JP2015504622A - 最尤ビットストリーム符号化を使用する信号の直接デジタル合成 - Google Patents

最尤ビットストリーム符号化を使用する信号の直接デジタル合成 Download PDF

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Abstract

最尤系列推定を使用するRF信号の直接合成のための方法および装置が提供される。RFデジタルRF入力信号は、プロトタイプフィルタによるフィルタリング後、生成されたデジタルストリームが実質的に最小のエラーをもたらすように、デジタルRF入力信号に最尤系列推定を実行してデジタルストリームを生成することにより合成される。実質的に最小のエラーは、プロトタイプフィルタのデジタル出力とデジタルRF入力信号との差を含む。デジタルストリームは、入力デジタルRF信号と実質的に等しい。デジタルストリームはアナログ復元フィルタに適用されてもよく、アナログ復元フィルタの出力は、デジタルRF入力信号を近似するアナログRF信号を含む。

Description

関連出願の相互参照
本出願は、参照により本明細書に組み込まれている、「Software Digital Front End(SoftDFE) Signal Processing and Digital Radio」と題する、2011年10月27日に出願した米国仮特許出願第61/552、242号明細書の優先権を主張するものである。
本出願は、参照により本明細書に組み込まれている、「Methods and Apparatus for Direct Synthesis of RF Signals Using Delta−Sigma Modulator」と題する、2009年3月31日に出願した国際出願第PCT/US09/38929号に関連する。
本発明は、ビットストリーム符号化技法に関し、さらに詳細には、最尤ビットストリーム符号化を使用するRF信号の直接合成の技法に関する。
通信信号は、元の情報を担持するベースバンド信号に搬送波周波数を乗じることによって得られる所望の周波数で伝送される。無線周波数(RF)送信機では、たとえば、所望のRF周波数は通常、情報を担持するデジタルベースバンド信号から、そのデジタル信号をアナログ信号に変換し、次いで1つまたは複数のミキサを使用してアナログ信号をRF搬送波周波数信号と混合することによって得られる。
情報を担持するデジタルベースバンド信号からRF信号を直接合成するための多くの直接合成技法が提案され(proposed or suggested)てきた。たとえば、「Methods and Apparatus for Direct Synthesis of RF Signals Using Delta−Sigma Modulator」と題する、2009年3月31日に出願した国際出願第PCT/US09/38929号では、デルタ−シグマ変調器を使用するRF信号の直接合成の技法を開示している。
高精度デジタル−アナログ変換については、大量のオーバーサンプリングが可能である場合(たとえば、信号帯域幅が比較的低く、10〜1000回のオーバーサンプリングが可能であるような、オーディオまたは無線ベースバンドアプリケーションなど)、そのようなデルタ−シグマ変調器は、アナログフィルタが後に続く1ビット量子化器、変調器(ノイズシェイパ)を使用しながら、高精度デジタル−アナログ変換を達成するために良好に使用されてきた。しかし、そのようなデルタ−シグマ変調器のフィードバック経路は、より高いサンプリング周波数(たとえば、1GHz以上)において実装することが困難である。非線形量子化器の存在により、アルゴリズムは並列化することが難しく、したがってより低いクロック周波数で実装することが難しい。加えて、入力信号は通常、(たとえば、技法は電力効率があまり高くはないなど)変調器の安定性を確保するために、わずかな基準電圧に制限される。さらに、より高い分解能のために、高いオーバーサンプリング率(100以上)が必要となる。
したがって、より高いサンプリング周波数におけるRF信号の直接合成のための改善された方法および装置が必要とされている。さらに、オーバーサンプリング率が低減され、デルタ−シグマ変調器に対して改善されたノイズパフォーマンスを提供し、より高い周波数(数百メガヘルツから数ギガヘルツ)において実装されうるRF信号の直接合成のための安定した変調器が必要とされている。たとえば、多くの国々におけるGSM信号は、800MHzを中心としており、WCDMA信号は2.1GHz(基地局送信機)を中心としている。
E.F.Haratsch, 「High−Speed VLSI Implementation of Reduced Complexity Sequence Estimation Algorithms With Application to Gigabit Ethernet 1000 BaseT」、Int’l Symposium on VLSI Technology、Systems、and Applications、Taipei(1999年6月)
一般に、最尤系列推定を使用するRF信号の直接合成のための方法および装置が提供される。本発明の1つの態様によれば、RFデジタルRF入力信号は、プロトタイプフィルタによるフィルタリング後、生成されたデジタルストリームが実質的に最小のエラーをもたらすように、デジタルRF入力信号に最尤系列推定を実行してデジタルストリームを生成することにより合成される。実質的に最小のエラーは、プロトタイプフィルタのデジタル出力とデジタルRF入力信号との差を含む。デジタルストリームは、入力デジタルRF信号と実質的に等しい。さらに、最尤系列推定は、たとえばビタビ復号、状態数限定型系列推定、および/またはMアルゴリズムを含む。
本発明のもう1つの態様によれば、デジタルストリームは、アナログ復元フィルタに適用される。アナログ復元フィルタの出力は、デジタルRF入力信号を近似するアナログRF信号を含む。さまざまな実施形態において、アナログ復元フィルタは、たとえば、受動フィルタ、抵抗−コイル−コンデンサ(R−L−C:resistive−inductive−capacitive)回路および/または伝送回線を備える。
プロトタイプフィルタは、復元フィルタと類似する周波数応答を有することができる。さまざまな実施形態において、プロトタイプフィルタは、有限インパルス応答フィルタまたは無限インパルス応答フィルタを備える。たとえば、プロトタイプフィルタは通過帯域フィルタであってもよく、デジタルRF入力信号は、デジタル領域におけるRF周波数に変調されたベースバンド信号である。あるいは、プロトタイプフィルタはベースバンドフィルタであってもよく、デジタルRF入力信号はベースバンド信号である。
本発明のさらに深い理解、および本発明のさらなる特徴および利点は、後段の詳細な説明および図面を参照することにより得られるであろう。
従来のRF送信機を示す図である。 例示的なデルタ−シグマ変調器を示す図である。 例示的な1ビットデルタ−シグマ変調器の周波数応答を示す図である。 本発明の態様を組み入れる例示的な最尤ビットストリーム符号化システムを示す概略ブロック図である。 図4の最尤ビットストリーム符号器の例示的な実施態様を示す概略ブロック図である。 ベースバンドの実施態様のh(t)プロトタイプフィルタに対する例示的なフィルタ応答を示す図である。 通過帯域の実施態様のh(t)プロトタイプフィルタに対する例示的なフィルタ応答を示す図である。
本発明の態様は、最尤ビットストリーム符号化を使用する信号の直接デジタル合成を提供する。本発明の1つの態様によれば、符号器は、最尤符号化(たとえば、ビタビまたはMアルゴリズム)に基づいて提供される。例示的な最尤ビットストリーム符号器は、アナログフィルタリング後に結果として得られるアナログ波形が所望の信号と(ほぼ)等しくなるように、デジタルストリームデータ(2進1およびゼロ)の実質的に最適な系列を生成する。このようにして、デジタル信号は、フィルタリング後に結果として得られるアナログRF信号が入力信号のデジタルバージョンとほぼ等しくなるように、実質的に最適なビット(またはマルチレベル)系列を見出すことによって近似される。
デルタ−シグマ変調
図1は、従来のRF送信機100を示す図である。図1に示されるように、従来のRF送信機100は、最初に、デジタル−アナログ変換器110を使用して、情報を担持するベースバンド信号をデジタル信号に変換する。次いで、デジタル信号は、低域通過フィルタ120によってフィルタリングされ、ミキサ130を使用してRF搬送波周波数信号と混合される。次いで、ミキサ130の出力は、知られている方法で、帯域外ノイズを低減するために、帯域通過フィルタ140によってフィルタリングされる。
図2は、「Methods and Apparatus for Direct Synthesis of RF Signals Using Delta−Sigma Modulator」と題する、2009年3月31日に出願した国際出願第PCT/US09/38929号による例示的なデルタ−シグマ変調器200を示す図である。図2に示されるように、例示的なデルタ−シグマ変調器200は、1ビット量子化器210、および整合周波数極/零ペアを備えるエラー予測フィルタ220を採用する。整合周波数極/零ペアについては、式(2)と併せて後段においてさらに説明される。例示的なエラー予測フィルタ220は、18の次数を有する。
1ビット量子化器210への入力値uは、量子化エラーeを生成する加算器230により、量子化された出力値qと比較される。量子化エラーeは、エラー予測フィルタ220によって処理されて、1クロックサイクルに対してレジスタ240に格納されるエラー予測値e1を生成し、次いでエラー補償された入力値uを生成する加算器250によって入力信号rから減算される。一般に、エラー予測フィルタ220は、知られている方法で、信号をフィルタリングするために入力信号の一部の知識を採用する。たとえば、エラーがゆっくりと変化する(低周波)と知られている場合、エラー予測フィルタ220は、後続のサンプルに対して同一の値を使用することができる。
一般に、1ビット量子化器210の出力は、入力信号の粗い近似をもたらす。入力信号rは、たとえば16ビットデジタル値であってもよく、1ビット量子化は粗いアナログ変換のために量子化器210によって実行される(たとえば、量子化は入力信号の極性に基づいてもよい)。1ビット量子化器210に関連付けられている量子化ノイズeは、主として帯域外である。上記で示されているように、量子化器210によって実行される1ビット量子化は、本質的に線形である。
本明細書において説明される例示的な実施形態において、量子化エラーe(n)は、入力r(n)と無相関であると仮定される。したがって、量子化器出力q(t)の電力スペクトル密度Sq,qは、以下のように周波数fの関数として表されてもよい。
q,q(f)=Sr,r(f)+(1−H(z))e,e(f) (1)
ただし、rは入力信号であり、
Figure 2015504622
である。
エラー予測フィルタ220は、f、f、...fの所望の周波数においてゼロを提供し、ゼロと実質的に同じ周波数において極を提供し、極は1未満の絶対値αを有する。当業者には明らかであるように、極および零の配置が固定または可変であってもよく、所与の実施態様に対して最適化されてもよいことに留意されたい。
図3は、18の次数を有する例示的な通過帯域デルタ−シグマ変調器200の周波数応答300を示す。図3示されるように、例示的なエラー予測フィルタ220は、ほぼ2GHzの通過帯域を呈し、100MHzの帯域幅を有する。重要なことに、例示的なエラー予測フィルタ220は、110dBのSFDRを示す。
最尤ビットストリーム符号化を使用する直接合成
図4は、本発明の態様を組み入れる例示的な最尤ビットストリーム符号化システム400を示す概略ブロック図である。図4に示されるように、最尤ビットストリーム符号化システム400は、図5と併せて後段においてさらに説明される最尤ビットストリーム符号器500、およびアナログ復元フィルタ410を備える。入力信号xは、最尤ビットストリーム符号器500に印加される。入力信号xは、デジタルRF信号を含む。
後段において図5を参照してさらに説明されるように、最尤ビットストリーム符号器500は、プロトタイプフィルタによるフィルタリング後、生成されたデジタルストリームbが実質的に最小のエラーをもたらすように、デジタルRF入力信号xと実質的に等しいデジタルストリームbを生成する。後段において説明されるように、エラーは、プロトタイプフィルタのデジタル出力とデジタルRF入力信号xとの差として定義される。
デジタルストリームbは、たとえば、2レベル2進信号、マルチレベル信号、およびNRZ、PAM、QAM(たとえば、QPSK)信号のうちの1つまたは複数であってもよい。
図4に示されるように、デジタルストリームbは、アナログ復元フィルタ410に適用されて、デジタルRF入力信号xを近似するアナログRF信号を生成する。アナログ復元フィルタ410は、通常受動であり、たとえば抵抗−コイル−コンデンサ(R−L−C)回路および/または伝送回線を使用して具現されてもよい。
本発明の態様は、最尤系列推定(MLSE)技法が、より典型的なデータ復号だけではなく、データ変換および符号化に適用されてもよいことを認識する。
図5は、本発明の態様を組み入れる例示的な最尤ビットストリーム符号器500を示す概略ブロック図である。図5に示されるように、最尤ビットストリーム符号器500は、デジタルRF入力信号xを受信し、図6と併せて後段においてさらに説明されるh(t)プロトタイプフィルタ520によるフィルタリング後に、生成されたデジタルストリームbが実質的に最小のエラーeをもたらすように、デジタルRF入力信号xと実質的に等しいデジタルストリームbを生成する。図5に示されるように、例示的なエラー信号eは、プロトタイプフィルタ520のデジタル出力(フィルタリングされたデジタルビットストリームb)とデジタルRF入力信号xとの差として加算器530によって得られる。
一般に、h(t)プロトタイプフィルタ520は、デジタル入力信号xの周波数を実質的に中心とする通過帯域を有する。h(t)プロトタイプフィルタ520は、たとえば、有限インパルス応答(FIR)または無限インパルス応答(IIR)フィルタとして実装されてもよい。
ステージ510において、最尤ビットストリーム符号器500は、最尤系列推定(MLSE)技法を使用してエラーeを最小化する最尤ビットストリーム(ビットストリームb)を見出す。MSLE技法は、たとえば、ビタビアルゴリズム、状態数限定型系列推定(RSSE)、およびMアルゴリズム(大きくなりうる復号器の状態数を減らす)のうちの1つまたは複数を含む。タップの数がNtapである場合、復号器の状態数は2Ntapsでタップ数に伴って指数関数的に増加し、実際的ではない可能性がある。Mアルゴリズムの説明については、たとえば、各々参照により本明細書に組み込まれる、E.F.Haratsch, 「High−Speed VLSI Implementation of Reduced Complexity Sequence Estimation Algorithms With Application to Gigabit Ethernet 1000 BaseT」、Int’l Symposium on VLSI Technology、Systems、and Applications、Taipei(1999年6月)を参照されたい。
アナログ復元フィルタ410は、入力信号xの特性に基づいて設計され、プロトタイプフィルタ520は、復元フィルタ410と類似する周波数応答を有する。
MLSEは、任意選択で、その復号に、RF電力増幅器(クラスSスイッチングタイプ増幅器)またはデジタルドライバアナログ回路(たとえば、デジタルまたは混合信号システムオンチップ(SOC:System on a Chip)に一般に使用されるシリアライザ−デシリアライザ(SerDes)の伝送回路)の非線形メモリを組み入れて、それらのデバイスの非線形を補償する。システムオンチップは、たとえば、ベースバンド信号プロセッサ、デジタルフロントエンド(DFE:digital front end)、またはシングルチップ基地局を含むことができる。
図6Aおよび図6Bは、それぞれベースバンドおよび通過帯域の実施態様のh(t)プロトタイプフィルタ620に対する例示的なフィルタ応答を示す。図6Aに示されるように、h(t)ベースバンドプロトタイプフィルタ620は、たとえば40MHz LTEベースバンド信号のような、ベースバンド応答610(20MHz LTEの2つの搬送波)を有する。例示的な対応するサンプリングレートは、5.89824GSPS(=30.62MSPS(LTEベースバンド))である。応答部分620は、デジタル予歪(DPD:digital pre−distortion)によるスペクトル再生に起因する。関心対象の信号帯域幅630は、たとえば、DPD後の3次補正までの120MHz(または5次補正の場合200MHz)である。
図6Bに示されるように、h(t)通過帯域プロトタイプフィルタ620は、通過帯域応答650および関心対象の信号帯域幅660を有する。通過帯域の場合、小さすぎる信号帯域幅は、結果として非常に高いQフィルタをもたらすので実現することは困難である(たとえば、2.14GHz/20MHz Q〜100(高すぎる)、しかし2.14GHz/200MHzは実際的な10のQをもたらす)。
さらなる変形において、最尤符号器はまた、アナログ−デジタル変換器として使用されてもよく、入力信号はデジタル信号ではなくアナログ信号であり、プロトタイプフィルタはアナログであり、復元フィルタはデジタルであり、最尤復号器はアナログ領域で実装される。
結び
本発明の例示的な実施形態を、当業者には明らかであるように、デジタル論理ブロックに関して説明してきたが、さまざまな機能は、ソフトウェアプログラムにおいて、回路素子または状態マシンによってハードウェアにおいて、またはソフトウェアとハードウェアの組み合わせにおいて、処理ステップとしてデジタル領域で実装されてもよい。そのようなソフトウェアは、たとえば、デジタル信号プロセッサ、特殊用途向け集積回路、またはマイクロコントローラにおいて採用されてもよい。そのようなハードウェアおよびソフトウェアは、集積回路内に実装される回路内で具現されてもよい。
したがって、本発明の機能は、方法およびそれらの方法を実施するための装置の形態で具現されてもよい。本発明の1つまたは複数の態様は、たとえば、ストレージ媒体に格納されるか、マシンにロードされるか、および/またはマシンによって実行されるかにかかわりなく、プログラムコードの形態で具現されてもよく、プログラムコードがプロセッサのようなマシンにロードされて実行される場合、マシンは本発明を実施するための装置となる。汎用プロセッサ上で実施される場合、プログラムコードセグメントは、プロセッサと一体化して、固有の論理回路と同様に動作するデバイスを提供する。本発明はまた、集積回路、デジタル信号プロセッサ、マイクロプロセッサ、またはマイクロコントローラのうちの1つまたは複数において実施されてもよい。
本明細書において示され、説明される実施形態および変形は、本発明の原理を例示するものに過ぎず、さまざまな変更が、本発明の範囲および精神を逸脱することなく当業者によって実施されうることを理解されたい。

Claims (10)

  1. デジタルRF入力信号を直接デジタル合成するための方法であって、
    プロトタイプフィルタによるフィルタリング後、生成されたデジタルストリームが実質的に最小のエラーをもたらすように、前記デジタルRF入力信号に最尤系列推定を実行してデジタルストリームを生成することを含み、前記最尤系列推定はMアルゴリズムを含み、前記プロトタイプフィルタは無限インパルス応答(IIR)フィルタを含む、
    方法。
  2. 前記実質的に最小のエラーは、前記プロトタイプフィルタのデジタル出力と前記デジタルRF入力信号との差を含む、請求項1に記載の方法。
  3. 前記デジタルストリームを、後にアナログ復元フィルタが続くスイッチングタイプ電力増幅器、およびアナログ復元フィルタのうちの1つまたは複数に適用するステップをさらに含む、請求項1に記載の方法。
  4. プロトタイプフィルタによるフィルタリング後、生成されたデジタルストリームが実質的に最小のエラーをもたらすように、前記デジタルRF入力信号を処理してデジタルストリームを生成するための最尤系列推定器を備え、前記最尤系列推定はMアルゴリズムを含み、前記プロトタイプフィルタは無限インパルス応答(IIR)フィルタを含む、
    デジタルRF入力信号合成器。
  5. 前記実質的に最小のエラーは、前記プロトタイプフィルタのデジタル出力と前記デジタルRF入力信号との差を含む、請求項4に記載のデジタルRF入力信号合成器。
  6. アナログ復元フィルタの出力は、前記デジタルRF入力信号を近似するアナログRF信号を含む、請求項4に記載のデジタルRF入力信号合成器。
  7. 前記デジタルストリームは、前記入力デジタルRF信号と実質的に等しい、請求項4に記載のデジタルRF入力信号合成器。
  8. デジタルRF入力信号合成のためのシステムであって、
    メモリと、
    前記メモリに結合された少なくとも1つのハードウェアデバイスとを備え、前記ハードウェアデバイスは、
    プロトタイプフィルタによるフィルタリング後、生成されたデジタルストリームが実質的に最小のエラーをもたらすように、前記デジタルRF入力信号に最尤系列推定を実行してデジタルストリームを生成するように動作可能であり、前記最尤系列推定はMアルゴリズムを含み、前記プロトタイプフィルタは無限インパルス応答(IIR)フィルタを含む、
    システム。
  9. 前記実質的に最小のエラーは、前記プロトタイプフィルタのデジタル出力と前記デジタルRF入力信号との差を含む、請求項8に記載のシステム。
  10. アナログ復元フィルタの出力は、前記デジタルRF入力信号を近似するアナログRF信号を含む、請求項8に記載のシステム。
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