JP5523917B2 - スイッチング電源の制御回路、制御方法およびそれらを用いた発光装置および電子機器 - Google Patents

スイッチング電源の制御回路、制御方法およびそれらを用いた発光装置および電子機器 Download PDF

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Description

本発明は、発光装置に関する。
近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置１００３は、複数のＬＥＤストリング１００６＿１〜１００６＿ｎと、スイッチング電源１００４と、電流駆動回路１００８を備える。
各ＬＥＤストリング１００６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源１００４は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧してＬＥＤストリング１００６＿１〜１００６＿ｎの一端に駆動電圧Ｖｏｕｔを供給する。
電流駆動回路１００８は、ＬＥＤストリング１００６＿１〜１００６＿ｎごとに設けられた電流源ＣＳ１〜ＣＳｎを備える。各電流源ＣＳは、対応するＬＥＤストリング１００６に、目標輝度に応じた駆動電流ＩＬＥＤを供給する。
スイッチング電源１００４は、出力回路１１０２と、制御ＩＣ１１００を備える。出力回路１１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御ＩＣ１１００は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を制御することにより、駆動電圧Ｖｏｕｔを調節する。
特開２００８−１８６６６８号公報
こうした発光装置１００３において、ＬＥＤストリング１００６の輝度を調節するために、駆動電流ＩＬＥＤをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する場合がある。具体的には、電流駆動回路１００８のＰＷＭコントローラ１００９は、輝度に応じたデューティ比を有するパルス信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭｎを生成し、それぞれに対応する電流源ＣＳ１〜ＣＳｎをスイッチング制御する。このような制御を、バースト調光、バースト制御とも称する。
スイッチング電源１００４の負荷電流（出力電流）Ｉｏｕｔは、ＬＥＤ電流の合計である。ＬＥＤストリング１００６をＰＷＭ駆動すると、負荷電流Ｉｏｕｔがスイッチングすることになるため、出力電圧Ｖｏｕｔが変動する。出力電圧Ｖｏｕｔの変動は、ＬＥＤストリング１００６の輝度を不安定とする要因となり、液晶パネルのバックライトや照明装置においては、ちらつきの要因となるため好ましくない。
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ＰＷＭ駆動する際に出力電圧を安定化可能な制御回路の提供にある。
本発明のある態様は、間欠駆動される発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源の制御回路に関する。制御回路は、発光素子の点灯期間における駆動電圧に応じた検出電圧をサンプリングし、発光素子の消灯期間の間ホールドするサンプルホールド回路と、発光素子の消灯期間において、検出電圧がサンプルホールド回路から出力されるホールド検出電圧と一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号にもとづきスイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、を備える。
この態様によると、発光素子を点灯状態と消灯状態でスイッチングさせた場合にも、スイッチング電源の出力電圧を適切なレベルに保つことができる。
サンプルホールド回路は、点灯期間において一端の電位が固定されるキャパシタと、検出電圧に応じた電圧を生成するバッファと、キャパシタの他端とバッファの出力端子の間に設けられ、発光素子の点灯期間にオン、消灯期間にオフするスイッチと、を含み、キャパシタに生ずる電圧をホールド検出電圧として出力してもよい。
パルス変調器は、発光素子の点灯期間において、発光素子の他端に生ずる電圧が所定の基準電圧と一致するようにパルス信号のデューティ比を調節してもよい。
制御回路は、第１入力端子に発光素子の他端の電圧が入力され、第２入力端子に検出電圧が入力され、第３入力端子に点灯期間において基準電圧が、消灯期間においてホールド検出電圧が選択的に入力され、点灯期間において発光素子の他端の電圧と基準電圧との誤差に応じた誤差信号を出力し、消灯期間において検出電圧とホールド検出電圧との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、点灯期間において、誤差信号に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス幅変調器と、消灯期間において、誤差信号に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス周波数変調器と、を含んでもよい。
本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光素子と、発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、発光素子の他端に接続され、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流を供給する電流駆動回路と、を備える。スイッチング電源は、スイッチング素子を含む出力回路と、スイッチング素子を駆動する上述のいずれかの態様の制御回路と、を含む。
本発明のさらに別の態様もまた、発光装置である。この発光装置は、複数の発光素子と、複数の発光素子それぞれの一端に独立した駆動電圧を供給するスイッチング電源と、複数の発光素子それぞれに、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流を供給する電流駆動回路と、を備える。スイッチング電源は、スイッチング素子を含む出力回路と、スイッチング素子を駆動する上述のいずれかの態様の制御回路と、を含む。出力回路は、入力電圧が印加される入力端子と、複数の発光素子ごとの駆動電圧を出力するための複数の出力端子と、入力端子と固定電圧端子の間に順に直列に接続されたインダクタおよびスイッチング素子と、複数の出力端子ごとに設けられ、それぞれの一端が対応する出力端子に接続され、それぞれの他端がインダクタとスイッチング素子との接続点と接続された複数の整流素子と、複数の出力端子ごとに設けられ、それぞれが対応する出力端子と固定電圧端子の間に設けられた複数の出力キャパシタと、を含む。
この態様によると、複数の発光素子の点灯期間を時間的にシフトする場合に、複数の発光素子が同時発光する期間にスイッチング電源の出力電圧が大幅に低下するのを防止でき、輝度の変動を抑制できる。
本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述のいずれかの態様の発光装置と、を備える。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、出力電圧の変動を抑制できる。
比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 実施の形態に係るスイッチング電源を備える電子機器の構成を示す回路図である。 図２の発光装置の動作を示す波形図である。 図４（ａ）、（ｂ）は、比較技術に係る制御ＩＣの構成を示す回路図である。 変形例に係るスイッチング電源の構成を示す回路図である。 図６（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、図５のスイッチング電源および図２のスイッチング電源の動作を示す波形図である。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図２は、実施の形態に係るスイッチング電源を備える電子機器の構成を示す回路図である。
電子機器２は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの電池駆動型の機器であり、発光装置３とＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３はＬＣＤパネル５のバックライトとして設けられる。
発光装置３は、発光素子であるＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、電流駆動回路８と、スイッチング電源４と、を備える。
各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧（たとえば電池電圧）Ｖｉｎを昇圧して、出力端子Ｐ２から出力電圧（駆動電圧）Ｖｏｕｔを出力する。複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれの一端（アノード）は、出力端子Ｐ２に共通に接続される。
スイッチング電源４は、制御ＩＣ１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。
制御ＩＣ１００のスイッチング端子Ｐ４は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６の点灯に必要な出力電圧Ｖｏｕｔが得られるように、フィードバックによりスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。
抵抗Ｒ１、Ｒ２は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧することにより、それに応じたフィードバック電圧Ｖｏｕｔ’を生成する。フィードバック電圧Ｖｏｕｔ’はフィードバック端子Ｐ３（ＯＶＰ端子）に入力される。図示しない過電圧保護（Over Voltage Protection）回路（不図示）は、フィードバック電圧Ｖｏｕｔ’がしきい値を超えると、過電圧保護を行う。
電流駆動回路８は、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの他端（カソード）と接続される。電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれに、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流ＩＬＥＤ１〜ＩＬＥＤｎを供給する。具体的には電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた複数の電流源ＣＳ１〜ＣＳｎと、ＰＷＭコントローラ９を備える。ｉ番目の電流源ＣＳｉは、対応するｉ番目のＬＥＤストリング６＿ｉのカソードと接続されている。電流源ＣＳｉは、ＰＷＭコントローラ９から出力される制御信号ＰＷＭｉに応じて、駆動電流ＩＬＥＤｉを出力する動作（アクティブ）状態と、駆動電流ＩＬＥＤｉを停止する停止状態が切りかえ可能に構成される。ＰＷＭコントローラ９は、目標輝度に応じたデューティ比を有する制御信号ＰＷＭｉ〜ＰＷＭｎを生成し、電流源ＣＳ１〜ＣＳｎに出力する。制御信号ＰＷＭｉがアサート（たとえばハイレベル）される期間（点灯期間ＴＯＮ）、対応する電流源ＣＳｉは動作状態φＯＮとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは点灯する。制御信号ＰＷＭｉがネゲート（たとえばローレベル）される期間（消灯期間ＴＯＦＦ）、対応する電流源ＣＳｉは停止状態φＯＦＦとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは消灯する。点灯期間ＴＯＮと消灯期間ＴＯＦＦの時間比率を制御することにより、ＬＥＤストリング６＿ｉに流れる駆動電流ＩＬＥＤの実効値（時間平均値）が制御され、輝度を調節することができる。
制御ＩＣ１００と電流駆動回路８は、図２のように別々のチップに集積化される。それらは、単一のパッケージ（モジュール）を構成してもよいし、別々のパッケージを構成してもよい。あるいは、制御ＩＣ１００と電流駆動回路８を単一のチップに集積化してもよい。
以上が発光装置３全体の構成である。続いて制御ＩＣ１００の構成を説明する。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられたＬＥＤ端子ＬＥＤ１〜ＬＥＤｎを備える。各ＬＥＤ端子ＬＥＤｉは、対応するＬＥＤストリング６＿ｉのカソード端子と接続される。なお、ＬＥＤストリングは複数である必要はなく、１個であってもよい。
制御ＩＣ１００は、主としてパルス変調器１９、ドライバ２８、サンプルホールド回路３０、抵抗Ｒ３、Ｒ４を備える。抵抗Ｒ３、Ｒ４は、フィードバック端子Ｐ３に入力された出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、それに応じた検出電圧Ｖｓを生成する。
サンプルホールド回路３０は、ＬＥＤストリング６の点灯期間ＴＯＮにおける駆動電圧Ｖｏｕｔに応じた検出電圧Ｖｓをサンプリングし、ＬＥＤストリング６の消灯期間ＴＯＦＦの間、ホールドする。サンプルホールド回路３０は、ホールドした検出電圧（ホールド検出電圧という）ＶｓＨを出力する。
図２のサンプルホールド回路３０は消灯期間ＴＯＦＦにおいて、点灯期間ＴＯＮにおける検出電圧Ｖｓよりもわずかに高い、具体的には５％程度高いホールド検出電圧ＶｓＨを出力する。
サンプルホールド回路３０は、バッファ３２、スイッチＳＷ１、キャパシタＣ２を備える。バッファ３２は、検出電圧Ｖｓに応じた電圧Ｖｓ’を生成する。バッファ３２は、演算増幅器ＯＡ１、トランジスタＭ２、抵抗Ｒ５、Ｒ６、トランジスタＭ３を含む。トランジスタＭ２、抵抗Ｒ５、Ｒ６は、電源端子と接地端子の間に順に直列に接続される。演算増幅器ＯＡ１の非反転入力端子には検出電圧Ｖｓが入力され、その反転入力端子は、バッファ３２の出力端子であるトランジスタＭ２と抵抗Ｒ５の接続点と接続される。バッファ３２は、検出電圧Ｖｓと等しい電圧Ｖｓ’を出力する。
トランジスタＭ３は、抵抗Ｒ６と並列に設けられる。トランジスタＭ３の制御端子（ゲート）には、ＬＥＤストリング６の点灯期間、消灯期間を制御するための制御信号ＰＷＭが入力されており、トランジスタＭ３は点灯期間ＴＯＮにおいてオン、消灯期間ＴＯＦＦにおいてオフする。
キャパシタＣ２の一端は、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点と接続される。点灯期間ＴＯＮにおいてトランジスタＭ３がオンすると、キャパシタＣ２の一端は接地され、その電位が固定される。
スイッチＳＷ１は、キャパシタＣ２の他端とバッファ３２の出力端子の間に設けられ、制御信号ＰＷＭと同期してオン、オフが制御される。具体的にはスイッチＳＷ１は点灯期間ＴＯＮにおいてオンし、消灯期間ＴＯＦＦにおいてオフする。
点灯期間ＴＯＮにスイッチＳＷ１がオン、トランジスタＭ３がオンすると、キャパシタＣ２の一端に検出電圧Ｖｓ’（＝Ｖｓ）が印加され、他端が接地される。その結果、キャパシタＣ２の両端間の電圧ＶＣ２は、検出電圧Ｖｓ’と等しくなる。続いて消灯期間ＴＯＦＦにスイッチＳＷ１がオフ、トランジスタＭ３がオフすると、ホールド検出電圧ＶｓＨは、式（１）で与えられる。
ＶｓＨ＝ＶＣ２＋ＶＲ６ …（１）
ここでＶＲ６＝Ｖｓ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）が成り立つから、ホールド検出電圧ＶｓＨは式（１ａ）で与えられる。
ＶｓＨ＝Ｖｓ＋Ｖｓ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）
＝（１＋Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６））×Ｖｓ …（１ａ）
Ｒ６／Ｒ５＋Ｒ６＝０．０５を満たすように抵抗値を決めることにより、検出電圧Ｖｓよりも５％高いホールド検出電圧ＶｓＨを生成することができる。
パルス変調器１９は、ＬＥＤストリング６の消灯期間ＴＯＦＦにおいて、検出電圧Ｖｓが、サンプルホールド回路３０から出力されるホールド検出電圧ＶｓＨと一致するようにデューティ比が調節されるパルス変調信号ＳＭＯＤを生成する。
パルス変調器１９は、ＬＥＤストリング６の点灯期間ＴＯＮにおいて、ＬＥＤストリング６のカソード端子に生ずる電圧（ＬＥＤ端子電圧）ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎのうち、最も低いひとつが所定の基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように、パルス信号ＳＭＯＤのデューティ比を調節する。
パルス変調器１９は、誤差増幅器２２、パルス幅変調器２０、パルス周波数変調器２７、スイッチＳＷ４を備える。
誤差増幅器２２は、複数の反転入力端子（−）と、ひとつの非反転入力端子（＋）を有する。複数の反転入力端子（第１入力端子）にはそれぞれ、ＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎが入力される。別の反転入力端子（第２入力端子）には、検出電圧Ｖｓが入力される。
誤差増幅器２２の非反転入力端子（第３入力端子）には、点灯期間ＴＯＮにおいて基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、消灯期間ＴＯＦＦにおいてホールド検出電圧ＶｓＨが選択的に入力される。スイッチＳＷ２は、基準電圧Ｖｒｅｆとホールド検出電圧ＶｓＨを受け、制御信号ＰＷＭがハイレベル（点灯期間ＴＯＮ）のとき基準電圧Ｖｒｅｆを選択し、ローレベル（消灯期間ＴＯＦＦ）のときホールド検出信号ＶｓＨを出力する。
誤差増幅器２２は、複数の反転入力端子の電圧のうち最も低いひとつと、非反転入力端子の電圧の誤差に応じた誤差信号Ｖｅｒｒを生成する。誤差増幅器２２の出力端子と接地端子の間には、位相補償用の抵抗Ｒ７およびキャパシタＣ３が直列に設けられる。抵抗Ｒ７およびキャパシタＣ３は、制御ＩＣ１００のＦＢ端子に外付けされる。
スイッチＳＷ３は、固定電圧Ｖｄｄと検出電圧Ｖｓを受け、点灯期間ＴＯＮにおいて前者を、消灯期間ＴＯＦＦにおいて後者を出力する。固定電圧Ｖｄｄは、点灯期間ＴＯＮにおいて複数のＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎが取り得る電圧よりも高く設定される。たとえば固定電圧Ｖｄｄは電源電圧である。
このように固定電圧Ｖｄｄを決めることにより、点灯期間ＴＯＮにおいてＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎにもとづくフィードバック制御が可能となる。すなわち誤差増幅器２２は、点灯期間ＴＯＮにおいてＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤのうち最も低い電圧と基準電圧Ｖｒｅｆの誤差に応じた誤差信号Ｖｅｒｒを出力し、消灯期間ＴＯＦＦにおいて検出電圧Ｖｓとホールド検出電圧ＶｓＨとの誤差に応じた誤差信号Ｖｅｒｒを出力することができる。
スイッチング電源４の制御方式としては、パルス幅変調（ＰＷＭ）とパルス周波数変調（ＰＦＭ）が利用される。ＰＷＭは負荷応答性が高く、ＰＦＭは軽負荷状態における効率が高い。そこでパルス変調器１９は、負荷が比較的重い点灯期間ＴＯＮにおいてパルス幅変調によって、軽負荷状態である消灯期間ＴＯＦＦにおいてパルス周波数変調によって、パルス信号ＳＭＯＤを生成する。これにより重負荷時の負荷応答性と軽負荷時の効率を両立できる。
スイッチＳＷ４の入力端子には、誤差増幅器２２の出力信号Ｖｅｒｒが入力される。スイッチＳＷ４は、点灯期間ＴＯＮにおいてパルス幅変調器２０側にオンし、消灯期間ＴＯＦＦにおいてパルス周波数変調器２７側にオンする。
パルス幅変調器２０は、点灯期間ＴＯＮにおいてアクティブとなり、誤差信号Ｖｅｒｒに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓｐｗｍを生成する。たとえばパルス幅変調器２０は、オシレータ２４およびＰＷＭコンパレータ２６を含む。オシレータ２４は、三角波もしくはのこぎり波の周期電圧Ｖｏｓｃを生成する。スイッチＳＷ４がパルス幅変調器２０側にオンすると、ＦＢ端子にはＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差に応じたフィードバック電圧ＶＦＢが発生する。ＰＷＭコンパレータ２６はフィードバック電圧ＶＦＢを周期電圧Ｖｏｓｃと比較し、比較結果に応じたレベルを有するＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成する。
パルス周波数変調器２７は、消灯期間ＴＯＦＦにおいてアクティブとなる。パルス周波数変調器２７は公知のものを利用すればよい。スイッチＳＷ４がパルス周波数変調器２７側にオンすると、誤差増幅器２２の出力端子が抵抗Ｒ７およびキャパシタＣ３と切り離される。その結果、誤差増幅器２２は電圧コンパレータのように動作することとなり、誤差信号Ｖｅｒｒは、検出電圧Ｖｓがホールド検出電圧ＶｓＨとクロスするタイミングでエッジを有する。パルス周波数変調器２７は、誤差信号Ｖｅｒｒのエッジを契機として所定期間（最小オン期間）、ハイレベルとなるＰＦＭ信号Ｓｐｆｍを生成する。最小オン期間の間、スイッチングトランジスタＭ１がオンすると、出力電圧Ｖｏｕｔがわずかに上昇する。その後、スイッチングトランジスタＭ１のオフが持続し出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、やがて検出電圧Ｖｓがホールド検出電圧ＶｓＨまで低下すると、誤差信号Ｖｅｒｒのエッジが再び発生し、スイッチングトランジスタＭ１がオンされる。ＰＦＭ制御ではこの動作が繰り返される。
なお、消灯期間ＴＯＦＦにおいてスイッチＳＷ４がパルス周波数変調器２７側にオンした状態では、ＦＢ端子がハイインピーダンスとなるため、ＦＢ端子に生ずるフィードバック電圧ＶＦＢは保持されることに留意すべきである。これにより、消灯期間ＴＯＦＦから点灯期間ＴＯＮに戻ったときに、フィードバック電圧ＶＦＢが不連続となるのを防止できる。
パルス変調器１９は、点灯期間ＴＯＮにおいてＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを、消灯期間ＴＯＦＦにおいてＰＦＭ信号Ｓｐｆｍを、パルス信号ＳＭＯＤとして出力する。ドライバ２８は、パルス信号ＳＭＯＤにもとづき、スイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
以上が制御ＩＣ１００の構成である。
続いて発光装置３の動作を説明する。図３は、図２の発光装置３の動作を示す波形図である。図３は上から順に、制御信号ＰＷＭ、フィードバック電圧ＶＦＢ（実線）、出力電圧Ｖｏｕｔ（実線）、駆動電流ＩＬＥＤ（実線）を示す。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。
時刻ｔ０以前、制御信号ＰＷＭはハイレベルであり、点灯期間ＴＯＮである。この期間、各ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎには駆動電流ＩＬＥＤ１〜ＩＬＥＤｎが供給される。各ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの電圧降下をＶｆ１〜Ｖｆｎとするとき、ＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎはそれぞれ、（Ｖｏｕｔ−Ｖｆ１）〜（Ｖｏｕｔ−Ｖｆｎ）で与えられる。つまり電圧降下Ｖｆが大きなチャンネルほど、ＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤは低くなる。
点灯期間ＴＯＮの間、複数のＬＥＤ端子のうち最も低い電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように出力電圧Ｖｏｕｔが保たれる。またこのとき、サンプルホールド回路３０によって、点灯期間ＴＯＮにおける検出電圧Ｖｓよりもわずかに高いホールド検出電圧ＶｓＨが生成される。
時刻ｔ０に制御信号ＰＷＭがローレベルに遷移し、消灯期間ＴＯＦＦに切りかわる。そうすると駆動電流ＩＬＥＤがゼロとなり、各チャンネルのＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの電圧降下がゼロとなり、ＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤは出力電圧Ｖｏｕｔ付近まで上昇する。
消灯期間ＴＯＦＦにおいて、検出電圧Ｖｓがホールド検出電圧ＶｓＨと等しくなるように、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバック制御される。つまり、消灯期間ＴＯＦＦにおける出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｓ）は、直前の点灯期間ＴＯＮにおける出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｓ）よりもわずかに高いレベルに保たれる。
また消灯期間ＴＯＦＦにおいて、ＦＢ端子は誤差増幅器２２と切り離されるため、フィードバック電圧ＶＦＢは点灯期間ＴＯＮとほぼ同じ電圧レベルを維持し続ける。
時刻ｔ１に制御信号ＰＷＭがハイレベルに遷移し、点灯期間ＴＯＮに切りかわる。このとき出力電圧Ｖｏｕｔは十分に高い電圧に保たれているため、直ちにＬＥＤストリング６に駆動電流ＩＬＥＤが流れ、短期間で発光させることができる。
時刻ｔ１にスイッチＳＷ４がパルス幅変調器２０側に接続されると、誤差増幅器２２およびパルス幅変調器２０を含む経路でフィードバック制御が再開する。このとき、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、前回の点灯期間における電圧レベルに保たれているため、出力電圧Ｖｏｕｔを短時間でもとの電圧レベルに戻すことができる。
以上が発光装置３の動作である。発光装置３の利点は、比較技術との対比によってさらに明確となる。図４（ａ）、（ｂ）は、比較技術に係る制御ＩＣ１１００ａ、１１００ｂの構成を示す回路図である。
図４（ａ）の制御ＩＣ１１００ａにおいて、スイッチＳＷ１０ａ、ＳＷ１０ｂは点灯期間ＴＯＮにオン、消灯期間ＴＯＦＦにオフする。したがって点灯期間ＴＯＮにおいてＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎのうち、最も低い電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにパルス信号Ｓｐｗｍのデューティ比が調節される。消灯期間ＴＯＦＦにおいて、スイッチＳＷ１０ａ、１０ｂがオフするとフィードバック経路が遮断され、スイッチングトランジスタＭ１の制御が停止する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは自然放電によって緩やかに低下する。
消灯期間ＴＯＦＦにおいてスイッチＳＷ１０ａ、１０ｂがオフするとＦＢ端子がハイインピーダンスとなり、フィードバック電圧ＶＦＢが一定に保たれる。次に点灯期間ＴＯＮに切りかわると、保持されたフィードバック電圧ＶＦＢを始点としてスイッチングトランジスタＭ１のデューティ比の制御が再開し、自然放電によって低下した出力電圧Ｖｏｕｔがもとの電圧レベルまで戻される。
このように、図４（ａ）の制御ＩＣ１１００ａでは、消灯期間ＴＯＦＦにおいてフィードバック制御が停止するため、出力電圧Ｖｏｕｔが自然放電によって低下する。したがって消灯時間ＴＯＦＦが長くなると、出力電圧Ｖｏｕｔが著しく低下し、次の点灯期間ＴＯＮにおいて出力電圧Ｖｏｕｔを元のレベルに戻すのに時間がかかり、ＬＥＤストリング６の再点灯に長時間を要するという問題がある。
図４（ｂ）の制御ＩＣ１１００ｂは、点灯期間ＴＯＮにおいてＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤｎのうち最も低い電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように、消灯期間ＴＯＦＦにおいて出力電圧Ｖｏｕｔに応じた検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにパルス信号Ｓｐｗｍのデューティ比が調節される。
ある消灯期間ＴＯＦＦにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した検出電圧Ｖｓが、基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにフィードバックがかかる。このときの出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルをＶｏｕｔ１とする。
次の点灯期間ＴＯＮにおいて、ＬＥＤ端子電圧ＶＬＥＤ１が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにフィードバックがかかるとすると、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ２は、
Ｖｏｕｔ２＝Ｖｒｅｆ＋Ｖｆ１
となる。ここでＶｆ１はＬＥＤストリング６＿１に駆動電流ＩＬＥＤ１が流れるときの電圧降下である。
つまり、消灯期間ＴＯＦＦにおける出力電圧ＶｏｕｔのレベルＶｏｕｔ１と、点灯期間ＴＯＮにおける目標電圧Ｖｏｕｔ２が乖離していると、出力電圧ＶｏｕｔがＬＥＤストリング６を点灯させるのに必要な電圧レベルに達するまでの時間が長くなり、ＬＥＤストリング６の再点灯に長時間を要するという問題がある。
図３の波形に示すように、図２の発光装置３によれば、点灯期間ＴＯＮおよび消灯期間ＴＯＦＦにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔを最適な電圧レベルに保つことができ、その変動を抑制できる。これにより、ＬＥＤストリング６が点灯するのに要する時間を短くできるという効果を得ることができる。
また図２の制御ＩＣ１００は、点灯期間ＴＯＮにおける検出電圧Ｖｓよりもわずかに高いホールド検出電圧ＶｓＨを生成する。したがって、ある点灯期間における電圧降下Ｖｆが、前回の点灯期間における電圧降下Ｖｆよりも大きくなった場合、言い換えれば駆動電流ＩＬＥＤが大きいレベルに切りかえられた場合にも、ＬＥＤストリング６には十分に高い出力電圧Ｖｏｕｔが供給されているため、短時間で発光させることができる。
一方、点灯期間ＴＯＮにおける検出電圧Ｖｓよりもわずかに高いホールド検出電圧ＶｓＨを生成することにより、以下の問題が生ずる場合がある。消灯期間ＴＯＦＦにおいて出力電圧Ｖｏｕｔが点灯時間ＴＯＮよりも高く保たれると、次の点灯期間ＴＯＮに遷移した直後に、出力電圧Ｖｏｕｔが一旦アンダーシュートするおそれがある。図３にはこの様子が示される。出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートは、駆動電流ＩＬＥＤの変動を引き起こすため、輝度がわずかに変動する。用途によっては、この輝度の変動が好ましくない場合もあろう。
その場合、図２の回路とは反対に、点灯期間ＴＯＮにおける検出電圧Ｖｓよりもわずかに低いホールド検出電圧ＶｓＨを生成すればよい。当業者であれば図２にもとづき、このようなホールド検出電圧ＶｓＨを生成可能なサンプルホールド回路３０を設計することができる。一例を示すとトランジスタＭ３を省略し、抵抗Ｒ６を短絡するとともに、演算増幅器ＯＡ１の反転入力端子とトランジスタＭ２のソースの間に、抵抗Ｒ８を挿入すればよい。この場合、ホールド検出電圧ＶｓＨは、
ＶｓＨ＝Ｖｓ×Ｒ５／（Ｒ５＋Ｒ８）
で与えられる。
このときの波形は図３に一点鎖線で示される。駆動電流ＩＬＥＤが目標レベルに到達するまでの時間はわずかに長くなるが、リップルが抑制されるため、ちらつきを防止することができる。なお、この場合でも、図４（ａ）、（ｂ）の構成に比べて短い時間で、ＬＥＤストリング６を発光させることができる。
点灯期間ＴＯＮにおける検出電圧Ｖｓと等しいホールド検出電圧ＶｓＨを生成すれば、実線と一点鎖線の中間的な特性を得ることができる。この場合のバッファ３２は、いわゆるボルテージフォロア回路で構成してもよい。
つまり、ホールド検出電圧ＶｓＨの電圧レベルを最適化することにより、発光装置３のアプリケーションに最適な波形を得ることができる。
続いて、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制するための別の技術を説明する。
図２の発光装置３において、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれの点灯期間を時間的にシフトさせる場合がある。このとき同時発光するＬＥＤストリング６の個数は、時々刻々と変化する。これはスイッチング電源４の負荷変動を意味するため、出力電圧Ｖｏｕｔの変動、ひいては輝度の変動の要因となる。
図５は、変形例に係るスイッチング電源４ａの構成を示す回路図である。図５の出力回路１０２ａは、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた出力端子Ｐ２１〜Ｐ２ｎを備える。複数の整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１ｎそれぞれの一端は、対応する出力端子Ｐ２１〜Ｐ２ｎと接続されており、それぞれの他端は、スイッチングトランジスタＭ１とインダクタＬ１の接続点と共通に接続される。複数の出力キャパシタＣ１１〜Ｃ１ｎは、それぞれが対応する出力端子Ｐ２１〜Ｐ２ｎと固定電圧端子（接地端子）の間に設けられる。
図６（ａ）は、図５のスイッチング電源４ａの動作を示す波形図である。図６（ａ）は、ｎ＝２の動作を示す。図６（ｂ）には、図２の出力回路１０２を利用した場合の波形図が合わせて示される。図２の出力回路１０２を用いた場合、フィードバックループの応答速度が遅いと、ＬＥＤストリング６＿１、６＿２が同時点灯する期間において出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、それにともない駆動電流ＩＬＥＤ１、ＩＬＥＤ２、ひいては輝度が低下するおそれがある。
これに対して図５のスイッチング電源４ａによれば、図６（ａ）に示すように、負荷ごとに出力電圧Ｖｏｕｔが独立して生成されるため、各出力電圧Ｖｏｕｔの変動量が小さくなり、駆動電流ＩＬＥＤ１、ＩＬＥＤ２の変動も抑制することができる。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。
実施の形態では、消灯期間ＴＯＦＦにおいて制御ＩＣ１００がＰＦＭ制御を行う場合を説明したが、消灯期間ＴＯＦＦにおいてもＰＷＭ制御を行ってもよい。
実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。
実施の形態では、発光装置３のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。
また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…ＬＥＤストリング、８…電流駆動回路、９…ＰＷＭコントローラ、１００…制御ＩＣ、１０２…出力回路、１９…パルス変調器、２０…パルス幅変調器、２２…誤差増幅器、２４…オシレータ、２６…ＰＷＭコンパレータ、２７…パルス周波数変調器、２８…ドライバ、３０…サンプルホールド回路、３２…バッファ、３４，３６，３８…スイッチ、Ｃ２…キャパシタ、Ｍ２，Ｍ３…トランジスタ、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ。

Claims (7)

  1. 間欠駆動される発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源の制御回路であって、
    前記発光素子の点灯期間における前記駆動電圧に応じた検出電圧をサンプリングし、前記発光素子の消灯期間の間ホールドするサンプルホールド回路と、
    前記発光素子の消灯期間において、前記検出電圧が、前記サンプルホールド回路から出力されるホールド検出電圧と一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成し、前記発光素子の点灯期間において、前記発光素子の他端に生ずる電圧が所定の基準電圧と一致するように前記パルス信号のデューティ比を調節するパルス変調器と、
    前記パルス信号にもとづき、前記スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、
    を備え、
    前記制御回路は、
    第１入力端子に前記発光素子の前記他端の電圧が入力され、第２入力端子に前記検出電圧が入力され、第３入力端子に前記点灯期間において前記基準電圧が、前記消灯期間において前記ホールド検出電圧が選択的に入力され、前記点灯期間において前記発光素子の他端の電圧と前記基準電圧との誤差に応じた誤差信号を出力し、前記消灯期間において前記検出電圧と前記ホールド検出電圧との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、
    前記点灯期間において、前記誤差信号に応じたデューティ比を有する前記パルス信号を生成するパルス幅変調器と、
    前記消灯期間において、前記誤差信号に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス周波数変調器と、
    を含むことを特徴とする制御回路。
  2. 前記サンプルホールド回路は、
    点灯期間において一端の電位が固定されるキャパシタと、
    前記検出電圧に応じた電圧を生成するバッファと、
    前記キャパシタの他端と前記バッファの出力端子の間に設けられ、前記発光素子の点灯期間においてオンし、消灯期間においてオフするスイッチと、
    を含み、前記キャパシタに生ずる電圧を前記ホールド検出電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
  3. 前記パルス変調器は、
    位相補償用の抵抗およびキャパシタを接続するためのフィードバック端子と、
    前記誤差信号を受け、点灯期間において前記フィードバック端子に、消灯期間において前記パルス周波数変調器に出力するスイッチと、
    をさらに含み、前記パルス幅変調器は、前記フィードバック端子の電圧に応じて、前記パルス信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
  4. 発光素子と、
    前記発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
    前記発光素子の他端に接続され、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流を供給する電流駆動回路と、
    を備え、前記スイッチング電源は、
    スイッチング素子を含む出力回路と、
    前記スイッチング素子を駆動する請求項１から３のいずれかに記載の制御回路と、
    を含むことを特徴とする発光装置。
  5. 複数の発光素子と、
    前記複数の発光素子それぞれの一端に独立した駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
    前記複数の発光素子それぞれに、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流を供給する電流駆動回路と、
    を備え、
    前記スイッチング電源は、
    スイッチング素子を含む出力回路と、
    前記スイッチング素子を駆動する請求項１から３のいずれかに記載の制御回路と、
    を含み、
    前記出力回路は、
    入力電圧が印加される入力端子と、
    前記複数の発光素子ごとの前記駆動電圧を出力するための複数の出力端子と、
    前記入力端子と固定電圧端子の間に順に直列に接続されたインダクタおよびスイッチング素子と、
    前記複数の出力端子ごとに設けられ、それぞれの一端が対応する前記出力端子に接続され、それぞれの他端が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点と接続された複数の整流素子と、
    前記複数の出力端子ごとに設けられ、それぞれが対応する前記出力端子と前記固定電圧端子の間に設けられた複数の出力キャパシタと、
    を含むことを特徴とする発光装置。
  6. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項４または５に記載の発光装置と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
  7. 間欠駆動される発光素子の一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源の制御方法であって、
    前記発光素子の点灯期間における前記駆動電圧に応じた検出電圧をサンプリングし、前記発光素子の消灯期間の間ホールドするステップと、
    前記発光素子の消灯期間において、前記検出電圧が、ホールドされた検出電圧と一致するようにデューティ比が調節され、前記発光素子の点灯期間において、前記発光素子の他端に生ずる電圧が所定の基準電圧と一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成するステップと、
    前記パルス信号にもとづき、前記スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するステップと、
    を備え、
    前記パルス信号を生成するステップは、
    誤差増幅器の第１入力端子に前記発光素子の前記他端の電圧を入力し、その第２入力端子に前記検出電圧を入力し、その第３入力端子に前記点灯期間において前記基準電圧を、前記消灯期間において前記ホールドされた検出電圧を選択的に入力することにより、前記点灯期間において前記発光素子の他端の電圧と前記基準電圧との誤差に応じた誤差信号を生成し、前記消灯期間において前記検出電圧と前記ホールドされた検出電圧との誤差に応じた誤差信号を生成するステップと、
    前記点灯期間において、前記誤差信号に応じて、前記パルス信号のデューティ比をパルス幅変調するステップと、
    前記消灯期間において、前記誤差信号に応じて、前記パルス信号のデューティ比をパルス周波数変調するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
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