JP6189591B2 - 発光装置の制御回路、それを用いた発光装置および電子機器、発光装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、発光素子の駆動技術に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、本発明者が検討した比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置１００３は、１チャンネルのＬＥＤストリング（発光素子）６と、スイッチング電源１００４と、を備える。

発光素子６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源１００４は、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して、出力端子Ｐ２に接続された発光素子６の一端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

スイッチング電源１００４は、出力回路１０２と、制御回路１１００を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御回路１１００は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフの時間比率（デューティ比）を制御することにより、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを調節する。

発光素子６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上には、ＰＷＭ調光（バースト調光ともいう）用のスイッチ（トランジスタ）Ｍ２および電流検出用の第１抵抗Ｒ１が設けられる。制御回路１１００には、外部のホストプロセッサ９から、発光素子６の目標輝度に応じてデューティ比が調節されるＰＷＭ調光用のパルス信号（調光パルス）Ｇ１が入力される。ドライバ５０は、調光パルス信号Ｇ１にもとづき、調光用スイッチＭ２をスイッチングする。

第１抵抗Ｒ１には、発光素子６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤに比例した電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ１が発生する。誤差増幅器１０は、検出電圧Ｖ_Ｒ１と、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。たとえば誤差増幅器１０は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）アンプ１２および位相補償回路１４を含む。位相補償回路１４は、位相補償用のキャパシタＣ_ＦＢおよび抵抗Ｒ_ＦＢを含む。

オシレータ１０３２は、所定の周波数の周期信号Ｓ_ＯＳＣを生成する。パルス変調器１０３０は、周期信号Ｓ_ＯＳＣと同期しており、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいてパルス変調されるゲートパルス信号Ｇ２を生成する。ゲートドライバ４０は、ＡＮＤゲート４２およびメインドライバ４４を含み、調光パルス信号Ｇ１が第１レベル（ローレベル）となる消灯期間、スイッチングトランジスタＭ１をオフし、調光パルス信号Ｇ１が第２レベル（ハイレベル）となる点灯期間、スイッチングトランジスタＭ１を、ゲートパルス信号Ｇ２に応じた第３パルス信号Ｇ３にもとづいてスイッチングする。

インダクタ（コイル）Ｌ１に流れる電流Ｉ_Ｌ１を検出するために、第２抵抗Ｒ２が設けられる。スイッチングトランジスタＭ１のオン時間、第２抵抗Ｒ２にはコイル電流Ｉ_Ｌ１に比例した電圧降下Ｖ_Ｒ２が発生する。制御回路１１００は、電圧降下Ｖ_Ｒ２が所定のしきい値を超えないように過電流保護を行う。またピーク電流モードあるいは平均電流モードのＤＣ／ＤＣコンバータでは、電圧降下Ｖ_Ｒ２が、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比に反映される。

特開２００９−２６１１５８号公報

本発明者らは、図１の発光装置１００３について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。図１のスイッチング電源１００４では、オシレータ１０３２の発振周波数が、スイッチング電源１００４の負荷の軽重にかかわらず、すなわち発光素子６の駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大小にかかわらず一定となっている。そのため、効率あるいはノイズの観点で、改善の余地がある。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、発光装置の効率またはノイズの改善にある。

本発明のある態様の制御回路は、発光装置の制御回路に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する。制御回路は、スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、発光素子に流れる駆動電流をスイッチングする。制御回路は、発光素子の目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号に応じた駆動電流を生成し、発光素子に供給する電流ドライバと、電流ドライバの電圧降下と所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、設定された周波数を有するゲートパルス信号を生成するとともに、フィードバック電圧にもとづいてゲートパルス信号のデューティ比を調節するパルス幅変調器と、調光制御信号とゲートパルス信号の周波数の関係を規定する制御特性が定められており、そのときの調光制御信号に応じた周波数を、パルス幅変調器に設定する周波数制御部と、を備える。

本発明の別の態様もまた、発光装置の制御回路に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する。制御回路は、スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、発光素子に流れる駆動電流を制御する。制御回路は、駆動電流の経路上に設けられた検出抵抗と、検出抵抗の電圧降下と発光素子の目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、設定された周波数を有するゲートパルス信号を生成するとともに、フィードバック電圧にもとづいてゲートパルス信号のデューティ比を調節するパルス幅変調器と、調光制御信号とゲートパルス信号の周波数の関係を規定する制御特性が定められており、そのときの調光制御信号に応じた周波数を、パルス幅変調器に設定する周波数制御部と、を備える。

スイッチング電源の出力電流は発光素子の駆動電流であるから、スイッチング電源の負荷の軽重は、調光制御信号に応じて変化する。これらの態様によれば、調光制御信号に応じて、ゲートパルス信号の周波数（スイッチング周波数）を変化させることにより、効率を改善し、あるいはノイズを低減することができる。

制御特性は、調光制御信号が最大値のとき、周波数が所定の最大値をとり、調光制御信号が低くなるほど、周波数が低下するように定められていてもよい。
この態様によれば、軽負荷時において、スイッチング損失を低減することができ、効率を高めることができる。

制御特性は、調光制御信号が所定のしきい値より小さい範囲において、周波数が所定の最小値となるように定められていてもよい。

周波数制御部は、調光制御信号を所定の利得で非反転増幅するアンプを含んでもよい。パルス幅変調器は、アンプの出力電圧に応じた周波数で発振するオシレータを含み、オシレータと同期してゲートパルス信号を生成することを特徴としてもよい。
この態様によれば、アンプの利得に応じて、調光制御信号に対するスイッチング周波数の傾きを調節することができる。

周波数制御部は、アンプの出力電圧を所定のクランプレベルより低くならないようにクランプするクランプ回路をさらに含んでもよい。
この態様によれば、調光制御信号が所定のしきい値より小さいときに、つまり軽負荷時において、周波数を所定の最小値に固定できる。

制御特性は、調光制御信号が最大値のとき、周波数が所定の最小値をとり、調光制御信号が低くなるほど、周波数が上昇するように定められていてもよい。
軽負荷時において、周波数を低くしておくと、スイッチング電源が不連続モードとなり、電流リップルが大きくなってノイズが問題となる場合がある。この場合、調光制御信号が低いほど、つまり負荷電流が小さいほど周波数を高くすることにより、軽負荷時においてもスイッチング電源を連続モードで動作させることができ、ノイズを低減できる。

制御特性は、調光制御信号が所定のしきい値より小さい範囲において、周波数が所定の最大値となるように定められていてもよい。

周波数制御部は、調光制御信号を所定の利得で反転増幅するアンプを含んでもよい。パルス幅変調器は、アンプの出力電圧に応じた周波数で発振するオシレータを含み、オシレータと同期してゲートパルス信号を生成することを特徴としてもよい。
この態様によれば、アンプの利得に応じて、調光制御信号に対するスイッチング周波数の傾きを調節することができる。

周波数制御部は、アンプの出力電圧を所定のクランプレベルより高くならないようにクランプするクランプ回路をさらに含んでもよい。
この態様によれば、調光制御信号が所定のしきい値より小さいときに、つまり軽負荷時において、周波数を所定の最大値に固定できる。

パルス幅変調器は、周波数制御部により設定された周波数を有する、三角波またはのこぎり波の周期信号を生成するオシレータと、フィードバック電圧と周期信号を比較し、比較結果に応じたゲートパルス信号を生成するパルス幅変調用のコンパレータと、を含んでもよい。

パルス幅変調器は、周波数制御部により設定された周波数を有するパルス状の周期信号を生成するオシレータと、スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた検出電圧をフィードバック電圧と比較し、比較結果に応じたリセット信号を生成するコンパレータと、周期信号とリセット信号に応じてレベルが遷移するゲートパルス信号を生成するフリップフロップと、を含んでもよい。

パルス幅変調器は、周波数制御部により設定された周波数を有する三角波またはのこぎり波の周期信号および、周波数制御部により設定された周波数を有するセット信号を生成するオシレータと、スイッチングトランジスタに流れる電流に比例した検出電圧とフィードバック電圧の誤差を増幅するとともに平均化する電流誤差増幅器と、電流誤差増幅器の出力電圧と周期信号を比較し、比較結果に応じたリセット信号を生成するコンパレータと、セット信号とリセット信号に応じてレベルが遷移するゲートパルス信号を生成するフリップフロップと、を含んでもよい。

制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。

発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含むＬＥＤストリングであってもよい。

本発明の別の態様は、発光装置に関する。発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を備えてもよい。スイッチング電源は、スイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタをスイッチングする上述の制御回路と、を備えてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、発光装置の効率またはノイズを改善できる。

本発明者が検討した比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。 図３（ａ）〜（ｃ）は、パルス幅変調器の構成例を示す回路図である。 図４（ａ）、（ｂ）は、制御特性の具体例を示す図である。 図５（ａ）、（ｂ）は、周波数制御部の構成例を示す回路図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、スイッチング電源の入力電流Ｉ_ＩＮの波形図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、連続モードと不連続モードの動作範囲を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。 図１０（ａ）は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図であり、図１０（ｂ）は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊としきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図である。 図１１（ａ）、（ｂ）は、電圧源の構成例を示す回路図である。 一定モードと可変モードにおける、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の関係を示す図である。 第４の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。 発光装置を備える電子機器の例を示す図である。 図１５（ａ）、（ｂ）は、スイッチング電源の出力回路の別の構成例を示す回路図である。 第２の変形例に係る制御回路の一部を示す回路図である。 調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの生成回路の構成例を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。発光装置３は、複数の発光素子６＿１〜６＿Ｎ（Ｎは整数）と、スイッチング電源４と、ホストプロセッサ９を備える。

発光素子６＿１〜６＿Ｎはそれぞれ、直列に接続された複数のＬＥＤを含むＬＥＤストリングである。ＬＥＤストリングの本数Ｎは特に限定されない。発光素子６＿１〜６＿Ｎの一端（アノード）は、スイッチング電源４の出力端子Ｐ２に共通に接続される。

ホストプロセッサ９は、発光装置３全体を統括的に制御する。具体的にはホストプロセッサ９は、発光素子６の目標輝度に応じた電圧レベルを有する調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成し、制御回路１００に送信する。なお、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭは制御回路１００の内部で生成してもよい。

スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧し、その出力端子Ｐ２に接続された発光素子６の一端（アノード）に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

スイッチング電源４は、制御回路１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。

制御回路１００のスイッチング端子ＳＷは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御回路１００は、発光素子６の点灯に必要な出力電圧Ｖ_ＯＵＴが得られるように、フィードバックによりデューティ比が調節されるゲートパルス信号Ｇ２を生成し、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング動作を制御するとともに、発光素子６が目標の輝度で発光するように、発光素子６に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤを調節する。

制御回路１００は、ひとつの半導体基板上に一体集積化された機能ＩＣである。なお、「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。またスイッチングトランジスタＭ１は制御回路１００に内蔵されてもよい。

制御回路１００は、入出力ピンとして、スイッチング（ＳＷ）端子、電流検出（ＣＳ）端子、バースト調光（ＰＷＭ）端子、アナログ調光（ＡＤＩＭ）端子、フィードバック（ＦＢ）端子、Ｎ個のＬＥＤ端子を有する。

ＡＤＩＭ端子には、ホストプロセッサ９からの調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが入力される。ＳＷ端子は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。ＦＢ端子には、位相補償用のキャパシタＣ_ＦＢおよび抵抗Ｒ_ＦＢを含む位相補償回路１４が接続される。ＣＳ端子には、第２抵抗Ｒ２の電圧降下に応じた第２検出電圧Ｖ_Ｒ２が入力される。Ｎ個のＬＥＤ端子はそれぞれ、発光素子６＿１〜６＿Ｎのカソードと接続される。

制御回路１００は、電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎ、誤差増幅器１０、周波数制御部２０、パルス幅変調器３０、ゲートドライバ４０を備える。

電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎは、発光素子６＿１〜６＿Ｎごとに設けられる。電流ドライバ８＿ｉは、対応する発光素子６＿ｉの経路上に、具体的には、発光素子６＿ｉの一端（カソード）と接地端子の間に設けられる。電流ドライバ８＿ｉは、発光素子６＿ｉの目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを生成する。

誤差増幅器１０は、電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎの電圧降下、つまりＬＥＤ端子の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧と、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。たとえば誤差増幅器１０は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）アンプ１２および位相補償回路１４を含む。位相補償回路１４は、位相補償用のキャパシタＣ_ＦＢおよび抵抗Ｒ_ＦＢを含む。

パルス幅変調器３０は、後述の周波数制御部２０により設定された周波数ｆ_ＯＳＣを有するゲートパルス信号Ｇ２を生成する。パルス幅変調器３０は、少なくともフィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいて、ＬＥＤ端子の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧が基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するように、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比を調節する。

図３（ａ）〜（ｃ）は、パルス幅変調器３０の構成例を示す回路図である。図３（ａ）〜（ｃ）のパルス幅変調器３０はそれぞれ、周波数制御部２０が設定した周波数で発振するオシレータ３２を含み、オシレータ３２が生成する周期信号と同期して、ゲートパルス信号Ｇ２を生成する。

図３（ａ）のパルス幅変調器３０ａは、電圧モード制御を行う。パルス幅変調器３０ａは、オシレータ３２ａ、ＰＷＭコンパレータ３３、を含む。オシレータ３２ａは、周波数制御部２０により設定された周波数ｆ_ＯＳＣを有する、三角波またはのこぎり波の周期信号（ランプ電圧）Ｖ_ＲＡＭＰを生成する。ＰＷＭコンパレータ３３は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと周期信号Ｖ_ＲＡＭＰを比較し、比較結果に応じたゲートパルス信号Ｇ２を生成する。

図３（ｂ）のパルス幅変調器３０ｂは、ピーク電流モード制御を行う。パルス幅変調器３０ｂは、オシレータ３２ｂ、ＰＷＭコンパレータ３３、スロープ補償回路３４、ピーク検出コンパレータ３５、フリップフロップ３６を含む。パルス幅変調器３０ｂには、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に応じた、第２抵抗Ｒ２の電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ２が入力される。

オシレータ３２ｂは、周波数制御部２０により設定された周波数ｆ_ＯＳＣを有するパルス状の周期信号（セット信号）Ｓ_ＳＥＴを生成する。スロープ補償回路３４は、セット信号Ｓ_ＳＥＴと同期したスロープ電圧を生成し、電流検出信号Ｖ_Ｒ２に重畳する。たとえばスロープ補償回路３４は、スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部３４ａと、スロープ電圧と電流検出信号Ｖ_Ｒ２を加算する加算器３４ｂと、を含んでもよい。なおスロープ補償回路３４の構成は特に限定されない。

ピーク検出コンパレータ３５は、スロープ補償された検出電圧Ｖ_Ｒ２’をフィードバック電圧Ｖ_ＦＢと比較し、比較結果に応じたリセット信号Ｓ_ＲＳＴを生成する。フリップフロップ３６は、セット信号Ｓ_ＳＥＴとリセット信号Ｓ_ＲＳＴに応じてレベルが遷移するゲートパルス信号Ｇ２を生成する。たとえばフリップフロップ３６は、セット端子にセット信号Ｓ_ＳＥＴが、リセット端子にリセット信号Ｓ_ＲＳＴが入力されたＳＲフリップフロップであってもよい。

図３（ｃ）のパルス幅変調器３０ｃは、平均電流モード制御を行う。パルス幅変調器３０ｃは、オシレータ３２ｃ、フリップフロップ３６、電流誤差増幅器３８、コンパレータ３９を含む。パルス幅変調器３０ｃには、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に応じた、第２抵抗Ｒ２の電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ２が入力される。

オシレータ３２ｃは、周波数制御部２０により設定された周波数ｆ_ＯＳＣを有する三角波またはのこぎり波の周期信号（ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰ）および、周波数制御部２０により設定された周波数ｆ_ＯＳＣを有するセット信号Ｓ_ＳＥＴを生成する。

電流誤差増幅器３８は、検出電圧Ｖ_Ｒ２とフィードバック電圧Ｖ_ＦＢの誤差を増幅するとともに平均化する。コンパレータ３９は、電流誤差増幅器３８の出力電圧Ｖ_ＥＲＲとランプ信号Ｖ_ＲＡＭＰを比較し、比較結果に応じたリセット信号Ｓ_ＲＳＴを生成する。フリップフロップ３６は、セット信号Ｓ_ＳＥＴとリセット信号Ｓ_ＲＳＴに応じてレベルが遷移するゲートパルス信号Ｇ２を生成する。

当業者によれば、図３（ａ）〜（ｃ）に例示した以外にも、パルス幅変調器３０が構成しうることが理解され、本発明において、パルス幅変調器３０の構成が特に限定されないことが理解されよう。

図２に戻る。ゲートドライバ４０は、パルス幅変調器３０が生成したゲートパルス信号Ｇ２にもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

周波数制御部２０には、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとゲートパルス信号Ｇ２の周波数ｆ_ＯＳＣの関係を規定する制御特性があらかじめ定められている。周波数制御部２０は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを受け、制御特性にもとづいて、そのときの調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じた周波数ｆ_ＯＳＣをパルス幅変調器３０に設定する。

ここで調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとスイッチング周波数ｆ_ＯＳＣの関係を規定する制御特性について説明する。制御特性は、発光装置３に必要とされる性能に応じて制御回路１００の設計者が任意に定めることができる。図４（ａ）、（ｂ）は、制御特性の具体例を示す図である。

（第１の制御特性）
図４（ａ）は、第１の制御特性を示す。第１の制御特性は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが最大輝度に相当する最大値Ｖ_ＭＡＸのとき、周波数ｆ_ＯＳＣが標準値ｆ_０をとり、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが低くなるほど、周波数ｆ_ＯＳＣが低下するように定められている。好ましくは第１の制御特性は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが所定のしきい値Ｖ_ＴＨより小さい範囲において、周波数ｆ_ＯＳＣが所定の最小値ｆ_ＭＩＮとなるように定められる。

（第２の制御特性）
図４（ｂ）は、第２の制御特性を示す。第２の制御特性は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが最大値Ｖ_ＭＡＸのとき、周波数ｆ_ＯＳＣが標準値ｆ_０をとり、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが低くなるほど、周波数ｆ_ＯＳＣが上昇するように定められている。好ましくは第２の制御特性は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが所定のしきい値Ｖ_ＴＨより小さい範囲において、周波数ｆ_ＯＳＣが所定の最大値ｆ_ＭＡＸとなるように定められる。

周波数制御部２０は、第１の制御特性と第２の制御特性が、外部からの設定データに応じて切りかえ可能に構成されてもよい。

図５（ａ）、（ｂ）は、周波数制御部２０の構成例を示す回路図である。

図５（ａ）の周波数制御部２０ａは、アンプ２２およびクランプ回路２４を含む。
第１の制御特性を実現するために、アンプ２２は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを所定の利得で非反転増幅する。クランプ回路２４は、アンプ２２の出力電圧を所定のクランプレベルより低くならないようにクランプする。オシレータ３２は、アンプ２２の出力電圧に応じた周波数で発振する。

第２の制御特性を実現するために、アンプ２２は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを所定の利得で反転増幅する。クランプ回路２４は、アンプ２２の出力電圧を所定のクランプレベルより高くならないようにクランプする。

図５（ａ）の周波数制御部２０ａによれば、図４（ａ）、（ｂ）に示す制御特性を実現できる。具体的には、アンプ２２の利得に応じて、図４（ａ）、（ｂ）の制御特性の傾き、言い換えれば周波数ｆ_ＯＳＣの変化幅を調節できる。また、クランプ回路２４によるクランプレベルに応じて、第１の制御特性における周波数ｆ_ＯＳＣの最小値ｆ_ＭＩＮ、第２の制御特性における周波数ｆ_ＯＳＣの最大値ｆ_ＭＡＸを調節できる。

利得およびクランプレベルの少なくとも一方は、外部からの制御データに応じて変更可能に構成してもよい。この場合、制御回路１００が搭載されるプラットフォームに応じて、制御特性を最適化できる。

オシレータ３２の構成は特に限定されず、公知の回路を利用すればよい。オシレータ３２は、たとえばキャパシタと、キャパシタを定電流で充放電する充放電回路と、で構成してもよい。この場合、定電流の電流値を、アンプ２２の出力電圧に応じて変化させてもよい。

図５（ｂ）の周波数制御部２０ｂは、Ａ／Ｄコンバータ２６、ロジック部２８を含む。
Ａ／Ｄコンバータ２６は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭをデジタル値に変換する。ロジック部２８には、制御特性を記述するテーブルが格納されており、あるいは制御特性が演算式として格納される。ロジック部２８は、デジタル値に応じて、周波数ｆ_ＯＳＣを指示するデータを出力する。オシレータ３２は、ロジック部２８からのデータに応じた周波数で発振するよう構成される。たとえばオシレータ３２は、デジタルカウンタを含んでもよい。

ロジック部２８の後段にＤ／Ａコンバータを設け、オシレータ３２を、Ｄ／Ａコンバータの出力電圧に応じた周波数で発振するように構成してもよい。

以上が発光装置３の構成である。続いてその動作を、第１、第２の制御特性それぞれの場合について説明する。

（第１の制御特性）
調光制御信号Ｖ_ＤＩＭのレベルが小さくなると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが減少し、スイッチング電源４が軽負荷状態で動作する。ここでスイッチングレギュレータでは、スイッチングトランジスタＭ１をオン、オフさせるために、そのゲート容量を充放電する必要がある。スイッチングトランジスタＭ１がバイポーラトランジスタの場合、そのベース電流を供給する必要がある。したがってスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングするために必要な電力は、スイッチング周波数ｆ_ＯＳＣに比例する。

つまり、軽負荷状態において、重負荷状態と同じスイッチング周波数ｆ_ＯＳＣでスイッチングトランジスタＭ１を駆動すると、負荷に供給される電力に対する、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングに要する電力の比率が高くなり、スイッチング電源４の効率が低下する。これに対して第１の制御特性にもとづいて周波数ｆ_ＯＳＣを制御すれば、軽負荷時には、スイッチング周波数ｆ_ＯＳＣが低下するため、軽負荷時の効率を改善することができる。

一方で、軽負荷状態においてもスイッチング周波数ｆ_ＯＳＣを低くしすぎると、発光素子６に十分な駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給できなくなる。そこで、スイッチング周波数ｆ_ＯＳＣをあるレベルｆ_ＭＩＮでクランプすることにより、軽負荷状態でも安定的に負荷を駆動できる。

第１の制御特性は、高効率が要求される用途、たとえば電池駆動型のデバイスや、高省エネ性能が要求されるデバイスに搭載される発光装置３において有用である。

（第２の制御特性）
図６（ａ）、（ｂ）は、スイッチング電源４の入力電流Ｉ_ＩＮの波形図である。図６（ａ）は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭにかかわらずスイッチング周波数を一定とした場合を、図６（ｂ）は、第２の制御特性を採用した場合を示す。

スイッチング電源４の入力電流Ｉ_ＩＮ（Ｉ_Ｌ１）は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングにともない増減を繰り返す。入力電流Ｉ_ＩＮは、スイッチング電源４の効率η、負荷電流Ｉ_ＯＵＴ（＝ΣＩ_ＬＥＤ）を用いて、式（１）で与えられる。
Ｉ_ＩＮ＝Ｖ_ＯＵＴ×Ｉ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮ×η …（１）

また入力電流Ｉ_ＩＮのリップル量ΔＩ_Ｌは式（２）で与えられる。
ΔＩ_Ｌ＝（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_ＩＮ）／Ｖ_ＯＵＴ×Ｖ_ＩＮ／（ｆ_ＯＳＣ×Ｌ） …（２）

図６（ａ）に示すように、スイッチング周波数ｆ_ＯＳＣを負荷の軽重にかかわらず一定とした場合、式（２）で与えられるリップル量ΔＩ_Ｌは一定である。したがって、入力電流Ｉ_ＩＮの平均レベルがある程度小さくなると、図６（ａ）の右欄に示すように、スイッチング電源４は不連続モードとなる。

図６（ｂ）に示すように、軽負荷状態においてスイッチング周波数ｆ_ＯＳＣを高くすると、式（２）にしたがってリップル量ΔＩ_Ｌが小さくなる。したがって、図６（ｂ）の右欄においても、入力電流Ｉ_Ｌはゼロクロスすることなく増減を繰り返し、連続モードで動作し続ける。

図７（ａ）、（ｂ）は、連続モードと不連続モードの動作範囲を示す図である。図７（ａ）に示すように、スイッチング周波数を固定した場合、連続モードと不連続モードの境界を制御することはできない。これに対して、スイッチング周波数を第２の制御特性にもとづいて変化させた場合、図７（ｂ）に示すように、スイッチング電源４が連続モードで動作する範囲を拡大することができる。これにより、軽負荷状態において、スイッチング電源４のスイッチングにともなうノイズを低減することができる。

（第２の実施の形態）
図８は、本発明の第２の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。発光装置３ａは、発光素子６と、スイッチング電源４と、ホストプロセッサ９を備える。

制御回路１００ａは、図２の電流ドライバ８に代えて、バースト調光用のスイッチ（調光用スイッチ）Ｍ２、検出抵抗Ｒ１、ドライバ５０を備える。また制御回路１００ａのＰＷＭ端子には、ホストプロセッサ９から出力されるバースト調光用の調光パルス信号Ｇ１が入力される。調光パルス信号Ｇ１は、発光素子６の目標となる輝度に応じてパルス幅変調されており、目標輝度が高いほどデューティ比が大きい。

調光用スイッチＭ２および検出抵抗Ｒ１は、発光素子６の経路上に、より具体的には、ＬＥＤ端子と接地端子の間に直列に設けられる。調光用のドライバ５０は、調光用スイッチＭ２を調光パルス信号Ｇ１に応じてスイッチングし、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの導通、遮断を切りかえる。調光用スイッチＭ２および第１抵抗Ｒ１は、制御回路１００のＩＣに外付けされてもよい。

誤差増幅器１０は、検出抵抗Ｒ１の電圧降下（検出電圧）Ｖ_Ｒ１と調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。周波数制御部２０、パルス幅変調器３０は、図２のそれらと同様である。ゲートドライバ４０ａは、調光パルス信号Ｇ１がローレベルの期間、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを停止し、調光パルス信号Ｇ１がハイレベルの期間、ゲートパルス信号Ｇ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

パルス幅変調器３０は、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比を、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいて、検出電圧Ｖ_Ｒ１が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭと一致するように調節する。調光制御信号Ｖ_ＤＩＭは、制御回路１００の内部で生成してもよい。

図８の発光装置３ａでは、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭにもとづくアナログ調光と、調光パルス信号Ｇ１にもとづくバースト調光（ＰＷＭ調光）が併用され、発光素子６の輝度が制御される。

図８の発光装置３ａによっても、図２の発光装置３と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施の形態）
図９は、本発明の第３の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。制御回路１００ｂは、図８の制御回路１００ａに加えて、過電流保護用の第１コンパレータＣＭＰ１、第２コンパレータＣＭＰ２、電圧源７０を備える。

発光装置３ｂにおいて、回路素子を保護するために、過電流検出が行われる。制御回路１００ｂは、Ｍ個（Ｍは整数）の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２を備える。本実施の形態では、Ｍ＝２である。Ｍ個の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２はそれぞれ、発光装置３の過電流保護の対象となる電流の経路上に設けられる。より具体的には、第１の過電流保護の対象となる電流は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤであり、したがって、Ｍ個の検出抵抗のひとつは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上に設けられた第１検出抵抗Ｒ１である。また第２の過電流保護の対象となる電流は、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流であり、したがってＭ個の検出抵抗のひとつは、スイッチングトランジスタＭ１の経路上に設けられた第２検出抵抗Ｒ２である。なお、過電流保護の対象となる電流はこれらには限定されず、必要に応じて発光装置３の任意の経路の電流を対象とすることができる。第２検出抵抗Ｒ２は、スイッチングトランジスタＭ１のオン抵抗を代用してもよい。

電圧源７０は、Ｍ個の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２に対応するＭ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を生成する。

Ｍ個のコンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２は、それぞれが検出抵抗Ｒ１、Ｒ２ごとに設けられる。第ｉコンパレータＣＭＰｉは、対応する検出抵抗Ｒｉの電圧降下Ｖ_Ｒｉに応じた検出電圧が、対応するしきい値電圧Ｖ_ＴＨｉを超えると、過電流検出信号ＯＣＰｉをアサート（たとえばハイレベル）するよう構成される。

制御回路１００ｂは、少なくともひとつの過電流検出信号ＯＣＰがアサートされると、所定の保護処理を実行する。たとえば、保護処理は、スイッチングトランジスタＭ１の一時的な停止であってもよいし、長期間にわたる停止であってもよい。あるいは発光装置３の完全なシャットダウンであってもよい。また保護処理は、過電流検出信号ＯＣＰごとに異なっていてもよい。

電圧源７０は、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつを、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じたレベルをとるように生成する。図１０（ａ）は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図である。本実施の形態では、２つのしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１およびＶ_ＴＨ２の両方が、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じたレベルを有する場合を説明するが本発明はそれには限定されない。たとえば、いずれか一方を一定値とし、他方のみを調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて変化させてもよい。

Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）はそれぞれ、（i）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが所定の第１値Ｖａより高い範囲において、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが高いほど高くなり、（ii）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値Ｖａより低い範囲において所定の下限値Ｖ_ＭＩＮをとる。

さらに、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）はそれぞれ、（i-1）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが、第１値Ｖａより高く所定の第２値Ｖｂより低い範囲において、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて増大し、（i-2）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第２値Ｖｂより高い範囲において、所定の上限値Ｖ_ＭＡＸをとる。

（i-1）調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが、第１値Ｖａより高く所定の第２値Ｖｂより低い範囲において、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに比例してもよい。この範囲において、
Ｖ_ＴＨ１＝Ｋ１×Ｖ_ＤＩＭ
Ｖ_ＴＨ２＝Ｋ２×Ｖ_ＤＩＭ
が成り立つものとする。図１０（ａ）には、Ｋ１＝Ｋ２の場合が示されるが、本発明はそれには限定されず、Ｋ１≠Ｋ２であってもよい。

なお、図１０（ａ）には、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２が完全に等しい場合を示すが、本発明はそれには限定されず、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ_ＭＩＮ、Ｖ_ＭＡＸは、しきい値電圧ごとに異なっていてもよい。

電圧源７０は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を受け、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例する調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成するとともに、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊にもとづいて、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）を生成する。図１０（ｂ）は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊としきい値電圧Ｖ_ＴＨの関係を示す図である。調光制御信号Ｖ_ＤＩＭは、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例する。また、Ｖ_ＤＩＭ＊＜Ｖｃのとき、Ｖ_ＴＨ＝Ｖ_ＭＩＮであり、Ｖｄ＜Ｖ_ＤＩＭ＊のとき、Ｖ_ＴＨ＝Ｖ_ＭＭＡＸが成り立つ。

図１１（ａ）、（ｂ）は、電圧源７０の構成例を示す回路図である。図１１（ａ）の電圧源７０ａは、バッファ７２、抵抗分圧回路７４、第１クランプ回路７６、第２クランプ回路７８を備える。バッファ７２は、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を受ける。抵抗分圧回路７４は、直列に接続された複数の抵抗を含み、バッファ７２の出力電圧を所定の分圧比Ｋａで分圧し、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成する。これにより、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例する調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが生成される。
Ｖ_ＤＩＭ＝Ｋａ×Ｖ_ＤＩＭ＊

また、抵抗分圧回路７４は、バッファ７２の出力電圧を所定の分圧比Ｋｂで分圧し、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例するしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を生成する。
Ｖ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖ_ＤＩＭ＊

第１クランプ回路７６は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を、所定の下限電圧Ｖ_ＭＩＮ以下とならないようにクランプする。第２クランプ回路７８は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２を、所定の上限電圧Ｖ_ＭＡＸ以上とならないようにクランプする。

この構成によれば、図４（ｂ）に示すしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２および調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成でき、分圧比に応じて、領域（ii-1）の傾きを設定でき、第１クランプ回路７６の下限電圧Ｖ_ＭＩＮに応じてしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の下限値を設定でき、第２クランプ回路７８の上限電圧Ｖ_ＭＡＸに応じて、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の上限値を設定できる。

なお、調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を生成する回路、つまりホストプロセッサ９の出力インピーダンスが十分に低い場合、バッファ７２は省略してもよい。

図１１（ｂ）の電圧源７０ｂは、ロジック部７９と、Ｄ／Ａコンバータ８０と、を含む。ロジック部７９は、デジタルの調光指令信号Ｄ_ＤＩＭ＊を受ける。ロジック部７９には、調光指令信号Ｄ_ＤＩＭ＊と、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの関係を示すテーブルあるいは演算式が格納され、調光指令信号Ｄ_ＤＩＭ＊に応じたデジタル値を生成する。Ｄ／Ａコンバータ８０は、デジタル値をデジタル／アナログ変換することにより、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２および調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを生成する。

なお、電圧源７０の構成は図１１（ａ）、（ｂ）のそれらには限定されず、別の構成であってもよい。

図９に戻る。好ましくは電圧源７０は、複数のモードが切りかえ可能に構成される。モードごとに、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとＭ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態では両方）の関係が異なるように定められる。たとえば電圧源７０は、一定モードと、ひとつあるいは複数の可変モードが切りかえ可能に構成される。

図１２は、一定モードと可変モードにおける、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の関係を示す図である。一定モードにおいて、Ｍ個のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２の少なくともひとつ（本実施の形態において両方）が、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭとは無関係な一定レベルに固定される（一点鎖線）。一定レベルは、可変モードにおける上限値Ｖ_ＭＡＸと一致していてもよい。可変モードでは、上述したように、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、Ｖ_ＴＨ２が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて変化する（実線、破線）。可変モードは複数用意されてもよい。

電圧源７０は、発光装置３の起動時において、一定モードに設定され、その後、起動完了後に可変モードに遷移する。起動の完了は、以下の少なくともひとつ、あるいは複数のを組み合わせて検出してもよい。
（i）起動開始後、所定の判定時間内に、過電流検出信号がアサートされないこと
（ii）第１検出電圧Ｖ_Ｒ１が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに達したこと
（iii）駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが所定のしきい値に達したこと
（iv）起動開始後、所定の起動時間の経過したこと

以上が発光装置３ｂの構成である。続いてその動作を説明する。

パルス幅変調器３０は、フィードバック制御によって、第１検出抵抗Ｒ１の電圧降下である第１検出電圧Ｖ_Ｒ１が、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに近づくように、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比を調節する。その結果、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに比例した目標値（Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ１）に安定化される。

発光装置３の利点は、比較技術との対比によって明確となる。比較技術では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値にかかわらず、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１のレベルが定められ、固定的なしきい値電流Ｉ_ＴＨ１（たとえば２００ｍＡとする）が設定されていた。したがって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値が小さな場合、たとえば２０ｍＡの場合でも、発光素子６に２００ｍＡが流れない限り保護動作が行われず、無駄な電流が消費されることになる。

これに対し、本実施の形態では、図１０（ａ）に示すＶａ＜Ｖ_ＤＩＭ＜Ｖｂの範囲において、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに応じて変化するため、しきい値電流Ｉ_ＴＨ１（＝Ｖ_ＴＨ１／Ｒ１）も、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに追従して変化する。

たとえばＫ１＝１．５のとき、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標値が２０ｍＡのとき、しきい値電流Ｉ_ＴＨ１は３０ｍＡとなり、３０ｍＡ以上の電流は流れないように保護がかかる。つまり、比較技術よりも、１７０ｍＡの消費電流を低減することができる。

また、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１レベルＶａより低い領域では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが小さくなるため、第１検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ_Ｒ１が小さくなる。もし、図１０（ａ）に破線で示すように、Ｖ_ＤＩＭ＜Ｖａの領域において、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１を調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに比例させた場合、非過電流状態（正常状態）における第１検出電圧Ｖ_Ｒ１と第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１の差が小さくなるため、ノイズによる過電流状態の誤検出の可能性が高まる。

これに対して、本実施の形態では、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第１値Ｖａより低い範囲では、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１をある下限レベルＶ_ＭＩＮにてクランプすることにより、ノイズによる過電流状態の誤検出を防止できる。

また、もし、図１０（ａ）に破線で示すように、Ｖｂ＜Ｖ_ＤＩＭの領域において、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１をクランプすることなく、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの増大にともなって第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１を制限なく上昇させていくと、しきい値電流Ｉ_ＴＨが非常に大きくなり、保護対象の経路に非常に大きな電流が流れるおそれがある。

これに対して、本実施の形態によれば、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが第２値Ｖｂより高い範囲において、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、つまりしきい値電流Ｉ_ＴＨ１をある上限レベルにてクランプすることにより、駆動電流Ｉ_ＬＥＤをある上限レベルで制約できる。その結果、回路を構成する部品の選定が容易となる。

第２コンパレータＣＭＰ２および第２検出抵抗Ｒ２による、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流に対する過電流保護についても、同様の効果を得ることができる。

続いて発光装置３の起動動作を説明する。
起動時において調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊のレベルが非常に小さい場合がある。起動直後、スイッチング電源の出力電圧が低いため、ゲートパルス信号のデューティ比、すなわちスイッチングトランジスタのオン時間が大きくなる。したがって起動時にスイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流は、通常動作時に比べて大きくなる。

いま、起動時に調光制御信号のレベルが低く設定される状況について考える。このとき可変モードを採用すると、しきい値電流Ｉ_ＴＨ１、Ｉ_ＴＨ２が小さな値に設定され、スイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流が、しきい値電流Ｉ_ＴＨ２によって制限されることになり、起動時間が長くなるおそれがある。

これに対して、本実施の形態によれば、起動時に一定モードを選択することで、スイッチングトランジスタやインダクタに流れる電流を、不当に制約することなく、発光装置を短時間で起動することが可能となる。

（第４の実施の形態）
図１３は、第４の実施の形態に係る制御回路を備える発光装置を示す回路図である。制御回路１００ｃは、図２の制御回路１００に加えて、過電流保護用の第１コンパレータＣＭＰ１、第２コンパレータＣＭＰ２、電圧源７０を備える。なお図１３では説明の簡素化のため、図２の周波数制御部２０は不図示としている。

第３の実施の形態と同様に、発光装置３は、過電流保護を目的として、Ｍ個の検出抵抗を有し、各検出抵抗は、発光装置３の過電流保護の対象となる電流の経路上に設けられる。

電流ドライバ８はそれぞれ、トランジスタＭ４、第３検出抵抗Ｒ３、演算増幅器ＯＰ２を含む。トランジスタＭ４および第３検出抵抗Ｒ３は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上に、具体的にはＬＥＤ端子と接地端子の間に順に直列に設けられる。演算増幅器ＯＡ２の出力は、トランジスタＭ４の制御端子（ゲート）と接続され、その非反転入力端子には、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭが入力され、その反転入力端子には第３検出抵抗Ｒ３の電圧降下に応じた第３検出電圧Ｖ_Ｒ３が入力される。電流ドライバ８＿ｉにおいて、第３検出電圧Ｖ_Ｒ３が調光制御信号Ｖ_ＤＩＭと一致するようにフィードバックがかかり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが、目標値Ｖ_ＤＩＭ／Ｒ３に安定化される。

誤差増幅器１０は、電流ドライバ８＿１〜８＿Ｎの電圧降下、つまりＬＥＤ端子の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧と、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。

パルス幅変調器３０は、少なくともフィードバック電圧Ｖ_ＦＢにもとづいて、ＬＥＤ端子の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧が基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するように、ゲートパルス信号Ｇ２のデューティ比を調節する。

第４の実施の形態では、Ｍ個の検出抵抗のひとつは、電流ドライバ８に内蔵される第３検出抵抗Ｒ３である。第３コンパレータＣＭＰ３は、第３検出抵抗Ｒ３に生ずる第３検出電圧Ｖ_Ｒ３を、電圧源７０により生成される第３しきい値電圧Ｖ_ＴＨ３と比較し、ＶＲ３＞Ｖ_ＴＨ３のとき、第３過電流検出信号ＯＣＰ３をアサートする。第３コンパレータＣＭＰ３は、電流ドライバ８ごとに設けられてもよい。

以上が図７の発光装置３ｃの構成である。

この発光装置３ｃにおいて、第３検出抵抗Ｒ３は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上に設けられており、第３検出抵抗Ｒ３および第３コンパレータＣＭＰ３によって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの過電流状態が検出される。つまり、第３検出抵抗Ｒ３は、第１の実施の形態における第１検出抵抗Ｒ１に相当する。

第４の実施の形態によれば、第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、図１３の制御回路１００ｃは、アナログ調光に加えて、ＰＷＭ調光を併用してもよい。この場合、電流ドライバ８のトランジスタＭ４が、調光パルス信号Ｇ１に応じてスイッチング可能に構成される。

続いて、発光装置３の用途を説明する。図１４は、発光装置３を備える電子機器２の例を示す図である。電子機器２はたとえば液晶ディスプレイ装置、テレビ受像器、カーナビ用ディスプレイ、あるいは液晶パネルを有する携帯電話端末、タブレットＰＣ、オーディオプレイヤなどである。

電子機器２は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３の発光素子６は、ＬＣＤパネル５の背面にバックライトとして設けられる。電子機器２の筐体内には、図示しないスイッチング電源４、電流ドライバ８、ホストプロセッサ９が内蔵される。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

（第１の変形例）
図４（ａ）、（ｂ）に示した制御特性は、周波数ｆ_ＯＳＣが調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに対して連続的に変化する場合を示しているが、周波数ｆ_ＯＳＣは調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに対してステップ状に変化させてもよい。

（第２の変形例）
実施の形態ではインダクタＬ１を用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。また、本発明は、昇圧型、降圧型、昇降圧型のいずれにも適用可能である。図１５（ａ）、（ｂ）は、スイッチング電源の出力回路１０２の別の構成例を示す回路図である。図１５（ａ）の出力回路１０２ａは、降圧型のトポロジーであり、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１、スイッチングトランジスタＭ１、第２抵抗Ｒ２を有する。図１５（ｂ）の出力回路１０２ｂは、昇降圧型のトポロジーであり、整流ダイオードＤ１、キャパシタＣ１、Ｃ２、インダクタＬ１、Ｌ２、スイッチングトランジスタＭ１、第２抵抗Ｒ２を有する。

（第３の変形例）
図１６は、第２の変形例に係る制御回路１００ｄの一部を示す回路図である。この変形例は、図９の制御回路１００ｂの変形例であり、調光用スイッチＭ２および第２検出抵抗Ｒ２は、制御回路１００ｄに外付けされる。

制御回路１００ｄは、電圧源７０が生成した調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを、所定レベルＶ_ＵＬ以下にクランプするクランプ回路９０を備える。クランプ回路９０を設けることにより、発光素子６に大電流が流れるのを防止することができる。

クランプ回路９０の構成は特に限定されないが、たとえばクランプ回路９０は、トランジスタＭ２１、抵抗Ｒ２１、演算増幅器ＯＰ３を備える。抵抗Ｒ２１は、誤差増幅器１０の反転入力端子と電圧源７０の間に設けられる。トランジスタＭ２１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、誤差増幅器１０の非反転入力端子と接地端子の間に設けられる。演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子には、所定レベルＶ_ＵＬが入力され、その反転入力端子は誤差増幅器１０の非反転入力端子と接続される。このクランプ回路９０によって、誤差増幅器１０の非反転入力端子に入力される調光制御信号Ｖ_ＤＩＭを、所定レベルＶ_ＵＬ以下にクランプできる。
（第４の変形例）
実施の形態では、アナログ電圧の調光制御信号Ｖ_ＤＩＭあるいは調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊がホストプロセッサ９から供給される場合を説明したが本発明はそれには限定されず、制御回路１００の内部で生成してもよい。図１７は、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭの生成回路の構成例を示す回路図である。生成回路６０は、基準電圧源６２と、Ｖ／Ｉ変換回路６４と、Ｉ／Ｖ変換回路６６と、を含む。

基準電圧源６２は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを生成する。Ｖ／Ｉ変換回路６４は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを、基準電流Ｉ_ＲＥＦに変換する。Ｖ／Ｉ変換回路６４は、その変換利得が変更可能に構成される。より具体的には、Ｖ／Ｉ変換利得は、制御回路１００の外付け抵抗Ｒ_ＥＸＴに応じて変更可能となっている。Ｖ／Ｉ変換回路６４は、外付け抵抗Ｒ_ＥＸＴに加えて、演算増幅器ＯＡ１、トランジスタＭ３を含む。Ｖ／Ｉ変換回路６４によって、基準電流Ｉ_ＲＥＦが生成される。
Ｉ_ＲＥＦ＝Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_ＥＸＴ

Ｉ／Ｖ変換回路６６は、基準電流Ｉ_ＲＥＦを、調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに変換する。Ｉ／Ｖ変換回路６６は、カレントミラー回路を形成するトランジスタＭ１１、Ｍ１２と、抵抗Ｒ１１を含む。カレントミラー回路Ｍ１１、Ｍ１２は、基準電流Ｉ_ＲＥＦを折り返す。抵抗Ｒ１１は、折り返された基準電流Ｉ_ＲＥＦ’の経路上に設けられ、かつその一端は接地され、その電位が固定される。調光制御信号Ｖ_ＤＩＭは、カレントミラー回路のミラー比をＫとすれば、以下の式で与えられ、外付け抵抗Ｒ_ＥＸＴの抵抗値に応じて、電圧レベルが調節可能であることがわかる。
Ｖ_ＤＩＭ＝Ｉ_ＲＥＦ’×Ｒ１１＝Ｋ×Ｉ_ＲＥＦ×Ｒ１１＝Ｋ×Ｖ_ＲＥＦ／Ｒ_ＥＸＴ×Ｒ１１

なお電流ドライバ８は、演算増幅器ＯＡ２、トランジスタＭ４、第３検出抵抗Ｒ３を用いて、Ｖ／Ｉ変換回路６４と同様に構成することができる。

（第５の変形例）
発光素子６は、ＬＥＤストリングには限定されず、現在、あるいは将来利用可能なその他の発光素子であってもよい。

（第６の変形例）
実施の形態では、発光装置３の用途として液晶パネルのバックライトを説明したが、本発明はそれには限定されない。たとえば発光装置３は、照明機器などにも利用可能である。

また、本実施の形態で説明した各信号の、ハイレベル、ローレベルの設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…発光素子、８…電流ドライバ、９…ホストプロセッサ、Ｇ１…調光パルス信号、Ｇ２…ゲートパルス信号、１００…制御回路、１０２…出力回路、１０…誤差増幅器、１２…ｇｍアンプ、１４…位相補償回路、２０…周波数制御部、２２…アンプ、２４…クランプ回路、２６…Ａ／Ｄコンバータ、２８…ロジック部、３０…パルス幅変調器、３２…オシレータ、３３…ＰＷＭコンパレータ、３４…スロープ補償回路、３５…ピーク検出コンパレータ、３６…フリップフロップ、３８…電流誤差増幅器、３９…コンパレータ、４０…ゲートドライバ、５０…ドライバ、６０…電圧生成回路、６２…基準電圧源、６４…Ｖ／Ｉ変換回路、６６…Ｉ／Ｖ変換回路、７０…電圧源、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…調光用スイッチ。

Claims (23)

1. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する発光装置に使用され、前記スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する制御回路であって、
   前記発光素子の目標輝度に応じたレベルを有するアナログ調光用の調光制御信号に応じた駆動電流を生成し、前記発光素子に供給する電流ドライバと、
   前記電流ドライバの電圧降下と所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
   設定された周波数を有するゲートパルス信号を生成するとともに、前記フィードバック電圧にもとづいて前記ゲートパルス信号のデューティ比を調節するパルス幅変調器と、
   前記調光制御信号と前記ゲートパルス信号の周波数の関係を規定する制御特性が定められており、そのときの調光制御信号に応じた周波数を、前記パルス幅変調器に設定する周波数制御部と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する発光装置に使用され、前記スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する制御回路であって、
   前記駆動電流の経路上に設けられた検出抵抗と、
   前記検出抵抗の電圧降下と前記発光素子の目標輝度に応じたレベルを有するアナログ調光用の調光制御信号の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
   設定された周波数を有するゲートパルス信号を生成するとともに、前記フィードバック電圧にもとづいて前記ゲートパルス信号のデューティ比を調節するパルス幅変調器と、
   前記調光制御信号と前記ゲートパルス信号の周波数の関係を規定する制御特性が定められており、そのときの調光制御信号に応じた周波数を、前記パルス幅変調器に設定する周波数制御部と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
3. 前記制御特性は、前記調光制御信号が最大値のとき、前記周波数が所定の最大値をとり、前記調光制御信号が低くなるほど、前記周波数が低下するように定められていることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記制御特性は、前記調光制御信号が所定のしきい値より小さい範囲において、前記周波数が所定の最小値となるように定められていることを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
5. 前記周波数制御部は、前記調光制御信号を所定の利得で非反転増幅するアンプを含み、
   前記パルス幅変調器は、前記アンプの出力電圧に応じた周波数で発振するオシレータを含み、前記オシレータと同期して前記ゲートパルス信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
6. 前記周波数制御部は、前記アンプの出力電圧を所定のクランプレベルより低くならないようにクランプするクランプ回路をさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の制御回路。
7. 前記制御特性は、前記調光制御信号が最大値のとき、前記周波数が所定の最小値をとり、前記調光制御信号が低くなるほど、前記周波数が上昇するように定められていることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
8. 前記制御特性は、前記調光制御信号が所定のしきい値より小さい範囲において、前記周波数が所定の最大値となるように定められていることを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
9. 前記周波数制御部は、前記調光制御信号を所定の利得で反転増幅するアンプを含み、
   前記パルス幅変調器は、前記アンプの出力電圧に応じた周波数で発振するオシレータを含み、前記オシレータと同期して前記ゲートパルス信号を生成することを特徴とする請求項８に記載の制御回路。
10. 前記周波数制御部は、前記アンプの出力電圧を所定のクランプレベルより高くならないようにクランプするクランプ回路をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の制御回路。
11. 前記パルス幅変調器は、
    前記周波数制御部により設定された周波数を有する、三角波またはのこぎり波の周期信号を生成するオシレータと、
    前記フィードバック電圧と前記周期信号を比較し、比較結果に応じた前記ゲートパルス信号を生成するパルス幅変調用のコンパレータと、
    を含むことを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の制御回路。
12. 前記パルス幅変調器は、
    前記周波数制御部により設定された周波数を有するパルス状の周期信号を生成するオシレータと、
    前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた検出電圧を前記フィードバック電圧と比較し、比較結果に応じたリセット信号を生成するコンパレータと、
    前記周期信号と前記リセット信号に応じてレベルが遷移する前記ゲートパルス信号を生成するフリップフロップと、
    を含むことを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の制御回路。
13. 前記パルス幅変調器は、
    前記周波数制御部により設定された周波数を有する三角波またはのこぎり波の周期信号および、前記周波数制御部により設定された周波数を有するセット信号を生成するオシレータと、
    前記スイッチングトランジスタに流れる電流に比例した検出電圧と前記フィードバック電圧の誤差を増幅するとともに平均化する電流誤差増幅器と、
    前記電流誤差増幅器の出力電圧と前記周期信号を比較し、比較結果に応じたリセット信号を生成するコンパレータと、
    前記セット信号と前記リセット信号に応じてレベルが遷移する前記ゲートパルス信号を生成するフリップフロップと、
    を含むことを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の制御回路。
14. 前記検出抵抗の電圧降下である第１検出電圧Ｖ _Ｒ１ を第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１と比較する第１コンパレータと、
    前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた第２検出電圧Ｖ _Ｒ２ を第２しきい値電圧Ｖ_ＴＨ２と比較する第２コンパレータと、
    外部からの調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊を受け、前記調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例した前記調光制御信号Ｖ_ＤＩＭ＝Ｋａ×Ｖ_ＤＩＭ＊（Ｋａは比例定数）を生成するとともに、前記調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊にもとづいて、前記第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１および前記第２しきい値電圧Ｖ_ＴＨ２を生成する電圧源と、
    をさらに備え、
    Ｖｃ＜Ｖ_ＤＩＭ＊＜Ｖｄの範囲において、Ｖ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖ_ＤＩＭ＊（Ｋｂは、Ｋｂ＞Ｋａを満たす比例定数）であり、
    Ｖ_ＤＩＭ＊＜Ｖｃの範囲においてＶ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖｃであり、Ｖｄ＜Ｖ_ＤＩＭ＊の範囲において、Ｖ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖｄであることを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
15. 前記電圧源は、Ｖ_ＴＨ１，Ｖ_ＴＨ２がＶ_ＤＩＭ＊にかかわらず一定である一定モードと、Ｖ_ＴＨ１，Ｖ_ＴＨ２がＶ_ＤＩＭ＊に応じて変化する可変モードが切り替え可能であり、
    前記電圧源は、前記発光装置の起動時において、前記一定モードに設定され、その後、前記第１検出電圧Ｖ_Ｒ１が前記調光制御信号Ｖ_ＤＩＭに達すると、前記可変モードに遷移することを特徴とする請求項１４に記載の制御回路。
16. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から１５のいずれかに記載の制御回路。
17. 前記発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含むＬＥＤストリングであることを特徴とする請求項１から１６のいずれかに記載の制御回路。
18. 発光素子と、
    前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
    を備え、
    前記スイッチング電源は、
    スイッチングトランジスタと、
    前記スイッチングトランジスタをスイッチングする請求項１から１７のいずれかに記載の制御回路と、
    を備えることを特徴とする発光装置。
19. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項１８に記載の発光装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
20. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する発光装置において、前記スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、前記発光素子に流れる駆動電流をスイッチングする制御方法であって、
    前記駆動電流の経路上に設けられた電流ドライバによって、発光素子の目標輝度に応じたレベルを有するアナログ調光用の調光制御信号に応じた駆動電流を前記発光素子に供給するステップと、
    前記電流ドライバの電圧降下と所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成するステップと、
    パルス幅変調器によって、設定された周波数を有するゲートパルス信号を生成するとともに、前記フィードバック電圧にもとづいて前記ゲートパルス信号のデューティ比を調節するステップと、
    前記調光制御信号と前記ゲートパルス信号の周波数の関係を規定する制御特性をあらかじめ定めるステップと、
    前記制御特性にもとづいて、そのときの調光制御信号に応じた周波数を、前記パルス幅変調器に設定するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
21. 発光素子と、前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を有する発光装置において、前記スイッチング電源のスイッチングトランジスタを制御するとともに、前記発光素子に流れる駆動電流をスイッチングする制御方法であって、
    前記駆動電流の経路上に設けられた検出抵抗の電圧降下と前記発光素子の目標輝度に応じたレベルを有するアナログ調光用の調光制御信号の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成するステップと、
    パルス幅変調器によって、設定された周波数を有するゲートパルス信号を生成するとともに、前記フィードバック電圧にもとづいて前記ゲートパルス信号のデューティ比を調節するステップと、
    前記調光制御信号と前記ゲートパルス信号の周波数の関係を規定する制御特性をあらかじめ定めるステップと、
    前記制御特性にもとづいて、そのときの調光制御信号に応じた周波数を、前記パルス幅変調器に設定するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
22. 前記制御特性は、前記調光制御信号が最大値のとき、前記周波数が所定の最大値をとり、前記調光制御信号が低くなるほど、前記周波数が低下するように定められていることを特徴とする請求項２０または２１に記載の制御方法。
23. 調光指令信号Ｖ_ＤＩＭ＊に比例した前記調光制御信号Ｖ_ＤＩＭ＝Ｋａ×Ｖ_ＤＩＭ＊（Ｋａは比例定数）を生成するステップと、
    Ｖｃ＜Ｖ_ＤＩＭ＊＜Ｖｄの範囲において、Ｖ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖ_ＤＩＭ＊（Ｋｂは、Ｋｂ＞Ｋａを満たす比例定数）を満たし、Ｖ_ＤＩＭ＊＜Ｖｃの範囲においてＶ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖｃであり、Ｖｄ＜Ｖ_ＤＩＭ＊の範囲において、Ｖ_ＴＨ１＝Ｖ_ＴＨ２＝Ｋｂ×Ｖｄである第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１および第２しきい値電圧Ｖ_ＴＨ２を生成するステップと、
    前記検出抵抗の電圧降下を前記第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１と比較し、過電流検出を行うステップと、
    前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた検出電圧を前記第２しきい値電圧Ｖ_ＴＨ２と比較し、過電流検出を行うステップと、
    をさらに備えることを特徴とする請求項２１に記載の方法。

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