JP2012124003A - 発光素子の駆動回路、それを用いた発光装置および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】なるべく小さな輝度でＬＥＤストリングを駆動する。
【解決手段】検出抵抗Ｒ１は、ＬＥＤストリング６の経路上に設けられる。コントローラ１０は、検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ_Ｒ１が所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにデューティ比が調節される、ゲートパルス信号Ｇ１を生成する。またコントローラ１０は、バースト調光のデューティ比を指示する調光制御信号ＰＷＭＤＩＭを受け、それに応じたバースト調光パルスＧ２を生成する。第１ドライバＤＲ１は、ゲートパルス信号Ｇ１にもとづき、駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを生成する出力回路１０２を駆動する。第２ドライバＤＲ２は、バースト調光パルスＧ２にもとづき、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの導通、遮断を切りかえる。デューティ比検出部３０は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭが指示するデューティ比αに応じて、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数を制御する。
【選択図】図３

Description

本発明は、発光素子の駆動技術に関し、特にその調光技術に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置１００３は、ＬＥＤストリング６と、スイッチング電源１００４と、を備える。

ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源１００４は、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖｉｎを昇圧して、出力端子Ｐ２に接続されたＬＥＤストリング６の一端に駆動電圧Ｖｏｕｔを供給する。

スイッチング電源１００４は、出力回路１０２と、制御ＩＣ１１００を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御ＩＣ１１００は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を制御することにより、駆動電圧Ｖｏｕｔを調節する。

ＬＥＤストリング６の経路上には、ＰＷＭ調光用スイッチ（トランジスタ）Ｍ２および電流検出用の検出抵抗Ｒ１が設けられる。コントローラ１０１０は、外部からの調光制御信号ＰＷＭＤＩＭにもとづき、目標輝度に応じてデューティ比が調節されるパルス幅変調（ＰＷＭ）されたバースト調光パルスＧ２を生成する。ドライバＤＲ２は、バースト調光パルスＧ２にもとづき、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２をスイッチングする。

検出抵抗Ｒ１には、ＬＥＤストリング６に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例した電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ１が発生する。誤差増幅器ＥＡ１は、検出電圧Ｖ_Ｒ１と、基準電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。コントローラ１０１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいてパルス変調されるゲートパルス信号Ｇ１を生成する。ドライバＤＲ１は、ゲートパルス信号Ｇ１にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

以上の構成により、
Ｉ_ＤＲＶ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ１
が成り立つように、フィードバックがかかり、基準電圧Ｖ_ＲＥＦに応じた輝度でＬＥＤストリング６を発光させることができる（電流調光）。

またＰＷＭ調光用スイッチＭ２のオン、オフのデューティ比に応じて、ＬＥＤストリング６の発光時間が制御され、実効的な輝度が調節される（ＰＷＭ調光あるいはバースト調光）。

特開２００９−２６１１５８号公報

液晶パネルのコントラスト比は、ＬＥＤストリング６の輝度をダイナミックに制御することによって拡張される。つまり、ＬＥＤストリング６の最低輝度がなるべく小さいほど、液晶パネルのコントラスト比を大きくすることができる。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、なるべく小さな輝度でＬＥＤストリングを駆動可能な駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、発光素子に駆動電圧および駆動電流を供給する駆動回路に関する。この駆動回路は、発光素子の経路上に設けられた検出抵抗と、検出抵抗の電圧降下が所定の基準電圧と一致するようにデューティ比が調節される、ゲートパルス信号を生成するとともに、バースト調光のデューティ比を指示する調光制御信号を受け、それに応じたバースト調光パルスを生成するコントローラと、ゲートパルス信号にもとづき、駆動電圧を生成するスイッチング電源を駆動する第１ドライバと、バースト調光パルスにもとづき、駆動電流の導通、遮断を切りかえる第２ドライバと、調光制御信号が指示するデューティ比に応じて、ゲートパルス信号の周波数を制御するデューティ比検出部と、を備える。

本発明の別の態様もまた、駆動回路である。この駆動回路は、発光素子の経路上に設けられた電流源と、電流源の電圧降下が所定の基準電圧と一致するようにデューティ比が調節される、ゲートパルス信号を生成するとともに、バースト調光のデューティ比を指示する調光制御信号を受け、それに応じたバースト調光パルスを生成するコントローラと、ゲートパルス信号にもとづき、駆動電圧を生成するスイッチング電源を駆動する第１ドライバと、バースト調光パルスにもとづき、駆動電流の導通、遮断を切りかえる第２ドライバと、調光制御信号が指示するデューティ比に応じて、ゲートパルス信号の周波数を制御するデューティ比検出部と、を備える。

これらの態様によると、バースト調光のデューティ比に応じて、スイッチング電源のスイッチングトランジスタのスイッチング周波数を切りかえることにより、発光素子の輝度を、デューティ比が小さい領域においてもデューティ比に応じて制御できる。

デューティ比検出部は、調光制御信号が指示するデューティ比が小さいほど、ゲートパルス信号の周波数と高くしてもよい。

本発明のさらに別の態様は、発光装置である。この装置は、発光素子と、発光素子を駆動する上述のいずれかの態様の駆動回路と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、回路保護の機能を損なうことなく、消費電力を低減できる。

比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 図２（ａ）は、図１の発光装置における、バースト調光パルスのデューティ比と、駆動電流の関係を示す図であり、図２（ｂ）は、図１の発光装置におけるバースト調光パルスとゲートパルス信号を示す波形図である。 第１の実施の形態に係る発光装置の構成を示す回路図である。 図４（ａ）は、図３のデューティ比検出部の第１の構成例を示す回路図であり、図４（ｂ）は、図４（ａ）のデューティ比検出部の動作を示す波形図である。 図３のデューティ比検出部の第２の構成例を示す回路図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、図３の発光装置の動作を示す波形図であり、図６（ｃ）は、図３の発光装置における、バースト調光パルスのデューティ比と駆動電流の関係を示す図である。 第２の実施の形態に係る駆動回路の構成を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本発明者らは、図１の発光装置１００３において最低輝度を下げる技術について検討した。最低輝度を下げるには、２つのアプローチがある。第１は、電流調光によって駆動電流Ｉ_ＤＲＶを小さくすること、第２は、バースト調光のデューティ比を小さくすることである。

第１のアプローチにおいて、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを小さくすると駆動電流Ｉ_ＤＲＶを小さくできる。しかしながら、基準電圧Ｖ_ＲＥＦと検出電圧Ｖ_Ｒ１を受ける誤差増幅器ＥＡ１の入力電圧範囲には下限があるため、このアプローチには限界がある。

そこで第２のアプローチについて検討する。図２（ａ）は、図１の発光装置１００３における、バースト調光パルスＧ２のデューティ比と、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの関係を示す図である。バースト調光パルスＧ２のデューティ比が、ある下限値β（０．０４％）より大きい範囲では、デューティ比に応じて駆動電流Ｉ_ＤＲＶが変化する。ところが、デューティ比が下限値β（０．０４％）より小さくなると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが急激に低下する。つまり、下限値βを低下させることができれば、第２のアプローチによって最低輝度をさらに下げることができる。

本発明者らは、下限値βが存在する理由および下限値βを小さくする方法について検討した。なお、以下の検討は、本発明者らが独自に行ったものであり、当業者の共通の認識であると考えてはならない。

バースト調光を行う場合、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２がオフの期間は、フィードバックが遮断され、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止する。ＰＷＭ調光用スイッチＭ２がオンの期間Ｔ_ＯＮには、検出電圧Ｖ_Ｒ１にもとづくフィードバックが有効となり、スイッチングトランジスタＭ１のデューティ比が調節され、出力電圧Ｖｏｕｔが安定化される。したがってバースト調光パルスＧ２のパルス幅（デューティ比）、つまりオン期間が小さくなると、フィードバックが有効な期間が短くなる。図２（ｂ）は、図１の発光装置１００３におけるバースト調光パルスＧ２とゲートパルス信号Ｇ１を示す波形図である。

バースト調光パルスＧ２のパルス幅（オン期間Ｔ_ＯＮ）が、ゲートパルス信号Ｇ１の周期（スイッチング周期Ｔ_ＳＷ）に近づくと、ゲートパルス信号Ｇ１の位相によって、バースト調光パルスＧ２のオン期間Ｔ_ＯＮに含まれる有効なゲートパルス信号Ｇ１の数が変化する。ある位相のゲートパルス信号Ｇ１（１）は、オン期間Ｔ_ＯＮに２個のパルスが含まれる。ところが別のゲートパルス信号Ｇ１（２）では、ひとつのパルスのみが含まれ、インダクタＬ１に蓄えられるエネルギーが減少し、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値に保つことができなくなる。本発明者らは、この現象が、図２（ａ）に示される特性の要因となると考えた。

（第１の実施の形態）
図３は、第１の実施の形態に係る発光装置３の構成を示す回路図である。電子機器２は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの電池駆動型の機器であり、発光装置３とＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３はＬＣＤパネル５のバックライトとして設けられる。

発光装置３は、発光素子であるＬＥＤストリング６と、その駆動回路４を備える。

ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。駆動回路４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを含み、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧（たとえば電池電圧）Ｖｉｎを昇圧して、出力端子Ｐ２から出力電圧（駆動電圧）Ｖｏｕｔを出力する。ＬＥＤストリング６の一端（アノード）は、出力端子Ｐ２に接続される。

駆動回路４は、制御ＩＣ１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。

制御ＩＣ１００のスイッチング端子Ｐ４は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６の点灯に必要な出力電圧Ｖｏｕｔが得られ、かつＬＥＤストリング６が目標の輝度で発光するように、フィードバックによりスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。

ＬＥＤストリング６の経路上には、具体的にはＬＥＤストリング６のカソードと接地端子の間には、ＰＷＭ調光用スイッチＭ２が設けられる。ＰＷＭ調光用スイッチＭ２のオン、オフ比率（デューティ比）を調節することにより、ＬＥＤストリング６の点灯期間と消灯期間の比率が調節され、ＬＥＤストリング６の実効的な輝度を調節することができる。これをバースト調光（ＰＷＭ調光）という。ＰＷＭＤＩＭ端子には、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭが入力される。調光制御信号ＰＷＭＤＩＭは、バースト調光のデューティ比を指定する信号であり、それ自体がパルス幅変調されたパルス信号である。コントローラ１０は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭにもとづき、バースト調光パルスＧ２を生成する。最も簡易には、バースト調光パルスＧ２は調光制御信号ＰＷＭＤＩＭであってもよい。

検出抵抗Ｒ１は、ＬＥＤストリング６の経路上、具体的にはＬＥＤストリング６のカソードと接地端子の間に設けられる。

オシレータ１２は、可変オシレータである。コントローラ１０は、オシレータ１２が生成する周期信号Ｓ１を利用して、ゲートパルス信号Ｇ１を生成する。つまり、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数は、オシレータ１２の発振周波数に応じている。周期信号Ｓ１は、パルス信号であってもよいし、のこぎり波や三角波であってもよく、その種類はコントローラ１０の構成によって適宜設計される。

誤差増幅器ＥＡ１は、検出抵抗Ｒ１に生ずる電圧降下Ｖ_Ｒ１と基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、誤差電圧Ｖ_ＦＢを生成する。コントローラ１０は誤差電圧Ｖ_ＦＢおよび周期信号Ｓ１を受け、検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ_Ｒ１が制御電圧Ｖ_ＤＩＭと一致するようにデューティ比が調節される、ゲートパルス信号Ｇ１を生成する。ゲートパルス信号Ｇ１の周波数は、周期信号Ｓ１の周波数に応じている。第１ドライバＤＲ１は、ゲートパルス信号Ｇ１にもとづきＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

デューティ比検出部３０は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭを受け、そのデューティ比を検出する。そして、検出したデューティ比に応じてオシレータ１２の発振周波数を制御する。デューティ比が大きいときには、オシレータ１２の発振周波数を低くし、デューティ比が小さくなると、オシレータ１２の発振周波数を高くする。

たとえばデューティ比検出部３０は、検出したデューティ比αが所定のしきい値ＴＨより高いとき、オシレータ１２の周波数を第１の値ｆ_１にする。デューティ比αが所定のしきい値ＴＨより低くなると、デューティ比検出部３０はオシレータ１２の周波数を、第１の値ｆ_１より高い第２の値ｆ_２にする。このしきい値ＴＨは、図２に示される下限値βより少し高い値に設定することが望ましい。

以上が駆動回路４の構成である。続いてデューティ比検出部３０の構成例を説明する。図４（ａ）は、図３のデューティ比検出部３０の第１の構成例を示す回路図である。デューティ比検出部３０は、キャパシタＣ２、ヒステリシスコンパレータ３２、第１電流源３４、第２電流源３６、スイッチ３８を備える。

キャパシタＣ２の一端は接地される。第１電流源３４は、第１電流Ｉ_Ｃ１を生成し、キャパシタＣ２を充電する。第２電流源３６は、第２電流Ｉ_Ｃ２を生成し、キャパシタＣ２を放電する。スイッチ３８は、第２電流Ｉ_Ｃ２を遮断、導通するためのスイッチであり、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭに応じてオン、オフが制御される。第２電流Ｉ_Ｃ２を、定数Ｋを用いて、
Ｉ_Ｃ２＝Ｋ×Ｉ_Ｃ１ …（１）
と表す。

ヒステリシスコンパレータ３２は、キャパシタＣ２に生ずる電圧Ｖ_１を、所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。しきい値電圧Ｖ_ＴＨは、上のしきい値ＴＨに応じて定められる。ヒステリシスコンパレータ３２のしきい値電圧Ｖ_ＴＨは、その出力がローレベルのとき、第１の値Ｖ_ＴＨ１、その出力がハイレベルのとき、第１の値Ｖ_ＴＨ１より低い第２の値Ｖ_ＴＨ２をとるものとする。一例として、
Ｖ_ＴＨ１＝Ｖ_ＤＤ×２／３
Ｖ_ＴＨ２＝Ｖ_ＤＤ×１／３
とする。コンパレータ３２の出力ＯＵＴは、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭのデューティ比αと、しきい値との比較結果を示す。ヒステリシスコンパレータを用いることにより、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭのデューティ比αがしきい値ＴＨ付近をとるときに、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数が振動するのを防止できる。

図４（ｂ）は、図４（ａ）のデューティ比検出部３０の動作を示す波形図である。調光制御信号ＰＷＭＤＩＭがローレベルの期間、スイッチ３８はオフし、キャパシタＣ２は第１電流Ｉｃ１により充電される。その結果、キャパシタＣ２の電圧Ｖ_１は、傾き（Ｉ_Ｃ１／Ｃ２）で増加する。調光制御信号ＰＷＭＤＩＭのデューティ比がα、周期がＴ_Ｐであるとき、オフ期間Ｔ_ＯＦＦ、オン期間Ｔ_ＯＮはそれぞれ、
Ｔ_ＯＦＦ＝Ｔ_Ｐ×（１−α） …（２ａ）
Ｔ_ＯＮ＝Ｔ_Ｐ×α …（２ｂ）
となる。したがって、１回のオフ期間Ｔ_ＯＦＦでのキャパシタＣ２の電圧Ｖ_１の増加量は、
ΔＶ_ＵＰ＝Ｉ_Ｃ１／Ｃ２×Ｔ_Ｐ×（１−α） …（３）
となる。

調光制御信号ＰＷＭＤＩＭがハイレベルの期間、スイッチ３８はオンし、キャパシタＣ２は、第２電流Ｉｃ２と第１電流Ｉｃ１の差分電流（Ｉ_Ｃ２−Ｉ_Ｃ１）＝（Ｋ−１）・Ｉ_Ｃ１により放電される。その結果、キャパシタＣ２の電圧Ｖ_１は、傾き（Ｋ−１）・Ｉ_Ｃ１）／Ｃ２で減少する。したがって、１回のオン期間Ｔ_ＯＮでのキャパシタＣ２の電圧Ｖ_１の減少量は、
ΔＶ_ＤＮ＝（Ｋ−１）・Ｉ_Ｃ１／Ｃ２×Ｔ_Ｐ×α …（４）
となる。

式（３）、（４）から、１周期あたりの電圧Ｖ_１の変動量は、
ΔＶ＝ΔＶ_ＵＰ−ΔＶ_ＤＮ＝Ｉ_Ｃ１×Ｔ_Ｐ／Ｃ２×（１−Ｋ・α）
となる。したがってＫ×α＝１のときにΔＶ＝０となり、電圧Ｖ_１はあるレベルでバランスする。α＜１／Ｋのとき、電圧Ｖ_１は増大し、α＞１／Ｋのとき電圧Ｖ_１は低下する。つまりデューティ比検出部３０が調光制御信号ＰＷＭＤＩＭのデューティ比αと比較するしきい値ＴＨは、１／Ｋとなる。たとえばＫ＝２０とすると、デューティ比αが５％より高いか低いかが判定される。

デューティ比αがしきい値ＴＨ＝１／Ｋより高い状態が持続すると、電圧Ｖ_１＝０を維持する。電圧Ｖ_１＝０Ｖの状態から、デューティ比αがしきい値１／Ｋより低くなる際に、電圧Ｖ_１が、０Ｖからしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１まで上昇するまでに必要なサイクル数Ｎは、式（５）で与えられる。
Ｎ＝Ｖ_ＴＨ１／ΔＶ＝Ｖ_ＴＨ１／｛Ｉ_Ｃ１×Ｔ_Ｐ／Ｃ２×（１−Ｋ・α）｝
＝２／３・Ｖ_ＤＤ／｛Ｉ_Ｃ１×Ｔ_Ｐ／Ｃ２×（１−Ｋ・α）｝ …（５）

たとえばＫ＝２０、α＝０のときに、Ｎ＝５となるように、各パラメータを決定する。つまり、
５＝２／３×Ｖ_ＤＤ／｛Ｉ_Ｃ１×Ｔ_Ｐ／Ｃ２｝
Ｖ_ＤＤ／｛Ｉ_Ｃ１×Ｔ_Ｐ／Ｃ２｝＝１５／２ …（６）
が成り立つ。式（６）を式（５）に代入すると、式（７）を得る。
Ｎ＝５／（１−２０・α） …（７）

したがって、
α＝１％のとき、Ｎ＝６．２５
α＝２％のとき、Ｎ＝８．３３
α＝３％のとき、Ｎ＝８．３３
α＝４％のとき、Ｎ＝１２．５
α＝５％のとき、Ｎ＝２５

デューティ比がαが大きくなると検出周期Ｎは増大するが、液晶パネルのディスプレイのコントラスト制御には十分な速度を実現できる。

反対に、デューティ比αがしきい値１／Ｋより低い状態が持続すると、電圧Ｖ_１は電源電圧Ｖ_ＤＤと等しくなる。この状態から、デューティ比αがしきい値１／Ｋより高くなる際に、電圧Ｖ_１が、電源電圧Ｖ_ＤＤからしきい値電圧Ｖ_ＴＨ２（＝Ｖ_ＤＤ／３）まで低下するまでのサイクル数Ｎは、式（８）で与えられる。
Ｎ＝（Ｖ_ＤＤ−Ｖ_ＴＨ２）／ΔＶ
＝２／３・Ｖ_ＤＤ／｛Ｉ_Ｃ１×Ｔ_Ｐ／Ｃ２×（１−Ｋ・α）｝ …（８）
α＝１のとき、式（８）に式（６）を代入すると、
Ｎ＝２００／１９
となる。

調光制御信号ＰＷＭＤＩＭの周波数が、可変であり、その周期の最大値をＴ_ＰＭＡＸとするとき、式（６）から、
Ｉ_Ｃ１／Ｃ２＝２／１５×Ｖ_ＤＤ／Ｔ_ＰＭＡＸ
となるように、電流Ｉ_Ｃ１および容量Ｃ２を決めればよい。これにより、全周波数においてデューティ比の検出が可能となる。たとえば調光制御信号ＰＷＭＤＩＭの周波数が１００Ｈｚ〜５００Ｈｚの範囲を取り得る場合、その周期の最大値はＴ_ＰＭＡＸ＝１０ｍｓとなる。

図５は、図３のデューティ比検出部３０の第２の構成例を示す回路図である。このデューティ比検出部３０ｂは、図４（ａ）のデューティ比検出部３０ａと等価的な処理を、デジタル信号処理で実現する。

デューティ比検出部３０ｂは、フリップフロップ４０、カウンタ４２、デジタルコンパレータ４４を備える。フリップフロップ４０は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭを、クロック信号ＣＬＫのポジティブエッジのタイミングでラッチする。なおフリップフロップ４０は省略してもよい。カウンタ４２は、ラッチされた信号Ｓ２がハイレベルのとき、カウント値ＣＮＴを（Ｋ−１）減少させ（カウントダウン）、信号Ｓ２がローレベルのとき、カウント値ＣＮＴを１増加させる（カウントアップ）。

カウンタ４２は、図４（ａ）の第１電流源３４、第２電流源３６、キャパシタＣ２に相当し、カウントダウンは、図４（ａ）の放電に、カウントダウンは図４（ａ）の充電に、カウント値ＣＮＴは、図４（ａ）の電圧Ｖ_１に相当する。クロック信号ＣＬＫの周波数は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭの周波数よりも十分に高く設定され、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭの周波数が１００Ｈｚ〜５００Ｈｚであるとき、クロック信号ＣＬＫの周波数は１００ｋＨｚ程度に設定される。

デジタルコンパレータ４４は、図４（ａ）のヒステリシスコンパレータ３２に相当する。デジタルコンパレータ４４は、カウント値ＣＮＴがＴＨ_１より大きくなると、その出力ＯＵＴをアサート（ハイレベル）とし、カウント値ＣＮＴがＴＨ_２より小さくなると、その出力ＯＵＴをネゲート（ローレベル）とする。デジタルコンパレータ４４の出力ＯＵＴは、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭのデューティ比αと、しきい値ＴＨとの比較結果を示す。

たとえばデジタルコンパレータ４４はカウント値ＣＮＴの上限がＭＡＸ＝１５００とすると、ＴＨ_１＝２／３×ＭＡＸ＝１０００、ＴＨ_２＝１／３×ＭＡＸ＝５００としてもよい。上限値ＭＡＸは、Ｖ_ＤＤに相当する。

図５のデューティ比検出部３０ｂによれば、図４（ａ）のデューティ比検出部３０ａと同様に、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭのデューティ比αを、しきい値ＴＨと比較することができる。

以上が駆動回路４の構成である。続いてその動作を説明する。
図３に戻る。発光装置３が正常に動作するとき、駆動電流Ｉ_ＤＲＶは、
Ｉ_ＤＲＶ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ１
に安定化される（電流調光）。

そして、この駆動電流Ｉ_ＤＲＶがＬＥＤストリング６に流れる時間比率が、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭによって制御され、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの平均値、つまりＬＥＤストリング６の実効的な輝度が調節される（バースト調光）。バースト調光パルスＧ２のデューティ比をαとするとき、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの平均値Ｉ_{ＤＲＶ＿ＡＶＥ}は、
Ｉ_{ＤＲＶ＿ＡＶＥ}＝Ｖ_{ＲＥＦ／Ｒ１}×α
で与えられる。

図６（ａ）、（ｂ）は、図３の発光装置３の動作を示す波形図である。図６（ａ）は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭが指定するデューティ比αが、所定のしきい値より大きい場合を示す。このとき、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数は、第１の値ｆ_１となる。調光制御信号ＰＷＭＤＩＭのデューティ比がしきい値より高いときには、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数が低くなり、制御ＩＣ１００の消費電力を小さく抑えられる。

図６（ｂ）は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭが指定するデューティ比αが、所定のしきい値より小さい場合を示す。このとき、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数は第２の値ｆ_２となる。これにより、バースト調光パルスＧ２の短いオン期間Ｔ_ＯＮの中に、ゲートパルス信号Ｇ１が複数含まれることになり、検出電圧Ｖ_Ｒ１にもとづくフィードバックにより調節されるゲートパルス信号Ｇ１のデューティ比に応じて、出力電圧Ｖｏｕｔを適切な値に安定化できる。

図６（ｃ）は、図３の発光装置３における、バースト調光パルスＧ２のデューティ比と、駆動電流Ｉ_{ＤＲＶ＿ＡＶＥ}の関係を示す図である。実線（I）は図３の平均駆動電流を、一点鎖線（II）は図１の平均駆動電流を示す。このように、バースト調光パルスＧ２のデューティ比が小さい領域において、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数を高めることにより、従来よりもデューティ比が小さい範囲（β’〜β）において、平均駆動電流Ｉ_{ＤＲＶ＿ＡＶＥ}を、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭが指定するデューティ比に応じて変化させることができる。つまり、従来よりも小さな輝度でＬＥＤストリング６を駆動できる。

（第２の実施の形態）
図７は、第２の実施の形態に係る駆動回路４ａの構成を示す回路図である。駆動回路４ａは、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｍを駆動可能に構成され、制御ＩＣ１００ａ、出力回路１０２に加えて、電流ドライバ８を備える。

電流ドライバ８は、ＬＥＤストリング６ごとに設けられた電流源ＣＳを備える。各電流源ＣＳは、トランジスタＭ３、検出抵抗Ｒ１、誤差増幅器ＥＡ２を含む。トランジスタＭ３および検出抵抗Ｒ１は、対応するＬＥＤストリング６の経路上に直列に設けられる。誤差増幅器ＥＡ２は、検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ_Ｒ１が制御電圧Ｖ_ＤＩＭと一致するように、トランジスタＭ３の制御端子の電圧を調節する。各電流源ＣＳによって、対応するＬＥＤストリング６に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶが、Ｉ_ＤＲＶ＝Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ１に安定化される。

誤差増幅器ＥＡ１は、トランジスタＭ３および検出抵抗Ｒ１の電圧降下の合計、言い換えれば、ＬＥＤストリング６のカソードの電位と、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差に応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。誤差増幅器ＥＡ１には、複数の反転入力端子が設けられ、それぞれには、複数のＬＥＤストリング６のカソード電圧が入力される。誤差増幅器ＥＡ１は、複数のカソード電圧のうち、最も低い電圧と、基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅する。コントローラ１０はフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを受け、最も低いカソード電圧が、基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにデューティ比が調節される、ゲートパルス信号Ｇ１を生成する。

オシレータ１２およびデューティ比検出部３０の動作は、図３の駆動回路４と同様である。

以上が駆動回路４ａの構成である。この駆動回路４ａは、図３の駆動回路４と同様に、従来よりも小さな輝度でＬＥＤストリング６を駆動できる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態では、ゲートパルス信号Ｇ１の周波数を離散的な２値ｆ_１、ｆ_２で切りかえる場合を説明したが、本発明はそれに限定されず、３値以上で切りかえてもよいし、連続的な値で変化させてもよい。

実施の形態では、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭがパルス信号である場合を説明したが、本発明はそれに限定されない。たとえば調光制御信号ＰＷＭＤＩＭは、その電圧レベルが、バースト調光パルスＧ２のデューティ比を指示するアナログ電圧であってもよい。この場合、デューティ比検出部３０は、調光制御信号ＰＷＭＤＩＭの電圧レベルを、しきい値に相当する電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２と比較するアナログの電圧コンパレータで構成できる。

実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。

実施の形態では、発光装置３のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。

また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…駆動回路、５…ＬＣＤパネル、６…ＬＥＤストリング、８…電流ドライバ、１０…コントローラ、１００…制御ＩＣ、１０２…出力回路、ＥＡ１…誤差増幅器、ＤＲ１…第１ドライバ、ＤＲ２…第２ドライバ、Ｒ１…検出抵抗、Ｍ２…ＰＷＭ調光用スイッチ、１２…オシレータ、３０…デューティ比検出部、Ｃ２…キャパシタ、３２…コンパレータ、３４…第１電流源、３６…第２電流源、３８…スイッチ、４０…フリップフロップ、４２…カウンタ、４４…デジタルコンパレータ、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｇ１…ゲートパルス信号、Ｇ２…バースト調光パルス、Ｓ１…周期信号、ＰＷＭＤＩＭ…調光制御信号。

Claims (9)

1. 発光素子に駆動電圧および駆動電流を供給する駆動回路であって、
   前記発光素子の経路上に設けられた検出抵抗と、
   前記検出抵抗の電圧降下が所定の基準電圧と一致するようにデューティ比が調節される、ゲートパルス信号を生成するとともに、バースト調光のデューティ比を指示する調光制御信号を受け、それに応じたバースト調光パルスを生成するコントローラと、
   前記ゲートパルス信号にもとづき、前記駆動電圧を生成するスイッチング電源を駆動する第１ドライバと、
   前記バースト調光パルスにもとづき、前記駆動電流の導通、遮断を切りかえる第２ドライバと、
   前記調光制御信号が指示するデューティ比に応じて、前記ゲートパルス信号の周波数を制御するデューティ比検出部と、
   を備えることを特徴とする駆動回路。
2. 発光素子に駆動電圧および駆動電流を供給する駆動回路であって、
   前記発光素子の経路上に設けられた電流源と、
   前記電流源の電圧降下が所定の基準電圧と一致するようにデューティ比が調節される、ゲートパルス信号を生成するとともに、バースト調光のデューティ比を指示する調光制御信号を受け、それに応じたバースト調光パルスを生成するコントローラと、
   前記ゲートパルス信号にもとづき、前記駆動電圧を生成するスイッチング電源を駆動する第１ドライバと、
   前記バースト調光パルスにもとづき、前記駆動電流の導通、遮断を切りかえる第２ドライバと、
   前記調光制御信号が指示するデューティ比に応じて、前記ゲートパルス信号の周波数を制御するデューティ比検出部と、
   を備えることを特徴とする駆動回路。
3. 前記デューティ比検出部は、前記デューティ比が小さいほど、前記ゲートパルス信号の周波数と高くすることを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
4. 前記調光制御信号は、その周波数およびデューティ比が、前記バースト調光の周波数およびデューティ比を指示するようにパルス変調されており、
   前記デューティ比検出部は、
   一端の電位が固定されたキャパシタと、
   前記キャパシタを充電する第１電流源と、
   前記調光制御信号に応じてオン、オフが切りかえ可能に構成され、オン状態において前記第１電流源のＫ倍（Ｋは１より大きい実数）の電流を生成し、前記キャパシタを放電する第２電流源と、
   前記キャパシタに生ずる電圧を、所定のしきい値電圧と比較するコンパレータと、
   を備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
5. 前記コンパレータは、ヒステリシスコンパレータであることを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
6. 前記調光制御信号は、その周波数およびデューティ比が、前記バースト調光の周波数およびデューティ比を指示するようにパルス変調されており、
   前記デューティ比検出部は、
   所定のクロック信号のエッジのタイミングごとに、前記調光制御信号がハイレベルのときに、そのカウント値を第１の方向に第１の値だけ変化させ、前記調光制御信号がローレベルのときに、前記カウント値を第２の方向に第２の値だけ変化させるカウンタと、
   前記カウント値を所定のしきい値と比較するデジタルコンパレータと、
   を備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
7. 前記デジタルコンパレータは、ヒステリシスコンパレータであることを特徴とする請求項６に記載の駆動回路。
8. 発光素子と、
   前記発光素子を駆動する請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする発光装置。
9. 液晶パネルと、
   前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項８に記載の発光装置と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

Images