JP7083311B2 - マルチビームクレストファクタ低減 - Google Patents

Description

本出願は、米国特許法第１１９（ｅ）条の下、２０１５年１２月２９日に出願された「Ｍｕｌｔｉ－Ｂｅａｍ Ｃｒｅｓｔ Ｆａｃｔｏｒ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ」という名称の米国仮特許出願第６２／２７２，２６９号の利益を主張し、その全内容は参照により本明細書に組み入れられる。

本開示は、概して、セルラまたは無線ローカルエリアネットワーク等の無線システムに関し、より詳細には、マルチビームフェーズドアレイシステムに関する。

フェーズドアレイは、自由空間においてビーム放射パターンを生成し、選択的通信チャネルの形成を可能にする。フェーズドアレイは、複数のアンテナを、一般的に無線周波数（ＲＦ）信号の２分の１波長分ずつ互いに離間して、平面上に格子状に配置することにより形成される。フェーズドアレイは、アンテナの各々に与えられるＲＦ信号の位相と振幅を調整することにより、所望の方向に放射パターンを生成することができる。これらの調整により、発せられる無線ＲＦ信号は、特定の方向において増強され、他の方向において抑制される。無線ビームは電子的に操作されて通信チャネルを送るので、これにより、アンテナの位置または方向を機械的に調整する必要はない。

フェーズドアレイでは、アレイを形成する複数のアンテナが一斉に動作するオーケストレーション（orchestration）が求められる。コーポレートフィードネットワークは、フェーズドアレイを形成する複数のアンテナの各々に、ある一つのＲＦ信号と同一のコピーを送ることにより、フェーズドアレイにそのタイミングを与える。平面領域上に複数のアンテナを均一に配置することにより、フェーズドアレイは、Ｘ方向およびＹ方向の両方向においてＲＦ信号の搬送波周波数の数波長に亘って延びる表面領域を有するものになる。例えば、正方形の平面領域に配置された１００のアンテナを備えるフェーズドアレイであれば、各方向にＲＦ搬送波周波数の５波長分に等しい辺寸法を有するであろう。

セルラ送信において、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、符号間干渉（ＩＳＩ）に対する耐性がありチャネル等化における複雑性が低いことから、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）等の近年のシステムに採用されている。しかし、ＯＦＤＭ信号は、一般的に、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が高い。送信無線周波数（ＲＦ）信号の線形性を維持するため、高いＰＡＰＲには、大電力増幅器（ＰＡ）のバックオフ（すなわち、平均送信ＲＦ信号電力に比較して、供給源電力を増加させるためにＰＡ供給電圧を増加させること）が必要である。増加された供給電力がＰＡに与えられることで、ＲＦ信号がピークレベルにあるとき、確実に、ＰＡは線形的に動作する。ＲＦ信号が平均レベルに戻ると、ＰＡにおいて、ＲＦ信号電力に変換されない電力損失が大きくなる。電力損失の増大は、ＰＡ内での熱放散の増加につながる。従って、ＰＡバックオフを増加させて、ＰＡの線形性を向上させることにより、ＰＡ効率が下がり、電力使用量が増加することにもなる。多くの場合、ＰＡの熱消散または電力消費の制限は、無線送信システム全体の性能のボトルネックとなる可能性がある。

この状況は、フェーズドアレイにおいてより深刻なものとなる。何故なら、フェーズドアレイには複数のＰＡがあり、１つのＰＡがフェーズドアレイの１つのアンテナを駆動するため、複数のＰＡの各々が熱出力を増加させるためである。ＰＡの全てはアンテナの近くに配置されてもよく、このアンテナがフェーズドアレイの平面領域を規定する。ＰＡを互いに近接配置することで、フェーズドアレイに関する比較的小さな体積であっても、多量の熱が発生される。上述したとおりＰＡに高ＰＡＰＲ問題が生じると、熱放散はより深刻になる。高ＰＡＰＲによりＰＡの電力損失が増大すると、非常に小さな体積であっても、多量の熱を発生する可能性がある。さらに、フェーズドアレイは、マルチビーム信号を処理することができ、各ＰＡの入力において、これらのビーム信号は、典型的には回転され、加算される。したがって、マルチビーム信号が合算される場合にＰＡに生じる高ＰＡＰＲを低減する様々な技術が必要とされている。ＰＡＰＲを低減することにより、ＰＡはより電力効率を上げることができる。

概して、一態様において、本発明は、複数のビーム信号と共に用いるためのシステムを特徴付けるものであって、複数の入力および対応する複数の出力を有するクレストファクタ低減（ＣＦＲ）モジュールを備え、複数の入力の各々の入力は、複数のビーム信号のうち対応する異なるビーム信号を受け付けるためのものであり、複数の出力の各出力は、複数の入力のうち異なる入力に対応し、複数のＣＦＲ調整信号のうち異なるＣＦＲ調整信号を出力するためのものであり、複数のＣＦＲ調整信号の各ＣＦＲ調整信号は、複数のビーム信号のうち異なるビーム信号に対応する。上記ＣＦＲモジュールは、複数のビーム信号に対してクレストファクタ（波高率）の低減を実行することで、複数のＣＦＲ調整信号を生成するように構成されている。複数のビーム信号に対して実行されるクレストファクタ低減は、複数のビーム信号のうちの複数のビーム信号の大きさの加重和に基づく。

他の実施形態は、次の特徴を１つまたはそれ以上含む。上記ＣＦＲモジュールは、複数のビーム信号のうちの複数のビーム信号の大きさの加重和を用いることで、複数のビーム信号のうちのビーム信号の大きさを低減させる時を決定するように構成されている。複数のビーム信号に対して実行されるクレストファクタ低減は、複数のビーム信号のうちの全てのビーム信号の大きさの加重和に基づく。複数のビーム信号のうちの全てのビーム信号の大きさの加重和は、複数のビーム信号のうちの全てのビーム信号の大きさの和である。

上記システムは、各々が上記ＣＦＲモジュールの複数の出力のうち対応する異なる出力に電気的に連結された複数のアップコンバートモジュールであって、該出力について上記ＣＦＲ調整信号から得られる信号をアップコンバートするためのものと、複数のアップコンバートモジュールからの信号を結合して合成信号を生成するコンバイナと、コンバイナの出力に電気的に連結された電力増幅器とを備える送信器を更に備える。上記電力増幅器は、出力を有し、上記システムは、該電力増幅器の出力に電気的に連結されたアンテナを更に備える。上記ＣＦＲモジュールは、複数の座標変換モジュールを備え、複数の座標変換モジュールの各座標変換モジュールは、複数の入力のうち異なる対応する入力に連結され、該入力を介して受け付けられるビーム信号の大きさを特定するためのものである。上記ＣＦＲモジュールは、複数の乗算器を更に備え、複数の乗算器の各乗算器は、対応する異なる座標変換モジュールに連結される。上記ＣＦＲモジュールは、複数の座標変換モジュールの各々の座標変換モジュールの各々から得られた信号を加算して、複数のビーム信号のうち全てのビーム信号の大きさの加重和を生成する加算器を更に備える。上記ＣＦＲモジュールは、複数のビーム信号のうち全てのビーム信号の大きさの加重和が所定の閾値を超える時を検出するためのピーク検出器を更に備える。上記ＣＦＲモジュールが実行するように構成されたクレストファクタ低減は、ハードクリッピング、ピークキャンセル、および繰り返しクリッピングを１つまたはそれ以上を含む。

概して、一態様において、本発明は、複数のビーム信号を処理する方法を特徴付けるものである。該方法は、複数のビーム信号の各ビーム信号の大きさを特定すること；複数のビーム信号の大きさの加重和を計算すること；および、複数のビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することで、対応する複数のＣＦＲ調整信号を生成すること、を含み、複数のビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することは、複数のビーム信号の大きさの計算された加重和に基づく。

他の実施形態は、次の特徴を１つまたはそれ以上含む。上記方法は、複数のＣＦＲ調整信号を処理して複数の処理信号を生成すること；複数の処理された信号を結合することで、合成送信信号を生成すること；および、該合成送信信号を無線送信用アンテナに送ること、を更に含む。クレストファクタ低減を実行することは、大きさの加重和を用いて、複数のビーム信号のうちいずれかのビーム信号の大きさを低減する時を決定すること、を含む。大きさの加重和の全ての重みは１に等しい、または、大きさの加重和における１つまたはそれ以上の重みは１に等しくない。複数のビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することは、複数のビーム信号のうち全てのビーム信号の大きさの加重和が所定の閾値を超える時を検出することを含む。複数のビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することは、ハードクリッピング、ピークキャンセル、および／または、繰り返しクリッピングを１つまたはそれ以上を含む。

本開示は、添付の図面に示すように、特定の実施形態を参照してより詳細に説明される。本開示は、特定の実施形態を参照して以下で説明されるが、本開示がその実施形態に限定されないことは理解されるべきである。本開示における教示を得た当業者は、他の用途分野と同様、更なる実施、修正、および、具体化を認識するであろうし、その内容は、本願において説明される本開示の範囲内であり、その内容に関して、本開示は、高い有用性を有する可能性がある。

図１は、電力増幅器のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を示す波形である。 図２は、閾値を超える信号のクレストファクタ低減（ＣＦＲ）を示す。 図３は、後で加算される２つのビーム経路に個別に適用され、ＰＡＰＲ再成長を生じさせる従来のＣＦＲを示す。 図４は、加算後にＰＡＰＲ再成長を除去する、デュアルビームジョイントピーク検出・低減のモジュールまたは回路の実施形態を示す。 図５は、加算後にＰＡＰＲ再成長を除去する、マルチビームジョイントピーク検出・低減のモジュールまたは回路の実施形態を示す。 図６は、２つのビームの各々が、加算後に、ＰＡＰＲ再成長なく複数の電力増幅器に供給される、デュアルビームジョイントピーク検出・低減のモジュールまたは回路の実施形態を示す。 図７は、２つの信号が結合されたものがピーク低減を必要とする位置を決定するグラフ表示を示す。 図８は、ピーク低減を伴うマルチビームＣＦＲの１回のイテレーションを実行するモジュールまたは回路のブロック図である。 図９は、クリッピングおよびフィルタリングを伴うマルチビームＣＦＲの１回のイテレーションを実行するモジュールまたは回路のブロック図である。 図１０は、ハードクリッピングを伴うマルチビームＣＦＲの１回のイテレーションを実行するモジュールまたは回路のブロック図である。 図１１Ａは、組込みシングルビームＣＦＲモジュールを用いてマルチビームＣＦＲを実行するモジュールまたは回路のブロック図である。 図１１Ｂは、複数のビームからのサンプルを処理する１回のイテレーションを示すフローチャートである。 図１２は、シングルビームの複数のイテレーションとそれに続くマルチビームＣＦＲの複数のイテレーションとを含む実施形態のブロック図である。 図１３は、標準のテスト波形を用いて、個別ＣＦＲなしでマルチビームＣＦＲを実行した結果を示す。 図１４は、標準のテスト波形を用いて、個別ＣＦＲを伴うマルチビームＣＦＲを実行した結果を示す。 図１５は、送信チェーンに組み込まれた（個別ＣＦＲを伴うまたは個別ＣＦＲなしの）マルチビームＣＦＲを採用する実施形態のブロック図である。 図１６Ａは、個別およびマルチビームのＣＦＲの２回のイテレーションを用いて第１のビームを入力／出力した結果を示す。 図１６Ｂは、個別およびマルチビームのＣＦＲの２回のイテレーションを用いて第２ビームを入力／出力した結果を示す。 図１６Ｃは、個別およびマルチビームのＣＦＲの２回のイテレーションを用いた第１のビームおよび第２ビームが結合されたものを示す。 図１７は、マルチビームＣＦＲを用いた３つの異なる標準のテスト波形の表形式の結果を示す。

図１は、ベースバンド包絡線１－５内の送信無線周波数（ＲＦ）信号１－４を示す。ピーク信号イベント１－２の間、包絡線の大きさは、固定電力供給増幅器の供給電圧１－１に近いところまで増大する可能性がある。固定電力増幅器の供給電圧は、増幅器の線形性を維持するため、ピーク信号イベントの大きさを超える必要がある。しかし、ピーク信号イベントとは対照的に、信号全体は、低い平均レベル１－６を維持する。信号の電力の観点で測定したときの、１－６に対応する平均電力値に対するピーク信号イベント１－２の比率は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）として知られている。ＰＡＰＲはできる限り低い値を維持することが望ましい。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）のような、特定の通信システムの信号は、高ＰＡＰＲを不必要に生成する可能性があり、そのため、ＰＡＰＲを低減するための何らかの技術を採用することが望ましい。ここで紹介される技術は、高ＰＡＰＲが生じる任意のフェーズドアレイ通信システムに適用することができる。固定電力増幅器供給電圧は、１－２で大電圧振幅供給できなければならない。しかし、信号の振幅が平均値１－６に近付くと、電力増幅器の効率は低くなる。これらの領域において、固定電力増幅器供給電圧によって提供されるエネルギーは、領域１－３におけるギャップが示すように、熱として消散される。したがって、増幅器の設計は、増幅器の線形性を維持するために高ピーク信号イベントが適切に増幅されることを補償する必要がある。しかし、電力増幅器の平均電力がピーク信号イベントよりもはるかに低い場合、電力増幅器は、領域１－３が示すように、大量の電力を熱として浪費する。

ベースバンド包絡線１－５（またはベースバンド信号）は、２つの成分：同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号を有するベクトルによって形成される。複素信号は、一般的に複素数で表され、複素数において、実部および虚部は、該信号のＩ成分およびＱ成分に各々対応する。ベクトルは、大きさと位相を有する。ベースバンド信号１－５の大きさは、式（１）により得られる。

位相は、Ｉ成分およびＱ成分の相対値によって決定される。

ベースバンド信号のピークが低減されると、無線周波数（ＲＦ）信号のピークも低減される。ピークが低減されると、ＰＡＰＲも低減される。ひとたびＰＡＰＲが低減されると、信号全体が、電力増幅器（ＰＡ）供給電圧の範囲をとるようにスケーリングされてもよく、その結果、電力効率がより高くなってもよい（また、ＰＡ供給電圧は、低減されたピークのレベルまで下げられ、電力損失全体が低減されてもよい。）。

従来のシングルビームシステムでは、クレストファクタ低減（ＣＦＲ）動作は、送信されたＲＦ信号のピークをＰＡに与える前に低減している。ＣＦＲモジュールは、信号への歪みを許容レベルに維持しながら、（一般的には、ピーク信号に適用されるクリッピング、フィルタリング、および／または、減算の処理によって、）ＰＡＰＲを低減させる。ＬＴＥシステムでは、ＣＦＲ動作は、ＥＶＭによって特徴付けられる帯域内信号歪みを生じさせる可能性がある一方、ＡＣＬＲによって測定されるような、帯域外発射をも生じさせる可能性がある。したがって、ＣＦＲ動作は、ＥＶＭおよびＡＣＲＬを許容範囲内に維持しながら、ＲＦ信号のピーク信号を低減することを目標としている。ピーク信号を低減させるという効果により、ＰＡの効率が向上する。ＣＦＲ動作は、シングル送信ＲＦ信号またはビームを利用するシステムで好適に機能する。

図２は、シングルビームＣＦＲ技術の機能の様子をより詳細に図示する。信号ピーク２－３を備えるベースバンド信号２－５があり、信号ピーク２－３は点線の楕円２－１の境界によって規定される大きさを有する。ベースバンド信号は、ＤＣ値２－６およびＣＦＲ閾値２－４および２－７を有する。信号ピーク２－３の平均値に対する電力比により、ＰＡＰＲが特定される。一般的には、ＰＡＰＲはより低いことが望ましく、信号ピーク２－３が閾値２－４以下に低減されると、ＰＡＰＲはより低くなる。閾値は、電力増幅器の動作に課せられるシステム要件に基づいて設定される。従来のＣＦＲ技術は、閾値を超える信号ピーク２－３の位置を特定し、複数の信号低減技術のうちの１つを組み込むことで、閾値２－４に合致する、または、閾値２－４より小さい、より低い信号ピーク２－２まで信号ピーク２－３を低減させる。より低い信号ピーク２－２の平均値に対する電力比によって、所望のＰＡＰＲが得られる。ＣＦＲは、ピーク信号２－３をより低い信号ピーク２－２までに低減した後、信号の元のＰＡＰＲを、所望のＰＡＰＲに低減することができる。この所望のＰＡＰＲは、フェーズドアレイのエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）および隣接チャネル漏洩比（ＡＣＬＲ）の両方を許容範囲内に維持しながら、約６～８ｄＢに低減されることが可能である。この所望のＰＡＰＲは、信号が電力増幅器に与えられる場合に、維持される。しかし、このような状況は、従来のＣＦＲ技術を用いた場合はシングルビームシステムについてのみ当てはまる。

フェーズドアレイは、より複雑な無線システムである。２つまたはそれ以上の信号（独立した送信ＲＦ信号）は、各々位相シフトされ、合算される。マルチビーム信号は、ＰＡの入力に与えられて、フェーズドアレイのアンテナの１つを介して自由空間に送信される前の、２つまたはそれ以上のビーム信号の合計である。従来のＣＦＲ法を２つまたはそれ以上のビーム信号の各々に適用することにより、ビーム信号の各々が低減され、所望のＰＡＰＲが達成される。しかし、２つまたはそれ以上のビーム信号が合算されると、結合されたビーム信号のＰＡＰＲは、所望の値よりも大きくなる可能性がある。加算後のＰＡＰＲの増加は、ＰＡＰＲの再成長またはＰＡＰＲ再成長として知られている。これは、従来のＣＦＲが、他のビームとは無関係な時に１つの個別ビームに作用するため、生じる。マルチビーム信号における従来のＣＦＲアプローチは効果的ではない。２つまたはそれ以上のビーム信号の各々がＣＦＲを用いて処理されたとしても、２つまたはそれ以上のビーム信号の合計は、結合されると、２～３ｄＢだけＰＡＰＲを再成長させる可能性がある。

図３は、上記のマルチビームＣＦＲアーキテクチャにおいてどのようにＰＡＰＲ再成長が生じるかを示す。ビーム１信号は、ビーム１信号内の信号ピークを閾値に低減させるＣＦＲ３－１ａに与えられ、ノード３－２ａにおいて、所望のＰＡＰＲを有する信号が生成される。ノード３－２ａにおける信号は、ブロック３－３ａにおいてＲＦ周波数にアップコンバートされ、その入力ノード３－４ａにおいて位相回転器３－５ａに与えられる。位相回転器は、ビーム１信号の位相を調整し、信号を加算器３－６の入力に与え、フェーズドアレイシステムにおいて結果として得られるビームの方向を制御するためのものである。同時に、第２のビーム信号であるビーム２信号が、ビーム２信号内の信号ピークを閾値に低減させるＣＦＲ３－１ｂに与えられ、ノード３－２ｂにおいて、所望のＰＡＰＲを有する信号が生成される。ノード３－２ｂにおける信号は、ブロック３－３ｂにおいてＲＦ周波数にアップコンバートされ、その入力ノード３－４ｂにおいて位相回転器３－５ｂに与えられる。位相回転器３－５ｂは、信号の位相を調整し、信号を加算器３－６の入力に与える。加算器３－６は、位相回転器からの２つの信号を結合して、電力増幅器３－８に与えられるノード３－７における結合信号を生成する。ビーム１信号内の信号ピークは、ビーム２信号とは独立してＣＦＲ技術を用いて調整され、ビーム２信号内の信号ピークは、ビーム１信号とは独立してＣＦＲ技術を用いて調整される。ＰＡＰＲ再成長は、ビーム１信号およびビーム２信号に適用される、独立したＣＦＲ調整に起因して、加算器の出力ノード３－７において生じる可能性がある。ＰＡＰＲ再成長は、ＰＡＰＲを３ｄＢだけ増加させることで、フェーズドアレイのアンテナ３－１０の１つを駆動する場合に、電力増幅器が効率性を損い、必要以上に電力を損失する可能性がある。

図３における各ビームのＰＡＰＲは、実際のところ、従来のＣＦＲを適用した後の閾値によって決定されるように、設定された最大許容レベルに低減される。ビームが合算されると、設定された最大許容レベルで低減された、個々のビームの電力成分の合計は、ＰＡＰＲを３ｄＢだけ上昇させる新しいＰＡＰＲ条件を発生させ、個々のビームの各々に適用される従来のＣＦＲ動作の操作を、効率的に取り消すことができる。従来のＣＦＲ動作が個々のビームに対して実行されたとしても、結合されたビームのＰＡＰＲは、加算後、元のＰＡＰＲ値に近くなる。所望のＰＡＰＲの増加は、第２のビームの低減されたピークに合わせられた１つのビームの低減されたピークに起因し、これはＰＡＰＲを３ｄＢだけ上昇させる可能性がある。従って、従来のシングルビームＣＦＲは、複数のビームを結合する、または、加算する場合には有効ではない。

図４は、ＰＡＰＲ再成長がマルチビームＣＦＲアーキテクチャ内で除去される一実施形態を示す。ビーム１信号およびビーム２信号は、ジョイントピーク検出・低減ブロック４－１に与えられる。両方のビーム信号の任意の時点における大きさが、加算され、ジョイントＰＡＰＲを設定する、所定の閾値と比較される。しかし、信号の大きさの合計が所定の閾値より大きいならば、その局所合計は極大値を与え、該合計のＰＡＰＲは、所望のＰＡＰＲより大きく、ピークの信号成分の片方または両方の低減が実行される。任意の信号成分の大きさの低減することで、信号歪みが波形に導入される。導入される歪みがＬＴＥ規格によって規定されるエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）の範囲内にあるならば、例えばＬＴＥシステムにおいて、信号歪みは許容されることができる。次に、２つの信号は、アンテナシステム（図示略）を介して送信するため信号を用意するシステムの部分である送信器（またはフロントエンド）に与えられる。送信器において、各信号は、アップコンバートブロック３－３ａおよび３－３ｂの各々により、ＲＦ周波数にアップコンバートされる。位相回転器３－５ａおよび３－５ｂは、ノード４－３ａおよび４－３ｂ上の２つの入力ビーム信号の大きさを回転させ、これらの信号を加算器３－６に与える。加算器３－６は、これら２つの信号を加算して、ノード４－４において信号を生成する。この信号は、電力増幅器３－８の入力に与えられる。ジョイントピーク検出・低減ブロック４－１は、複数のビームが任意の位相回転の後に加算された場合、結合されたビーム信号が回転量に関わらずノード４－４において所望のレベルを超えるＰＡＰＲ再成長を示さないように、マルチビームＣＦＲプロセスを実行する。ＰＡＰＲ再成長を示さないとは、合成信号のＰＡＰＲが合成信号ＰＡＰＲ目標を超えないことを意味する。

位相回転器は、ビーム信号のＲＦ信号の位相角を進める、または、遅らせるために使用される。位相回転器は、位相回転器を通過する信号の位相をずらすように機能する。位相シフトは、アナログまたはデジタルの制御信号を用いて制御される。記載されている実施形態では、デジタル制御信号を使用して、位相回転器が調整される。更に、アナログまたはデジタル制御信号によって制御される少なくとも1つの振幅調整回路（可変利得増幅器、図示略）が、ＲＦ信号の少なくとも1つの振幅を変更するために使用される。これらの位相回転および利得を利用するのは、フェーズドアレイによって形成される、結果として生じるビームを、所望の方向に向けるためである。振幅または位相の調整制御は、全制御から、部分制御またはゼロ制御の範囲に及ぶ。デジタル制御信号は、システム内においてバスで伝達され、アップコンバータにおける位相回転器および可変利得増幅器に供給される。これらのデジタルまたはアナログ制御信号は、複数の相互作用する機械またはコンピュータを含むことができるデジタルフロントエンド（ＤＦＥ）内の１つまたはそれ以上のプロセッサによって供給される。コンピュータ読み取り可能な媒体は、１つまたはそれ以上のプロセッサを用いてコード化されて、１つまたはそれ以上のプロセッサがそのプログラムを実行することで、位相および振幅を調整する、１つまたはそれ以上の方法が行われる。位相および振幅の調整の機能の更なる詳細は、例えば、２０１２年６月７日に公開されたＭｉｈａｉ Ｂａｎｕ他の「Ｌｏｗ Ｃｏｓｔ，Ａｃｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ａｒｒａｙｓ」という名称の米国特許出願公開第２０１２／０１４２２８０号に記載されており、その開示内容全体は参照により本明細書に組み入れられる。

フェーズドアレイシステムのようなアプリケーションでは、送信信号の位相は、フェーズドアレイに関してビーム方向に応じて、各アンテナ素子において任意の角度だけ回転されてもよい。従って、マルチビームＣＦＲ法は、回転不変性の概念に基づいている。すなわち、ビーム信号の各々は、任意の位相回転に従ってもよく、ビーム信号の合計は、所望のＰＡＰＲ目標を満たすように設計される。更に、マルチビームＣＦＲは、異なるビームの送信信号を共に処理して、結合されたビーム信号のピークを検出し、低減する。この実施形態は、ジョイントピーク検出・低減ブロック内の各時間間隔で複数の信号ビームの合成振幅を同時に監視する。合成振幅が閾値を超えると、ジョイントピーク検出・低減ブロックは、極大値を規定しようとする。極大値が見つかると、ＣＦＲ技術が複数の信号ビームに同時に適用され、極大値が所望の閾値未満に低減される。このジョイントピーク検出・低減の実施形態では、確実に、結合されたビーム信号は、加算された後、且つ、電力増幅器に与えられる前に、許容されないＰＡＰＲ再成長を示さない。

図５は、ノード５－４においてＰＡＰＲ再成長が生じることなく、３つのビーム信号が結合される実施形態を示す。３つのビーム信号：ビーム１信号、ビーム２信号、およびビーム３信号は、ジョイントピーク検出・低減ブロック５－１に与えられる。当業者は、３つより多い複数のビーム信号が同様に処理され得ることを理解するであろう。任意の時点における各ビーム信号の振幅は、（異なるビーム信号間の不均一な電力割り当てを可能にするため）重み付け関数が適用されている可能性があり、合算され、合算された振幅値が決定される。重み付け関数は、例えば、基地局から離れたハンドセットの距離に関する不均一な電力割り当てを決めるために用いることができる。基地局により近いハンドセットのビーム信号は、信号の大きさを減少させる重み付け関数を有し、一方、基地局から離れているハンドセットのビーム信号は、信号がより遠くに伝達される必要があるため、信号の大きさを増加させる重み付け関数を有してもよい。

合算された振幅値は、各時間ステップ毎に計算される。合算された振幅は閾値と比較され、閾値を超えるか否か判断される。合算された振幅値が閾値を超える場合、２つの信号ビームのうち１つまたはそれ以上の振幅が、ピーク低減方法を用いることによって低減される。あるアプローチでは、複数のビーム信号のすべての振幅が比例的に低減され、他の１つのアプローチでは、最小振幅を超えるビーム信号の振幅が比例的に低減される。これらの低減方法は、ハードクリッピング、繰り返しクリッピング・フィルタリング、およびピークキャンセルの技術を用いてもよく、その詳細な例は後述する。ジョイントピーク検出・低減ブロック５－１の目標は、合成信号が所望のＰＡＰＲを達成するように、（閾値によって指定される）所望の量よりも少ない値にピークの大きさを低減することである。このＣＦＲ動作は、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ）によって特徴付けられる帯域内信号歪み、および、隣接チャネル漏洩比（ＡＣＬＲ）によって測定される帯域外発射を、所定範囲内に維持すべきである。３つの出力信号：５－２ａ、５－２ｂ、および５－２ｃは、各々、対応するアップコンバートブロック３－３ａ、３－３ｂ、および３－３ｃに与えられる。ノード５－３ａ、５－３ｂ、および５－３ｃにおけるアップコンバートされた信号は、各々、位相回転器３－５ａ、３－５ｂ、および３－５ｃによって位相シフトされる。加算器３－６は、位相シフトされた信号を合算して、電力増幅器３－８に連結されたノード５－４上で最終ＲＦ信号を生成する。３つの信号が、閾値レベルを超える可能性のある合成振幅を補正するために、同じタイムスライス内で共に評価されるので、ノード５－４において信号のＰＡＰＲ再成長は生じない。

図６は、フェーズドアレイの複数の電力増幅器に連結されたジョイントピーク検出・低減ブロックの実施形態を示す。この実施形態では、図５の実施形態のように、アップコンバートの後ではなくアップコンバートの前に、ビームステアリング重み／位相が導入される。図６はまた、一例として、複数の電力増幅器に分散される２つのビーム信号を示す。一般的に、Ｘ個のビーム信号は、Ｙ個の電力増幅器に分散されてもよい。ノード４－２ａおよび４－２ｂにおける２つの出力信号は、ジョイントピーク検出・低減ブロック４－１によって処理されている。信号の一方または両方が０°～３６０°の間で位相回転され、加算されて、合成信号を形成する。両方の信号を合算することによって形成される合成信号は、ジョイントピーク低減ブロック４－１によって処理された後、所望のＰＡＰＲを常に満たすことが補償されるであろう。図６のシステムは、アップコンバートされて対応する電力増幅器の入力に供給される、８つの合成信号を生成する。８つ全ての電力増幅器が、合成信号を形成する２つのＣＦＲ補正された入力信号に適用される位相シフトに関わらず、所望のＰＡＰＲまたはそれ未満で動作するであろう。８個の電力増幅器は、各々、アンテナ（図示略）を駆動する。電力増幅器の電力損失は、フェーズドアレイの電力量全体のかなりの部分を占める。所望のＰＡＰＲにおける電力増幅器のＰＡＰＲを維持することによる節電は、システム全体の電力損失を低減するために利用することができ、または、自由空間に送信されるＲＦ信号の平均出力電力を増加させるために利用することができる。フェーズドアレイの８つのアンテナは、自由空間において２つの別個の放射パターンを生成することができる。発せられた無線ＲＦ信号は、２つの入力ビーム信号のこれらの位相および振幅の調整に応じて、特定の方向において強化され、他の方向において抑制される。誘導されるビームの更なる説明については、例えば、２０１２年１０月１１日に公開されたＭｉｈａｉ Ｂａｎｕ他の「Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ Ｈｉｇｈ Ａｖｅｒａｇｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｉｎ ａ Ｗｉｒｅｌｅｓ Ｓｙｓｔｅｍ」という名称の米国特許出願公開第２０１２／０２５８７５４号に記載されており、その開示内容全体は参照により本明細書に組み入れられる。

ジョイントピーク検出・低減ブロック４－１は、入力ビーム１信号および入力ビーム２信号を処理して、これらの２つの信号の大きさの合計における信号ピークを検出する。合算された大きさが所定の閾値を超えると、ＣＦＲ低減技術が２つの信号に適用される。合算された大きさのピークがＣＦＲ技術によって低減されて、所望のＰＡＰＲが得られると、ジョイントピーク検出・低減ブロック４－１の出力信号４－２ａおよび４－２ｂは、Ｗ^（ｉ） _ｊと表された可変利得・位相回転ブロックにつなげられる。これらの２つの信号は、この時点で、回転不変性の性質を有する。出力信号４－２ａは、第１セットの可変利得・回転ブロック６－１ａ～６－１ｈにつなげられる。出力信号４－２ｂは、第２セットの可変利得・回転ブロック６－２ａ～６－２ｈにつなげられる。回転不変性は、これらの可変利得・位相回転ブロックにより、確実に、合算された後に所望のＰＡＰＲを維持しながら、０°～３６０°の全範囲に亘り４－２ａおよび４－２ｂの信号の一方または両方を位相回転させることができる。８つの加算器３－５ａ～３－５ｈの各々は、ノード６－３ａ～６－３ｈ上で合成信号を生成する。各合成信号は、第１セットから選択された第１信号および第２セットから選択された第２信号の合計を含んで、合成信号の１つを形成する。合成信号は、各々、アップコンバートブロック３－３ａ～３－３ｈによりアップコンバートされ、ノード６－４ａ～６－４ｈ上に各々、ＲＦ信号を生成する。これらのＲＦ信号の各々は、電力増幅器の１つの対応する入力に与えられる。図６は、２つのビームの構成を示し、各ビームの信号は、８つの電力増幅器（ＰＡ）のセットに分散される。一般的に、この構成は、Ｙ個の（例えば、８つより多い）ＰＡとＸ個のビーム（例えば、２つまたはそれ以上）とを有してもよい。

図３～５は、位相回転のみを示す。一般的に、任意のビームの任意の電力増幅器へのデータ経路は、図６に示すように、複素スケーリングファクタＷ^（ｉ） _ｊによって表される可変利得・位相回転を通過してもよい。これは、複素スケーリングファクタは、一般的に、実数（同相、つまりＩ）および虚数（直交、つまりＱ）の成分を有するためである。重要なことは、このファクタが、信号の大きさをスケーリングするだけでなく、Ｉ－Ｑ平面上において信号を回転させることである。可変利得は、推測的に設定される。そして、それに応じて、演算子は、マルチビームＣＦＲ重み付け関数および閾値を設定し、これにより、可変利得が考慮される。従って、可変利得は、回転不変性の性質に影響しない。

ジョイントピーク検出・低減ブロック４－１は、ＣＦＲ技術を用いて信号を処理して、ＰＡＰＲを所望のＰＡＰＲに低減する。信号の１つに適用される可変利得は、その１つの信号の平均電力だけでなく、ピーク電力に、同じ利得を適用させる。従って、所望のＰＡＰＲは、可変利得の大きさとは独立した定数のままである。アップコンバート動作（ベースバンド信号を無線周波数信号に変換）は、図３～図５に示すように位相回転前に行われてもよいし、図６に示すように位相回転後に行われてもよい。

従来のＣＦＲでは、信号の大きさが所定の閾値を超えるならば、他のどのビーム信号とも独立したシングルビーム信号に対して、ピーク低減が実行される。一方、マルチビームＣＦＲでは、個々のビーム信号の大きさの合計が所定の閾値を超える場合に、ピーク低減が実行される。信号を表すベクトルの大きさの合計は、ベクトルの合計の大きさとは対照的に、その動作が個々のビーム信号の位相回転に対して不変であるように考慮される。図７は、マルチビームＣＦＲ法の一例である実施形態を示す波形を示す。３つの並べられた波形が、時間の関数として示されている。上の２つの波形は、サンプリングされた入力ビーム１信号およびサンプリングされた入力ビーム２信号を表す。一番下の信号は、２つの入力信号の合計を合成信号として表す。波形の各々は、ｔ_１、ｔ_２、ｔ_３の時点に対応する３つの振幅値を特定する。点線の楕円は、特定された振幅値の各々に関連付けられる。点線の楕円は、Ｉ－Ｑ平面に投影された円を表すことができ、この平面は、時点に関連付けられた１点鎖線の各々の面に垂直であり、その面から突き出る。円の半径は、Ｉ－Ｑ平面における信号の振幅に対応する。時点ｔ_１において、ビーム１信号は９０°で振幅７－１ａを有し、ビーム２信号は９０°で７－１ｂの振幅を有する。２つのビーム信号の振幅が共に合算されると、合算された信号は、結合されたピーク信号７-２を９０°で生成する。なお、２つの入力ベクトルが揃えられているので、それらの合計は、ベクトルの大きさが加算されたかのように、このベクトル加算の最大値となる。このピーク信号７-２の値は、所望の閾値７－１１より小さく、それ故、マルチビームＣＦＲ法の適用を必要としない。時点ｔ_２において、ビーム１信号は２７０°で振幅７－４ａを有し、ビーム２信号は２７０°で７－４ｂの振幅を有する。２つのビーム信号の振幅が共に加算されると、加算された信号は、結合されたピーク信号７－５を２７０°で生成する。なお、２つの入力ベクトルは同一線上にあるので、それらの合計は、ベクトルの大きさが加算されたかのように、この大きさの加算の最大値となる。このピーク信号７－５の値は、所望の閾値７－１１よりも大きく、それ故、マルチビームＣＦＲ法の適用が必要となる。マルチビームＣＦＲ法の一実施形態では、７－４ａおよび７－４ｂでの入力信号の振幅は、合算された振幅７－５が所望の閾値７－１１より小さく低減されるまで、比例的に低減される。時点ｔ_３において、ビーム１信号は９０°で振幅７－６ａを有し、ビーム２信号は２７０°で７－６ｂの振幅を有する。２つのビーム信号の振幅が合算されると、合算された信号は、結合されたピーク信号７－７を２７０°で生成する。ベクトルの大きさの加算は、点線の楕円７－１０によって表され、楕円７－１０は、閾値７－１１を超え、それ故、マルチビームＣＦＲ法の適用が必要となる。７－６ａおよび７－６ｂでの入力信号の振幅は、合算された振幅７－１０が所望の閾値７－１１より小さく低減されるまで、比例的に低減されてもよい。マルチビームＣＦＲ法は、個々の大きさの合計が所望の閾値よりも大きいならば（個々の信号の合計は、所望の閾値を超えても超えなくてもよい）、個々の信号の大きさを低減する。マルチビームＣＦＲ法は、個々の大きさの合計が所望の閾値内であれば、個々の信号の大きさを低減する必要はない。マルチビームＣＦＲ法は、例えば、繰り返しクリッピング・フィルタリング（ＩＣＦ）、ピークキャンセル（ＰＣ）、ハードクリッピング（ＨＣ）等のピークを低減するいかなる既存の方法を用いてもよい。

図８は、ジョイントピーク検出・低減ブロック４－１内のマルチビームＣＦＲピークキャンセル（ＣＦＲ－ＰＣ）回路またはモジュールの機能ブロック図を示す。一般的に、送信信号のピークは、適切にスケーリングされ且つ回転されたピークキャンセルパルス（ＰＣＰ）を送信信号から減算することで、低減される。ＰＣＰは、典型的には、パルス整形フィルタのインパルス応答に基づいており、従って、スケーリング／回転されたＰＣＰを減算することは、送信信号の帯域幅に大きな影響を与えない。ＰＣＰのピークは、送信信号のピークと一致させられる。ＰＣＰは、ピーク低減量（すなわち、減算されるべき大きさ）を制御するようにスケーリングされ、ＰＣＰは、Ｉ－Ｑ平面上の送信信号のピークの角度と一致するように回転される。ＰＣＰは、ビーム信号のピークを減算するために使用され、確実に、補正信号は「滑らか」である、すなわち、補正はビーム信号の最小スペクトル歪みへの変換を行い、補正後のビーム信号に急激な変化が生じさせない。この技術についての参考文献は、次のサイトにある。
ｈｔｔｐ：//ｗｗｗ.ｘｉｌｉｎｘ.ｃｏｍ/ｐｒｏｄｕｃｔｓ/ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ－ｐｒｏｐｅｒｔｙ/ｅｆ－ｄｉ－ｐｃ－ｃｆｒ.ｈｔｍｌ

入力ビーム信号がモジュールに与えられ、ＣＦＲビーム信号がモジュールから出力される。これは、ＣＦＲ補正の１回のイテレーションに対応する。モジュールに供給される、２つの入力ビーム：ビーム１入力およびビーム２入力のＩおよびＱは、ピークキャンセルパルス（ＰＣＰ）長さ遅延ブロック８－２ａおよび８－２ｂを通って、コンバイナ８－８ａおよび８－８ｂに伝達される。長さ遅延ブロックは、ピーク検出器８－５およびＰＣＰモジュール８－６によって生じる遅延を考慮して、ピークキャンセルパルス（ＰＣＰ）のピークをコンバイナ８－８ａでのビーム入力信号のピークと時間的に整合させる機能を果たす。

パルス長さ遅延ブロックは、入力信号の遅延バージョンをコンバイナに効果的に提供する。同時に、２つの入力の大きさおよび位相が座標変換ブロック８－１ａおよび８－ｌｂによって抽出されて、大きさＭ_１およびＭ_２ならびに位相Ｐ_１およびＰ_２が各々生成される。次に、これらの大きさは、乗算器８－３ａおよび８－３ｂにおいて、各々、重み付け関数Ｗ_１およびＷ_２によってスケーリングされる。重み付け関数は、例えば、基地局からのハンドセットの距離を扱うために用いられ、異なるビーム信号間において不均一な電力割り当てを可能にする目的のためのものである。加算器８－４は、結果として得られる２つの大きさを加算し、ピーク検出器８－５へ出力を与える。マルチビームピーク検出器では、ビーム信号の大きさの加重和が、所定の閾値と比較される。（なお、一般的に、重みの全てが１に等しい場合を排除することを意味しない加重和を指す場合。）ピーク検出器８－５は、所定の閾値を超える結合された大きさのピークを検出する。ピークキャンセルパルス（ＰＣＰ）ブロック８－６は、事前記録されたＰＣＰを記憶し、補正信号のスペクトルを整形して、ＡＣＬＲ劣化を小さく抑えるために用いられる。閾値を超えるピークが検出されると、事前記録されたＰＣＰは、各々のビームについてスケーリングされ、各々のビームから減算される。典型的には、ＰＣＰは、送信パルス整形フィルタのインパルス応答に基づいており、送信パルス整形フィルタは、送信信号の帯域幅が通信チャネルの帯域幅内にあることを確実にするために用いられるフィルタである（例えば、典型的な送信チェーンについての図１５を参照。送信パルス整形フィルタが、１５－１ａと１５－１ｂで用いられる。）入力信号位相Ｐ_１、Ｐ_２と共に、所定の閾値を超える量が、スケーリング／回転ブロック８－７ａおよび８－７ｂにおいて、ＰＣＰをスケーリングし、回転するために用いられ、補正信号１および補正信号２が生成される。明示しないが、重みＷは、スケーリング／回転モジュールによって既知であると仮定する。（なお、図は、主要なデータ経路を示し、全ての制御経路が示されているわけではない。）ビーム入力信号のピークはＩ－Ｑ平面上のある角度で生じ、ビーム入力信号にピークが生じる角度に一致するようにＰＣＰを回転させる必要があるので、回転は必要である。コンバイナ８－８ａおよび８－８ｂは、ＰＣＰ長さ遅延ブロックによって提供される遅延ビーム信号から補正信号を減算して、ＰＡＰＲを所望のレベルに低減する。

この一連の手続きは、送信信号において殆どのピークが確実にキャンセルされるように、複数回反復されてもよい。これは、ハードウェアにおいて、図８の複数のコピーが存在するであろうことを意味する。先行するコピーのビーム１、２出力は、各々、後続するコピーのビーム１、２入力につながるであろう。ビーム入力信号が、間隔が狭いピークまたは広いピークを有する場合、複数のイテレーションが必要になるかもしれない。１回のイテレーションは、例えば、ハードウェア処理能力が限られているために、ピークの一部を処理するのみであることがある。ハードウェアまたはソフトウェアで実施される場合、ＰＣＰジェネレータおよびスケーラ（図示略）の複数のコピーが用いられて、同じイテレーションにおいて間隔が狭いピークをキャンセルしてもよい。ハードウェア実装では、ＰＣＰジェネレータがピークキャンセルパルスのサンプル値をアクティブ生成しているとき、ハードウェアは、ピークキャンセルパルスの期間中はビジーである。従って、この期間内にキャンセルする必要があるビーム入力信号における別のピークがあるならば、ＰＣＰジェネレータおよびスケーリング／回転ハードウェアの別のセットが必要である。

各ビームのＰＣＰは、個々のビーム信号の大きさに比例してスケーリングされる。例えば、図８に示すデュアルビームの実施形態では、Ｍ_１、Ｍ_２を現在のサンプル時間インスタンスのビーム信号の大きさとし、Ｗ_１、Ｗ_２をビーム結合の重みとする。大きさの重み付けされた合計：

がピークであり、且つ、Ｗ＞Ｔ＋Δ（Ｔは所定の閾値であり、Δは閾値マージンである）で非常に大きいとみなすならば、ビーム１の入力およびビーム２入力のＰＣＰは、各々、次のようにスケーリングされる。

閾値マージンΔの目的は、重要でないピークをバイパスするためであり、

は、良好な値であることが分かる。図８に示すように、ビーム１信号およびビーム２信号の各々は、複素ベースバンドチャネルである、すなわち、各チャネルは同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分を有する。スケーリング／回転ブロック８－７ａおよび８－７ｂは、特に、各チャネルについてＰＣＰの所望の大きさへのスケーリングおよび位相回転を達成するために、各チャネルのＩ成分およびＱ成分を独立してスケーリングするように設計されている。

個々のビーム信号間における過剰な大きさ（すなわち、閾値を超えるビームの大きさの重み付けされた合計の過剰分）の低減の配分、すなわち比例配分の特定の方法を上に示した。いくつかの場合において、マルチビームＣＦＲの実施形態の性能は、個々のビームの大きさが所定のレベル未満には低減されない小信号保護方法によって向上させることができる。

例えば、２ビームのシナリオでは、Ｌ_１、Ｌ_２はそのような小信号保護レベルを示し、Ｚ_１、Ｚ_２は、各々、ビームの大きさおよび保護レベルの小さい方であるとする。

次に、小信号保護ＰＣＰスケーリングファクタは、次の通りである。

ここで、

は、小信号保護レベルを考慮した後の結合された大きさの閾値である。経験的に、

は、良好な性能を示す小信号保護レベルであることが分かる。

大きさの過剰分（すなわち、Ｗ－Ｔ）の低減は、個々のビーム信号に分配されている。この分配は、個々のビーム信号の大きさがレベルＬ_１、Ｌ_２未満には低減させないように行われる。次に、残りの低減量は、比例的に（個々のビーム信号間においてビーム入力の大きさＭ_１、Ｍ_２に比例して）分配される。

ＰＣＰの大きさは、スケーリングファクタＳ’_１、Ｓ’_２で乗算され、スケーリングされた補正信号が形成される。

上記のマルチビームＣＦＲ－ＰＣアーキテクチャは、大部分のピーク検出器の実装に適用可能であるが、直接隣接ピーク検出器を説明する実施形態が、以下の議論で想定される（ただし、ピークキャンセルアプローチは、適切な適応を伴えば、他のピーク検出器実装にも適用可能であろう）。直接隣接アプローチによれば、次のようになる。

ここで、添え字はサンプル時間インスタンスを示す。従って、Ｗ_ｉは、その前後の隣接要素よりも大きい場合に、ピークとみなされる。従来のＣＦＲ－ＰＣモジュールと同様、上記のステップの複数のイテレーションが実行されて、合成信号においてほとんどのピークが確実にキャンセルされてもよい。

マルチビームＣＦＲプロセスからのビーム１出力およびビーム２出力の出力信号は、もはや独立していない。実際には、出力信号は相補的な方法で依存する。すなわち、ある信号の大きさが小さい場合、他の信号を大きくすることができる。ビーム信号が合算される場合に所望のＰＡＰＲ目標を満たすというマルチビームＣＦＲ特性を生じさせるのは、正にこの相補的依存関係である。

図８におけるジョイントピーク検出・低減ブロックの出力において、ビーム信号の合計は、所望のＰＡＰＲ目標を満たす。しかし、個々のビーム信号のＰＡＰＲが、合成信号のＰＡＰＲと同じである必要はない。個々のビームおよび合成信号の両方について、ＰＡＰＲ設計制約が存在するいくつかの応用において、従来のシングルビームＣＦＲモジュールは、図１２に記載するように、マルチビームＣＦＲモジュールの前に追加することができ、ここでは、個別＋マルチビームＣＦＲ動作の複数のイテレーションが示されている。一般に、個別ＣＦＲステージは、マルチビームＣＦＲステージとは異なる閾値およびイテレーション回数を有していてもよい。

図９は、繰り返しクリッピング・フィルタリングを用いるマルチビームＣＦＲシステムにおけるジョイントピーク検出・低減ブロック４－１の機能ブロック図を示す。入力ビーム信号はモジュールに与えられ、ＣＦＲされた後のビーム信号はモジュールから出力される。モジュールに与えられた、２つの入力ビーム：ビーム１入力およびビーム２入力の各々のＩおよびＱは、クリップブロック９－３ａおよび９－３ｂにつなげられる。クリップブロックは、所定の閾値を超えるピークをクリップする。同時に、２つの入力の大きさが座標変換ブロック８－１ａおよび８－１ｂによって抽出され、大きさＭ_１およびＭ_２が各々生成される。次に、これらの大きさは、乗算器８－３ａおよび８－３ｂにおいて、重み付け関数Ｗ_１およびＷ_２によって各々スケーリングされる。加算器８－４は、得られた２つの大きさを加算し、その結果の出力を閾値検出器９－１に与える。マルチビームピーク検出器９－１では、ビーム信号の大きさの加重和が、所定の閾値と比較される。閾値検出器９－１は、得られた出力を所定の閾値と比較し、ビーム１に関連付けられたクリップブロックについてのノード９－２ａに、ビーム閾値Ｔ_１を割り当て、ビーム１に関連付けられたクリップブロックについてのノード９－２ｂに、ビーム閾値Ｔ_２を割り当てる。なお、上記の場合のように、Ｗ_１、Ｗ_２がその情報を必要とするモジュールに既知であると仮定する。図は、主要なデータ経路を示し、制御パスの依存関係の一部を示していない。

クリッピング閾値の比例配分について、Ｔ_１およびＴ_２は次のように設定される。重み付けされ、結合された大きさ：

が閾値Ｔ以下であるならば、クリップブロックはアクティブにされない。そうでない場合は、閾値Ｔ_１およびＴ_２は、以下のように設定される。
Ｔ_１＝Ｍ_１Ｔ／Ｗ
Ｔ_２＝Ｍ_２Ｔ／Ｗ

クリップブロック９－３ａおよび９－３ｂは、各々が受け取ったビーム閾値に従ってビーム入力信号をクリップする。ピークをクリップした後、ビーム信号のスペクトルは広がり、伝送チャネルの帯域幅を超えることになるであろう。ビーム信号を元の帯域幅に戻すために、フィルタリングステップが適用される。従って、ビーム入力信号がクリップされた後、次のフィルタ９－４ａおよび９－４ｂがビーム入力信号をフィルタリングする。フィルタの実装は、設計上の選択である。典型的には、図１５における１５－１ａに類似するパルス整形フィルタとなるであろう。クリップブロックのブロックシーケンスとそれに続くフィルタブロックは、ＣＦＲ補正の１回のイテレーションに対応する。クリッピングおよびフィルタリングの１回のイテレーション後に得られる信号は、ビーム１出力およびビーム２出力の各々で利用可能である。

元のピークよりも低い程度ではあるが、フィルタリングにより信号ピークが再現される場合がある。従って、クリッピングおよびフィルタリングが繰り返し適用することで、スペクトル広がりを最小限に抑えつつ、ピークを低減することができることが分かった。図９に示すように、クリッピングおよびフィルタリングの１サイクルを用いることができるが、一般的に、ピーク低減または歪み性能が低くなるであろう。従って、実際には、上記のステップの複数回のイテレーションが典型的に実行される。繰り返しクリッピング・フィルタリングの詳細については、Ｊ．Ａｒｍｓｔｒｏｎｇの「Ｐｅａｋ－ｔｏ－ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ｂｙ ｒｅｐｅａｔｅｄ ｃｌｉｐｐｉｎｇ ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ」（ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＬＥＴＴＥＲＳ，Ｖｏｌ．３８，Ｎｏ．５，２００２年２月）を参照されたい。

図１０は、ハードクリッピングを採用するマルチビームＣＦＲを含むジョイントピーク検出・低減モジュール４－１の実施形態を示す。入力ビーム信号はモジュールに与えられ、ＣＦＲされた後のビーム信号はモジュールから出力される。モジュールに与えられた、２つの入力ビーム：ビーム１入力およびビーム２入力の各々のＩおよびＱは、クリップブロック９－３ａおよび９－３ｂにつなげられる。クリップブロックは、所定の閾値を超えるピークをクリップする。同時に、２つの入力の大きさが座標変換ブロック８－１ａおよび８－ｌｂによって決定され、大きさＭ_１およびＭ_２が各々生成される。次に、これらの大きさは、乗算器８－３ａおよび８－３ｂにおいて、重み付け関数Ｗ_１およびＷ_２によって各々スケーリングされる。加算器８－４は、得られた２つの重み付けされた大きさを加算し、その結果の出力を閾値検出器９－１に与える。マルチビームピーク検出器９－１では、ビーム信号の大きさの加重和が、所定の閾値と比較される。閾値検出器９－１は、得られた出力を所定の閾値と比較し、ビーム１に関連付けられたクリップブロック９－３ａについてのノード９－２ａに、ビーム閾値Ｔ_１を割り当て、ビーム１に関連付けられたクリップブロック９－３ｂについてのノード９－２ｂに、ビーム閾値Ｔ_２を割り当てる。クリップブロック９－３ａおよび９－３ｂは、各々が受け取ったビーム閾値に従ってビーム入力信号をクリップする。クリップブロックの単一のブロックシーケンスは、ＣＦＲ補正の１回のイテレーションに対応する。ハードクリッピングの１回のイテレーション後に得られる信号は、ビーム１出力およびビーム２出力の各々で利用可能である。

従来のシングルビームＣＦＲモジュールを用いることが有用である応用例では（例えば、全体的な実装労力を低減するため、または、既存のモジュールの特定の属性を活用するため）、マルチビームＣＦＲモジュールは、シングルビームＣＦＲモジュール周辺のカスタムロジックを提供することで、実現されてもよい。そのようなアーキテクチャを図１１Ａに示す。この２ビームの例では、各々Ｗ_１、Ｗ_２によって重み付けされている可能性があるビーム１信号およびビーム２信号の大きさが合算されて、従来のシングルビームＣＦＲモジュールへの入力を形成する。その後、従来のシングルビームＣＦＲモジュールの出力は、個々のビームの信号の大きさを形成するために用いられる。各ビームについて、（適切な遅延の後で）ビームの元の位相と共に、変更されたビーム毎の大きさが、ビーム毎のＣＦＲされた信号のＩ成分およびＱ成分を再構成するために用いられる。例えば、従来のＣＦＲモジュールは、シングルビーム繰り返しクリッピング・フィルタリングＣＦＲモジュール、または、シングルビームピークキャンセルＣＦＲモジュールであってもよい。

図１１Ａは、組込みシングルビームＣＦＲ法も採用するマルチビームＣＦＲを含むジョイントピーク検出・低減モジュール４－１の実施形態を示す。入力ビーム信号はモジュールに与えられ、ＣＦＲされた後のビーム信号はモジュールから出力される。モジュールに与えられた、２つの入力ビーム：ビーム１入力およびビーム２入力の各々のＩおよびＱは、座標変換ブロック８－１ａおよび８－１ｂにつなげられる。座標変換ブロックは、入力を位相Ｐ_１、Ｐ_２および大きさＭ_１、Ｍ_２の成分に変換する。位相成分Ｐ_１およびＰ_２は、遅延ブロック１１－５ａおよび１１－５ｂによって各々遅延される。遅延ブロック１１－５ａおよび１１－５ｂが、シングルビームＣＦＲモジュール１１－１および大きさ分配器モジュール１１－２の処理レイテンシを扱うことで、遅延相Ｐ_１、Ｐ_２およびＣＦＲされた大きさＭ_１、Ｍ_２が、同期された時間のインスタンスで、座標変換モジュール８－ｌｃ、８－Ｉｄに届く。次に、これらの大きさは、乗算器８－３ａおよび８－３ｂにおいて、重み付け関数Ｗ_１およびＷ_２によって各々スケーリングされる。加算器８－４は、得られた２つの大きさを加算し、その結果の出力をシングルビームＣＦＲ１１－１に与える。マルチビームピーク検出器では、ビーム信号の大きさの加重和が、所定の閾値と比較される。

シングルビームＣＦＲブロック１１－１は、ハードクリッピング（ＨＣ）、繰り返しクリッピング・フィルタリング（ＩＣＦ）、ピークキャンセル（ＰＣ）等の、代替的な既知のピーク低減方法に置き換えてもよい。シングルビームＣＦＲブロック１１－１の出力は、大きさ分配器ブロック１１－２へ入力としてつなげられる。大きさ分配器ブロック１１－２は、出力ノード１１－３ａおよび１１－３ｂにおいて別々の大きさの波形を生成する。これらの出力における波形は、元の入力ビーム１およびビーム２の値の振幅に比例して変化する。図示しないが、Ｗ_１、Ｗ_２がモジュールに既知であると仮定する。座標変換ブロック８－１ｃは、ビーム１に関連付けられた、位相Ｐ_１とＣＦＲされた大きさＭ_１とを結合して、ビーム１出力を生成する。座標変換ブロック８－１ｄは、ビーム２に関連付けられた、位相Ｐ₂とＣＦＲされた大きさＭ₂とを結合して、ビーム２出力を生成する。

図１１Ａにおいて、この実施形態の大きさ分配器は、上記のものと同様、ビームの各々に比例してＣＦＲされた合計の大きさを分配する。Ｍ_１、Ｍ_２をビーム１、２の元の大きさとし、Ｃを従来のシングルビームＣＦＲモジュールの出力であるとする。この場合、ビーム１、２の修正された大きさは、次の通りである。
Ｍ’_１＝Ｍ_１Ｃ／（Ｗ_１Ｍ_１＋Ｗ_２Ｍ_２） （９）
Ｍ’_２＝Ｍ_２Ｃ／（Ｗ_１Ｍ_１＋Ｗ_２Ｍ_２） （１０）
（なお、図において明示しないが、Ｍ_１、Ｍ_２、およびＷ_１Ｍ_１＋Ｗ_２Ｍ_２は、大きさ分配器１１－２への入力として与えられる必要がある。）

別の例として、保護レベルＬ_１、Ｌ_２を用い、小信号保護方法を採用することを考える。この場合、修正された大きさは、次の通りである。

ここで、次の通りである。

図１１Ｂは、フェーズドアレイの複数のビーム入力の各々から同時に選択された処理サンプルの１回のイテレーションを示すフローチャート１１－６を示す。このフローチャートは、マルチビームＣＦＲプロセスの全体的なプロセスフローの単純化されたサブセットフローを表す。図示された実施形態は、複数のビーム入力からのサンプルがＰＡＰＲを低減するためにどのように処理されるかを示す。開始すると（１１－７）、フェーズドアレイから送信される複数のビーム入力が、受信される（１１－８）。複数のビームの各々の大きさがサンプリングされる（１１－９）。

記載された実施形態は、デジタル領域で動作する。一般的には、送信信号は、基地局で生成され、信号生成時に、既にデジタル領域にある。サンプリング周波数は、例えばＬＴＥ規格等の通信規格で規定されており、サンプリング周波数は、対応するアナログ信号が忠実に再現されることを確実にするために、ナイキスト周波数よりも大きいであろう。

これらのサンプリングされた大きさは、１に等しくない重みで重み付けされている可能性があり、合算されて、合成信号の大きさを形成する（１１－１０）。判断ブロック１１－１１は、合成信号の大きさが所定の閾値値よりも大きいか否かを判断するように構成されている。合成信号の大きさが所定の閾値よりも小さい場合、フローはコレクタ１１－１８を経て、終了１１－１９に進む。一方、合成信号の大きさが所定の閾値よりも大きい場合、低減技術１１－１２が、少なくとも３つの異なる低減方法：繰り返しクリッピング・フィルタリング１１－１３、ハードクリッピング１１－１４、またはピークキャンセル１１－１６から選択される。一般的には、この選択は、設計プロセス中に予め行われる。ひとたび技術が選択されると、選択された技術が実装され、すべてのサンプルに適用される。様々な技術を選択する基準は、実装の複雑さ、処理レイテンシ、およびピーク低減性能である。別の方法として、どの技術がその時点で環境の条件に最も適しているかに応じて、リアルタイムで選択がなされてもよい。

繰り返しクリッピング・フィルタリング１１－１３は、合成信号の大きさが所定の閾値を超える量に比例して、複数のビーム入力をクリップし、その後、信号をフィルタリングする。ハードクリッピング１１－１４は、合成信号の大きさが所定の閾値を超えた量に比例して、複数のビーム入力をクリップするのみである。ピークキャンセル１１－１６方法については、判断ブロック１１－１５が、サンプルが極大値であるか否かを判断するように構成されている。サンプルが極大値でない場合、フローはコレクタ１１－１８に移行し、プロセスは終了１１－１９となる。そうでない場合、ピークキャンセル１１－１６方法は、事前記録されたピークキャンセルパルス（ＰＣＰ）を少なくとも現在のサンプルに適用し、このサンプルの値を低減させる。コレクタ１１－１７は、３つの選択方法から選択された１つの技術の結果を、コレクタ１１－１８に送る。フローは、コレクタ１１－１８を経て、終了１１－１９に進み、ＣＦＲプロセスの１回のイテレーションを完了する。

図１２は、ジョイントピーク検出・低減ブロックの２回のイテレーションの前に追加された従来のシングルビームＣＦＲモジュールの２回のイテレーションを採用するモジュールのブロック図１２－１を示す。シングルビームＣＦＲモジュールは、マルチビームＣＦＲモジュールの前に追加され、図１４に示すように、結合ＰＡＰＲと個々のＰＡＰＲが各々の設計目標を満たすようにする。シングルビームまたはマルチビームのＣＦＲの複数のイテレーションが用いられて、殆どのピークが確実に低減され（ハードウェア処理能力が限られているために、１回のイテレーションは、ピークの一部を低減するのみであることがある）、または、ピーク低減対信号歪みの点でより優れたパフォーマンスが達成される。シングルビームまたはマルチビームのＣＦＲのイテレーションの回数は、典型的には、オフラインのテスト信号におけるシミュレーションに基づいて、推測的に決定される。典型的には、そのようなイテレーションの回数は、２から４の範囲である。図１２では、シングルビームＣＦＲの２回のイテレーションおよびマルチビームＣＦＲの２回のイテレーションが、単に一例として示されている。イテレーションの回数は、他の設計では変更されてもよい。

一般的に、個別のＣＦＲステージは、イテレーションの各々について、異なる閾値を有していても良いし、同一の閾値を有していてもよい。同様に、マルチビームＣＦＲブロックは、イテレーションの各々について、異なる閾値を有していても良いし、同一の閾値を有していてもよい。更に、シングルビームＣＦＲブロックおよびジョイントピーク検出・低減ブロックでは、ハードクリッピング（ＨＣ）、繰り返しクリッピング・フィルタリング（ＩＣＦ）、またはピークキャンセル（ＰＣ）のいずれかの方法を用いることができる。

図１３は、標準のＥ－ＴＭ３．１（６４ＱＡＭ）テスト波形を用いて、２つのビームを用いる２０ＭＨｚのＬＴＥダウンリンクチャネルにおいて評価されたジョイントピーク検出・低減ブロックの４回のイテレーションを用いて、ＬＴＥ信号における信号ピークの確率を表すグラフ１３－１を示す。繰り返しクリッピング・フィルタリングを用いるマルチビームＣＦＲが用いられた。図１３に示すように、グラフに示す結果は、シングルビームＣＦＲブロックが経路から除去されている一方、直列に接続された４つのジョイントピーク検出・低減ブロックを用いることに対応する。結合ＰＡＰＲ１３－４は、平均電力より８ｄＢ高い。しかし、シングルビームＣＦＲブロックは用いられていないので、個別のビームについての個々のＰＡＰＲ１３－２および１３－３は、平均電力より約１０．５ｄＢ高い、つまり、結合の結果よりも約２．５ｄＢ高い。なお、結合ＰＡＰＲは８ｄＢの設計目標を満たしている。しかし、個別のＣＦＲブロックが用いられていないので、個々のＰＡＰＲは８ｄＢの設計目標を達成しなかった。

図１４は、標準のＥ－ＴＭ３．１（６４ＱＡＭ）テスト波形を用いて、２つのビームを用いる２０ＭＨｚのＬＴＥダウンリンクチャネルにおいて評価された、シングルビームＣＦＲブロックの４回のイテレーションと、それに続くジョイントピーク検出・低減ブロックの４回のイテレーションを用いて、ＬＴＥ信号における信号ピークの確率を表すグラフ１４－１を示す。図１２に示すように、グラフに示す結果は、直列に接続された４つの接合ピーク検出・低減ブロックに直列に接続された４セットのシングルビームＣＦＲブロックの場合の結果に対応する。結合ＰＡＰＲ１４－３は平均電力より８ｄＢ未満高く、個々のＰＡＰＲは平均電力より約８ｄＢ高い。個別ビームおよびマルチビームの各々を４回繰り返す、結合された（個別＋）マルチビームＣＦＲシステムを用いることで、全ての結果のＰＡＰＲは、約８ｄＢに低減される。なお、個別のＣＦＲブロックがマルチビームＣＦＲブロックと組み合わせて用いられると、結合ＰＡＰＲと個々のＰＡＰＲの全てが８ｄＢの設計目標を満たす。

（個別＋）マルチビームＣＦＲシステム１２－１は、図１５の実施形態に示すように、典型的なＤＦＥ（デジタルフロントエンド）アーキテクチャに統合してもよい。ＲＦデジタルフロントエンド（ＤＦＥ）システムは、（個別＋）マルチビームＣＦＲシステム１２－１が、送信パルス整形フィルタ１５－１ａおよび１５－１ｂおよび補間器１５－２ａおよび１５－２ｂの後であり、且つ、デジタルアナログ変換器（Ｄ/Ａ）、位相回転、およびアップコンバートブロック１５－３ａおよび１５－３ｂの前に適用されることを示す。パルス整形フィルタは、信号帯域幅がチャネル帯域幅内に留まるように送信信号の過剰なスペクトル成分を除去するために用いられる。補間器は、送信信号のサンプリングレートを上げるために用いられる。サンプリングレートをより高くすることが、デジタルアナログ変換プロセスで役立つ。

（個別＋）マルチビームＣＦＲシステム１２－１の代替構成には、１つまたはそれ以上のジョイントピーク検出・低減ブロックおよび／または１つまたはそれ以上のシングルビームＣＦＲブロックとそれに続く１つまたはそれ以上のジョイントピーク検出・低減ブロックが含まれてもよい。ビーム入力は、パルス整形フィルタ１５－１ａおよび１５－１ｂにつなげられる。パルス整形フィルタからの信号は、補間器１５－２ａおよび１５－２ｂにつなげられ、その出力は、（個別＋）マルチビームＣＦＲシステムに与えられる。（個別＋）マルチビームＣＦＲシステムからの出力信号は、Ｄ／Ａ変換され、回転され、スケーリングされた後、加算器３－６に与えられる前に、アップコンバートされる（１５－３ａおよび１５－３ｂ）。最後の送信器処理ステップにおいて、異なるビーム信号は、電力増幅器３－８を通る前に合算される。

図１６Ａは、シングルビームＣＦＲブロックの２回のイテレーションとそれに続くジョイントピーク検出・低減ブロックの２回のイテレーションを含む図１２に示されるシステムのＬＴＥ信号の、第１のビーム入力信号の波形１６－２と出力波形１６－３とを表示する時間領域プロット１６－１を示す。結果は、標準のＥ－ＴＭ３．１（６４ＱＡＭ）テスト波形を用いて、２つのビームを用いる２０ＭＨｚのＬＴＥダウンリンクチャネルで評価される。出力波形１６－３は、個別の所定の閾値２－４にちょうど一致する。なお、ビーム１入力信号の大きさは閾値を超え、対応する出力信号の大きさ１６－３は、処理後、閾値未満である。

図１６Ｂは、シングルビームＣＦＲブロックの２回のイテレーションとそれに続くジョイントピーク検出・低減ブロックの２回のイテレーションを含む図１２に示されるシステムのＬＴＥ信号の、第２のビームの波形１６－４と出力波形１６－６とを表示する時間領域プロット１６－４を示す。結果は、標準のＥ－ＴＭ３．１（６４ＱＡＭ）テスト波形を用いて、２つのビームを用いる２０ＭＨｚのＬＴＥダウンリンクチャネルで評価される。出力波形１６－６は、個別の所定の閾値２－４より低い。なお、ビーム２入力信号の大きさは、最初は閾値未満であり、対応する出力信号の大きさは、処理後も依然として閾値未満である。

図１６Ｃは、シングルビームＣＦＲブロックの２回のイテレーションとそれに続くジョイントピーク検出・低減ブロックの２回のイテレーションを含む図１２に示されるシステムのＬＴＥ信号の、２つのビームを結合した波形（点線）と出力波形（実線）とを組み合わせた波形を表示する時間領域プロット１６－１１を示す。結果は、標準のＥ－ＴＭ３．１（６４ＱＡＭ）テスト波形を用いて、２つの結合されたビームを用いる２０ＭＨｚのＬＴＥダウンリンクチャネルで評価される。出力波形のピーク１６－８および１６－１０は、結合された閾値７－３より低い。なお、結合されたビーム入力信号の大きさは閾値を超え、対応する出力信号の大きさは、処理後、閾値未満である。

個別＋マルチビームＰＣ－ＣＦＲ法の性能は、標準のＥ－ＴＭ３．１（６４ＱＡＭ）、Ｅ－ＴＭ３．２（１６ＱＡＭ）、およびＥ－ＴＭ３．３（ＱＰＳＫ）テスト波形を用いて、２つのビームを用いる２０－ＭＨｚのＬＴＥダウンリンクチャネルで評価される。ＡＣＬＲおよびＥＶＭは、ＬＴＥ規格に従って測定され、ＰＡＰＲは０．０００１％で測定される。結果は、図１７に示す表に要約されている。評価は、ＭＡＴＬＡＢの浮動小数点モデルに基づいており、±値は、独立した１０ミリ秒のテスト信号の１００組を超える標準偏差に対応する。ＡＣＬＲ目標は７０ｄＢｃを超えるように設計されており、個別のＰＡＰＲ目標と所望のＰＡＰＲ目標はいずれも８ｄＢに設定されている。合成信号について、フェーズドアレイアプリケーションが想定され、ＰＡＰＲ統計は２４個のアンテナ素子に引き継がれる。各素子では、一律にランダムな位相回転が２つのビーム信号に適用され、その後、２つのビーム信号は合算される。全ての場合において、結果として生じるＥＶＭは、規格に規定されている対応するＬＴＥのＥＶＭ限界の半分未満であることが分かる。

個別＋マルチビームＰＣ－ＣＦＲ方式のハードウェア実現は、ミッドレンジＦＰＧＡデバイスをターゲットとする１６ビット固定小数点を用いるＶＨＤＬを用いて実装されている。ＶＨＤＬのＲＴＬシミュレーションの結果は、ＭＡＴＬＡＢの浮動小数点モデルとかなり一致する。実装されたハードウェアモジュールのレイテンシは６．２μｓであり、ＦＰＧＡの使用率は、デバイス資源の約１０％を占める。

本願で開示されているジョイントピーク検出・低減ブロックのシステムおよび方法は、汎用または専用のコンピュータまたはソフトウェアを介してプログラムされた他のプログラム可能なハードウェア装置、またはハード配線を介して「プログラム」されたハードウェアまたは機器またはこの２つの組み合わせに実装することができる。ハードウェアのいくつかの例には、ＦＰＧＡ、フルカスタム設計チップ、ＤＳＰ、組み込みプロセッサなどが含まれるが、これらに限定されない。コンピュータ読み取り可能な媒体はコンピュータプログラムでコード化されることが可能で、その結果、１つまたはそれ以上のプロセッサによってプログラムが実行されると、ジョイントピーク検出・低減の１つまたはそれ以上の方法を実行することができる。

本願に開示されているジョイントピーク検出および低減方法（すなわち、マルチビームＣＦＲ法）のアルゴリズムは、汎用または専用のコンピュータまたはソフトウェアによってプログラムされた他のプログラム可能なハードウェア装置として、または、ハード配線を介して「プログラム」されたハードウェアまたは機器またはこの２つの組み合わせとして、実装されてもよい。「コンピュータ」（例えば、オンラインアクセスデバイス）は、単一の機械またはプロセッサを含むことができ、または、（１つの場所または互いに離れた複数の場所に位置する）複数の相互作用する機会またはプロセッサを含むことができる。

コンピュータ読み取り可能な媒体は、マルチビームＣＦＲアルゴリズムを実行するコンピュータプログラムでコード化することができ、その結果、１つまたはそれ以上のコンピュータによってマルチビームＣＦＲプログラムが実行されると、本願に開示されている方法の１つまたはそれ以上の方法を、１つまたはそれ以上のコンピュータに実行させることができる。適切な媒体には、ハードドライブ、サムドライブ、フラッシュメモリ、光学媒体、磁気媒体、半導体媒体、または任意の将来的な記憶装置の代替物を共に動作させるソフトウェアモジュールの、ネットワークベースの、または、インターネットベースの、または、他の分散型の記憶装置のような、一時的または永久の記憶装置、または、置換可能な媒体を含むことができる。そのような媒体は、上記の情報を記録するデータベースにも用いることができる。これらのコンピュータプログラム（プログラム、ソフトウェア、ソフトウェアアプリケーション、またはコードとしても知られている）は、プログラム可能なプロセッサ用の機械命令を含み、高度な手続きおよび／またはオブジェクト指向プログラミング言語、および／または、アセンブリ／機械言語で実装することができる。

マルチビームＣＦＲの方法および装置の実施形態を、２つまたは３つのビーム入力を結合することにより説明したが、当業者であれば、必要に応じて、説明された原理と同じものを用いて任意の複数のビーム入力を結合するために本開示を用いることができることは、認識するであろう。一般的に、任意のビームの任意の電力増幅器へのデータ経路は、位相回転に加えて可変利得を通ってもよい。可変利得は、回転不変性の性質に影響しない。信号の１つに適用される可変利得は、同じ利得をその１つの信号の平均電力に適用するのと同様、同じ利得をピーク電力に適用させる。従って、所望のＰＡＰＲは、可変利得を経た後、可変利得の大きさとは独立した定数のままである。また、アップコンバート動作（ベースバンド信号を無線周波数信号に変換）は、位相回転前に行われても、位相回転後に行われてもよい。更に、コンピュータ読み取り可能な媒体をコンピュータプログラムでコード化することができ、その結果、１つまたはそれ以上のプロセッサによってプログラムが実行されると、位相および振幅を調整する１つまたはそれ以上の方法を実行することができる。これらの原理に従って、当業者は、本発明の精神および範囲から逸脱することなく多くの変更を考え出すことができる。例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、超広帯域（ＵＷＢ）、Ｗｉ－Ｆｉ、ＷｉＧｉｇ、ブルートゥース（登録商標）等の通信技術を用いて、ネットワークおよび可搬システムが無線で情報交換することができる。通信ネットワークは、電話ネットワーク、ＩＰ（インターネットプロトコル）ネットワーク、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、アドホックネットワーク、ローカルルータ、およびその他可搬システムを含むことができる。「コンピュータ」は、単一の機械またはプロセッサを含むことができ、または、（１つの場所または互いに離れた複数の場所に位置する）複数の相互作用する機械またはプロセッサを含むことができる。

Claims (23)

1. 複数の複素ビーム信号を処理するフェーズドアレイに用いるためのシステムであって、当該フェーズドアレイは、前記複数の複素ビーム信号の各複素ビーム信号を、それぞれ異なる特定の方向に増強された対応する複数の別個のビームとして生成するものであって、
   複数の入力および対応する複数の出力を有するクレストファクタ低減（ＣＦＲ）モジュールを備え、
   前記ＣＦＲモジュールは、前記複数の複素ビーム信号に対して所定の時間にクレストファクタ低減を実行することで、複数のＣＦＲ調整信号を生成するように構成されており、
   前記複数の入力の各入力は、前記複数の複素ビーム信号のうち対応する１つの異なる複素ビーム信号を受信するためのものであり、
   前記複数の出力の各出力は、前記複数の入力のうち１つの異なる入力に対応し、前記複数のＣＦＲ調整信号のうち１つの異なるＣＦＲ調整信号を出力するためのものであり、
   前記複数のＣＦＲ調整信号の各ＣＦＲ調整信号は、前記複数の複素ビーム信号のうち１つの異なる複素ビーム信号に対応するとともに、前記フェーズドアレイにより生成される前記複数の別個のビームのうちの１つの異なるビームに対応しており、
   前記ＣＦＲモジュールにおいて前記複数の複素ビーム信号に対して前記所定の時間に実行される前記クレストファクタ低減は、前記所定の時間における前記複数の複素ビーム信号のうちの２つ以上の複素ビーム信号の大きさの加重和に基づくことを特徴とするシステム。
2. 前記２つ以上の複素ビーム信号の大きさの前記加重和は、互いに異なる重みを含む、請求項１に記載のシステム。
3. 前記ＣＦＲモジュールは、前記複数の複素ビーム信号のうちの前記２つ以上の複素ビーム信号の大きさの前記加重和を用いることで、前記複数の複素ビーム信号のうちの前記複素ビーム信号の前記大きさを低減させる時を決定するように構成されている、請求項１に記載のシステム。
4. 前記ＣＦＲモジュールの前記複数の出力に接続された送信器を更に備え、
   前記送信器は、
   複数のアップコンバートモジュールであって、各々が前記ＣＦＲモジュールの前記複数の出力のうち対応する異なる１つの出力に電気的に連結され、前記出力について前記ＣＦＲ調整信号から得られる信号をアップコンバートするためのものと、
   前記複数のアップコンバートモジュールからの信号を結合して合成信号を生成するコンバイナと、
   前記コンバイナの出力に電気的に連結された電力増幅器と
   を備える、請求項３に記載のシステム。
5. 前記電力増幅器は、出力を有し、
   前記システムは、前記電力増幅器の出力に電気的に接続されたアンテナを更に備える、請求項４に記載のシステム。
6. 前記複数の複素ビーム信号に対して実行される前記クレストファクタ低減は、前記複数の複素ビーム信号のうちの全ての複素ビーム信号の大きさの加重和に基づく、請求項３に記載のシステム。
7. 前記複数の複素ビーム信号のうちの全ての複素ビーム信号の大きさの加重和は、前記複数の複素ビーム信号のうちの全ての複素ビーム信号の前記大きさの和である、請求項３に記載のシステム。
8. 前記ＣＦＲモジュールは、複数の座標変換モジュールを備え、
   前記複数の座標変換モジュールの各座標変換モジュールは、前記複数の入力のうち１つの異なる対応する入力に連結され、前記入力を介して受け付けられる複素ビーム信号の大きさを特定するためのものである、請求項３に記載のシステム。
9. 前記ＣＦＲモジュールは、複数の乗算器を更に備え、
   前記複数の乗算器の各乗算器は、１つの対応する異なる座標変換モジュールに連結される、請求項８に記載のシステム。
10. 前記ＣＦＲモジュールは、前記複数の座標変換モジュールの各々の座標変換モジュールから得られた信号を加算して、前記複数の複素ビーム信号のうち全ての複素ビーム信号の前記大きさの前記加重和を生成する加算器を更に備える、請求項８に記載のシステム。
11. 前記ＣＦＲモジュールは、前記複数の複素ビーム信号のうち全ての複素ビーム信号の前記大きさの前記加重和が所定の閾値を超える時を検出するためのピーク検出器を更に備える、請求項６に記載のシステム。
12. 前記ＣＦＲモジュールが実行するように構成されたクレストファクタ低減は、ハードクリッピングを含む、請求項６に記載のシステム。
13. 前記ＣＦＲモジュールが実行するように構成されたクレストファクタ低減は、ピークキャンセルを含む、請求項３に記載のシステム。
14. 前記ＣＦＲモジュールが実行するように構成されたクレストファクタ低減は、繰り返しクリッピングを含む、請求項３に記載のシステム。
15. フェーズドアレイシステムにおいて複数の複素ビーム信号を処理する方法であって、当該フェーズドアレイは、前記複数の複素ビーム信号の各複素ビーム信号を、それぞれ異なる特定の方向に増強された対応する複数の別個のビームとして生成するものであって、
    当該方法は、
    所定の時間に、当該所定の時間における前記複数の複素ビーム信号の各複素ビーム信号の大きさを特定すること；
    前記所定の時間における前記複数の複素ビーム信号の前記大きさの加重和を計算すること；および、
    前記複数の複素ビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することで、対応する前記所定の時間における複数のＣＦＲ調整信号を生成すること、
    を含み、ここで、
    前記所定の時間における前記複数の複素ビーム信号に対するクレストファクタ低減は、前記複数の複素ビーム信号の前記大きさについて計算された前記加重和に基づいて実行され、
    前記複数のＣＦＲ調整信号の各ＣＦＲ調整信号は、前記複数の複素ビーム信号のうちの１つの異なる複素ビーム信号に対応し、かつ、フェーズドアレイにより生成された前記複数の別個のビームのうちの１つの異なるビームに対応する、
    ことを特徴とする方法。
16. 前記複数のＣＦＲ調整信号の前記各ＣＦＲ調整信号を変換して複数の処理信号を生成すること；および、
    複数の処理された信号を結合することで、合成送信信号を生成すること、
    を更に含む、請求項１５に記載の方法。
17. 前記合成送信信号を無線送信用アンテナに送ること、
    を更に含む、請求項１６に記載の方法。
18. クレストファクタ低減を実行することは、前記大きさの前記加重和を用いて、前記複数の複素ビーム信号のうちいずれかの複素ビーム信号の大きさを低減する時を決定すること、を含む、請求項１５に記載の方法。
19. 前記大きさの前記加重和における１つまたはそれ以上の重みは１に等しくない、請求項１５に記載の方法。
20. 前記複数の複素ビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することは、前記複数の複素ビーム信号のうち全ての複素ビーム信号の前記大きさの前記加重和が所定の閾値を超える時を検出することを含む、請求項１５に記載の方法。
21. 前記複数の複素ビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することは、ハードクリッピングを含む、請求項１５に記載の方法。
22. 前記複数の複素ビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することは、ピークキャンセルを含む、請求項１５に記載の方法。
23. 前記複数の複素ビーム信号に対してクレストファクタ低減を実行することは、繰り返しクリッピングを含む、請求項１５に記載の方法。

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