を通じて、ト
ランジスタ（２）のベースに接続され、トランジスタ
（２）のコレクタがバッファ増幅器（10）を通じて、ト
ランジスタ（１）のベースに接続される。そして、トランジスタ（１）、（２）の各コレクタか
ら、被FM変調映像信号が取り出される。（４）、（５）はNPN形トランジスタで、トランジス
タ（１）、（２）を飽和させないようにして、非安定マ
ルチバイブレータの動作を速くするためのものである。
トランジスタ（４）、（５）の各エミッタが、夫々トラ
ンジスタ（１）、（２）のコレクタに接続され、その各
コレクタが電源＋Ｂ（その電圧をVccとする）に接続さ
れる。そして、電源＋Ｂが、夫々抵抗値の等しい抵抗器
（その抵抗値をＲとする）（７）、（８）を通じて、ト
ランジスタ（４）、（５）のエミッタに接続される。以
上が、非安定マルチバイブレータ本体AMBの構成であ
る。（41）はNPN形の制御用トランジスタで、そのコレク
タが電源＋Ｂに接続され、そのベースが、トランジスタ
（４）、（５）の各ベースに接続される。そして、トラ
ンジスタ（41）のエミッタが、外付けの抵抗器（42）を
通じて接地される。次に、レベル比較回路LCPについて説明する。このレ
ベル比較回路LCPは、トランジスタ（41）のエミッタの
電圧がVcc−Vrと成るようにトランジスタ（４）、
（５）及び（41）の各ベースの電圧Vxを制御する回路で
ある。因に、この電圧Vxは次式のように表される。 Vx＝Vcc−Vr＋（kT/q）ln（Ix/Iss）ここで、Ixはトランジスタ（41）のエミッタ電流、Iss
はこのトランジスタ（41）のコレクタ飽和電流を示す。（43）、（44）はレベル比較回路LCPの主たるトラン
ジスタとしてのNPN形トランジスタである。（65）は、
トランジスタ（44）のベースにVcc−Vrの基準電圧を与
えるための抵抗電圧分圧器で、電源＋Ｂ及び接地間の直
列接続された抵抗器（66）、（67）から構成され、その
接続中点がトランジスタ（44）のベースに接続される。
そして、トランジスタ（43）のベースが、トランジスタ
（41）のエミッタに接続される。トランジスタ（41）の
コレクタ・ベース間には、抵抗器（60）及びコンデンサ
（61）の並列回路が接続される。（62）、（63）はダイ
オードで、ダイオード（62）のカソードが電源＋Ｂに接
続され、そのアノードがトランジスタ（41）のベースに
接続され、ダイオード（63）のカソードが電源＋Ｂに接
続され、そのアノードがトランジスタ（41）のエミッタ
に接続される。（45）はカレントミラー回路で、ダイオード接続のPN
P形トランジスタ（46）及びPNP形トランジスタ（47）か
ら構成される。そして、トランジスタ（46）、（47）の
各エミッタが電流＋Ｂに接続され、トランジスタ（46）
のベースが、トランジスタ（43）、（44）の各コレクタ
に接続される。トランジスタ（43）、（44）の各エミッタが、夫々PN
P形トランジスタ（48）、（49）のエミッタに接続され
る。トランジスタ（48）、（49）の各コレクタが、カレ
ントミラー回路（50）を構成するNPN形トランジスタ（5
1）及びダイオード接続のNPN形トランジスタ（52）の各
コレクタ・エミッタ間を通じて接地される。又、（53）はカレントミラー回路で、ダイオード接続
のNPN形トランジスタ（55）並びにPNP形トランジスタ
（54）及びそのエミッタに接続された抵抗器（56）から
構成される。そして、トランジスタ（56）のコレクタ
が、トランジスタ（47）のコレクタ及びトランジスタ
（48）、（49）のベースに接続され、エミッタは抵抗器
（56）を通じて接地される。トランジスタ（55）のコレ
クタは、抵抗器（57）を通じて電源＋Ｂに接続され、そ
のエミッタは接地される。 NPN形トランジスタ（58）、（59）が設けられ、トラ
ンジスタ（58）のコレクタが電源＋Ｂに接続され、その
エミッタがトランジスタ（59）のベースに接続され、そ
のベースがトランジスタ（51）のコレクタに接続され
る。トランジスタ（59）のコレクタがトランジスタ（4
1）のベースに接続されると共に、外付けコンデンサ（6
4）を通じて接地され、そのエミッタが接地される。この非安定マルチバイブレータの発振周波数Foは次式
の如く表される。 Fo＝Io/4Vab・Ｃここで、Vabは、非安定マルチバイブレータの反転直前
のトランジスタ（１）、（２）の各エミッタａ、ｂ間の
電圧を示す。この電圧Vabは、抵抗器（15）の両端の降
下電圧Vrに近似した電圧である。次に、この周波数Foを
表す式中のVabを導出する。ここでは、トランジスタ
（１）がオン、トランジスタ（２）がオフの状態から、
その逆の状態に切り替わる寸前の各部の電圧を求め、そ
れから電圧Vabを求める。尚、以下の式で、Issはトラン
ジスタ（１）、（２）、（４）、（５）の飽和コレクタ
電流、αはトランジスタ（１）、（２）、（４）、
（５）のベース接地電流増幅率、I_E1はトランジスタ
（１）、（４）のエミッタ電流、I_E2はトランジスタ
（２）、（５）のエミッタ電流（微少電流）である。先ず、トランジスタ（１）、（２）の各コレクタｃ、
ｄの電圧Vc、Vdを求める。 Vc＝Vx−（kT/q）ln〔（αIE1−Vr/R）/Iss〕 Vd＝Vcc−Ｒ・αI_E2 次に、トランジスタ（１）、（２）の各エミッタａ、
ｂの電圧Va、Vbを求める。 Va＝Vd−（kT/q）ln（I_E1/Iss）＝Vcc−Ｒ・αI_E2−（kT/q）・ln（I_E1/Iss） Vb＝Vc−（kT/q）ln（I_E2/Iss）＝Vx−（kT/q）ln〔（αI_E1− Vr/R）/Iss〕−（kT/q）・ln（I_E2/Iss）＝Vcc−Vr＋（kT/q）・ ln（Ix/Iss）−（kT/q）・ln〔（αI_E1−Vr/
R）/Iss〕− （kT/q）ln（I_E2/Iss）従って、Vabは次式の如く表される。 Vab＝Va−Vb ＝Vcc−Ｒ・αI_E2−（kT/q）・ ln（I_E1/Iss）−Vcc＋Vr− （kT/q）・ln（Ix/Iss）＋（kT/q）・ln〔（αI_E1−Vr/R）/Iss〕＋（kT/q）ln（I_E2/Iss）＝Vr−Ｒ・αI_E2＋（kT/q）・ ln〔（αI_E1−Vr/R）/I_E1〕− （kT/q）ln（Ix/I_E2）この電圧Vabの第２項〜第４項は温度特性を有してい
る。尚、第２項が温度特性を有しているのは、αが温度
特性を有しているからである。従って、この電圧Vab式の第４項のIxを適当な値にす
ることにより、この電圧Vabの温度特性を除去すること
ができる。このトランジスタ（41）のエミッタ電流Ix
は、抵抗器（42）の抵抗値を選定することによって、適
当値に設定することができる。かかる非安定マルチバイブレータによれば、発振周波
数の温度特性を容易に除去できると共に、従来例のダイ
オード接続のトランジスタ（６）は不要となるので、電
源電圧の利用率を向上させることができる。次に、第１図を参照して、実施例の周波数変調回路の
電圧−電流変換回路（その大部分は、第２図の非安定マ
ルチバイブレータと共通の半導体集積回路を構成してい
る）の部分について説明する。Ｐは基準端子、（112）
は基準電位源である。基準端子Ｐは、ダイオード（12
2）のアノード・カソード間を通じて電源＋Ｂに接続さ
れる。（90）は、基準端子Ｐの電位及び基準電位源（11
2）の電位を比較する電圧比較回路である。（91）は、
この電圧比較回路（90）の比較出力に応じて、基準端子
Ｐの電位を、基準電位源（112）の電位と等しく成るよ
うに制御する制御回路である。尚、この基準端子Ｐは、
仮想接地と成る。先ず、電圧比較回路（90）について説明する。（11
0）、（111）は、NPN形トランジスタで、その各コレク
タは電源＋Ｂに接続され、その各エミッタは、カレント
ミラー回路（99）を構成するNPN形トランジスタ（10
6）、（102）のコレクタ・エミッタ間及び抵抗器（10
7）、（103）を通じて接地される。尚、カレントミラー
回路（99）は、NPN形トランジスタ（102）、（104）、
（106）、（108）及びその各エミッタに接続された抵抗
器（103）、（105）、（107）、（109）並びにダイオー
ド接続のNPN形トランジスタ（100）及びそのエミッタに
接続された抵抗器（101）から構成され、その各トラン
ジスタ（100）、（102）、（104）、（106）、（108）
のベースは共通接続されている。トランジスタ（100）
のコレクタは電源＋Ｂに接続され、エミッタは抵抗器
（101）を通じて接地される。そして、トランジスタ（1
10）のベースが、基準端子Ｐに接続され、トランジスタ
（111）のベースが、基準電位源（112）を通じて接地さ
れる。（92）、（93）はNPN形トランジスタで、その各エミ
ッタが共通接続されると共に、カレントミラー回路（9
9）を構成するNPN形トランジスタ（104）のコレクタ・
エミッタ間及び抵抗器（105）を通じて接地される。ト
ランジスタ（92）、（93）の各コレクタは、カレントミ
ラー回路（94）を構成するダイオード接続のNPN形トラ
ンジスタ（95）のコレクタ及びNPN形トランジスタ（9
7）のコレクタに夫々接続される。トランジスタ（9
5）、（97）の各エミッタは、夫々抵抗器（95）、（9
8）を通じて、電源＋Ｂに接続される。次に、制御回路（91）について説明する。NPN形のト
ランジスタ（115）が設けられ、トランジスタ（115）の
コレクタは電源＋Ｂに接続され、ベースがトランジスタ
（93）のコレクタに接続されると共に、抵抗器（114）
及びコンデンサ（113）の直列回路を通じて電源＋Ｂに
接続される。トランジスタ（115）のエミッタは、ダイ
オード（116）のアノード・カソード間を通じて、カレ
ントミラー回路（99）を構成するNPN形トランジスタ（1
08）のコレクタ・エミッタ間及び抵抗器（109）を通じ
て接地される。又、NPN形トランジスタ（117）が設けられ、そのコレ
クタが電源＋Ｂに接続され、そのエミッタが抵抗器（12
9）を通じて接地される。NPN形トランジスタ（118）げ
設けられ、そのコレクタが基準端子Ｐに接続され、その
エミッタが抵抗器（120）を通じて接地される。そし
て、トランジスタ（117）のエミッタが、抵抗器（119）
を通じて、トランジスタ（118）のベースに接続され
る。トランジスタ（117）のエミッタから端子（121）が
導出され、これが第２図の端子（25）に接続される。次に、基準端子Ｐに接続される外付け回路について説
明する。基準端子Ｐが、周波数変調回路の周波数偏移調
整用の可変抵抗器（123）を通じて、変調信号入力端子
（75）に接続される。この変調信号入力端子（75）に供
給される正極性の輝度信号のシンクチップは、基準電位
源（112）の電位と等しくされる。基準端子Ｐが、輝度
信号のホワイトピーク及びシンクチップの中間のレベル
の変調周波数を調整するための可変抵抗器（124）を通
じて、直流電源（127）の正極に接続され、その負極が
接地される。基準端子Ｐがコンデンサ（125）及び抵抗
器（126）の直列回路を通じて接地される。制御回路（91）のトランジスタ（118）及び第２図の
電流発生回路（128）を構成するトランジスタ（21）、
（23）は、特性の揃ったトランジスタで、そのベース・
エミッタ間が並列関係にあり、その各ベースにトランジ
スタ（117）のエミッタ出力が供給され、トランジスタ
（21）、（23）のコレクタ（エミッタ）には、トランジ
スタ（118）のコレクタ（エミッタ）電流〔抵抗器（12
3）に流れる電流に比例した電流〕と同じ電流が流され
る。そして、この電流が変調信号電流、即ち輝度信号電
流と成る。上述したように、基準端子Ｐは仮想接地となってお
り、トランジスタ（110）のベース電流は無視し得る程
度に小さいものとすると、トランジスタ（118）のコレ
クタに流れる電流Ｉ（118）は、次式のように表され
る。Ｉ（118）＝（Vcc−Vref）/Rc＋（Vin−Vref）/Rd ここで、Vccは電源＋Ｂの電圧、Vrefは基準電位源（11
2）の電位、Rcは抵抗器（124）の抵抗値、Vinは入力端
子（75）に供給される変調信号電圧、Rdは抵抗器（12
3）の抵抗値である。次に、この電圧−電流変換回路の動作について説明し
よう。トランジスタ（110）のベース電圧が高く成る
と、トランジスタ（92）のベース電圧も高く成り、トラ
ンジスタ（92）のコレクタ電流が増大する。トランジス
タ（92）のコレクタ電流が増大すると、トランジスタ
（93）のコレクタ電流も増大し、これにより、トランジ
スタ（115）のベース電圧が高く成り、これにより、ト
ランジスタ（117）のベース電圧も高く成り、これによ
り、トランジスタ（118）のベース電圧も高く成る。ト
ランジスタ（118）のベース電圧が高く成ると、トラン
ジスタ（118）のコレクタ電流が増大し、これにより、
トランジスタ（110）のベース電圧の上昇が阻止され
る。このように、電圧−電流変換回路では、トランジスタ
のベース・エミッタ間電圧V_BEによる温度特性の影響が
ないので、電圧−電流変換の直線性が良好と成る。PNP
形トランジスタを用いていないので、トランジション周
波数が高く成る。電圧比較回路（90）に、制御回路（9
1）によって、強い負帰還が掛けられているので、トラ
ンジスタのエミッタ接地電流増幅率h_FE、抵抗器の抵抗
値のバラツキがあっても、これが電圧−電流変換に対し
悪影響を及ぼす虞はない。従って、精度の高い周波数変
調回路を得ることができる。〔発明の効果〕上述せる本発明によれば、変調信号の電圧−電流変換
特性の直線性が良く、且つ、電流−電圧変換に悪影響を
及ぼすことがなく、精度の高い周波数変調回路を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の実施例の電圧−電流変換回路を示す回
路図、第２図は本発明の実施例の非安定マルチバイブレ
ータを示す回路図、第３図は従来の非安定マルチバイブ
レータを示す回路図、第４図は及び第５図は夫々従来の
電圧−電流変換回路を示す回路図である。（90）は電圧比較回路、（91）は制御回路、Ｐは基準端
子、（112）は基準電位源、（128）は電流発生回路であ
る。

Claims

(57)【特許請求の範囲】１．非安定マルチバイブレータを備え、該非安定マルチ
バイブレータの制御電流を変調信号電圧に応じて可変す
ることにより発振周波数を制御して、周波数変調された
出力信号を得るようにした周波数変調回路において、基準端子及び基準電位源と、上記基準端子の電位及び上記基準電位源の電位を比較す
る電圧比較回路と、上記基準端子に接続され、上記電圧比較回路の比較出力
に応じて、上記基準端子の電位を、上記基準電位源の電
位と等しく成るように制御する制御回路と、上記変調信号電圧が供給される変調信号入力端子と、該変調信号入力端子及び上記基準端子間に接続されたイ
ンピーダンス素子とを有し、上記非安定マルチバイブレータには、上記制御回路より
の信号によって制御され、上記インピーダンス素子に流
れる電流に比例する電流を発生する電流発生回路が設け
られ、該電流発生回路の出力電流によって、上記非安定マルチ
バイブレータを制御するようにしたことを特徴とする周
波数変調回路。