KR20110118573A

KR20110118573A - 스위칭 전원의 제어 회로, 제어 방법 및 그들을 이용한 발광 장치 및 전자기기

Info

Publication number: KR20110118573A
Application number: KR1020110037354A
Authority: KR
Inventors: 다이스케 우치모토; 나오키 이노우에; 요즈 이마무라
Original assignee: 로무 가부시키가이샤
Priority date: 2010-04-23
Filing date: 2011-04-21
Publication date: 2011-10-31
Also published as: JP5523917B2; US20110273104A1; TWI544832B; TW201215221A; CN102238779A; JP2011233261A; KR101773614B1; CN102238779B; US8569975B2

Abstract

(과제)
PWM 구동할 때에 출력전압을 안정화 가능한 제어 회로를 제공한다.
(해결 수단)
제어 IC(100)는, 간헐 구동되는 LED 스트링(6)의 일단에 구동 전압 Vout를 공급하는 스위칭 전원(4)를 제어한다. 샘플 홀드 회로(30)는, 점등 기간에 있어서의 구동 전압 Vout에 따른 검출 전압 Vs를 샘플링하고, 소등 기간 동안 홀드한다. 펄스 변조기(19)는, 소등 기간에 있어서, 검출 전압 Vs가, 샘플 홀드 회로(30)로부터 출력되는 홀드 검출 전압 VsH와 일치하도록 듀티비가 조절되는 펄스 신호 Spwm를 생성한다. 드라이버(28)는, 펄스 신호 Spwm에 의거해, 스위칭 트랜지스터(M1)를 구동한다.

Description

스위칭 전원의 제어 회로, 제어 방법 및 그들을 이용한 발광 장치 및 전자기기{CONTROL CIRCUIT AND CONTROL METHOD OF SWITCHING POWER SUPPLY AND LIGHT EMITTING APPARATUS AND ELECTRONIC DEVICE USING THE SAME}

본 발명은, 발광 장치에 관한 것이다.

근년, 액정 패널의 백 라이트나 조명 기기로서, LED(발광 다이오드)를 비롯하여 발광소자를 이용한 발광 장치가 이용된다. 도 1은, 비교 기술에 따른 발광 장치의 구성예를 나타내는 회로도이다. 발광 장치(1003)는, 복수의 LED 스트링(1006＿1∼1006＿n)과, 스위칭 전원(1004)과, 전류 구동 회로(1008)를 구비한다.

각 LED 스트링(1006)은, 직렬로 접속된 복수의 LED를 포함한다. 스위칭 전원(1004)은, 입력 전압 Vin를 승압하여 LED 스트링(1006＿1∼1006＿n)의 일단에 구동 전압 Vout를 공급한다.

전류 구동 회로(1008)는, LED 스트링(1006＿1∼1006＿n)마다 설치된 전류원(CS₁∼CS_n)을 구비한다. 각 전류원(CS)은, 대응하는 LED 스트링(1006)에, 목표 휘도에 따른 구동 전류 I_LED를 공급한다.

　스위칭 전원(1004)은, 출력 회로(1102)와, 제어 IC(1100)를 구비한다. 출력 회로(1102)는, 인덕터(L1), 스위칭 트랜지스터(M1), 정류 다이오드(D1), 출력 커패시터(C1)를 포함한다. 제어 IC(1100)는, 스위칭 트랜지스터(M1)의 온, 오프의 듀티비를 제어함으로써, 구동 전압 Vout를 조절한다.

특허 문헌 1 : 일본국 특허 공개 2008－186668호 공보

이러한 발광 장치(1003)에 있어서, LED 스트링(1006)의 휘도를 조절하기 위해서, 구동 전류 ILED를 PWM(Pulse Width Modulation) 제어하는 경우가 있다. 구체적으로는, 전류 구동 회로(1008)의 PWM 콘트롤러(1009)는, 휘도에 따른 듀티비를 가지는 펄스 신호 PWM1∼PWMn를 생성하고, 각각에 대응하는 전류원(CS1∼CSn)을 스위칭 제어한다. 이러한 제어를, 버스트 조광, 버스트 제어라고도 한다.

　스위칭 전원(1004)의 부하 전류(출력 전류) Iout는, LED 전류의 합계이다. LED 스트링(1006)을 PWM 구동하면, 부하 전류 Iout가 스위칭하게 되기 때문에, 출력전압 Vout가 변동한다. 출력전압 Vout의 변동은, LED 스트링(1006)의 휘도를 불안정하게 하는 요인이 되고, 액정 패널의 백 라이트나 조명 장치에 있어서는, 깜박거림의 요인이 되기 때문에 바람직하지 않다.

　본 발명은 이러한 과제를 감안하여 이루어진 것으로서, 그 한 양태의 예시적인 목적의 하나는, PWM 구동할 때에 출력전압을 안정화 가능한 제어 회로의 제공에 있다.

본 발명의 한 양태는, 간헐 구동되는 발광소자의 일단에 구동 전압을 공급하는 스위칭 전원의 제어 회로에 관한 것이다. 제어 회로는, 발광소자의 점등 기간 동안 구동 전압에 따른 검출 전압을 샘플링하고, 발광소자의 소등 기간의 사이 홀드하는 샘플 홀드 회로와, 발광소자의 소등 기간에 있어서, 검출 전압이 샘플 홀드 회로로부터 출력되는 홀드 검출 전압과 일치하도록 듀티비가 조절되는 펄스 신호를 생성하는 펄스 변조기와, 펄스 신호에 의거해 스위칭 전원의 스위칭 소자를 구동하는 드라이버를 구비한다.

이 양태에 의하면, 발광소자를 점등 상태와 소등 상태로 스위칭시킨 경우에도, 스위칭 전원의 출력전압을 적절한 레벨로 유지할 수 있다.

샘플 홀드 회로는, 점등 기간에 있어서 일단의 전위가 고정되는 커패시터와, 검출 전압에 따른 전압을 생성하는 버퍼와, 커패시터의 타단과 버퍼의 출력 단자의 사이에 설치되고, 발광소자의 점등 기간에 온이 되고, 소등 기간에 오프가 되는 스위치를 포함하고, 커패시터에 발생하는 전압을 홀드 검출 전압으로서 출력해도 된다.

펄스 변조기는, 발광소자의 점등 기간에 있어서, 발광소자의 타단에 발생하는 전압이 소정의 기준 전압과 일치하도록 펄스 신호의 듀티비를 조절해도 된다.

제어 회로는, 제1 입력 단자에 발광소자의 타단의 전압이 입력되고, 제2 입력 단자에 검출 전압이 입력되고, 제3 입력 단자에 점등 기간에 있어서 기준 전압이, 소등 기간에 있어서 홀드 검출 전압이 선택적으로 입력되고, 점등 기간에 있어서 발광소자의 타단의 전압과 기준 전압의 오차에 따른 오차 신호를 출력하고, 소등 기간에 있어서 검출 전압과 홀드 검출 전압의 오차에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와, 점등 기간에 있어서, 오차 신호에 따른 듀티비를 가지는 펄스 신호를 생성하는 펄스폭 변조기와, 소등 기간에 있어서, 오차 신호에 따른 듀티비를 가지는 펄스 신호를 생성하는 펄스 주파수 변조기를 포함해도 된다.

본 발명의 다른 양태는, 발광 장치이다. 이 발광 장치는, 발광소자와 발광소자의 일단에 구동 전압을 공급하는 스위칭 전원과, 발광소자의 타단에 접속되고, 목표 휘도에 따른 간헐적인 구동 전류를 공급하는 전류 구동 회로를 구비한다. 스위칭 전원은, 스위칭 소자를 포함하는 출력 회로와, 스위칭 소자를 구동하는 상술한 어느 하나의 양태의 제어 회로를 포함한다.

또한 본 발명의 다른 양태도 또, 발광 장치이다. 이 발광 장치는, 복수의 발광소자와, 복수의 발광소자 각각의 일단에 독립한 구동 전압을 공급하는 스위칭 전원과, 복수의 발광소자 각각에, 목표 휘도에 따른 간헐적인 구동 전류를 공급하는 전류 구동 회로를 구비한다. 스위칭 전원은, 스위칭 소자를 포함하는 출력 회로와, 스위칭 소자를 구동하는 상술한 어느 하나의 양태의 제어 회로를 포함한다. 출력 회로는, 입력 전압이 인가되는 입력 단자와, 복수의 발광소자 마다의 구동 전압을 출력하기 위한 복수의 출력 단자와, 입력 단자와 고정 전압 단자의 사이에 순서대로 직렬로 접속된 인덕터 및 스위칭 소자와 복수의 출력 단자마다 설치되고, 각각의 일단이 대응하는 출력 단자에 접속되고, 각각의 타단이 인덕터와 스위칭 소자와의 접속점과 접속된 복수의 정류 소자와, 복수의 출력 단자마다 설치되고, 각각이 대응하는 출력 단자와 고정 전압 단자의 사이에 설치된 복수의 출력 커패시터와를 포함한다.

이 양태에 의하면, 복수의 발광소자의 점등 기간을 시간적으로 쉬프트하는 경우에, 복수의 발광소자가 동시 발광하는 기간에 스위칭 전원의 출력전압이 큰 폭으로 저하하는 것을 방지할 수 있어, 휘도의 변동을 억제할 수 있다.

또한 본 발명의 다른 형태는, 전자기기이다. 이 전자기기는, 액정 패널과, 액정 패널의 백 라이트로서 설치된 상술한 어느 하나의 양태의 발광 장치를 구비한다.

또한, 이상의 구성요소의 임의의 조합이나 본 발명의 구성요소나 표현을, 방법, 장치, 시스템 등의 사이에서 서로 치환한 것도 또한, 본 발명의 양태로서 유효하다.

본 발명의 어느 양태에 의하면, 출력전압의 변동을 억제할 수 있다.

도 1은　비교 기술에 따른 발광 장치의 구성예를 나타내는 회로도이다.
도 2는　실시형태에 따른 스위칭 전원을 구비하는 전자기기의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 3은　도 2의 발광 장치의 동작을 나타내는 파형도이다.
도 4(a), (b)는, 비교 기술에 따른 제어 IC의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 5는　변형예에 따른 스위칭 전원의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 6(a), (b)는 각각, 도 5의 스위칭 전원 및 도 2의 스위칭 전원의 동작을 나타내는 파형도이다.

이하, 본 발명을 적절한 실시형태를 기초로 도면을 참조하면서 설명한다. 각 도면에 나타나는 동일 또는 동등의 구성요소, 부재, 처리에는, 동일한 부호를 다는 것으로 하고, 적절하게 중복된 설명은 생략한다. 또, 실시형태는, 발명을 한정하는 것은 아니며 예시로서, 실시형태에 기술되는 모든 특징이나 그 조합은, 반드시 발명의 본질적인 것이라고는 할 수 없다.

본 명세서에서, 「부재 A가, 부재 B와 접속된 상태」란, 부재 A와 부재 B가 물리적으로 직접적으로 접속되는 경우 외에, 부재 A와 부재 B가, 전기적인 접속 상태에 영향을 미치지 않는 다른 부재를 통해 간접적으로 접속되는 경우도 포함한다.

동일하게, 「부재 C가, 부재 A와 부재 B의 사이에 설치된 상태」란, 부재 A와 부재 C, 혹은 부재 B와 부재 C가 직접적으로 접속되는 경우 외에, 전기적인 접속 상태에 영향을 미치지 않는 다른 부재를 통해 간접적으로 접속되는 경우도 포함한다.

도 2는, 실시형태에 따른 스위칭 전원을 구비하는 전자기기의 구성을 나타내는 회로도이다.

전자기기(2)는, 휴대용 컴퓨터, 디지털 카메라, 디지털 비디오 카메라, 휴대전화 단말, PDA(Personal Digital Assistant) 등의 전지 구동형의 기기이며, 발광 장치(3)와 LCD(Liquid Crystal Display) 패널(5)을 구비한다. 발광 장치(3)는 LCD 패널(5)의 백 라이트로서 설치된다.

발광 장치(3)는, 발광소자인 LED 스트링(6＿1∼6＿n)과, 전류 구동 회로(8)와, 스위칭 전원(4)을 구비한다.

각 LED 스트링(6)은, 직렬로 접속된 복수의 LED를 포함한다. 스위칭 전원(4)은, 승압형의 DC/DC컨버터이며, 입력 단자(P1)에 입력된 입력 전압(예를 들어 전지 전압) Vin를 승압하고, 출력 단자(P2)로부터 출력전압(구동 전압) Vout를 출력한다. 복수의 LED 스트링(6＿1∼6＿n) 각각의 일단(애노드)은, 출력 단자(P2)에 공통으로 접속된다.

스위칭 전원(4)은, 제어 IC(100) 및 출력 회로(102)를 구비한다. 출력 회로(102)는, 인덕터(L1), 정류 다이오드(D1), 스위칭 트랜지스터(M1), 출력 커패시터(C1)를 포함한다. 출력 회로(102)의 토폴러지는 일반적이므로, 설명을 생략한다.

제어 IC(100)의 스위칭 단자(P4)는, 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트와 접속된다. 제어 IC(100)는, LED 스트링(6)의 점등에 필요한 출력전압 Vout가 얻어지도록, 피드백에 의해 스위칭 트랜지스터(M1)의 온, 오프의 듀티비를 조절한다. 또한 스위칭 트랜지스터(M1)는 제어 IC(100)에 내장되어도 된다.

저항 R1, R2는, 출력전압 Vout를 분압함으로써, 이에 따른 피드백 전압 Vout＇를 생성한다. 피드백 전압 Vout＇는 피드백 단자(P3)(OVP 단자)에 입력된다. 도시하지 않은 과전압 보호(Over Voltage Protection) 회로(도시하지 않음)는, 피드백 전압 Vout＇가 역치를 넘으면, 과전압 보호를 행한다.

전류 구동 회로(8)는, 복수의 LED 스트링(6＿1∼6＿n)의 타단(음극)과 접속된다. 전류 구동 회로(8)는, LED 스트링(6＿1∼6＿n) 각각에, 목표 휘도에 따른 간헐적인 구동 전류(I_LED1∼I_LEDn)를 공급한다. 구체적으로는 전류 구동 회로(8)는, LED 스트링(6＿1∼6＿n) 마다 설치된 복수의 전류원(CS₁∼CS_n)과_, PWM 콘트롤러(9)를 구비한다. i번째의 전류원 CS_i는, 대응하는 i번째의 LED 스트링 6＿i의 캐소드와 접속되어 있다. 전류원 CS_i는, PWM 콘트롤러(9)로부터 출력되는 제어 신호 PWM_i에 따라, 구동 전류 I_LEDi를 출력하는 동작(액티브) 상태와, 구동 전류 I_LEDi를 정지하는 정지상태가 전환 가능하게 구성된다. PWM 콘트롤러(9)는, 목표 휘도에 따른 듀티비를 가지는 제어 신호 PWM_i∼PWM_n를 생성하여, 전류원 CS₁∼CS_n에 출력한다. 제어 신호 PWM_i가 어서트(예를 들어 하이레벨) 되는 기간(점등 기간 T_ON), 대응하는 전류원 CS_i는 동작 상태 φ_ON가 되어, LED 스트링 6＿i는 점등한다. 제어 신호 PWM_i가 니게이트(예를 들어 로우 레벨) 되는 기간(소등 기간 T_OFF), 대응하는 전류원 CS_i는 정지상태 φ_OFF가 되어, LED 스트링 6＿i는 소등한다. 점등 기간 T_ON와 소등 기간 T_OFF의 시간 비율을 제어함으로써, LED 스트링 6＿i에 흐르는 구동 전류 I_LED의 실효가(시간 평균치)가 제어되어, 휘도를 조절할 수 있다.

제어 IC(100)와 전류 구동 회로(8)는, 도 2와 같이 다른 팁에 집적화된다. 이들은, 단일의 패키지(모듈)를 구성해도 되고, 다른 패키지를 구성해도 된다. 혹은, 제어 IC(100)와 전류 구동 회로(8)를 단일의 팁에 집적화해도 된다.

이상이 발광 장치(3) 전체의 구성이다. 이어서 제어 IC(100)의 구성을 설명한다. 제어 IC(100)는, LED 스트링(6＿1∼6＿n)마다 설치된 LED 단자(LED₁∼LED_n)를 구비한다. 각 LED 단자 LED_i는, 대응하는 LED 스트링 6＿i의 캐소드 단자와 접속된다. 또한, LED 스트링은 복수일 필요는 없고, 1개이어도 된다.

제어 IC(100)는, 주로 펄스 변조기(19), 드라이버(28), 샘플 홀드 회로(30), 저항 R3, R4를 구비한다. 저항 R3, R4는, 피드백 단자(P3)에 입력된 출력전압 Vout를 분압하여, 이에 따른 검출 전압 Vs를 생성한다.

샘플 홀드 회로(30)는, LED 스트링(6)의 점등 기간 T_ON에 있어서의 구동 전압 Vout에 따른 검출 전압 Vs를 샘플링하고, LED 스트링(6)의 소등 기간 T_OFF 동안, 홀드한다. 샘플 홀드 회로(30)는, 홀드한 검출 전압(홀드 검출 전압이라고 한다) VsH를 출력한다.

도 2의 샘플 홀드 회로(30)는 소등 기간 T_OFF에 있어서, 점등 기간 T_ON에 있어서의 검출 전압 Vs보다도 조금 높은, 구체적으로는 5% 정도 높은 홀드 검출 전압 VsH를 출력한다.

샘플 홀드 회로(30)는, 버퍼(32), 스위치(SW1), 커패시터(C2)를 구비한다. 버퍼(32)는, 검출 전압 Vs에 따른 전압 Vs＇를 생성한다. 버퍼(32)는, 연산 증폭기(OA1), 트랜지스터 M2, 저항 R5, R6, 트랜지스터 M3를 포함한다. 트랜지스터 M2, 저항 R5, R6는, 전원 단자와 접지 단자의 사이에 순서대로 직렬로 접속된다. 연산 증폭기(OA1)의 비반전 입력 단자에는 검출 전압 Vs가 입력되고, 이 반전 입력 단자는, 버퍼(32)의 출력 단자인 트랜지스터 M2와 저항 R5의 접속점과 접속된다. 버퍼(32)는, 검출 전압 Vs와 동일한 전압 Vs＇를 출력한다.

트랜지스터 M3는, 저항 R6와 병렬로 설치된다. 트랜지스터 M3의 제어 단자(게이트)에는, LED 스트링(6)의 점등 기간, 소등 기간을 제어하기 위한 제어 신호 PWM가 입력되어 있으며, 트랜지스터 M3는 점등 기간 T_ON에 있어서 온이 되고, 소등 기간 T_OFF에 대해 오프가 된다.

커패시터(C2)의 일단은, 저항 R5와 R6의 접속점과 접속된다. 점등 기간 T_ON에 있어서 트랜지스터 M3가 온이 되면, 커패시터(C2)의 일단은 접지되어, 그 전위가 고정된다.

스위치(SW1)는, 커패시터(C2)의 타단과 버퍼(32)의 출력 단자의 사이에 설치되고, 제어 신호 PWM와 동기하여 온, 오프가 제어된다. 구체적으로는 스위치(SW1)는 점등 기간 T_ON에 있어서 온이 되고, 소등 기간 T_OFF에 있어서 오프가 된다.

점등 기간 T_ON에 스위치 SW1가 온, 트랜지스터 M3가 온이 되면, 커패시터(C2)의 일단에 검출 전압 Vs＇(=Vs)가 인가되어, 타단이 접지된다. 그 결과, 커패시터(C2)의 양단간의 전압 V_C2는, 검출 전압 Vs＇와 동일해진다. 이어서 소등 기간 T_OFF에 스위치 SW1가 오프, 트랜지스터 M3가 오프가 되면, 홀드 검출 전압 VsH는, 식(1)로 표시된다.

　VsH=V_C2＋V_R6　　…(1)

　여기서 V_R6=Vs×R6/(R5＋R6)가 성립되므로, 홀드 검출 전압 VsH는 식(1a)로 주어진다.

　VsH=Vs＋Vs×R6/(R5＋R6)

　　　　=(1＋R6/(R5＋R6))×Vs　　…(1a)

R6/R5＋R6=0.05를 만족시키도록 저항값을 결정함으로써, 검출 전압 Vs보다도 5% 높은 홀드 검출 전압 VsH를 생성할 수 있다.

펄스 변조기(19)는, LED 스트링(6)의 소등 기간 T_OFF에 있어서, 검출 전압 Vs가, 샘플 홀드 회로(30)로부터 출력되는 홀드 검출 전압 VsH와 일치하도록 듀티비가 조절되는 펄스 변조 신호 S_MOD를 생성한다.

펄스 변조기(19)는, LED 스트링(6)의 점등 기간 T_ON에 있어서, LED 스트링(6)의 캐소드 단자에 발생하는 전압(LED 단자전압) V_LED1∼V_LEDn 중, 가장 낮은 하나가 소정의 기준 전압 Vref와 일치하도록, 펄스 신호 S_MOD의 듀티비를 조절한다.

펄스 변조기(19)는, 오차 증폭기(22), 펄스폭 변조기(20), 펄스 주파수 변조기(27), 스위치 SW4를 구비한다.

오차 증폭기(22)는, 복수의 반전 입력 단자(－)와, 하나의 비반전 입력 단자(＋)를 가진다. 복수의 반전 입력 단자(제1 입력 단자)에는 각각, LED 단자전압 V_LED1∼V_LEDn가 입력된다. 다른 반전 입력 단자(제2 입력 단자)에는, 검출 전압 Vs가 입력된다.

오차 증폭기(22)의 비반전 입력 단자(제3 입력 단자)에는, 점등 기간 T_ON에 있어서 기준 전압 Vref가 입력되고, 소등 기간 T_OFF에 있어서 홀드 검출 전압 VsH가 선택적으로 입력된다. 스위치 SW2는, 기준 전압 Vref와 홀드 검출 전압 VsH를 받아, 제어 신호 PWM가 하이레벨(점등 기간 T_ON)일 때 기준 전압 Vref를 선택하고, 로우 레벨(소등 기간 T_OFF)일 때 홀드 검출 신호 VsH를 출력한다.

오차 증폭기(22)는, 복수의 반전 입력 단자의 전압 중 가장 낮은 하나와, 비반전 입력 단자의 전압의 오차에 따른 오차 신호 Verr를 생성한다. 오차 증폭기(22)의 출력 단자와 접지 단자의 사이에는, 위상 보상용의 저항 R7 및 커패시터 C3가 직렬로 설치된다. 저항 R7 및 커패시터 C3는, 제어 IC(100)의 FB단자에 외측 부착된다.

스위치 SW3는, 고정 전압 Vdd와 검출 전압 Vs를 받아, 점등 기간 T_ON에 있어서 전자를, 소등 기간 T_OFF에 있어서 후자를 출력한다. 고정 전압 Vdd는, 점등 기간 T_ON에 있어서 복수의 LED 단자전압(V_LED1∼V_LEDn)이 취할 수 있는 전압보다도 높게 설정된다. 예를 들어 고정 전압 Vdd는 전원 전압이다.

이와 같이 고정 전압 Vdd를 결정함으로써, 점등 기간 T_ON에 있어서 LED 단자전압 V_LED1∼V_LEDn에 의거하는 피드백 제어가 가능해진다. 즉 오차 증폭기(22)는, 점등 기간 T_ON에 있어서 LED 단자전압 V_LED 중 가장 낮은 전압과 기준 전압 Vref의 오차에 따른 오차 신호 Verr를 출력하고, 소등 기간 T_OFF에 있어서 검출 전압 Vs와 홀드 검출 전압 VsH의 오차에 따른 오차 신호 Verr를 출력할 수 있다.

스위칭 전원(4)의 제어 방식으로서는, 펄스폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)가 이용된다. PWM는 부하 응답성이 높고, PFM는 경부하 상태에서의 효율이 높다. 여기서 펄스 변조기(19)는, 부하가 비교적 무거운 점등 기간 T_ON에 있어서 펄스폭 변조에 의해, 경부하 상태인 소등 기간 T_OFF에 있어서 펄스 주파수 변조에 의해, 펄스 신호 S_MOD를 생성한다. 이에 의해 중부하시의 부하 응답성과 경부하시의 효율을 양립할 수 있다.

스위치 SW4의 입력 단자에는, 오차 증폭기(22)의 출력 신호 Verr가 입력된다. 스위치 SW4는, 점등 기간 T_ON에 있어서 펄스폭 변조기(20)측으로 온이 되고, 소등 기간 T_OFF에 있어서 펄스 주파수 변조기(27)측으로 온이 된다.

펄스폭 변조기(20)는, 점등 기간 T_ON에 있어서 액티브가 되어, 오차 신호 Verr에 따른 듀티비를 가지는 펄스 신호 Spwm를 생성한다. 예를 들어 펄스폭 변조기(20)는, 오실레이터(24) 및 PWM 콤퍼레이터(26)를 포함한다. 오실레이터(24)는, 삼각파 혹은 톱니파의 주기 전압 Vosc를 생성한다. 스위치 SW4가 펄스폭 변조기(20) 측으로 온이 되면, FB단자에는 LED 단자전압 V_LED와 기준 전압 Vref의 오차에 따른 피드백 전압 V_FB가 발생한다. PWM 콤퍼레이터(26)는 피드백 전압 V_FB를 주기 전압 Vosc와 비교하여, 비교 결과에 따른 레벨을 가지는 PWM 신호 Spwm를 생성한다.

펄스 주파수 변조기(27)는, 소등 기간 T_OFF에 있어서 액티브가 된다. 펄스 주파수 변조기(27)는 공지의 것을 이용하면 된다. 스위치 SW4가 펄스 주파수 변조기(27)측으로 온이 되면, 오차 증폭기(22)의 출력 단자가 저항 R7 및 커패시터 C3로 분리된다. 그 결과, 오차 증폭기(22)는 전압 콤퍼레이터와 같이 동작하게 되고, 오차 신호 Verr는, 검출 전압 Vs가 홀드 검출 전압 VsH와 크로스하는 타이밍에서 엣지를 가진다. 펄스 주파수 변조기(27)는, 오차 신호 Verr의 엣지를 계기로 해서 소정 기간(최소 온 기간), 하이레벨이 되는 PFM 신호 Spfm를 생성한다. 최소 온 기간 동안, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온이 되면, 출력전압 Vout가 조금 상승한다. 그 후, 스위칭 트랜지스터(M1)의 오프가 지속하여 출력전압 Vout가 저하하고, 머지않아 검출 전압 Vs가 홀드 검출 전압 VsH까지 저하하면, 오차 신호 Verr의 엣지가 다시 발생하여, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온이 된다. PFM 제어에서는 이 동작이 반복된다.

또한, 소등 기간 T_OFF에 있어서 스위치 SW4가 펄스 주파수 변조기(27)측으로 온이 된 상태에서는, FB단자가 하이 임피던스가 되기 때문에, FB단자에 발생하는 피드백 전압 V_FB는 유지되는 것에 유의해야 한다. 이에 의해, 소등 기간 T_OFF로부터 점등 기간 T_ON로 되돌아왔을 때에, 피드백 전압 V_FB가 불연속이 되는 것을 방지할 수 있다.

펄스 변조기(19)는, 점등 기간 T_ON에 있어서 PWM 신호 Spwm를, 소등 기간 T_OFF에 있어서 PFM 신호 Spfm를, 펄스 신호 S_MOD로 해서 출력한다. 드라이버(28)는, 펄스 신호 S_MOD에 의거해, 스위칭 트랜지스터(M1)를 구동한다.

이상이 제어 IC(100)의 구성이다.

이어서 발광 장치(3)의 동작을 설명한다. 도 3은, 도 2의 발광 장치(3)의 동작을 나타내는 파형도이다. 도 3은 위에서부터 순서대로, 제어 신호 PWM, 피드백 전압 V_FB(실선), 출력전압 Vout(실선), 구동 전류 I_LED(실선)를 나타낸다. 본 명세서에서의 파형도나 타임 차트의 종축 및 횡축은, 용이한 이해를 위해서 적절하게 확대, 축소한 것이며, 또 나타나는 각 파형도, 용이한 이해를 위해서 간략화되어 있다.

시각 t0 이전, 제어 신호 PWM는 하이레벨이며, 점등 기간 T_ON이다. 이 기간, 각 LED 스트링(6＿1∼6＿n)에는 구동 전류(I_LED1∼I_LEDn)가 공급된다. 각 LED 스트링 6＿1∼6＿n의 전압강하를 Vf₁∼Vf_n로 할 때, LED 단자전압 V_LED1∼V_LEDn는 각각, (Vout－Vf1)∼(Vout－Vfn)로 주어진다. 즉 전압강하 Vf가 큰 채널일수록, LED 단자전압 VLED는 낮아진다.

점등 기간 T_ON 동안, 복수의 LED 단자 중 가장 낮은 전압 V_LED가 기준 전압 Vref와 일치하도록 출력전압 Vout가 유지된다. 또 이 때, 샘플 홀드 회로(30)에 의해, 점등 기간 T_ON에 있어서의 검출 전압 Vs보다도 조금 높은 홀드 검출 전압 VsH가 생성된다.

시각 t0에 제어 신호 PWM가 로우 레벨로 천이하고, 소등 기간 T_OFF로 전환된다. 그러면 구동 전류 I_LED가 제로가 되고, 각 채널의 LED 스트링(6＿1∼6＿n)의 전압 강하가 제로가 되고, LED 단자전압 V_LED는 출력전압 Vout 부근까지 상승한다.

소등 기간 T_OFF에 있어서, 검출 전압 Vs가 홀드 검출 전압 VsH와 동일해지도록, 출력전압 Vout가 피드백 제어된다. 즉, 소등 기간 T_OFF에 있어서의 출력전압 Vout(Vs)는, 직전의 점등 기간 T_ON에 있어서의 출력전압 Vout(Vs)보다도 조금 높은 레벨로 유지된다.

또 소등 기간 T_OFF에 있어서, FB단자는 오차 증폭기(22)로 분리되기 때문에, 피드백 전압 V_FB는 점등 기간 T_ON와 거의 같은 전압 레벨을 계속 유지한다.

시각 t1에 제어 신호 PWM가 하이레벨로 천이하고, 점등 기간 T_ON으로 전환된다. 이 때 출력전압 Vout는 충분히 높은 전압으로 유지되고 있으므로, 즉시 LED 스트링(6)에 구동 전류 I_LED가 흘러, 단기간에 발광시킬 수 있다.

시각 t1에 스위치 SW4가 펄스폭 변조기(20)측으로 접속되면, 오차 증폭기(22) 및 펄스폭 변조기(20)를 포함하는 경로에서 피드백 제어가 재개한다. 이 때, FB단자의 전압 V_FB는, 전회의 점등 기간에 있어서의 전압 레벨로 유지되고 있기 때문에, 출력전압 Vout를 단시간에 원래의 전압 레벨로 되돌릴 수 있다.

이상이 발광 장치(3)의 동작이다. 발광 장치(3)의 이점은, 비교 기술과의 대비에 의해 한층 더 명확하게 된다. 도 4(a), (b)는, 비교 기술에 따른 제어 IC(1100a, 1100b)의 구성을 나타내는 회로도이다.

도 4(a)의 제어 IC(1100a)에 있어서, 스위치 SW10a, SW10b는 점등 기간 T_ON에 온이 되고, 소등 기간 T_OFF에 오프가 된다. 따라서 점등 기간 T_ON에 있어서 LED 단자전압 V_LED1∼V_LEDn 중, 가장 낮은 전압이 기준 전압 Vref와 일치하도록 펄스 신호 Spwm의 듀티비가 조절된다. 소등 기간 T_OFF에 있어서, 스위치 SW10a, SW10b가 오프가 되면 피드백 경로가 차단되어, 스위칭 트랜지스터(M1)의 제어가 정지한다. 그 결과, 출력전압 Vout는 자연 방전에 의해 완만하게 저하한다.

소등 기간 T_OFF에 있어서 스위치 SW10a, SW10b가 오프가 되면 FB단자가 하이 임피던스가 되어, 피드백 전압 VFB가 일정하게 유지된다. 다음에 점등 기간 T_ON로 전환되면, 유지된 피드백 전압 V_FB를 시점으로 해서 스위칭 트랜지스터(M1)의 듀티비의 제어가 재개하여, 자연 방전에 의해 저하한 출력전압 Vout가 원래의 전압 레벨까지 되돌려진다.

이와 같이, 도 4(a)의 제어 IC(1100a)에서는, 소등 기간 T_OFF에 있어서 피드백 제어가 정지하기 때문에, 출력전압 Vout가 자연 방전에 의해 저하한다. 따라서 소등 시간 T_OFF가 길어지면, 출력전압 Vout가 현저하게 저하하고, 다음의 점등 기간 T_ON에 있어서 출력전압 Vout를 원래의 레벨로 되돌리는데 시간이 걸려, LED 스트링(6)의 재점등에 장시간을 필요로 하는 문제가 있다.

도 4(b)의 제어 IC(1100b)는, 점등 기간 T_ON에 있어서 LED 단자전압 V_LED1∼V_LEDn 중 가장 낮은 전압이 기준 전압 Vref와 일치하도록, 소등 기간 T_OFF에 있어서 출력전압 Vout에 따른 검출 전압 Vs가 기준 전압 Vref와 일치하도록 펄스 신호 Spwm의 듀티비가 조절된다.

어느 소등 기간 T_OFF에 있어서, 출력전압 Vout를 분압한 검출 전압 Vs가, 기준 전압 Vref와 일치하도록 피드백이 걸린다. 이 때의 출력전압 Vout의 전압 레벨을 Vout1로 한다.

다음의 점등 기간 T_ON에 있어서, LED 단자전압 V_LED1가 기준 전압 Vref와 일치하도록 피드백이 걸린다고 하면, 출력전압 Vout의 목표치 Vout2는,

Vout2=Vref＋Vf₁

가 된다. 여기서 Vf₁는 LED 스트링 6＿1에 구동 전류 I_LED1가 흐를 때의 전압 강하이다.

즉, 소등 기간 T_OFF에 있어서의 출력전압 Vout의 레벨 Vout1와, 점등 기간 T_ON에 있어서의 목표 전압 Vout2가 괴리하고 있으면, 출력전압 Vout가 LED 스트링(6)을 점등시키는데 필요한 전압 레벨에 이를 때까지의 시간이 길어져, LED 스트링(6)의 재점등에 장시간을 필요로 한다고 하는 문제가 있다.

도 3의 파형에 나타낸 바와 같이, 도 2의 발광 장치(3)에 의하면, 점등 기간 T_ON 및 소등 기간 T_OFF에 있어서, 출력전압 Vout를 최적의 전압 레벨로 유지할 수 있어, 그 변동을 억제할 수 있다. 이에 의해, LED 스트링(6)이 점등하는데 필요로 하는 시간을 짧게 할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

또 도 2의 제어 IC(100)는, 점등 기간 T_ON에 있어서의 검출 전압 Vs보다도 조금 높은 홀드 검출 전압 VsH를 생성한다. 따라서, 어느 점등 기간에 있어서의 전압 강하 Vf가, 전회의 점등 기간에 있어서의 전압 강하 Vf보다도 커진 경우, 환언하면 구동 전류 I_LED가 큰 레벨로 전환된 경우에도, LED 스트링(6)에는 충분히 높은 출력전압 Vout가 공급되고 있기 때문에, 단시간에 발광시킬 수 있다.

한편, 점등 기간 T_ON에 있어서의 검출 전압 Vs보다도 조금 높은 홀드 검출 전압 VsH를 생성함으로써, 이하의 문제가 발생하는 경우가 있다. 소등 기간 T_OFF에 있어서 출력전압 Vout가 점등 시간 T_ON보다도 높게 유지되면, 다음의 점등 기간 T_ON로 천이한 직후에, 출력전압 Vout가 일단 언더슛할 우려가 있다. 도 3에는 이 양태가 나타난다. 출력전압 Vout의 언더슛은, 구동 전류 I_LED의 변동을 일으키기 때문에, 휘도가 조금 변동한다. 용도에 따라서는, 이 휘도의 변동이 바람직하지 않은 경우도 있을 것이다.

이 경우, 도 2의 회로와는 반대로, 점등 기간 T_ON에 있어서의 검출 전압 Vs보다도 조금 낮은 홀드 검출 전압 VsH를 생성하면 된다. 당업자이면 도 2에 의거하여, 이러한 홀드 검출 전압 VsH를 생성 가능한 샘플 홀드 회로(30)를 설계할 수 있다. 일례를 나타내면 트랜지스터 M3를 생략하고, 저항 R6를 단락함과 더불어, 연산 증폭기(OA1)의 반전 입력 단자와 트랜지스터 M2의 소스의 사이에, 저항 R8를 삽입하면 된다. 이 경우, 홀드 검출 전압 VsH는,

VsH=Vs×R5/(R5＋R8)

으로 부여된다.

이 때의 파형은 도 3에 일점쇄선으로 표시된다. 구동 전류 I_LED가 목표 레벨에 도달할 때까지의 시간은 조금 길어지나, 리플이 억제되므로, 깜박거림을 방지할 수 있다. 또한, 이 경우에도, 도 4(a), (b)의 구성에 비해 짧은 시간으로, LED 스트링(6)을 발광시킬 수 있다.

점등 기간 T_ON에 있어서의 검출 전압 Vs와 동일한 홀드 검출 전압 VsH를 생성하면, 실선과 일점쇄선의 중간적 특성을 얻을 수 있다. 이 경우의 버퍼(32)는, 이른바 전압 팔로워 회로로 구성해도 된다.

즉, 홀드 검출 전압 VsH의 전압 레벨을 최적화함으로써, 발광 장치(3)의 어플리케이션에 최적인 파형을 얻을 수 있다.

이어서, 출력전압 Vout의 변동을 억제하기 위한 다른 기술을 설명한다.

도 2의 발광 장치(3)에 있어서, LED 스트링(6＿1∼6＿n) 각각의 점등 기간을 시간적으로 쉬프트시키는 경우가 있다. 이 때 동시 발광하는 LED 스트링(6)의 개수는, 시시각각 변화한다. 이는 스위칭 전원(4)의 부하 변동을 의미하기 때문에, 출력전압 Vout의 변동, 나아가서는 휘도의 변동 요인이 된다.

도 5는, 변형예에 따른 스위칭 전원(4a)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 5의 출력 회로(102a)는, 복수의 LED 스트링(6＿1∼6＿n)마다 설치된 출력 단자(P2₁∼P2_n)를 구비한다. 복수의 정류 다이오드(D1₁∼D1_n) 각각의 일단은, 대응하는 출력 단자(P2₁∼P2_n)와 접속되어 있으며, 각각의 타단은, 스위칭 트랜지스터(M1)와 인덕터(L1)의 접속점과 공통으로 접속된다. 복수의 출력 커패시터(C1₁∼C1_n)는, 각각이 대응하는 출력 단자(P2₁∼P2_n)와 고정 전압 단자(접지 단자)의 사이에 설치된다.

도 6(a)은, 도 5의 스위칭 전원(4a)의 동작을 나타내는 파형도이다. 도 6(a)은, n=2의 동작을 나타낸다. 도 6(b)에는, 도 2의 출력 회로(102)를 이용한 경우의 파형도가 함께 나타난다. 도 2의 출력 회로(102)를 이용한 경우, 피드백 루프의 응답 속도가 늦으면, LED 스트링 6＿1, 6＿2가 동시 점등하는 기간에 있어서 출력전압 Vout가 저하하고, 이에 따라 구동 전류 I_LED1, I_LED2, 나아가서는 휘도가 저하할 우려가 있다.

이에 대해 도 5의 스위칭 전원(4a)에 의하면, 도 6(a)에 나타낸 바와 같이, 부하마다 출력전압 Vout가 독립하여 생성되므로, 각 출력전압 Vout의 변동량이 작아져, 구동 전류 I_LED1, I_LED2의 변동도 억제할 수 있다.

이상, 본 발명에 대해서, 실시형태를 기초로 설명했다. 이 실시형태는 예시이며, 그들의 각 원가요소나 각 처리 프로세스, 그들의 조합에는, 다양한 변형예가 존재할 수 있다. 이하, 이러한 변형예에 대해서 설명한다.

실시형태에서는, 소등 기간 T_OFF에 있어서 제어 IC(100)가 PFM 제어를 행하는 경우를 설명했는데, 소등 기간 T_OFF에 있어서도 PWM 제어를 행해도 된다.

실시형태에서는 인덕터를 이용한 비절연형의 스위칭 전원을 설명했는데, 본 발명은 트랜스를 이용한 절연형의 스위칭 전원에도 적용 가능하다.

실시형태에서는, 발광 장치(3)의 어플리케이션으로서 전자기기를 설명했는데, 용도는 특히 한정되지 않고, 조명 등에도 이용할 수 있다.

또, 본 실시형태에 있어서, 하이레벨, 로우 레벨의 논리 신호의 설정은 일례로서, 인버터 등에 의해 적절히 반전시킴으로써 자유롭게 변경하는 것이 가능하다.

실시형태에 의거해, 구체적인 어구를 이용하여 본 발명을 설명했는데, 실시형태는, 본 발명의 원리, 응용을 나타내고 있는데에 지나지 않고, 실시형태에는, 청구범위에 규정된 본 발명의 사상을 일탈하지 않는 범위에서, 많은 변형예나 배치의 변경이 인정된다.

2…전자기기
3…발광 장치
4…스위칭 전원
5…LCD 패널
6…LED 스트링
8…전류 구동 회로
9…PWM 콘트롤러
100…제어 IC
102…출력 회로
19…펄스 변조기
20…펄스폭 변조기
22…오차 증폭기
24…오실레이터
26…PWM 콤퍼레이터
27…펄스 주파수 변조기
28…드라이버
30…샘플 홀드 회로
32…버퍼
34, 36, 38…스위치
C2…커패시터
M2, M3…트랜지스터
L1…인덕터
C1…출력 커패시터
D1…정류 다이오드
M1…스위칭 트랜지스터.

Claims

간헐 구동되는 발광소자의 일단에 구동 전압을 공급하는 스위칭 전원의 제어 회로로서,
상기 발광소자의 점등 기간에 있어서의 상기 구동 전압에 따른 검출 전압을 샘플링하고, 상기 발광소자의 소등 기간 동안 홀드하는 샘플 홀드 회로와,
상기 발광소자의 소등 기간에 있어서, 상기 검출 전압이, 상기 샘플 홀드 회로로부터 출력되는 홀드 검출 전압과 일치하도록 듀티비가 조절되는 펄스 신호를 생성하는 펄스 변조기와,
상기 펄스 신호에 의거하여, 상기 스위칭 전원의 스위칭 소자를 구동하는 드라이버를 구비하는 것을 특징으로 하는 제어 회로.
청구항 1에 있어서,
상기 샘플 홀드 회로는,
점등 기간에 있어서 일단의 전위가 고정되는 커패시터와,
상기 검출 전압에 따른 전압을 생성하는 버퍼와,
상기 커패시터의 타단과 상기 버퍼의 출력 단자의 사이에 설치되고, 상기 발광소자의 점등 기간에 있어서 온이 되고, 소등 기간에 있어서 오프가 되는 스위치를 포함하고,
상기 커패시터에 발생하는 전압을 상기 홀드 검출 전압으로서 출력하는 것을 특징으로 하는 제어 회로.
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
상기 펄스 변조기는, 상기 발광소자의 점등 기간에 있어서, 상기 발광소자의 타단에 발생하는 전압이 소정의 기준 전압과 일치하도록 상기 펄스 신호의 듀티비를 조절하는 것을 특징으로 하는 제어 회로.
청구항 3에 있어서,
상기 제어 회로는,
제1 입력 단자에 상기 발광소자의 상기 타단의 전압이 입력되고, 제2 입력 단자에 상기 검출 전압이 입력되고, 제3 입력 단자에 상기 점등 기간에 있어서 상기 기준 전압이, 상기 소등 기간에 있어서 상기 홀드 검출 전압이 선택적으로 입력되고, 상기 점등 기간에 있어서 상기 발광소자의 타단의 전압과 상기 기준 전압의 오차에 따른 오차 신호를 출력하고, 상기 소등 기간에 있어서 상기 검출 전압과 상기 홀드 검출 전압의 오차에 따른 오차 신호를 출력하는 오차 증폭기와,
상기 점등 기간에 있어서, 상기 오차 신호에 따른 듀티비를 가지는 상기 펄스 신호를 생성하는 펄스폭 변조기와,
소등 기간에 있어서, 오차 신호에 따른 듀티비를 가지는 펄스 신호를 생성하는 펄스 주파수 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 회로.
청구항 4에 있어서,
상기 펄스 변조기는,
위상 보상용의 저항 및 커패시터를 접속하기 위한 피드백 단자와,
상기 오차 신호를 받아, 점등 기간에 있어서 상기 피드백 단자에, 소등 기간에 있어서 상기 펄스 주파수 변조기에 출력하는 스위치를 더 포함하고,
상기 펄스폭 변조기는, 상기 피드백 단자의 전압에 따라, 상기 펄스 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 제어 회로.
발광소자와,
상기 발광소자의 일단에 구동 전압을 공급하는 스위칭 전원과,
상기 발광소자의 타단에 접속되고, 목표 휘도에 따른 간헐적인 구동 전류를 공급하는 전류 구동 회로를 구비하고,
상기 스위칭 전원은,
스위칭 소자를 포함하는 출력 회로와,
상기 스위칭 소자를 구동하는 청구항 1 또는 청구항 2에 기재된 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 장치.
복수의 발광소자와,
상기 복수의 발광소자 각각의 일단에 독립적인 구동 전압을 공급하는 스위칭 전원과,
상기 복수의 발광소자 각각에, 목표 휘도에 따른 간헐적인 구동 전류를 공급하는 전류 구동 회로를 구비하고,
상기 스위칭 전원은,
스위칭 소자를 포함하는 출력 회로와,
상기 스위칭 소자를 구동하는 청구항 1 또는 청구항 2에 기재된 제어 회로를 포함하고,
상기 출력 회로는,
입력 전압이 인가되는 입력 단자와,
상기 복수의 발광소자 마다의 상기 구동 전압을 출력하기 위한 복수의 출력 단자와,
상기 입력 단자와 고정 전압 단자의 사이에 순서대로 직렬로 접속된 인덕터 및 스위칭 소자와,
상기 복수의 출력 단자마다 설치되고, 각각의 일단이 대응하는 상기 출력 단자에 접속되고, 각각의 타단이 상기 인덕터와 상기 스위칭 소자의 접속점과 접속된 복수의 정류 소자와,
상기 복수의 출력 단자마다 설치되고, 각각이 대응하는 상기 출력 단자와 상기 고정 전압 단자의 사이에 설치된 복수의 출력 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 장치.
액정 패널과,
상기 액정 패널의 백 라이트로서 설치된 청구항 6에 기재된 발광 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 전자기기.
액정 패널과,
상기 액정 패널의 백 라이트로서 설치된 청구항 7에 기재된 발광 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 전자기기.
간헐 구동되는 발광소자의 일단에 구동 전압을 공급하는 스위칭 전원의 제어 방법으로서,
상기 발광소자의 점등 기간에 있어서의 상기 구동 전압에 따른 검출 전압을 샘플링하고, 상기 발광소자의 소등 기간 동안 홀드하는 단계와,
상기 발광소자의 소등 기간에 있어서, 상기 검출 전압이, 홀드된 검출 전압과 일치하도록 듀티비가 조절되는 펄스 신호를 생성하는 단계와,
상기 펄스 신호에 의거하여, 상기 스위칭 전원의 스위칭 소자를 구동하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 제어 방법.
청구항 10에 있어서,
상기 발광소자의 점등 기간에 있어서, 상기 발광소자의 타단에 발생하는 전압이 소정의 기준 전압과 일치하도록 상기 펄스 신호의 듀티비를 조절하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 제어 방법.