JP5850612B2 - 発光素子の駆動回路、ならびにそれらを用いた発光装置、電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、発光素子の駆動技術に関する。

近年、液晶パネルのバックライトや照明機器として、ＬＥＤ（発光ダイオード）をはじめとする発光素子を利用した発光装置が利用される。図１は、比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。発光装置３ｒは、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、スイッチング電源（ＤＣ／ＤＣコンバータ）４ｒと、電流駆動回路８を備える。

各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源４ｒは、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧してＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの一端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。

電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎを備える。各電流源ＣＳは、対応するＬＥＤストリング６に、目標輝度に応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。

ＬＥＤストリング６の輝度を調節するために、駆動電流Ｉ_ＬＥＤはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。具体的には、電流駆動回路８のＰＷＭコントローラ９は、輝度に応じたデューティ比を有するバースト調光パルスＰＷＭ_１〜ＰＷＭ_ｎを生成し、それぞれに対応する電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎをスイッチング制御する。このような制御を、バースト調光あるいはバースト制御とも称する。

スイッチング電源４ｒは、出力回路１０２と、制御ＩＣ１００ｒを備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。

制御ＩＣ１００ｒは、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれのカソード端子に生ずる電圧（検出電圧という）Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎのうち最も低いひとつが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比をフィードバック制御する。その結果、スイッチング電源４ｒの出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、（Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖｆ）に安定化される。Ｖｆは、ＬＥＤストリング６の順方向電圧（電圧降下）である。

具体的には、制御ＩＣ１００ｒは、フィードバック回路１０、誤差増幅器１２、パルス変調器１４、ドライバ１６を備える。フィードバック回路１０は、各チャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎを分圧比Ｋ１（Ｋ１はパラメータ）にて分圧し、後段の誤差増幅器１２に供給する。またフィードバック回路１０は、ｉ番目のチャンネルのバースト調光パルスＰＷＭ_ｉが消灯期間（ネゲート）を示すとき、そのチャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉを、強制的にその他のチャンネルより高くすることにより、フィードバック制御から除外する。

誤差増幅器１２は、フィードバック回路１０からの分圧された各チャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’〜Ｖ_ＬＥＤｎ’（’は分圧されたことを示す）のうち最も低いひとつと、目標電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅する。たとえば誤差増幅器１２はｇｍアンプであり、誤差に応じた電流を、ＦＢ端子に接続される位相補償用抵抗Ｒ７および位相補償用キャパシタＣ３に供給する。ＦＢ端子には、誤差に応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが発生する。

パルス変調器１４は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。たとえばパルス変調器１４は、パルス幅変調器である。ドライバ１６は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭに応じて、スイッチング端子ＳＷＯＵＴに接続されるスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

この構成によって、ＬＥＤストリング６の共通のアノードに供給される駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを安定化できる。

特開２００６−１１４３２４号公報

ここで制御ＩＣ１００ｒのフィードバックループは、有限の応答速度を有している。具体的には、検出電圧Ｖ_ＬＥＤの変化に対して、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは遅れて変化する。本発明者は、このような発光装置３ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。図２は、図１の発光装置３ｒの動作を示す波形図である。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

図２のタイムチャートは、２チャンネル（ｎ＝２）の場合を示す。また説明の簡略化のため、バースト調光は行っていないものとする。期間ｔ０−ｔ１では、フィードバックが正常に動作している。この間、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’〜Ｖ_ＬＥＤ２’のうち低い方Ｖ_ＬＥＤ２’がフィードバックの対象となり、それが基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにフィードバックがかかる。このとき、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは、Ｖ_ＲＥＦ／Ｋ１＋Ｖ_Ｆに安定化される。ここでＶ_Ｆは、ＬＥＤストリング６＿２の電圧降下（順方向電圧）である。

時刻ｔ１に、オープン故障などの何らかの異常が発生し、第２チャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤ２が接地電圧（０Ｖ）にドロップしたとする。制御ＩＣ１００ｒは、チャンネルごとのオープン検出機能を備える。あるチャンネルでオープン異常を検出すると、制御ＩＣ１００ｒは、ショートされたチャンネルを、フィードバックの対象から除外する（オープン保護）。

ところが、オープン故障が発生してから、オープン保護が働くタイミングｔ２までには、ある遅延τが存在する。この遅延τの期間ｔ１−ｔ２の間、制御ＩＣ１００は、接地電圧にドロップした検出電圧Ｖ_ＬＥＤ２’が基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくようにフィードバックを行う。検出電圧Ｖ_ＬＥＤ２は接地電圧付近を維持するため、誤差が大きくなり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが制御ＩＣ１００ｒの電源電圧Ｖ_ＤＤ付近まで上昇し、スイッチングトランジスタＭ１のデューティ比は最大となる。その結果、出力キャパシタＣ１に過剰なエネルギーが供給され、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇する。

時刻ｔ２に第２チャンネルがフィードバックから除外されると、第１チャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’がフィードバックの対象となる。その結果、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’が基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくように上昇し、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴもそれに追従して上昇していく。

ところが、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’が基準電圧Ｖ_ＲＥＦに達した後も、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは高い状態を維持する。これは、位相補償用の抵抗Ｒ７、キャパシタＣ３によってフィードバック電圧Ｖ_ＦＢの変化が遅れることによる。その結果、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが十分なレベルに達しているにもかかわらず、パルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は高い値を維持し続ける。その結果、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴがオーバーシュートする。

図１の発光装置３ｒでは、オープン故障に限らず、さまざまな状況において、フィードバックループの応答の遅延によって、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴがオーバーシュート、あるいはアンダーシュートし、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴの変動が大きくなってしまう。

なお、この認識を本発明の分野における共通の一般知識の範囲として捉えてはならない。さらに言えば、上記検討自体が、本出願人がはじめて想到したものである。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、駆動電圧の変動を抑制可能な制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、それぞれが複数のチャンネルに割り当てられる複数の発光素子を駆動する駆動回路に関する。この駆動回路は、複数の発光素子の共通に接続された第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、それぞれが複数のチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の第２端子に接続され、対応する発光素子に駆動電流を供給する、複数の電流ドライバと、を備える。スイッチング電源の制御回路は、複数の電流ドライバそれぞれの両端間の電圧に応じた検出電圧のうち、フィードバックの対象であるチャンネル内で最も低い電圧と所定の基準電圧の誤差に応じたフィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、フィードバック電圧に応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号を生成するパルス変調器と、スイッチングパルス信号にもとづき、スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、それぞれが複数のチャンネルごとに設けられ、対応する検出電圧を所定のしきい値電圧と比較し、対応する検出電圧がしきい値電圧より高いときアサートされる比較信号を生成する、複数の比較回路と、複数の比較回路から出力される比較信号のうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号がアサートされるとき、スイッチング電源のスイッチング素子の駆動を停止させる電圧変動抑制回路と、を含む。

パルス変調器が生成するスイッチングパルス信号のデューティ比は、駆動電圧すなわち検出電圧が十分に高い状態にもかかわらず、応答遅れによってフィードバック電圧が、デューティ比が高くなるようなレベルを維持し続けるような状況において、スイッチング素子の駆動を停止することにより、駆動電圧がさらに上昇するのを防止でき、駆動電圧の安定性を高めることができる。

ある態様の制御回路は、それぞれが複数のチャンネルごとに設けられ、対応する検出電圧が所定のオープン検出用しきい値電圧より低いときにアサートされるオープン検出信号を生成する、複数のオープン検出回路と、あるチャンネルのオープン検出信号がアサートされた後、ある時間の経過後に、そのチャンネルを、フィードバックの対象から除外するオープン保護回路と、をさらに含んでもよい。
この態様によれば、あるチャンネルにおいてオープン故障が発生した場合に、そのチャンネルがフィードバックから除外された後に、駆動電圧がオーバーシュートするのを防止できる。

制御回路は、駆動電圧に応じた電圧を所定の過電圧検出用のしきい値電圧と比較し、駆動電圧が当該しきい値電圧より高いときアサートされる過電圧検出信号を生成する、ヒステリシスを有する過電圧検出コンパレータをさらに備えてもよい。オープン保護回路は、過電圧検出信号がアサートされると、オープン検出信号がアサートされたチャンネルを、フィードバックの対象から除外してもよい。

電圧変動抑制回路は、複数の比較回路からの複数の比較信号の論理積を生成する論理ゲートを含み、当該論理ゲートの出力にもとづき、スイッチング素子の駆動を停止してもよい。

比較回路は、対応する発光素子の第２端子と接地端子の間に順に直列に設けられた第１抵抗、対応するバースト調光パルスがアサートされる期間オンするトランジスタおよび第２抵抗と、第２抵抗の両端間の電圧を所定のしきい値電圧と比較し、比較信号を生成するコンパレータと、を含んでもよい。

誤差増幅器は、誤差に応じた電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、誤差増幅器の出力端子と接地端子の間に直列に設けられた位相補償用の抵抗およびキャパシタと、を含み、誤差増幅器の出力端子に生ずる電圧を、フィードバック電圧として出力してもよい。

本発明の別の態様は、発光装置である。この装置は、複数の発光素子と、複数の発光素子を駆動する上述のいずれかの態様の駆動回路と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、それぞれが複数のチャンネルに割り当てられた複数の発光素子の駆動方法に関する。この方法は、スイッチング電源を用いて、複数の発光素子の共通に接続された第１端子に駆動電圧を供給するステップと、それぞれが複数の発光素子それぞれの経路上に設けられた複数の電流ドライバによって、複数の発光素子に駆動電流を供給するステップと、電流ドライバごとに、その電流ドライバの両端間に生ずる電圧に応じた検出電圧が所定のしきい値電圧より高いときアサートされる比較信号を生成するステップと、電流ドライバごとに生成される比較信号のうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号がアサートされるとき、スイッチング電源のスイッチング素子の駆動を停止するステップと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、駆動電圧の安定性を高めることができる。

比較技術に係る発光装置の構成例を示す回路図である。 図１の発光装置の動作を示す波形図である。 実施の形態に係る発光装置を備える電子機器の構成を示す回路図である。 図３の発光装置の第１の動作例を示すタイムチャートである。 図３の発光装置の第２の動作例を示すタイムチャートである。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係る発光装置を備える電子機器の構成を示す回路図である。

電子機器２は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの電池駆動型の機器であり、発光装置３とＬＣＤ（Liquid Crystal Display）パネル５を備える。発光装置３はＬＣＤパネル５のバックライトとして設けられる。

発光装置３は、それぞれが複数のチャンネルに割り当てられる発光素子であるＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎと、電流駆動回路８と、スイッチング電源４と、を備える。電流駆動回路８およびスイッチング電源４は、ＬＥＤストリングの駆動回路を構成する。

各ＬＥＤストリング６は、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。スイッチング電源４は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子Ｐ１に入力された入力電圧（たとえば電池電圧）Ｖ_ＩＮを昇圧して、出力端子Ｐ２から出力電圧（駆動電圧）Ｖ_ＯＵＴを出力する。複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれの一端（アノード）は、スイッチング電源４の出力端子Ｐ２に共通に接続される。

スイッチング電源４は、制御ＩＣ１００および出力回路１０２を備える。出力回路１０２は、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力回路１０２のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。またそのトポロジーにさまざまな変形があることが当業者には理解され、本発明において限定されるものではない。

制御ＩＣ１００のスイッチング端子ＳＷＯＵＴは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６の点灯に必要な出力電圧Ｖ_ＯＵＴが得られるように、フィードバックによりスイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタＭ１は制御ＩＣ１００に内蔵されてもよい。

電流駆動回路８は、複数のＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎの他端（カソード）と接続される。電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれに、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流Ｉ_ＬＥＤ１〜Ｉ_ＬＥＤｎを供給する。具体的には電流駆動回路８は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられた複数の電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎと、ＰＷＭコントローラ９を備える。ｉ番目の電流源ＣＳ_ｉは、対応するｉ番目のＬＥＤストリング６＿ｉのカソードと接続されている。電流源ＣＳ_ｉは、ＰＷＭコントローラ９から出力されるバースト調光パルスＰＷＭ_ｉに応じて、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを出力する動作（アクティブ）状態φ_ＯＮと、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを停止する停止状態φ_ＯＦＦが切りかえ可能に構成される。ＰＷＭコントローラ９は、目標輝度に応じたデューティ比を有するバースト調光パルスＰＷＭ_ｉ〜ＰＷＭ_ｎを生成し、電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎに出力する。バースト調光パルスＰＷＭ_ｉがアサート（たとえばハイレベル）される期間（点灯期間Ｔ_ＯＮ）、対応する電流源ＣＳ_ｉは動作状態φ_ＯＮとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは点灯する。バースト調光パルスＰＷＭ_ｉがネゲート（たとえばローレベル）される期間（消灯期間Ｔ_ＯＦＦ）、対応する電流源ＣＳ_ｉは停止状態φ_ＯＦＦとなり、ＬＥＤストリング６＿ｉは消灯する。点灯期間Ｔ_ＯＮと消灯期間Ｔ_ＯＦＦの時間比率を制御することにより、ＬＥＤストリング６＿ｉに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの実効値（時間平均値）が制御され、輝度を調節することができる。電流駆動回路８によるＰＷＭ駆動の周波数は数十〜数百Ｈｚである。以下、バースト調光パルスＰＷＭ_１〜ＰＷＭ_ｎは同じタイミングで遷移するものとし、それらをバースト調光パルスＰＷＭと総称する。

制御ＩＣ１００と電流駆動回路８は、単一の半導体チップに集積化されてもよいし、別々のチップに集積化されてもよい。それらは、単一のパッケージ（モジュール）を構成してもよいし、別々のパッケージを構成してもよい。

以上が発光装置３全体の構成である。続いて制御ＩＣ１００の構成を説明する。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎごとに設けられたＬＥＤ端子ＬＥＤ_１〜ＬＥＤ_ｎを備える。各ＬＥＤ端子ＬＥＤ_ｉは、対応するＬＥＤストリング６＿ｉのカソード端子と接続される。

制御ＩＣ１００は、ＬＥＤストリング６＿１〜６＿ｎそれぞれのカソード端子に生ずる電圧、すなわち電流源ＣＳ_１〜ＣＳ_ｎそれぞれの両端間の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎに応じた電圧Ｖ_ＬＥＤ１’〜Ｖ_ＬＥＤｎ’のうち、最も低いひとつが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフのデューティ比をフィードバック制御する。その結果、スイッチング電源４の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、（Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖｆ）に安定化される。Ｖｆは、ＬＥＤストリング６の順方向電圧（電圧降下）である。

制御ＩＣ１００は、図１で説明したフィードバック回路１０、誤差増幅器１２、パルス変調器１４、ドライバ１６に加えて、過電圧検出コンパレータ２０、オープン保護回路２２、オープン検出回路３０、比較回路４０、電圧変動抑制回路５０をさらに備える。フィードバック回路１０、オープン検出回路３０、比較回路４０は、各チャンネルで同様に構成されるため、図３には、第１チャンネルの構成のみが示される。

フィードバック回路１０は、チャンネルごとに設けられる。第ｉチャンネルのフィードバック回路１０_ｉは、対応するチャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉに応じた電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’を、誤差増幅器１２に出力する。具体的には、フィードバック回路１０は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を含む分圧回路であり、検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉを分圧比Ｋ１で分圧する。第１スイッチＳＷ１１は、対応するチャンネルのバースト調光信号ＰＷＭ_ｉがアサートされる期間（点灯期間）オンし、ネゲートされる期間（消灯期間）においてオフする。また、第ｉチャンネルの第１スイッチＳＷ１１は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるときにはオフとなる。第２スイッチＳＷ１２は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外すべきときにはオンとなり、検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’をたとえば電源電圧Ｖ_ＤＤにプルアップする。これにより、そのチャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’を、他のチャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤｊ’（ｊ≠ｉ）よりも高くすることができ、フィードバックから除外できる。なお、検出電圧の分圧は、本質的な処理ではないため、以下の説明では、特に必要が無い限り、Ｖ_ＬＥＤ’とＶ_ＬＥＤを区別しない。

誤差増幅器１２は、複数の電流ドライバＣＳ_１〜ＣＳ_ｎそれぞれの両端間の電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎに応じた検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１’〜Ｖ_ＬＥＤｎ’のうち、フィードバックの対象であるチャンネル内で最も低い電圧と所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。

たとえば誤差増幅器１２は、トランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアンプ）を含む。ＦＢ端子と接地端子の間には、位相補償用抵抗Ｒ７および位相補償用キャパシタＣ３が外付けされる。誤差増幅器１２の出力端子は、スイッチＳＷ１０を介してＦＢ端子と接続され、ＦＢ端子に生ずる電圧Ｖ_ＦＢがフィードバックとして後段のパルス変調器１４に供給される。スイッチＳＷ１０は、バースト調光信号ＰＷＭがアサートされる点灯期間、オンとなる。消灯期間においては、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤｎは接地電圧まで低下するため、フィードバックを行うことができない。したがってバースト調光信号ＰＷＭがネゲートされる消灯期間においては、スイッチＳＷ１０をオフすることにより、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを保持する。

パルス変調器１４は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。たとえばパルス変調器１４は、オシレータ２４およびＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンパレータ２６を含むパルス幅変調器であってもよい。オシレータ２４は、三角波もしくはのこぎり波の周期電圧Ｖ_ＯＳＣを発生する。ＰＷＭコンパレータ２６は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと周期電圧Ｖ_ＯＳＣを比較し、２つの電圧の交点ごとにレベル遷移するスイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。なおパルス変調器１４の構成はこれに限定されず、別の構成のパルス幅変調器であってもよいし、パルス周波数変調器であってもよい。

ドライバ１６は、スイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづき、スイッチング電源４のスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

複数の比較回路４０_１〜４０_ｎはそれぞれ、複数のチャンネルごとに設けられる。第ｉチャンネルの比較回路４０_ｉは、対応する検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’を所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較し、対応する検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’がしきい値電圧Ｖ_ＴＨより高いときにアサートされる比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰｉ}を生成する。比較回路４０は、ＬＥＤ端子の検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉを分圧比Ｋ２で分圧する抵抗Ｒ４１、Ｒ４２を含む。スイッチＳＷ４１は、対応するチャンネルのバースト調光信号ＰＷＭ_ｉがアサートされる期間（点灯期間）オンし、ネゲートされる期間（消灯期間）においてオフする。また、第ｉチャンネルのスイッチＳＷ４１は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるときにはオフとなる。

コンパレータ４２は、分圧された検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’を、所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較し、比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰｉ}を生成する。

チャンネルごとに生成された比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ１}〜Ｓ_{ＣＯＭＰｎ}は、電圧変動抑制回路５０に入力される。電圧変動抑制回路５０は、複数の比較回路４０_１〜４０_ｎから出力される比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ１}〜Ｓ_{ＣＯＭＰｎ}のうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号Ｓ_ＣＯＭＰがアサートされるとき、停止信号Ｓ_ＳＴＯＰをアサートする。停止信号Ｓ_ＳＴＯＰがアサートされると、パルス変調器１４は、スイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭの論理レベルを固定し、スイッチング電源４のスイッチングトランジスタＭ１の駆動を強制的にオフし、スイッチングを停止させる。

なお、各チャンネルの比較回路４０において、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるとき、スイッチＳＷ４１はオフし、スイッチＳＷ４２はオンする。これにより検出電圧Ｖ_ＬＥＤ’が電源電圧Ｖ_ＤＤにプルアップされ、フィードバックの対象外のチャンネルの比較信号Ｓ_ＣＯＭＰはアサートされる。したがって、比較信号Ｓ_ＣＯＭＰおよび停止信号Ｓ_ＳＴＯＰのアサートがハイレベルであるとき、電圧変動抑制回路５０は、複数の比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ１}〜Ｓ_{ＣＯＭＰｎ}の論理積を生成するＡＮＤゲート５２を含んでもよい。この構成により、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号Ｓ_ＣＯＭＰが同時にアサートされる状態を検出できる。

複数のオープン検出回路３０_１〜３０_ｎはそれぞれ、複数のチャンネルごとに設けられる。オープン検出回路３０は、比較回路４０と同様に構成され、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、スイッチＳＷ３１、オープン検出コンパレータ３２を含む。第ｉチャンネルのオープン検出回路３０_ｉは、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２により分圧された対応する検出電圧Ｖ_ＬＥＤｉ’が所定のオープン検出用しきい値電圧Ｖ_ＯＰＥＮより低いときにアサートされるオープン検出信号Ｓ_{ＯＰＥＮｉ}を生成する。第ｉチャンネルのスイッチＳＷ３１は、対応するチャンネルのバースト調光信号ＰＷＭ_ｉがアサートされる期間（点灯期間）オンし、ネゲートされる期間（消灯期間）においてオフする。また、第ｉチャンネルのスイッチＳＷ３１は、そのチャンネルがフィードバックの対象から除外されるときにはオフとなる。

オープン保護回路２２は、複数のチャンネルごとに生成されるオープン検出信号Ｓ_{ＯＰＥＮ１}〜Ｓ_{ＯＰＥＮｎ}を受け、オープン保護を実行する。具体的にはオープン保護回路２２は、あるチャンネルｉのオープン検出信号Ｓ_{ＯＰＥＮｉ}がアサートされた後、ある時間τの経過後のタイミングにおいて、そのチャンネルｉを、フィードバックの対象から除外する。たとえばオープン保護回路２２は、チャンネルごとに、フィードバックの対象のときアサート（ハイレベル）、非対象のときにネゲート（ローレベル）されるイネーブル信号ＥＮ_１〜ＥＮ_ｎを生成する。チャンネルｉがフィードバックから除外されるとき、イネーブル信号ＥＮ_ｉはネゲートされる。上述の第ｉチャンネルのスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ３１、ＳＷ４１は、対応するチャンネルのイネーブル信号ＥＮ_ｉに応じて切りかえられる。

オープン保護回路２２によって、オープンが発生したチャンネルのイネーブル信号ＥＮ_ｉをアサートするタイミングは、過電圧検出コンパレータ２０からの信号にもとづいてもよい。駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２によって分圧され、制御ＩＣ１００のＯＶＰ端子に入力される。過電圧検出コンパレータ２０は、ヒステリシスコンパレータであり、分圧された駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ’を、過電圧検出用のしきい値電圧Ｖ_ＯＶＰと比較し、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ’がしきい値電圧Ｖ_ＯＶＰより高いときアサートされる過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰを生成する。しきい値電圧Ｖ_ＯＶＰは、上側しきい値電圧Ｖ_ＯＶＰＨと下側しきい値電圧Ｖ_ＯＶＰＬの２値で変化する。過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰは、パルス変調器１４およびオープン保護回路２２に入力される。パルス変調器１４は、過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰがアサートされる間、パルス変調器１４はスイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭのレベルを固定し、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。

オープン保護回路２２は、過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰがアサートされたタイミングにおいて、オープン検出信号Ｓ_ＯＰＥＮがアサートされたチャンネルのイネーブル信号ＥＮ_ｉをネゲートし、そのチャンネルをフィードバックの対象から除外する。

なおオープン保護回路２２は、過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰによらずに、イネーブル信号ＥＮ_ｉをネゲートするタイミングを決定してもよい。たとえばオープン保護回路２２は、あるチャンネルのオープン検出信号Ｓ_{ＯＰＥＮｉ}が所定時間τ、連続してアサートされるとき、そのチャンネルのイネーブル信号ＥＮ_ｉをネゲートしてもよい。この場合、オープン保護回路２２は、時間τを計測するタイマー回路を含んでもよい。

以上が発光装置３の構成である。続いてその動作を説明する。

図４は、図３の発光装置３の動作を示す第１のタイムチャートである。ここでは説明の簡略化と理解の容易化を目的として、２チャンネルの場合を説明する。また説明の簡略化のため、バースト調光は行っていないものとする。さらに、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０の効果を明確とするために、ひとまず過電圧検出コンパレータ２０の動作を無視するものとする。

期間ｔ０−ｔ１の動作は図２と同様であり、各チャンネルでフィードバックが正常に動作している。この間、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは、Ｖ_ＲＥＦ／Ｋ１＋Ｖ_Ｆに安定化される。

時刻ｔ１に、オープン故障などの何らかの異常が発生し、第２チャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤ２が接地電圧（０Ｖ）にドロップしたとする。これを受けて、オープン検出信号Ｓ_{ＯＰＥＮ２}がアサートされる。期間ｔ１−ｔ２においては、図２と同様に、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが上昇し、スイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比が大きくなる。

その後、時刻ｔ１からある時間τ経過後の時刻ｔ２に、オープン保護回路２２は、イネーブル信号ＥＮ_２をネゲートし、第２チャンネルをフィードバックの対象から除外する。これにより比較信号Ｓ _{ＣＯＭＰ２} がアサートされる。

時刻ｔ２以降、有効な第１チャンネルの検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１が基準電圧Ｖ_ＲＥＦ／Ｋ１と一致するようにフィードバックがかかり、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１が上昇していく。

そして、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１がしきい値電圧Ｖ_ＴＨを超えると、比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ１}がアサートされる。これにより停止信号Ｓ_ＳＴＯＰがアサートされ、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止する。スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止する間、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１および駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは低下し、時刻ｔ４に検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１がしきい値電圧Ｖ_ＴＨより低くなると、比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ１}がネゲートされ、これを受けて停止信号Ｓ_ＳＴＯＰもネゲートされる。

スイッチングが停止する期間ｔ３−ｔ４において、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが低下している。したがって時刻ｔ４にスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが再開するとき、スイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は、図２に比べて小さくなっている。したがって、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１は基準電圧Ｖ_ＲＥＦに応じた電圧Ｖ_ＲＥＦ／Ｋ１に近づいていく。

もし比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が設けられない場合、時刻ｔ３以降、スイッチングトランジスタＭ１が大きなデューティ比でスイッチングされるため、一点鎖線で示されるように、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１および駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは上昇し続ける。これに対して、実施の形態に係る発光装置３によれば、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ程度までしか上昇しない。つまり駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは、Ｖ_ＴＨ＋Ｖ_Ｆ１程度までしか上昇せず、図２に比べて、オーバーシュートを抑制することができる。

続いて、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が、過電圧検出コンパレータ２０とともに駆動電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇を抑制する動作を説明する。

図５は、図３の発光装置３の第２の動作例を示すタイムチャートである。
はじめに、過電圧検出コンパレータ２０のみが動作し、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が動作しない場合（設けられない場合）の問題点を説明する。このときの波形は、一点鎖線で示される。
期間ｔ０−ｔ１の動作は、図４と同様である。時刻ｔ１に第２チャンネルにショート故障が発生し、その直後に第２チャンネルのオープン検出信号Ｓ_{ＯＰＥＮ２}がアサートされる。時刻ｔ１以降、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが高くなり、スイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比が大きくなる。その結果、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴおよび検出電圧ＶＬＥＤ１が上昇する。時刻ｔ２に、検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１がしきい値電圧Ｖ_ＴＨを超えると、第１チャンネルの比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ１}がアサートされる。

時刻ｔ３に、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが上側しきい値電圧Ｖ_ＯＶＰＨまで上昇すると、過電圧検出コンパレータ２０によって過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰがアサートされる。これによってスイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止し、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが低下し始める。時刻ｔ４に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが下側しきい値電圧Ｖ_ＯＶＰＬまで低下すると、過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰがネゲートされ、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが再開する。このとき、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは依然として高いレベルを維持しているため、スイッチングトランジスタＭ１は大きなデューティ比でスイッチングされる。そうすると、一点鎖線で示されるように、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが再び上昇する。
このように、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０が動作しない場合、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが、しきい値電圧Ｖ_ＯＶＰＨとＶ_ＯＶＰＬの間で振動し、その安定性が損なわれる。

続いて、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０を動作させた場合の波形を説明する。
時刻ｔ３に過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰがアサートされると、第２チャンネルのイネーブル信号ＥＮ_２がネゲートされ、第２チャンネルがフィードバック対象から除外される。イネーブル信号ＥＮ_２がネゲートされると、第２チャンネルの比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ２}がアサートされ、停止信号Ｓ_ＳＴＯＰがアサートされる。

停止信号Ｓ_ＳＴＯＰがアサートされる間、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングは停止し、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは低下し続ける。この間、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢも低下し、スイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比も小さくなる。そして、時刻ｔ４に検出電圧Ｖ_ＬＥＤ１がしきい値電圧Ｖ_ＴＨより低くなると、比較信号Ｓ_{ＣＯＭＰ１}がネゲートされ、停止信号Ｓ_ＳＴＯＰもネゲートされる。時刻ｔ４以降、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが再開されるが、このときには、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは十分低くなっており、スイッチングパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比も小さくなっているため、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴは再び上昇せず、元のレベルに収束していく。

このように、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０を、過電圧検出コンパレータ２０と併用することにより、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴの振動を抑制することができる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態では、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０を、オープン検出回路３０およびオープン保護回路２２と組み合わせて利用する場合を説明したが、本発明はそれに限定されず、比較回路４０および電圧変動抑制回路５０のみを設けてもよい。この場合であっても、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴが十分なレベルであるにもかかわらず、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが高いレベルを維持し続ける場合に、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴがさらに上昇するのを防止できる。

実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。

実施の形態では、発光装置３のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。

また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベル、アサート、ネゲートの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電子機器、３…発光装置、４…スイッチング電源、５…ＬＣＤパネル、６…ＬＥＤストリング、８…電流駆動回路、９…ＰＷＭコントローラ、１００…制御ＩＣ、１０２…出力回路、１０…フィードバック回路、１２…誤差増幅器、１４…パルス変調器、１６…ドライバ、Ｐ１…入力端子、Ｐ２…出力端子、ＳＷＯＵＴ…スイッチング端子、２０…過電圧検出コンパレータ、２２…オープン保護回路、２４…オシレータ、２６…ＰＷＭコンパレータ、３０…オープン検出回路、３２…オープン検出コンパレータ、４０…比較回路、４２…コンパレータ、５０…電圧変動抑制回路、５２…ＡＮＤゲート、Ｃ３…位相補償用キャパシタ、Ｒ７…位相補償用抵抗、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ。

Claims (8)

1. それぞれが複数のチャンネルに割り当てられる複数の発光素子を駆動する駆動回路であって、
   前記複数の発光素子の共通に接続された第１端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、
   それぞれが前記複数のチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の第２端子に接続され、対応する発光素子に駆動電流を供給する、複数の電流ドライバと、
   を備え、
   前記スイッチング電源の制御回路は、
   前記複数の電流ドライバそれぞれの両端間の電圧に応じた検出電圧のうち、フィードバックの対象であるチャンネル内で最も低い電圧と所定の基準電圧の誤差に応じたフィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力端に接続された位相補償用のキャパシタと、
   前記フィードバック電圧に応じたデューティ比を有するスイッチングパルス信号を生成するパルス変調器と、
   前記スイッチングパルス信号にもとづき、前記スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、
   それぞれが前記複数のチャンネルごとに設けられ、対応する検出電圧を所定のしきい値電圧と比較し、対応する検出電圧が前記しきい値電圧より高いときアサートされる比較信号を生成する、複数の比較回路と、
   前記複数の比較回路から出力される比較信号のうち、フィードバックの対象であるすべてのチャンネルの比較信号がアサートされるとき、前記スイッチング電源のスイッチング素子の駆動を停止させる電圧変動抑制回路と、
   それぞれが前記複数のチャンネルごとに設けられ、前記比較回路と、前記発光素子の第２端子のそれぞれと、の接続が切断されたことをそれぞれ検出してオープン検出信号をアサートする複数のオープン検出回路と、
   前記オープン検出回路から前記オープン検出信号がアサートされた後、ある時間の経過後に、対応する前記チャンネルの前記検出電圧を前記誤差増幅器へのフィードバック対象から除外するオープン保護回路と、
   を含むことを特徴とする駆動回路。
2. 前記比較回路のそれぞれは、前記オープン検出回路において前記切断を検出した後に、前記対応する発光素子における電圧値に関係なく前記比較信号をアサートすることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記制御回路は、
   前記駆動電圧に応じた電圧を所定の過電圧検出用のしきい値電圧と比較し、前記駆動電圧が当該しきい値電圧より高いときアサートされる過電圧検出信号を生成する、ヒステリシスを有する過電圧検出コンパレータをさらに備え、
   前記オープン保護回路は、前記過電圧検出信号がアサートされると、前記オープン検出信号がアサートされたチャンネルを、フィードバックの対象から除外することを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
4. 前記電圧変動抑制回路は、前記複数の比較回路からの複数の比較信号の論理積を生成する論理ゲートを含み、当該論理ゲートの出力にもとづき、前記スイッチング素子の駆動を停止することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
5. 前記比較回路は、
   対応する発光素子の前記第２端子と接地端子の間に順に直列に設けられた第１抵抗、対応するバースト調光パルスがアサートされる期間オンするトランジスタおよび第２抵抗と、
   前記第２抵抗の両端間の電圧を所定のしきい値電圧と比較し、前記比較信号を生成するコンパレータと、
   を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路。
6. 前記誤差増幅器は、
   前記誤差に応じた電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、
   前記誤差増幅器の出力端子と接地端子の間に、前記位相補償用のキャパシタと直列に設けられた位相補償用の抵抗と、
   を含み、前記誤差増幅器の出力端子に生ずる電圧を、前記フィードバック電圧として出力することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の駆動回路。
7. 複数の発光素子と、
   前記複数の発光素子を駆動する請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする発光装置。
8. 液晶パネルと、
   前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項７に記載の発光装置と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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