WO2020012630A1 - 撮像装置 - Google Patents

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WO2020012630A1
WO2020012630A1 PCT/JP2018/026462 JP2018026462W WO2020012630A1 WO 2020012630 A1 WO2020012630 A1 WO 2020012630A1 JP 2018026462 W JP2018026462 W JP 2018026462W WO 2020012630 A1 WO2020012630 A1 WO 2020012630A1
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emitting element
power supply
light emitting
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技 曽我
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オリンパス株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G03—PHOTOGRAPHY; CINEMATOGRAPHY; ANALOGOUS TECHNIQUES USING WAVES OTHER THAN OPTICAL WAVES; ELECTROGRAPHY; HOLOGRAPHY
    • G03B—APPARATUS OR ARRANGEMENTS FOR TAKING PHOTOGRAPHS OR FOR PROJECTING OR VIEWING THEM; APPARATUS OR ARRANGEMENTS EMPLOYING ANALOGOUS TECHNIQUES USING WAVES OTHER THAN OPTICAL WAVES; ACCESSORIES THEREFOR
    • G03B15/00—Special procedures for taking photographs; Apparatus therefor
    • G03B15/02—Illuminating scene
    • G03B15/03—Combinations of cameras with lighting apparatus; Flash units
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N23/00—Cameras or camera modules comprising electronic image sensors; Control thereof
    • H04N23/70—Circuitry for compensating brightness variation in the scene
    • H04N23/74—Circuitry for compensating brightness variation in the scene by influencing the scene brightness using illuminating means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L33/00—Semiconductor devices having potential barriers specially adapted for light emission; Processes or apparatus specially adapted for the manufacture or treatment thereof or of parts thereof; Details thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N23/00—Cameras or camera modules comprising electronic image sensors; Control thereof
    • H04N23/56—Cameras or camera modules comprising electronic image sensors; Control thereof provided with illuminating means
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N23/00—Cameras or camera modules comprising electronic image sensors; Control thereof
    • H04N23/60—Control of cameras or camera modules
    • H04N23/65—Control of camera operation in relation to power supply
    • H—ELECTRICITY
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    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N23/00—Cameras or camera modules comprising electronic image sensors; Control thereof
    • H04N23/70—Circuitry for compensating brightness variation in the scene
    • H04N23/71—Circuitry for evaluating the brightness variation

Definitions

  • the present invention relates to an imaging device.
  • FIG. 7A is a block diagram illustrating a schematic configuration of a lighting device that controls light emission of a semiconductor light emitting element.
  • the lighting device 1 illustrated in FIG. 7A includes a battery 2, a power supply circuit 3, a voltage control circuit 4, a light emitting element 5, and a constant current drive circuit 6.
  • the power supply circuit 3 converts the DC voltage stored in the battery 2 into a power supply voltage, and applies the converted power supply voltage VDD to the light emitting element 5.
  • the constant current drive circuit 6 drives the light emitting element 5 to cause the light emitting element 5 to emit light.
  • the voltage control circuit 4 reduces the power supply voltage VDD applied to the light emitting element 5 by the power supply circuit 3 to minimize the power loss in the constant current driving circuit 6 when the constant current driving circuit 6 drives the light emitting element 5. Control properly.
  • FIG. 7B is a diagram for explaining the power supply voltage VDD necessary for the light emitting element 5 shown in FIG. 7A.
  • the power supply voltage VDD required for light emission of the light emitting element 5 includes a voltage required for the light emitting element 5 (a voltage Vreq required for light emission of the light emitting element 5) and a constant current circuit drop voltage (a drop voltage Vdrop of the constant current drive circuit 6). Is the sum of Note that the voltage Vreq required for light emission of the light emitting element 5 is a forward voltage (Vf or compliance voltage) of the light emitting element 5.
  • the power supply voltage VDD is too low, a necessary current cannot flow through the light emitting element 5. Therefore, it is necessary to slightly increase the power supply voltage VDD. That is, it is necessary to add the margin voltage Vmgn to the power supply voltage VDD. That is, as shown in FIG. 7B, the power supply voltage VDD required for the light emitting element 5 to emit light is the sum of the voltage Vreq required for the light emitting element 5 to emit light, the margin voltage Vmgn, and the drop voltage Vdrop.
  • the power supply voltage VDD is too high, sufficient current can flow, but the sum of the margin voltage Vmgn and the drop voltage Vdrop results in power loss (heat generation) in the constant current drive circuit 6. That is, in order to minimize the power loss in the constant current drive circuit 6, it is necessary to control the power supply voltage VDD so that the margin voltage Vmgn becomes the minimum required power supply voltage VDD.
  • the forward voltage of the light emitting element 5 varies depending on individual differences among devices, aging, operating temperature, and the like, so that the power supply voltage VDD cannot be uniquely determined. Therefore, feedback control for controlling the power supply voltage VDD to an appropriate voltage is required. Note that the control to the appropriate voltage is synonymous with always reducing the margin voltage Vmgn in FIG. 7B.
  • a control method relating to the control of the power supply voltage VDD is proposed in, for example, the following prior art documents.
  • the power supply voltage VDD is controlled by detecting a potential difference between the gate and the source of the FET (M1) (see FIG. 1 of Patent Document 1).
  • the output of the operational amplifier 4, that is, the gate voltage of the FET 5 is detected to control the power supply voltage VDD (see FIG. 1 of Patent Document 2).
  • an imaging apparatus using an imaging circuit having a predetermined exposure cycle and an exposure period is considered as the above-described illumination device.
  • the imaging circuit captures the subject light as an image only during the exposure period in the exposure cycle. This means that the subject light is not taken in during periods other than the exposure period. Therefore, in order to minimize the power required for illumination, it is desirable to output illumination light only during the exposure period. That is, the illumination light is repeatedly turned on and off during the light emission cycle.
  • the driving voltage (the above-described power supply voltage VDD) is controlled according to the current value to the light emitting element.
  • VDD the above-described power supply voltage
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to reduce the amount of light emission immediately after relighting starts while reducing power consumption in light emission control of a light emitting element that repeatedly turns on and off. Is to reduce.
  • An imaging device includes an imaging circuit, a variable voltage power supply, a light emitting element, a constant current drive circuit, and a control circuit, and an output terminal of the variable voltage power supply is connected to an input terminal of the light emitting element.
  • an output terminal of the light-emitting element is connected to an input terminal of the constant current drive circuit
  • the control circuit controls a current flowing into the constant current drive circuit, and a period during which the imaging circuit performs imaging
  • the light emitting element is turned on, the light emitting element is turned off while the imaging circuit is not taking an image, and the light emitting element is turned on, and the variable voltage is set based on the voltage of the input terminal of the constant current driving circuit.
  • the voltage applied by the voltage power supply is controlled, and while the light emitting element is turned off, the variable voltage power supply is controlled to apply a voltage equal to or higher than the compliance voltage of the light emitting element.
  • the imaging device in the first aspect, further includes a detection circuit that calculates a brightness of a captured image obtained by imaging by the imaging circuit, wherein the control circuit includes the detection circuit. Based on the brightness calculated by the circuit, it is determined whether or not to increase the current flowing through the light emitting element. If it is determined that the current is increased, the variable voltage power supply is applied while the light emitting element is turned off. The voltage is controlled to apply a voltage higher than the compliance voltage of the light emitting element.
  • An imaging device in the second aspect, further includes a memory, wherein the memory determines a relationship between the brightness calculated by the detection circuit and a voltage value applied by the variable voltage power supply. A period in which the control circuit specifies a voltage applied by the variable voltage power supply based on the brightness and the first information, and turns off the light emitting element. And controlling the voltage applied by the variable voltage power supply to apply the specified voltage.
  • An imaging apparatus is the imaging device according to the first aspect, wherein the input terminal of the constant current drive circuit and the control circuit adjust the variable voltage based on a voltage of an input terminal of the constant current drive circuit.
  • a voltage clipping circuit is provided between the input terminal of the comparator used to control the voltage applied by the power supply and a voltage of the input terminal of the comparator to a predetermined voltage.
  • each aspect of the present invention it is possible to reduce the amount of light emission immediately after the start of re-lighting while reducing power consumption in light-emitting control of the light-emitting element that repeatedly turns on and off.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an imaging device according to a first embodiment of the present invention.
  • 2 is a timing chart for explaining the operation of the constant current drive circuit shown in FIG. 2 is a timing chart for explaining an operation of the imaging device shown in FIG. 1.
  • 3 is a flowchart for explaining processing of a control circuit shown in FIG. 1. It is a block diagram showing the example of composition of the imaging device concerning a 2nd embodiment of the present invention. 6 is a flowchart for explaining processing of the control circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a lighting device that controls light emission of a semiconductor light emitting element.
  • FIG. 7B is a diagram for explaining a power supply voltage VDD necessary for the light emitting element 5 shown in FIG. 7A.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an imaging device according to the first embodiment of the present invention.
  • the imaging device 100 shown in FIG. 1 includes an imaging circuit 7, a variable voltage power supply 30, a light emitting element 5, a constant current drive circuit 60, and a microcomputer 40 (control circuit).
  • the output terminal of the variable voltage power supply 30 is connected to the input terminal of the light emitting element 5, and the output terminal of the light emitting element 5 is connected to the input terminal of the constant current drive circuit 60.
  • the variable voltage power supply 30 includes the power supply circuit 3, the resistance element R1, the resistance element R2, and the resistance element R3.
  • the power supply circuit 3 converts the DC voltage stored in the battery 2 into a power supply voltage, and applies the converted power supply voltage VDD (hereinafter, also referred to as a drive voltage) to the light emitting element 5.
  • the resistance element R1 and the resistance element R2 are connected in series between the power supply voltage VDD and GND (ground).
  • the common contact between the resistance elements R1 and R2 connected in series is connected to the FB terminal of the power supply circuit 3. Further, the resistance element R3 is provided between the common contact and the terminal T3 of the microcomputer 40 which outputs the voltage DAC (c).
  • the power supply circuit 3 converts the DC voltage stored in the battery 2 into a power supply voltage according to the voltage DAC (c) output from the microcomputer 40, and applies the converted power supply voltage VDD to the light emitting element 5.
  • the power supply circuit 3 raises the converted power supply voltage VDD by lowering the output value of the voltage DAC (c) output from the microcomputer 40, while increasing the output value of the voltage DAC (c) output from the microcomputer 40. By increasing, the converted power supply voltage VDD is decreased.
  • the light emitting element 5 is a semiconductor light emitting element such as an LED and an LD. That is, the light emitting element 5 is a light emitting diode (Light Emitting Diode: LED), which is a kind of diode, and is a semiconductor element that emits light when a voltage is applied in the forward direction. Further, the light emitting element 5 is a laser diode (Laser Diode: LD), which is a semiconductor element that determines the center frequency of oscillation by the constituent elements of the semiconductor, that is, the color of the laser light.
  • LED Light Emitting Diode
  • LD laser diode
  • the constant current drive circuit 60 includes an operational amplifier OP, a bipolar transistor Bip, and a shunt resistor Rs.
  • the bipolar transistor Bip is an NPN type bipolar transistor.
  • the bipolar transistor Bip has a collector terminal connected to the output terminal of the light emitting element 5, a base terminal connected to the output terminal of the operational amplifier OP, and an emitter terminal connected to one end of the shunt resistor Rs. The other end of the shunt resistor Rs is grounded.
  • the operational amplifier OP has a positive (+) terminal connected to the output terminal of the switch SW, and a negative (-) terminal connected to a common contact between the emitter terminal of the bipolar transistor Bip and one end of the shunt resistor Rs.
  • the switch SW is a switch having two input terminals (a first input terminal and a second input terminal) and one output terminal, as shown in FIG. 1, and is output from the terminal T4 of the microcomputer 40.
  • a signal is input to the output terminal, it is determined whether the first input terminal and the output terminal are connected (conducted) or the second input terminal and the output terminal are connected.
  • the microcomputer 40 controls the drive current Idrv flowing into the constant current drive circuit 60.
  • the microcomputer 40 controls an input signal to the + terminal of the operational amplifier OP in accordance with a PWM (pulse width modulation signal) output from the terminal T4 by the microcomputer 40 and input to the output terminal of the switch SW.
  • the constant current drive circuit 60 determines that the voltage value of the input signal to the + terminal of the operational amplifier OP is equal to the voltage value of the input signal to the ⁇ terminal of the operational amplifier OP (common to the emitter terminal of the bipolar transistor Bip and one end of the shunt resistor Rs).
  • the voltage value of the input signal is amplified, the amplified voltage value is input to the base terminal of the bipolar transistor Bip, and the current flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the bipolar transistor Bip (Drive current of the light emitting element 5).
  • the drive current Idrv of the light emitting element 5 may be referred to as a pulse current flowing to the light emitting element 5.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the constant current drive circuit shown in FIG.
  • FIG. 2 illustrates an imaging synchronization signal output from the imaging circuit 7 to the microcomputer 40, a PWM signal output from the terminal T4 by the microcomputer 40, and a pulse current flowing to the light emitting element 5.
  • the imaging circuit 7 has a predetermined exposure cycle (a cycle indicated by one frame in FIG. 2) and an exposure period.
  • the microcomputer 40 in the imaging device 100 controls the pulse current flowing into the constant current drive circuit 60, turns on the light emitting element 5 during a period when the imaging circuit 7 is imaging (exposure period shown in FIG. 2), and the imaging circuit 7
  • the light emitting element 5 is turned off during a period in which no image is captured (a blank period shown in FIG. 2).
  • the microcomputer 40 in the imaging apparatus 100 outputs a PWM signal having a predetermined duty to the output terminal T4 during the light emitting period in which the light emitting element 5 is turned on corresponding to the image capturing period of the image capturing circuit 7.
  • the PWM signal having a predetermined duty is, for example, a period in which a value obtained by multiplying a period composed of a high level period and a low level period by a predetermined duty is an H level period. A signal that has an L level for the remaining period.
  • the PWM when the PWM signal is at the H level, the PWM may be referred to as ON, and when the PWM signal is at the L level, the PWM may be referred to as OFF. Further, it is assumed that the PWM signal is at the L level as shown in FIG. 2 in the light-off period in which the light-emitting element 5 is turned off, which corresponds to the blank period of the imaging circuit 7. That is, when the PWM signal input to the output terminal of the switch SW is at the H level, the switch SW conducts between the first input terminal and the output terminal, and the microcomputer 40 outputs the voltage DAC (a) output from the terminal T1. ) (Driving current instruction value) is input to the + terminal of the operational amplifier OP.
  • the constant current drive circuit 60 supplies a short-pulse drive current Idrv to the light emitting element 5 during the light emitting period in which the light emitting element 5 is turned on. That is, the constant current drive circuit 60 causes the microcomputer 40 to pass a pulse current to the light emitting element 5 by the PWM (signal) output from the terminal T4 and the DAC (a) (drive current instruction value) output from the terminal T1.
  • the output terminal of the light emitting element 5 and the input terminal (collector terminal of the bipolar transistor Bip) of the constant current drive circuit 60 are connected, and the voltage level of the connected common connection point is changed to the constant current. It is referred to as a step-down voltage Vdrop of the drive circuit 60.
  • the voltage clipping circuit 42 controls the voltage applied by the variable voltage power supply 30 based on the voltage at the input terminal of the constant current driving circuit 60 and the voltage at the input terminal of the constant current driving circuit 60 by the microcomputer 40. It may be provided between the input terminal (positive electrode (+) terminal) of the comparator CMP used at this time.
  • the voltage clipping circuit 42 is a circuit that clips the voltage of the input terminal of the comparator to a predetermined voltage.
  • the voltage clip circuit 42 is a circuit also called a voltage limiter circuit or a voltage clamp circuit.
  • the voltage clipping circuit 42 is a protection circuit for preventing an overvoltage (a step-down voltage Vdrop during the light-emitting period of the light-emitting element 5) exceeding the rated voltage of the comparator CMP from being applied to the comparator CMP.
  • an overvoltage a step-down voltage Vdrop during the light-emitting period of the light-emitting element 5
  • the description will be continued below assuming that the voltage of the input terminal (positive (+) terminal) of the comparator CMP is the step-down voltage Vdrop.
  • the comparator CMP has a positive terminal (+) connected to the input terminal of the constant current driving circuit 60, a step-down voltage Vdrop of the constant current driving circuit 60 input, and a negative terminal (-) having a predetermined value of the voltage DAC (b). Is connected to the terminal T2 of the microcomputer 40, which receives the voltage DAC (b) which is the predetermined value, and compares the two voltages.
  • the flip-flop (Flip Flop: FF) circuit 41 receives the comparison result, which is the output of the comparator CMP, at an input terminal SET, and outputs a signal Q, which is an output result, to a Q terminal of the microcomputer 40 in accordance with the comparison result. Output to
  • the microcomputer 40 changes the Q value as the determination result from 0 to 1 and changes the Q value.
  • the drive voltage (power supply voltage VDD) of the light emitting element 5 is decreased by increasing the voltage DAC (c) input to the voltage power supply, and the drive voltage (power supply voltage VDD) of the light emitting element 5 output from the variable voltage power supply 30 is changed to the power supply voltage. Control to approach VDD (M) is performed.
  • the microcomputer 40 maintains the Q value as the determination result at 0, and the variable voltage power supply 30
  • the drive voltage (power supply voltage VDD) of the light emitting element 5 is increased by lowering the voltage DAC (c) input to the power supply device, and the drive voltage (power supply voltage VDD) of the light emitting element output from the variable voltage power supply 30 is changed to the power supply voltage VDD (M ). That is, the microcomputer 40 controls the voltage applied by the variable voltage power supply 30 based on the voltage (step-down voltage Vdrop) of the input terminal of the constant current drive circuit 60 while the light emitting element 5 is turned on. Note that the microcomputer 40 controls the variable voltage power supply 30 to apply a voltage equal to or higher than the compliance voltage of the light emitting element 5 (the power supply voltage VDD (M) or higher) while the light emitting element 5 is turned off.
  • FIG. 3 is a timing chart for explaining the operation of the imaging apparatus shown in FIG. In FIG.
  • the temporal changes of the step-down voltage Vdrop and the drive current Idrop during the period in which the microcomputer 40 turns on the light emitting element 5 are represented by the power supply voltage VDD (H), the power supply voltage VDD (M), and the power supply voltage VDD (L), respectively. Is shown. Note that the waveform of the power supply voltage VDD (H) is indicated by a broken line, the waveform of the power supply voltage VDD (M) is indicated by a solid line, and the waveform of the power supply voltage VDD (L) is indicated by a dotted line.
  • the power supply voltage VDD (H) is higher than the voltage required for driving. Therefore, at the time of the power supply voltage VDD (H), the drive current Idrv has reached the proper value of Idrv when it is at the H level of one pulse, but it is OK, but the step-down voltage Vdrop at this time is high, and the power loss is large. Further, the power supply voltage VDD (M) is almost an appropriate value. Because, at the time of the power supply voltage VDD (M), the drive current Idrv is almost a proper value (OK when the drive current Idrv reaches the proper value of Idrv when the drive current Idrv is at the H level of one pulse).
  • step-down voltage Vdrop at this time is lower than the power supply voltage VDD (H), and the power loss is smaller than the power supply voltage VDD (H). Further, the power supply voltage VDD (L) is insufficient. Therefore, when the drive current Idrv is at the H level of one pulse, the step-down voltage Vdrop is lower than the power supply voltage VDD (M), and a sufficient current (Idrv appropriate value) cannot be passed.
  • the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60 can be known as a predetermined value in advance from the characteristics of the bipolar transistor Bip constituting the constant current drive circuit 60, the resistance value of the shunt resistor Rs, and the drive current Idrv. .
  • the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60 is at the predetermined value, the power loss is the smallest. Therefore, by measuring and determining the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60, it is possible to determine whether the power supply voltage VDD is appropriate. That is, as shown in FIGS.
  • the microcomputer 40 sets the DAC (b) output from the output terminal T2 to the predetermined value DAC (b), thereby comparing the step-down voltage Vdrop with the predetermined value DAC (b). It is possible to determine whether the power supply voltage VDD is the appropriate power supply voltage VDD (M) based on the determination result.
  • the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60 is less than the predetermined value DAC (b), it can be determined that the power supply voltage VDD is insufficient.
  • the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60 exceeds the predetermined value DAC (b) it can be determined that the power supply voltage is too high.
  • the comparison between the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60 and the predetermined value DAC (b) uses the above-described comparator CMP. Then, the microcomputer 40 outputs the predetermined value DAC (b) from the terminal T2, and sets the comparison result in the above-described flip-flop circuit 41 (FF). According to this method, the comparison process can be performed correctly even with a pulse drive as short as several us.
  • the microcomputer 40 determines that the power supply voltage VDD is insufficient during the period in which the light emitting element 5 is turned on, the microcomputer 40 reduces the output value of the voltage DAC (c) output from the terminal T3 as described above. As a result, the power supply voltage VDD is increased.
  • the microcomputer 40 determines that the power supply voltage VDD may have been too high during the period in which the light emitting element 5 is turned on, the microcomputer 40 decreases the power supply voltage VDD by increasing the output value of the voltage DAC (c). Let it. When several pulses of the pulse current that is the amplified current Idrv elapse, the power supply voltage VDD (M) eventually converges.
  • the microcomputer 40 stops driving the light emitting element 5 when the light emitting element 5 is turned off, that is, when the light emitting element 5 is turned off. That is, as shown in FIG. 2, the microcomputer 40 controls the light-emitting element 5 in the light-off period (light-off period shifted from the light-emitting period shown in FIG. 2) corresponding to the blank period of the imaging circuit 7. , The PWM signal is set to L level. The microcomputer 40 also stops changing the power supply voltage VDD of the variable voltage power supply 30 based on the result of comparison of the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60 with the predetermined value DAC (b).
  • the power supply voltage VDD is maintained by the microcomputer 40 not changing the output value of the voltage DAC (c) output from the terminal T3. Then, when the operation shifts to the lighting period again, light emission is restarted with the proper power supply voltage VDD (M) at the end of the previous lighting period.
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the processing of the control circuit shown in FIG.
  • the microcomputer 40 waits for a light emission instruction (step ST1). Specifically, when the imaging synchronization signal output from the imaging circuit 7 is at the H level, the microcomputer 40 determines that the imaging circuit 7 has output a light emission instruction. Thereby, the light emitting element 5 shifts to the lighting period.
  • the microcomputer 40 sets the drive current instruction value in the DAC (a) (step ST2). Specifically, the microcomputer 40 sets the voltage value DAC (a) to the terminal T1.
  • the voltage value DAC (a) is a voltage value that sets the drive current (pulse current) of the constant current drive circuit 60 to an appropriate Idrv value shown in FIG. 3 when the PWM signal is ON (H level). .
  • the microcomputer 40 sets CLR to “1” and Q of the FF to “0” (step ST3). Specifically, the microcomputer 40 changes the output terminal CLR from “0” to “1”, changes the input terminal CLR of the flip-flop circuit 41 (FF) from “0” to “1”, and sets the output of the flip-flop circuit 41. The terminal Q is set to '0'.
  • the microcomputer 40 waits for PWM ON (step ST4). Specifically, the microcomputer 40 transmits a PWM signal that becomes H level from the terminal T4 to the switch SW, and the constant current driving circuit 60 generates the driving current Idrv corresponding to the voltage value DAC (a) set at the terminal T1. The optimum value of (pulse current) is supplied to the light emitting element 5.
  • the comparator CMP compares the step-down voltage Vdrop when the optimum value of the drive current Idrv flows, that is, when the PWM signal is at the H level, with the predetermined value DAC (b) output from the terminal T2 by the microcomputer 40, When the step-down voltage Vdrop is larger than the predetermined value DAC (b), the Q value output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 as the determination result is changed from 0 to 1. On the other hand, when the step-down voltage Vdrop is equal to or less than the predetermined value DAC (b), the comparator CMP keeps the Q value output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 as the determination result at 0.
  • the microcomputer 40 waits for PWM @ OFF (step ST5). Specifically, the microcomputer 40 transmits a PWM signal that becomes L level from the terminal T4 to the switch SW, and the constant current driving circuit 60 generates the 0 A driving current Idrv corresponding to the ground level of the second input terminal of the switch SW. (Pulse current) is applied to the light emitting element 5. Similar to when the light emitting element 5 is in the light-off period, the comparator CMP outputs the step-down voltage Vdrop when the drive current Idrv of 0 A flows, that is, when the PWM signal is at the L level, and the microcomputer 40 outputs the voltage from the terminal T2. Is not compared with the predetermined value DAC (b).
  • the step-down voltage Vdrop is larger than the predetermined value DAC (b) as shown in FIG. 3, but when the PWM signal is at the H level, the comparator CMP As in the case where Vdrop is equal to or smaller than the predetermined value DAC (b), the Q value output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 as the determination result is maintained at 0.
  • steps ST4 and ST5 is the processing of the comparator CMP controlled by the microcomputer 40 during one pulse period of the drive current (pulse current) shown in FIG. Based on the result of this processing, the microcomputer 40 controls the variable voltage power supply 30 described below.
  • the microcomputer 40 determines whether or not the output Q of the FF is “1” (step ST6). Specifically, the microcomputer 40 determines whether the Q value output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 input to the input terminal Q is “1” or “0”. When the determination result in ST6 is “1” (step ST6-Yes), the microcomputer 40 increases the DAC (c) value and lowers the drive voltage (step ST7).
  • the microcomputer 40 determines that the power supply voltage VDD is too high, increases the voltage DAC (c) output from the terminal T3, controls the variable voltage power supply 30, and drives the light emitting element 5. The drive voltage (power supply voltage VDD) is reduced. On the other hand, when the result of the determination in ST6 is “0” (step ST7—No), the microcomputer 40 decreases the DAC (c) value and increases the drive voltage (step ST8). Specifically, the microcomputer 40 determines that the power supply voltage VDD is too low, reduces the voltage DAC (c) output from the terminal T3, controls the variable voltage power supply 30, and drives the light emitting element 5. Increase the drive voltage (power supply voltage VDD).
  • the microcomputer 40 controls the voltage applied by the variable voltage power supply 30 based on the voltage (step-down voltage Vdrop) of the input terminal of the constant current drive circuit 60 while the light emitting element 5 is turned on, and supplies the power supply voltage VDD. Is controlled so as to approach the power supply voltage VDD (M).
  • the microcomputer 40 determines whether or not there is a light emission instruction (step ST9). Specifically, the microcomputer 40 determines whether or not the imaging synchronization signal output from the imaging circuit 7 is at the H level and the imaging circuit 7 is outputting a light emission instruction. If the microcomputer 40 determines that the imaging circuit 7 has output a light emission instruction (the light emitting element 5 is lit) (step ST9-Yes), the microcomputer 40 returns to step ST3 and performs the processing of steps ST3 to ST9. Do. That is, the period in which the light emitting element 5 is turned on by performing the process of the comparator CMP controlled by the microcomputer 40 a plurality of times during one pulse period of the drive current (pulse current) shown in FIG.
  • step ST9-No the microcomputer 40 determines that the imaging circuit 7 has not output the light emission instruction (the light emitting element 5 is turned off) (step ST9-No)
  • the microcomputer 40 does not change the DAC (c) value (step ST10).
  • the microcomputer 40 determines that the imaging synchronization signal is at the L level, the imaging circuit 7 has not output a light emission instruction (the light emitting element 5 is turned off), and the voltage DAC output from the terminal T3. (C) is not changed.
  • the microcomputer 40 controls the variable voltage power supply 30 with the voltage DAC (c) which is not changed, and the proper power supply voltage VDD (M) which is the last appropriate voltage in the previous lighting period. Is applied to the light emitting element 5 to restart the light emission of the light emitting element 5.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of an imaging device according to the second embodiment of the present invention.
  • the imaging device 100a shown in FIG. 5 includes an imaging circuit 7, a detection circuit 8, a variable voltage power supply 30, a light emitting element 5, a constant current drive circuit 60, and a microcomputer 40a (control circuit).
  • the detection circuit 8 calculates and evaluates the brightness of the image (imaging data) captured by the imaging circuit 7, and instructs the microcomputer 40a to increase or decrease the value of the drive current Idrv of the light emitting element 5 that performs illumination.
  • the detection circuit 8 evaluates (determines) that the image captured by the imaging circuit 7 is dark
  • the detection circuit 8 drives the microcomputer 40a to output from the terminal T1 in order to further increase the illumination light of the light emitting element 5.
  • the current instruction value DAC (a) is increased.
  • the drive current instruction value DAC (a) raised by the microcomputer 40a is referred to as a drive current instruction value DAC '(a).
  • the microcomputer 40a controls the variable voltage power supply 30, and increases the power supply voltage VDD (M) applied to the light emitting element 5 by the variable voltage power supply 30 by a fixed value.
  • the output voltage is increased to the output upper limit voltage of the variable voltage power supply 30.
  • the increased power supply voltage VDD (M) will be referred to as a power supply voltage VDD '(M).
  • the microcomputer 40a increases the step-down voltage Vdrop of the constant current drive circuit 60 when the microcomputer 40a increases the drive current instruction value DAC '(a) during the light-off period of the light emitting element 5.
  • the step-down voltage Vdrop raised by the constant current drive circuit 60 is referred to as a step-down voltage Vdrop '.
  • the step-down voltage Vdrop ′ of the constant current drive circuit 60 due to the step-down voltage Vdrop ′ of the constant current drive circuit 60, during the next lighting period of the light emitting element 5, the current flowing through the light emitting element 5 increases from the proper value of Idrv and becomes the proper value of Idrv ′. I do.
  • the microcomputer 40a must increase the predetermined value DAC (b) output from the terminal T2 according to the step-down voltage Vdrop '.
  • the predetermined value DAC (b) raised by the microcomputer 40a is referred to as a predetermined value DAC '(b) in the present embodiment.
  • the imaging device 100a further includes the detection circuit 8 that calculates the brightness of a captured image obtained by imaging by the imaging circuit 7, and the microcomputer 40a performs imaging by imaging by the imaging circuit 7. Based on the brightness calculated by the image detection circuit 8, it is determined whether or not to increase the current flowing through the light emitting element 5. If it is determined that the current is increased, the variable voltage power supply is The imaging device controls the voltage applied by 30 and applies a voltage (power supply voltage VDD ′ (M)) higher than the compliance voltage of the light emitting element 5.
  • VDD ′ (M) power supply voltage
  • FIG. 6 is a flowchart for explaining the processing of the control circuit shown in FIG.
  • the processing of the microcomputer 40a during the first lighting time of the light emitting element 5 (steps ST1 to ST9-Yes) is the same as the processing of the microcomputer 40 shown in FIG.
  • the microcomputer 40a determines that the imaging circuit 7 has not output the light emission instruction (the light emitting element 5 is turned off) (step ST9-No), it determines whether the drive current instruction value has increased (step ST9-No). Step ST11).
  • the microcomputer 40a determines whether the DAC (a) output from the terminal T1 has increased, or whether the DAC (a) has not increased (the DAC (a) has not changed, or the DAC (a) has not changed). Is reduced).
  • the microcomputer 40a does not change the DAC (c) value (step ST11-No).
  • the microcomputer 40 determines that the imaging synchronization signal is at the L level, the imaging circuit 7 has not output a light emission instruction (the light emitting element 5 is turned off), and the voltage DAC output from the terminal T3. (C) is not changed.
  • the microcomputer 40 controls the variable voltage power supply 30 with the voltage DAC (c) which is not changed, and the proper power supply voltage VDD (M) which is the last appropriate voltage in the previous lighting period. Can be applied to the light emitting element 5 to restart the light emission of the light emitting element 5 (step ST1).
  • DAC (a) increases (step ST11-Yes)
  • the microcomputer 40a decreases the DAC (c) value and increases the drive voltage (step ST12).
  • the microcomputer 40 determines that the imaging synchronization signal is at the L level, the imaging circuit 7 has not output a light emission instruction (the light emitting element 5 is turned off), and the voltage DAC output from the terminal T3.
  • step ST1 the process of applying the power supply voltage VDD ′ (M) to the light emitting element 5 (the process after shifting from step ST12 to ST1) will be described.
  • the microcomputer 40 waits for a light emission instruction (step ST1). Specifically, when the imaging synchronization signal output from the imaging circuit 7 is at the H level, the microcomputer 40 determines that the imaging circuit 7 has output a light emission instruction. Thereby, the light emitting element 5 shifts to the lighting period.
  • the microcomputer 40 sets the drive current instruction value to DAC '(a) (step ST2). Specifically, the microcomputer 40 sets the voltage value DAC '(a) to the terminal T1.
  • the voltage value DAC ′ (a) is a voltage value that sets the drive current (pulse current) of the constant current drive circuit 60 to an appropriate Idrv ′ value when the PWM signal is ON (H level).
  • the microcomputer 40 sets CLR to “1” and Q of the FF to “0” (step ST3). Specifically, the microcomputer 40 changes the output terminal CLR from “0” to “1”, changes the input terminal CLR of the flip-flop circuit 41 (FF) from “0” to “1”, and sets the output of the flip-flop circuit 41. The terminal Q is set to '0'.
  • the microcomputer 40 waits for PWM ON (step ST4). Specifically, the microcomputer 40 transmits a PWM signal that becomes H level from the terminal T4 to the switch SW, and the constant current driving circuit 60 generates the driving current corresponding to the voltage value DAC ′ (a) set at the terminal T1.
  • the comparator CMP calculates the step-down voltage Vdrop ′ when the optimum value of the drive current Idrv ′ flows, that is, when the PWM signal is at the H level, and the predetermined value DAC ′ (b) output from the terminal T2 by the microcomputer 40.
  • the step-down voltage Vdrop ′ is larger than the predetermined value DAC ′ (b)
  • the Q value output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 as the determination result is changed from 0 to 1.
  • the comparator CMP keeps the Q value, which is the determination result, output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 at 0.
  • the microcomputer 40 waits for PWM @ OFF (step ST5). Specifically, the microcomputer 40 transmits a PWM signal that becomes L level from the terminal T4 to the switch SW, and the constant current driving circuit 60 generates the 0 A driving current Idrv corresponding to the ground level of the second input terminal of the switch SW. (Pulse current) is applied to the light emitting element 5. Similarly to the case where the light emitting element 5 is in the light-off period, the comparator CMP determines whether the microcomputer 40 receives the step-down voltage Vdrop ′ when the drive current Idrv of 0 A flows, that is, when the PWM signal is at the L level, and the microcomputer 40 No comparison is made with the output predetermined value DAC '(b).
  • the step-down voltage Vdrop ' is larger than the predetermined value DAC' (b), but when the PWM signal is at the H level, the comparator CMP As in the case of the value equal to or less than DAC ′ (b), the Q value output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 as the determination result is maintained at 0.
  • steps ST4 and ST5 is the processing of the comparator CMP controlled by the microcomputer 40 during one pulse period of the drive current (pulse current). Based on the result of this processing, the microcomputer 40 controls the variable voltage power supply 30 described below.
  • the microcomputer 40 determines whether or not the output Q of the FF is “1” (step ST6). Specifically, the microcomputer 40 determines whether the Q value output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 41 input to the input terminal Q is “1” or “0”. When the result of the determination in ST6 is “1” (step ST6-Yes), the microcomputer 40 increases the DAC ′ (c) value and decreases the drive voltage (step ST7).
  • the microcomputer 40 determines that the power supply voltage VDD is too high, increases the voltage DAC ′ (c) output from the terminal T3, controls the variable voltage power supply 30, and uses the voltage for driving the light emitting element 5 with the voltage. A certain drive voltage (power supply voltage VDD) is reduced.
  • the microcomputer 40 decreases the DAC ′ (c) value and increases the drive voltage (step ST8).
  • the microcomputer 40 determines that the power supply voltage VDD is too low, reduces the voltage DAC ′ (c) output from the terminal T3, controls the variable voltage power supply 30, and uses the voltage for driving the light emitting element 5 with the voltage.
  • a certain drive voltage (power supply voltage VDD) is increased. That is, the microcomputer 40 controls the voltage applied by the variable voltage power supply 30 based on the voltage (step-down voltage Vdrop ′) of the input terminal of the constant current drive circuit 60 while the light emitting element 5 is lit, and Control is performed to bring VDD closer to the power supply voltage VDD '(M).
  • the microcomputer 40 determines whether or not there is a light emission instruction (step ST9). Specifically, the microcomputer 40 determines whether or not the imaging synchronization signal output from the imaging circuit 7 is at the H level and the imaging circuit 7 is outputting a light emission instruction. If the microcomputer 40 determines that the imaging circuit 7 has output a light emission instruction (the light emitting element 5 is lit) (step ST9-Yes), the microcomputer 40 returns to step ST3 and performs the processing of steps ST3 to ST9. Do.
  • Step ST11 by performing the process of the comparator CMP controlled by the microcomputer 40 a plurality of times during one pulse period of the driving current (pulse current), that is, after a lapse of several pulses, the power supply voltage VDD during the period in which the light emitting element 5 is turned on. Can be converged to an appropriate power supply voltage VDD ′ (M).
  • the microcomputer 40 determines whether the drive current instruction value has increased. (Step ST11).
  • the microcomputer 40a determines whether the DAC ′ (a) output from the terminal T1 has increased or whether the DAC ′ (a) has increased (ie, whether the DAC ′ (a) has changed, '(A) has decreased).
  • the microcomputer 40a does not change the DAC' (c) value (step ST11-No).
  • the microcomputer 40 determines that the imaging synchronization signal is at the L level, the imaging circuit 7 has not output a light emission instruction (the light emitting element 5 is turned off), and the voltage DAC output from the terminal T3. '(C) is not changed.
  • the microcomputer 40 controls the variable voltage power supply 30 with the voltage DAC ′ (c) that is not changed, and the appropriate power supply voltage VDD ′ ( The power supply voltage VDD converged to M) can be applied to the light emitting element 5 to restart the light emission of the light emitting element 5 (step ST1).
  • the microcomputer 40a decreases the DAC ′ (c) value and increases the drive voltage (step ST12).
  • the microcomputer 40 determines that the imaging synchronization signal is at the L level, the imaging circuit 7 has not output a light emission instruction (the light emitting element 5 is turned off), and the voltage DAC output from the terminal T3. '(C) is raised to voltage DAC''(c). Then, when the microcomputer 40 shifts to the lighting period again, the microcomputer 40 controls the variable voltage power supply 30 with the increased voltage DAC ′′ (c), and the appropriate power supply voltage VDD ′ which is the appropriate voltage for the next lighting period. '(M) is applied to the light emitting element 5 to restart the light emission of the light emitting element 5 (step ST1).
  • the imaging device 100a illustrated in FIG. 5 further includes a memory (not illustrated in FIG. 5).
  • the memory stores first information indicating the relationship between the brightness calculated by the detection circuit 8 and the voltage value (VDD (M)) applied by the variable voltage power supply 30.
  • the microcomputer 40a controls the voltage applied by the variable voltage power supply 30 based on the brightness and the first information, and the variable voltage power supply 30 applies the voltage while the light emitting element 5 is turned off. And the specified voltage is applied.
  • the first information refers to, for example, in the past, when the image capturing apparatus 100a has received data (DAC (a) given to the constant current drive circuit 60, DAC (a) given to the comparator CMP) by the microcomputer 40a in accordance with the brightness. b) and the variable voltage power supply 30 is controlled by the DAC (c) applied to the variable voltage power supply 30, and the variable voltage power supply 30 applies the power supply voltage VDD (M) to the light emitting element 5 to emit light. Data.
  • the microcomputer 40a can increase the power supply voltage VDD (M) applied to the light emitting element 5 with higher accuracy than the imaging device 100a of the second embodiment.
  • the driving power supply voltage is controlled as low as possible during the lighting period so as to minimize the power loss of the driving circuit. At the same time, it is possible to secure a necessary drive power supply voltage when the lighting is started again after the light-off period, thereby suppressing the light quantity shortage.

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Abstract

実施形態の撮像装置は、撮像回路、可変電圧電源、発光素子、定電流駆動回路、制御回路を備え、前記可変電圧電源の出力端子は、前記発光素子の入力端子に、前記発光素子の出力端子は、前記定電流駆動回路の入力端子に、それぞれ接続されており、前記制御回路は、前記定電流駆動回路に流れ込む電流を制御し、前記撮像回路が撮像している期間、前記発光素子を点灯させ、前記撮像回路が撮像していない期間、前記発光素子を消灯させ、前記発光素子を点灯させている期間、前記定電流駆動回路の入力端子の電圧に基づいて、前記可変電圧電源が印加する電圧を制御し、前記発光素子を消灯させている期間、前記可変電圧電源を制御し、前記発光素子のコンプライアンス電圧以上の電圧を印加させる。

Description

撮像装置
　本発明は、撮像装置に関する。
　半導体発光素子を使った照明機器において、その半導体発光素子に電流を流す駆動回路が知られている。
　図７Ａは、半導体発光素子の発光を制御する照明機器の概略構成を示すブロック図である。図７Ａに示す照明機器１は、バッテリ２、電源回路３、電圧制御回路４、発光素子５、定電流駆動回路６を含んで構成されている。
　電源回路３は、バッテリ２に蓄電された直流電圧を電源電圧に変換して、変換した電源電圧ＶＤＤを発光素子５に印加する。
　定電流駆動回路６は、発光素子５を駆動し、発光素子５を発光させる。
　電圧制御回路４は、定電流駆動回路６が発光素子５を駆動した場合の定電流駆動回路６における電力損失を最小限にするために、電源回路３が発光素子５に印加する電源電圧ＶＤＤを適正に制御する。
　図７Ｂは、図７Ａに示す発光素子５に必要な電源電圧ＶＤＤを説明するための図である。
　発光素子５の発光に必要な電源電圧ＶＤＤとは、発光素子で必要な電圧（発光素子５の発光に必要な電圧Ｖｒｅｑ）と、定電流回路降下電圧（定電流駆動回路６の降下電圧Ｖｄｒｏｐ）の合計である。なお、発光素子５の発光に必要な電圧Ｖｒｅｑとは、発光素子５の順方向電圧（Ｖｆ、或いはコンプライアンス電圧とも呼ぶ）である。
　ここで、電源電圧ＶＤＤが低すぎると、必要な電流を発光素子５に流すことができない。そのため、電源電圧ＶＤＤを少し高めにしておく必要がある。つまり、マージン電圧Ｖｍｇｎを電源電圧ＶＤＤに加える必要がある。すなわち、発光素子５の発光に必要な電源電圧ＶＤＤは、図７Ｂに示すように、発光素子５の発光に必要な電圧Ｖｒｅｑと、マージン電圧Ｖｍｇｎと、降下電圧Ｖｄｒｏｐとの合計となる。
　一方、電源電圧ＶＤＤが高すぎると、電流は十分流せるが、マージン電圧Ｖｍｇｎと、降下電圧Ｖｄｒｏｐとの合計分は、定電流駆動回路６での電力損失（発熱）になってしまう。
　つまり、定電流駆動回路６での電力損失を最少にするには、電源電圧ＶＤＤを制御して、マージン電圧Ｖｍｇｎを必要最小な電源電圧ＶＤＤにする必要がある。
　しかし、発光素子５の順方向電圧は、デバイスの個体差、経年劣化、動作温度などによってバラつきが生じるため、一意に電源電圧ＶＤＤを決めることができない。そのため、電源電圧ＶＤＤを適正電圧へ制御するフィードバック制御することが求められる。なお、適正電圧への制御とは、図７Ｂに於いて、マージン電圧Ｖｍｇｎを常に小さくすることと同義である。
　この電源電圧ＶＤＤの制御に関する制御方法が、例えば下記先行技術文献において、提案されている。特許文献１に示された制御方法では、ＦＥＴ（Ｍ１）のゲートとソースとの電位差を検出して、電源電圧ＶＤＤの制御を行っている（特許文献１の図１参照）。また、特許文献２に示された制御方法では、オペアンプ４の出力、すなわち、ＦＥＴ５のゲート電圧を検出して、電源電圧ＶＤＤの制御を行っている（特許文献２の図１参照）。
日本国特開２００８－３０５９７８号公報 日本国特開２００５－１１６７３８号公報
　ここで、上述した照明機器として、所定の露光周期と露光期間を持つ撮像回路を使った撮像装置を考える。撮像回路は、その露光周期の中で、露光期間のみ画像として被写体光を取り込む。このことは、露光期間以外では被写体光を取り込まないことを意味する。
　従って、照明に要する電力を必要最小限に抑えるため、露光期間のみ照明光を出力する事が望ましい。つまり、発光周期の中で、照明光が点灯、消灯を繰り返すことになる。
　ここで照明の光源として、半導体発光素子を用いた場合、駆動回路の消費電力も抑える制御方法も併せて考慮する必要がある。
　しかしながら、従来の制御方法では、発光素子への電流値に応じて駆動電圧（上述の電源電圧ＶＤＤ）を制御していたため、消灯期間を経て再び点灯期間に移行した直後では点灯に必要な電源電圧ＶＤＤが不足して、発光素子への所望の電流値に至るまで時間がかかるという問題があった。
　本発明は、上記事情を考慮してなされたものであり、その目的は、点灯と消灯とを繰り返し行なう発光素子の発光制御において、消費電力を低減しつつ、再点灯開始直後の発光量の低減を少なくすることにある。
　本発明の第１の態様に係る撮像装置は、撮像回路、可変電圧電源、発光素子、定電流駆動回路、および制御回路を備え、前記可変電圧電源の出力端子は、前記発光素子の入力端子に接続され、前記発光素子の出力端子は、前記定電流駆動回路の入力端子に接続され、前記制御回路は、前記定電流駆動回路に流れ込む電流を制御し、前記撮像回路が撮像している期間、前記発光素子を点灯させ、前記撮像回路が撮像していない期間、前記発光素子を消灯させ、前記発光素子を点灯させている期間、前記定電流駆動回路の入力端子の電圧に基づいて、前記可変電圧電源が印加する電圧を制御し、前記発光素子を消灯させている期間、前記可変電圧電源を制御し、前記発光素子のコンプライアンス電圧以上の電圧を印加させる。
　本発明の第２の態様に係る撮像装置は、上記第１の態様において、前記撮像回路による撮像で得られた撮像画像の明るさを算出する検波回路を更に備え、前記制御回路は、前記検波回路が算出した明るさに基づいて、前記発光素子に流す電流を増加させるか否かを決定し、増加させると決定した場合、前記発光素子を消灯させている期間、前記可変電圧電源が印加する電圧を制御し、前記発光素子のコンプライアンス電圧よりも大きい電圧を印加させる。
　本発明の第３の態様に係る撮像装置は、上記第２の態様において、メモリを更に備え、前記メモリは、前記検波回路が算出した明るさと前記可変電圧電源が印加する電圧値との関係を示す第１情報を記憶しており、前記制御回路は、前記明るさと、前記第１情報と、に基づいて、前記可変電圧電源が印加する電圧を特定し、前記発光素子を消灯させている期間、前記可変電圧電源が印加する電圧を制御し、特定した前記電圧を印加させる。
　本発明の第４の態様に係る撮像装置は、上記第１の態様において、前記定電流駆動回路の入力端子と、前記制御回路が前記定電流駆動回路の入力端子の電圧に基づいて前記可変電圧電源が印加する電圧を制御する際に使用されるコンパレータの入力端子と、の間に、前記コンパレータの入力端子の電圧を所定の電圧にクリップする電圧クリップ回路を備える。
　本発明の各態様によれば、点灯と消灯とを繰り返し行なう発光素子の発光制御において、消費電力を低減しつつ、再点灯開始直後の発光量の低減を少なくすることができる。
本発明の第１実施形態に係る撮像装置の構成例を示すブロック図である。 図１に示す定電流駆動回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図１に示す撮像装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図１に示す制御回路の処理を説明するためのフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る撮像装置の構成例を示すブロック図である。 図５に示す制御回路の処理を説明するためのフローチャートである。 半導体発光素子の発光を制御する照明機器の概略構成を示すブロック図である。 図７Ａに示す発光素子５に必要な電源電圧ＶＤＤを説明するための図である。
＜第１の実施形態＞
　以下、本発明の第１の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る撮像装置の構成例を示すブロック図である。
　図１に示す撮像装置１００は、撮像回路７、可変電圧電源３０、発光素子５、定電流駆動回路６０、マイコン４０（制御回路）を含んで構成されている。
　可変電圧電源３０の出力端子は、発光素子５の入力端子に、発光素子５の出力端子は、定電流駆動回路６０の入力端子に、それぞれ接続されている。
　可変電圧電源３０は、電源回路３、抵抗素子Ｒ１、抵抗素子Ｒ２、抵抗素子Ｒ３を含んで構成されている。電源回路３は、バッテリ２に蓄電された直流電圧を電源電圧に変換して、変換した電源電圧ＶＤＤ（以下駆動電圧と呼ぶこともある）を発光素子５に印加する。抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２とは、電源電圧ＶＤＤとＧＮＤ（接地）との間に直列に接続されている。この直列に接続された抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２との共通接点は、電源回路３のＦＢ端子へ接続されている。また、抵抗素子Ｒ３は、当該共通接点とマイコン４０の電圧ＤＡＣ（ｃ）を出力する端子Ｔ３との間に設けられている。すなわち、電源回路３は、マイコン４０の出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）に応じて、バッテリ２に蓄電された直流電圧を電源電圧に変換して、変換した電源電圧ＶＤＤを発光素子５に印加する。つまり、電源回路３は、マイコン４０が出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）の出力値を下げることによって、変換した電源電圧ＶＤＤを上昇させ、一方、マイコン４０が出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）の出力値を上げることによって、変換した電源電圧ＶＤＤを下降させる。
　発光素子５は、ＬＥＤ、ＬＤなどの半導体発光素子である。すなわち、発光素子５は、発光ダイオード（Ｌｉｇｈｔ　Ｅｍｉｔｔｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ:ＬＥＤ）であって、ダイオードの一種であり、順方向に電圧を加えた際に発光する半導体素子である。また、発光素子５は、レーザーダイオード（Ｌａｓｅｒ　Ｄｉｏｄｅ：ＬＤ）であって、半導体の構成元素によって発振する中心周波数、つまりレーザー光の色が決まる半導体素子である。
　定電流駆動回路６０は、オペアンプＯＰ、バイポーラトランジスタＢｉｐ、シャント抵抗Ｒｓを含んで構成されている。
　バイポーラトランジスタＢｉｐは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。バイポーラトランジスタＢｉｐは、コレクタ端子が発光素子５の出力端子に接続され、ベース端子がオペアンプＯＰの出力端子に接続され、エミッタ端子がシャント抵抗Ｒｓの一端に接続されている。シャント抵抗Ｒｓの他端は接地されている。オペアンプＯＰは、正極（＋）端子がスイッチＳＷの出力端子に接続され、負極（－）端子がバイポーラトランジスタＢｉｐのエミッタ端子とシャント抵抗Ｒｓの一端との共通接点に接続されている。なお、スイッチＳＷは図１に示すように、２つの入力端子（第１入力端子と第２入力端子とする）と、１つの出力端子を有するスイッチであり、マイコン４０の端子Ｔ４から出力される信号が出力端子へ入力されることにより、第１入力端子と出力端子とが接続され（導通され）るか、第２入力端子と出力端子とが接続されるかを決定する。
　マイコン４０は、定電流駆動回路６０に流れ込む駆動電流Ｉｄｒｖを制御する。マイコン４０は、マイコン４０が端子Ｔ４から出力し、スィッチＳＷの出力端子へと入力するＰＷＭ（パルス幅変調信号）に応じて、オペアンプＯＰの＋端子への入力信号を制御する。定電流駆動回路６０は、オペアンプＯＰの＋端子への当該入力信号の電圧値が、オペアンプＯＰの－端子への入力信号の電圧値（バイポーラトランジスタＢｉｐのエミッタ端子とシャント抵抗Ｒｓの一端との共通接点の電圧値）より大きい場合、当該入力信号の電圧値を増幅して、増幅後の電圧値をバイポーラトランジスタＢｉｐのベース端子へと入力させ、バイポーラトランジスタＢｉｐがコレクタ端子からエミッタ端子へと流す電流（発光素子５の駆動電流）を制御する。なお、本実施形態の説明において、発光素子５の駆動電流Ｉｄｒｖを発光素子５へ流すパルス電流と呼ぶこともある。
　ここで、図２を参照して、定電流駆動回路６０の動作について説明する。
　図２は、図１に示す定電流駆動回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２においては、撮像回路７がマイコン４０へ出力する撮像同期信号、マイコン４０が端子Ｔ４から出力するＰＷＭ信号、発光素子５へ流すパルス電流を示している。
　撮像回路７は、所定の露光周期（図２において１フレームで示されている周期）と露光期間を有している。撮像装置１００におけるマイコン４０は、定電流駆動回路６０に流れ込むパルス電流を制御し、撮像回路７が撮像している期間（図２に示す露光期間）、発光素子５を点灯させ、撮像回路７が撮像していない期間（図２に示すブランク期間）、発光素子５を消灯させる。
　そのため、撮像装置１００におけるマイコン４０は、図２に示すように、撮像回路７の撮像期間に対応する、発光素子５を点灯させている発光期間において、所定のデューティーを有するＰＷＭ信号を出力端子Ｔ４からスイッチＳＷの出力端子に対して出力する。ここで、所定のデューティーを有するＰＷＭ信号とは、例えばハイ（Ｈｉｇｈ）レベルの期間とロウ（Ｌｏｗ）レベルの期間とからなる周期に対して、所定のデューティーを乗算した値がＨレベルの期間であり、残りの期間がＬレベルとなる信号を言う。なお、本実施形態において、ＰＷＭ信号がＨレベルであるときをＰＷＭがＯＮであると言い、ＬレベルであるときをＰＷＭがＯＦＦであると言うことがある。
　また、撮像回路７のブランク期間に対応する、発光素子５を消灯させている消灯期間において、図２に示すように、ＰＷＭ信号はＬレベルであるものとする。
　すなわち、スイッチＳＷの出力端子に入力されるＰＷＭ信号がＨレベルであるとき、スイッチＳＷは、第１入力端子と出力端子との間で導通し、マイコン４０が端子Ｔ１から出力する電圧ＤＡＣ（ａ）（駆動電流指示値）がオペアンプＯＰの＋端子へ入力する。一方、スイッチＳＷに入力されるＰＷＭ信号がＬレベルであるとき、第２入力端子と出力端子との間で導通し、第２入力端子に接続される接地レベル（Ｌレベル）の電圧がオペアンプＯＰの＋端子へ入力する。
　これにより、定電流駆動回路６０は、図２に示すように、発光素子５を点灯させている発光期間中は、短いパルスの駆動電流Ｉｄｒｖを発光素子５に流す。
　すなわち、定電流駆動回路６０は、マイコン４０が端子Ｔ４から出力するＰＷＭ（信号）と端子Ｔ１から出力するＤＡＣ（ａ）（駆動電流指示値）によってパルス電流を発光素子５に流す。
　図１に戻って、発光素子５の出力端子と定電流駆動回路６０の入力端子（バイポーラトランジスタＢｉｐのコレクタ端子）とは接続されており、この接続された共通接続点の電圧レベルを、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐと呼ぶこととする。
　図１に示すように、電圧クリップ回路４２が、定電流駆動回路６０の入力端子と、マイコン４０が定電流駆動回路６０の入力端子の電圧に基づいて可変電圧電源３０が印加する電圧を制御する際に使用されるコンパレータＣＭＰの入力端子（正極（＋）端子）と、の間に設けられていてもよい。電圧クリップ回路４２は、コンパレータの入力端子の電圧を所定の電圧にクリップする回路である。電圧クリップ回路４２は、電圧リミッタ回路、電圧クランプ回路とも言う回路である。電圧クリップ回路４２は、コンパレータＣＭＰの定格電圧以上の過電圧（発光素子５の消灯期間における降圧電圧Ｖｄｒoｐ）がコンパレータＣＭＰに加わることを防ぐための保護回路である。なお、本実施形態においては、コンパレータＣＭＰの入力端子（正極（＋）端子）の電圧は、降圧電圧Ｖｄｒｏｐであるものとして、以下説明を続ける。
　コンパレータＣＭＰは、正極（＋）端子が定電流駆動回路６０の入力端子に接続され、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐが入力され、負極（－）端子が所定値である電圧ＤＡＣ（ｂ）を出力するマイコン４０の端子Ｔ２に接続され、前記所定値である電圧ＤＡＣ（ｂ）が入力され、両電圧の比較を行う。
　フリップフロップ（Ｆｌｉｐ　Ｆｌｏｐ：ＦＦ）回路４１は、コンパレータＣＭＰの出力である比較結果が入力端子ＳＥＴに入力され、入力される比較結果に応じて、出力結果である信号Ｑを、マイコン４０のＱ端子へ出力する。
　これにより、マイコン４０は、発光素子５を点灯させている期間、降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値である電圧ＤＡＣ（ｂ）より大きい場合は、判定結果であるＱ値を０から１に変えて、可変電圧電源へ入力する電圧ＤＡＣ（ｃ）を上昇させて発光素子５の駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を下降させ、可変電圧電源３０の出力する発光素子５の駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）に近づける制御を行う。
　一方、マイコン４０は、発光素子５を点灯させている期間、降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値であるＤＡＣ（ｂ）以下の場合は、判定結果であるＱ値を０のまま維持し、可変電圧電源３０へ入力する電圧ＤＡＣ（ｃ）を下降させて発光素子５の駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を上昇させ、可変電圧電源３０の出力する発光素子の駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）に近づける制御を行う。
　すなわち、マイコン４０は、発光素子５を点灯させている期間、定電流駆動回路６０の入力端子の電圧（降圧電圧Ｖｄｒｏｐ）に基づいて、可変電圧電源３０が印加する電圧を制御する。
　なお、マイコン４０は、発光素子５を消灯させている期間、可変電圧電源３０を制御し、発光素子５のコンプライアンス電圧以上（電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）以上）の電圧を印加させる。
　ここで、電源電圧ＶＤＤがハイ（Ｈｉｇｈ：Ｈ）レベルであるときの電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）、電源電圧ＶＤＤが中間（Ｍｅｄｉｕｍ：Ｍ）レベルであるときの電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）、電源電圧ＶＤＤがロウ（Ｌｏｗ：Ｌ）レベルの時の定電流駆動回路６０での降圧電圧Ｖｄｒｏｐと駆動電流Ｉｄｒｏｐを測定すると、図３に示すような波形が得られる。なお、電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）＞電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）＞電源電圧ＶＤＤ（Ｌ）の関係である。
　図３は、図１に示す撮像装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３においては、マイコン４０が発光素子５を点灯させている期間における降圧電圧Ｖｄｒｏｐ、駆動電流Ｉｄｒｏｐの時間変化を電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）、電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）、電源電圧ＶＤＤ（Ｌ）それぞれについて示している。
なお、電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）の波形を破線、電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）の波形を実線、電源電圧ＶＤＤ（Ｌ）の波形を点線で示している。
　電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）は、駆動に必要な電圧より高い。そのため、電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）の時は、駆動電流Ｉｄｒｖは１パルスのＨレベルのときにＩｄｒｖ適正値に到達しているためＯＫだが、このときの降圧電圧Ｖｄｒｏｐが高く、電力損失が大きい。
　また、電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）は、ほぼ適正値である。なぜなら、電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）の時は、駆動電流Ｉｄｒｖは、ほぼ適正値であり（駆動電流Ｉｄｒｖが１パルスのＨレベルのときにＩｄｒｖ適正値に到達しているため、ＯＫである）、このときの降圧電圧Ｖｄｒｏｐが電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）より低く、電源電圧ＶＤＤ（Ｈ）に比べると電力損失は小さいからである。
　また、電源電圧ＶＤＤ（Ｌ）は、電圧が不足している。そのため、駆動電流Ｉｄｒｖは１パルスのＨレベルのときに、降圧電圧Ｖｄｒｏｐが電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）より低く、十分な電流（Ｉｄｒｖ適正値）を流すことができない。
　ここで、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐは、定電流駆動回路６０を構成するバイポーラトランジスタＢｉｐの特性と、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値と、駆動電流Ｉｄｒｖから事前に所定値として知ることができる。そして、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐがその所定値であるとき、最も電力損失が少ない状態になっている。従って、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐを測定し判定することで電源電圧ＶＤＤが適正であるのかを判断を行うことができる。
　すなわち、図１、図３に示すように、マイコン４０が出力端子Ｔ２から出力するＤＡＣ（ｂ）を所定値ＤＡＣ（ｂ）とすることにより、降圧電圧Ｖｄｒｏｐと所定値ＤＡＣ（ｂ）とを比較判定し、判定結果により電源電圧ＶＤＤが適正である電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）であるのかを判断することができる。
　そして、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値ＤＡＣ（ｂ）に満たない場合は、電源電圧ＶＤＤが不足していたと判断できる。一方、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値ＤＡＣ（ｂ）を越えていた場合は、電源電圧が高すぎたと判断できる。
　定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐと所定値ＤＡＣ（ｂ）との比較は、上述のコンパレータＣＭＰを用いる。そして、マイコン４０は、所定値ＤＡＣ（ｂ）を端子Ｔ２から出力し、比較結果を上述のフリップフロップ回路４１（ＦＦ）にセットする。この方法により、数ｕｓと短いパルス駆動でも正しく比較処理を行うことができる。
　そして、マイコン４０は、発光素子５を点灯させている期間、電源電圧ＶＤＤが不足していたと判断した場合は、上述のように、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）の出力値を下げることによって、電源電圧ＶＤＤを上昇させる。一方、マイコン４０は、発光素子５を点灯させている期間、電源電圧ＶＤＤが高すぎたかも知れないと判断した場合は、電圧ＤＡＣ（ｃ）の出力値を上げることによって、電源電圧ＶＤＤを下降させる。増幅電流Ｉｄｒｖであるパルス電流が数パルス経過すると、やがて適正な電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）に収束する。
　また、マイコン４０は、発光素子５を消灯させる期間である消灯期間に移行した場合は、発光素子５の駆動を停止させる。すなわち、マイコン４０は、図２に示すように、撮像回路７のブランク期間に対応する、発光素子５を消灯させている消灯期間（図２に示す発光期間から移行した消灯期間）において、図２に示すように、ＰＷＭ信号をＬレベルにする。また、マイコン４０は、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐの所定値ＤＡＣ（ｂ）との比較結果による可変電圧電源３０の電源電圧ＶＤＤの変更も停止させる。すなわち、マイコン４０が、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）の出力値を変更しないことによって電源電圧ＶＤＤは維持される。
　そして、再び、点灯期間に移行した場合は、前回の点灯期間最後の適正な電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）のまま発光が再開される。
　続いて、マイコン４０内の処理をフローチャートで示した図４を参照しつつ説明する。図４は、図１に示す制御回路の処理を説明するためのフローチャートである。
　マイコン４０は発光指示待ちを行う（ステップＳＴ１）。具体的には、マイコン４０は、撮像回路７の出力する撮像同期信号がＨレベルのとき、撮像回路７が発光指示を出力したと判定する。これにより、発光素子５は、点灯期間に移行する。
　マイコン４０は、駆動電流指示値をＤＡＣ（ａ）に設定する（ステップＳＴ２）。具体的には、マイコン４０は、電圧値ＤＡＣ（ａ）を端子Ｔ１に設定する。ここで、電圧値ＤＡＣ（ａ）とは、ＰＷＭ信号がＯＮ（Ｈレベル）のとき、定電流駆動回路６０の駆動電流（パルス電流）を、図３に示すＩｄｒｖ適正値とする電圧値である。
　マイコン４０は、ＣＬＲを’１’にしてＦＦのＱを’０’にする（ステップＳＴ３）。具体的には、マイコン４０は、出力端子ＣＬＲを’０’から’１’にして、フリップフロップ回路４１（ＦＦ）の入力端子ＣＬＲを’０’から’１’にし、フリップフロップ回路４１の出力端子Ｑを’０’にする。
　マイコン４０は、ＰＷＭ　ＯＮを待つ（ステップＳＴ４）。具体的には、マイコン４０は、端子Ｔ４からＨレベルとなるＰＷＭ信号をスイッチＳＷに送信し、定電流駆動回路６０は、端子Ｔ１に設定された電圧値ＤＡＣ（ａ）に対応する駆動電流Ｉｄｒｖ（パルス電流）の最適値を発光素子５に流す。コンパレータＣＭＰは、駆動電流Ｉｄｒｖの最適値が流れた時の、すなわちＰＷＭ信号がＨレベルであるときの降圧電圧Ｖｄｒｏｐと、マイコン４０が端子Ｔ２から出力した所定値ＤＡＣ（ｂ）とを比較し、降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値ＤＡＣ（ｂ）より大きい場合は、判定結果であるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値を０から１に変化させる。
　一方、コンパレータＣＭＰは、降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値であるＤＡＣ（ｂ）以下の場合は、判定結果であるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値を０のまま維持させる。
　次に、マイコン４０は、ＰＷＭ　ＯＦＦを待つ（ステップＳＴ５）。具体的には、マイコン４０は、端子Ｔ４からＬレベルとなるＰＷＭ信号をスイッチＳＷに送信し、定電流駆動回路６０は、スィッチＳＷの第２入力端子の接地レベルに対応する０Ａの駆動電流Ｉｄｒｖ（パルス電流）を発光素子５に流す。コンパレータＣＭＰは、発光素子５が消灯期間にある時と同様に、０Ａの駆動電流Ｉｄｒｖが流れた時の、すなわちＰＷＭ信号がＬレベルであるときの降圧電圧Ｖｄｒｏｐと、マイコン４０が端子Ｔ２から出力した所定値ＤＡＣ（ｂ）とを比較しない。つまり、コンパレータＣＭＰは、ＰＷＭ信号がＬレベルであるとき、図３に示すように降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値ＤＡＣ（ｂ）より大きい場合となるが、ＰＷＭ信号がＨレベルであるときの、降圧電圧Ｖｄｒｏｐが所定値であるＤＡＣ（ｂ）以下の場合と同様に、判定結果であるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値を０のまま維持させる。
　以上のステップＳＴ４とステップＳＴ５の処理が、図３に示す駆動電流（パルス電流）の１パルス期間におけるマイコン４０が制御するコンパレータＣＭＰの処理である。この処理の結果を基に、マイコン４０は、次に説明する可変電圧電源３０の制御を行う。
　マイコン４０は、ＦＦの出力Ｑ＝’１’であるか否かを判定する（ステップＳＴ６）。具体的には、マイコン４０は、入力端子Ｑに入力されるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値が’１’か’０’のいずれであるかを判定する。
　マイコン４０は、ＳＴ６の判定結果が’１’である場合（ステップＳＴ６－Ｙｅｓ）、ＤＡＣ（ｃ）値を上げて、駆動電圧を下げる（ステップＳＴ７）。具体的には、マイコン４０は、電源電圧ＶＤＤが高すぎたと判断し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）を上げて、可変電圧電源３０を制御し、発光素子５を駆動する電圧である駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を下げる。
　一方、マイコン４０は、ＳＴ６の判定結果が’０’である場合（ステップＳＴ７－Ｎｏ）、ＤＡＣ（ｃ）値を下げて、駆動電圧を上げる（ステップＳＴ８）。具体的には、マイコン４０は、電源電圧ＶＤＤが低すぎたと判断し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）を下げて、可変電圧電源３０を制御し、発光素子５を駆動する電圧である駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を上げる。
　すなわち、マイコン４０は、発光素子５を点灯させている期間、定電流駆動回路６０の入力端子の電圧（降圧電圧Ｖｄｒｏｐ）に基づいて、可変電圧電源３０が印加する電圧を制御し、電源電圧ＶＤＤを電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）に近づける制御を行う。
　次に、マイコン４０は、発光指示があるか否かを判定する（ステップＳＴ９）。具体的には、マイコン４０は、撮像回路７の出力する撮像同期信号がＨレベルであり、撮像回路７が発光指示を出力しているか否かを判定する。
　そして、マイコン４０は、撮像回路７が発光指示を出力している（発光素子５が点灯している）と判定した場合（ステップＳＴ９－Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３に戻り、ステップＳＴ３～ＳＴ９の処理を行う。すなわち、図３に示す駆動電流（パルス電流）の１パルス期間におけるマイコン４０が制御するコンパレータＣＭＰの処理を複数回行うことにより、すなわち数パルス経過することにより、発光素子５を点灯させている期間における電源電圧ＶＤＤを適正な電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）に収束させるこができる。
　一方、マイコン４０は、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定した場合（ステップＳＴ９－Ｎｏ）、ＤＡＣ（ｃ）値を変更しない（ステップＳＴ１０）。具体的には、マイコン４０は、撮像同期信号がＬレベルであり、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）を変更しない。そして、マイコン４０は、再び点灯期間に移行した場合に、変更されない電圧ＤＡＣ（ｃ）により可変電圧電源３０を制御し、前回の点灯期間最後の適正電圧である、適正な電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）に収束させた電源電圧ＶＤＤを発光素子５に印加させ、発光素子５の発光を再開することができる。
＜第２の実施形態＞
　次に、本発明の第２の実施形態について図面を参照して説明する。図５は、本発明の第２実施形態に係る撮像装置の構成例を示すブロック図である。なお、図５において図１に示す構成と同一あるいは対応する構成には同一の数字の符号を付けて説明を適宜省略する。
　図５に示す撮像装置１００ａは、撮像回路７、検波回路８、可変電圧電源３０、発光素子５、定電流駆動回路６０、マイコン４０ａ（制御回路）を含んで構成されている。
　検波回路８は、撮像回路７が撮影した画像（撮像データ）の明るさを算出、評価して、照明を担う発光素子５の駆動電流Ｉｄｒｖの値の増減を、マイコン４０ａに指示する。ここで、検波回路８は、撮像回路７が撮影した画像が暗いと評価（判断）したとき、検波回路８は、もっと発光素子５の照明光を増やすべく、マイコン４０ａが端子Ｔ１から出力する駆動電流指示値ＤＡＣ（ａ）を上げる。
このマイコン４０ａが上げた駆動電流指示値ＤＡＣ（ａ）を、本実施形態においては、駆動電流指示値ＤＡＣ’（ａ）と呼ぶことにする。
　発光素子５の消灯期間中に駆動電流指示値ＤＡＣ’（ａ）が上がった場合、次回の発光素子５の点灯期間中において、前回の点灯時と同じ電源電圧（第１の実施形態における電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）が対応する）のままでは、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐが不足して十分な駆動電流Ｉｄｒｖを発光素子５に流すことができない。そこで、マイコン４０ａは可変電圧電源３０を制御し、可変電圧電源３０が発光素子５に印加する電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）を一定値分上昇させる。または、可変電圧電源３０の出力上限電圧まで上昇させる。この上昇された電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）を、本実施形態においては、電源電圧ＶＤＤ’（Ｍ）と呼ぶことにする。
　すなわち、マイコン４０ａは、発光素子５の消灯期間中に、駆動電流指示値ＤＡＣ’（ａ）に上げたとき、定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐを上げる。この定電流駆動回路６０が上げた降圧電圧Ｖｄｒｏｐを、本実施形態においては、降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’と呼ぶことにする。
　また、この定電流駆動回路６０の降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’により、次回の発光素子５の点灯期間中において、発光素子５に流れる電流は、Ｉｄｒｖ適正値から増加して、Ｉｄｒｖ’適正値になるものとする。
　さらに、マイコン４０ａは、端子Ｔ２から出力する所定値ＤＡＣ（ｂ）を、降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’に応じて上げなければならない。このマイコン４０ａが上げた所定値ＤＡＣ（ｂ）を、本実施形態においては、所定値ＤＡＣ’（ｂ）と呼ぶことにする。
　これにより、本実施形態における撮像装置１００ａは、撮像回路７による撮像で得られた撮像画像の明るさを算出する検波回路８を更に備え、マイコン４０ａは、撮像回路７による撮像で得られた撮像画像の検波回路８が算出した明るさに基づいて、発光素子５に流す電流を増加させるか否かを決定し、増加させると決定した場合、発光素子５を消灯させている期間、可変電圧電源３０が印加する電圧を制御し、発光素子５のコンプライアンス電圧よりも大きい電圧（電源電圧ＶＤＤ’（Ｍ））を印加させる撮像装置となる。
　続いて、マイコン４０ａ内の処理をフローチャートで示した図６を参照しつつ説明する。図６は、図４に示す制御回路の処理を説明するためのフローチャートである。
　なお、発光素子５の１回目の点灯時間におけるマイコン４０ａの処理（ステップＳＴ１～ＳＴ９－Ｙｅｓ）は、図４に示すマイコン４０の処理と同じ処理であるので、説明を省略する。
　マイコン４０ａは、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定した場合（ステップＳＴ９－Ｎｏ）、駆動電流指示値が増加したか否かを判定する（ステップＳＴ１１）。
　具体的には、マイコン４０ａは、端子Ｔ１から出力するＤＡＣ（ａ）が増加したか、あるいはＤＡＣ（ａ）が増加していないか（ＤＡＣ（ａ）に変化がないか、またはＤＡＣ（ａ）が減少した）否かを判定する。
　マイコン４０ａは、ＤＡＣ（ａ）が増加していない場合（ステップＳＴ１１－Ｎｏ）、ＤＡＣ（ｃ）値を変更しない（ステップＳＴ１１－Ｎｏ）。
　具体的には、マイコン４０は、撮像同期信号がＬレベルであり、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）を変更しない。そして、マイコン４０は、再び点灯期間に移行した場合に、変更されない電圧ＤＡＣ（ｃ）により可変電圧電源３０を制御し、前回の点灯期間最後の適正電圧である、適正な電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）に収束させた電源電圧ＶＤＤを発光素子５に印加させ、発光素子５の発光を再開する（ステップＳＴ１）ことができる。
　一方、マイコン４０ａは、ＤＡＣ（ａ）が増加した場合（ステップＳＴ１１－Ｙｅｓ）、ＤＡＣ（ｃ）値を下げて、駆動電圧を上げる（ステップＳＴ１２）。
　具体的には、マイコン４０は、撮像同期信号がＬレベルであり、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ（ｃ）を電圧ＤＡＣ’（ｃ）に上げる。そして、マイコン４０は、再び点灯期間に移行した場合に、上げられた電圧ＤＡＣ’（ｃ）により可変電圧電源３０を制御し、次回の点灯期間の適正電圧である、適正な電源電圧ＶＤＤ’（Ｍ）を発光素子５に印加させ、発光素子５の発光を再開する（ステップＳＴ１）ことができる。
　以下、電源電圧ＶＤＤ’（Ｍ）を発光素子５に印加させる処置（ステップＳＴ１２からＳＴ１に移行した後の処置）について、説明する。
　マイコン４０は発光指示待ちを行う（ステップＳＴ１）。具体的には、マイコン４０は、撮像回路７の出力する撮像同期信号がＨレベルのとき、撮像回路７が発光指示を出力したと判定する。これにより、発光素子５は、点灯期間に移行する。
　マイコン４０は、駆動電流指示値をＤＡＣ’（ａ）に設定する（ステップＳＴ２）。具体的には、マイコン４０は、電圧値ＤＡＣ’（ａ）を端子Ｔ１に設定する。ここで、電圧値ＤＡＣ’（ａ）とは、ＰＷＭ信号がＯＮ（Ｈレベル）のとき、定電流駆動回路６０の駆動電流（パルス電流）を、Ｉｄｒｖ’適正値とする電圧値である。
　マイコン４０は、ＣＬＲを’１’にしてＦＦのＱを’０’にする（ステップＳＴ３）。具体的には、マイコン４０は、出力端子ＣＬＲを’０’から’１’にして、フリップフロップ回路４１（ＦＦ）の入力端子ＣＬＲを’０’から’１’にし、フリップフロップ回路４１の出力端子Ｑを’０’にする。
　マイコン４０は、ＰＷＭ　ＯＮを待つ（ステップＳＴ４）。具体的には、マイコン４０は、端子Ｔ４からＨレベルとなるＰＷＭ信号をスイッチＳＷに送信し、定電流駆動回路６０は、端子Ｔ１に設定された電圧値ＤＡＣ’（ａ）に対応する駆動電流Ｉｄｒｖ（パルス電流）のＩｄｒｖ’最適値を発光素子５に流す。コンパレータＣＭＰは、駆動電流ＩｄｒｖのＩｄｒｖ’最適値が流れた時の、すなわちＰＷＭ信号がＨレベルであるときの降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’と、マイコン４０が端子Ｔ２から出力した所定値ＤＡＣ’（ｂ）とを比較し、降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’が所定値ＤＡＣ’（ｂ）より大きい場合は、判定結果であるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値を０から１に変化させる。
　一方、コンパレータＣＭＰは、降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’が所定値であるＤＡＣ’（ｂ）以下の場合は、判定結果であるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値を０のまま維持させる。
　次に、マイコン４０は、ＰＷＭ　ＯＦＦを待つ（ステップＳＴ５）。具体的には、マイコン４０は、端子Ｔ４からＬレベルとなるＰＷＭ信号をスイッチＳＷに送信し、定電流駆動回路６０は、スィッチＳＷの第２入力端子の接地レベルに対応する０Ａの駆動電流Ｉｄｒｖ（パルス電流）を発光素子５に流す。コンパレータＣＭＰは、発光素子５が消灯期間にある時と同様に、０Ａの駆動電流Ｉｄｒｖが流れた時の、すなわちＰＷＭ信号がＬレベルであるときの降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’と、マイコン４０が端子Ｔ２から出力した所定値ＤＡＣ’（ｂ）とを比較しない。つまり、コンパレータＣＭＰは、ＰＷＭ信号がＬレベルであるとき、降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’が所定値ＤＡＣ’（ｂ）より大きい場合となるが、ＰＷＭ信号がＨレベルであるときの、降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’が所定値であるＤＡＣ’（ｂ）以下の場合と同様に、判定結果であるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値を０のまま維持させる。
　以上のステップＳＴ４とステップＳＴ５の処理が、駆動電流（パルス電流）の１パルス期間におけるマイコン４０が制御するコンパレータＣＭＰの処理である。この処理の結果を基に、マイコン４０は、次に説明する可変電圧電源３０の制御を行う。
　マイコン４０は、ＦＦの出力Ｑ＝’１’であるか否かを判定する（ステップＳＴ６）。具体的には、マイコン４０は、入力端子Ｑに入力されるフリップフロップ回路４１の出力端子Ｑから出力されるＱ値が’１’か’０’のいずれであるかを判定する。
　マイコン４０は、ＳＴ６の判定結果が’１’である場合（ステップＳＴ６－Ｙｅｓ）、ＤＡＣ’（ｃ）値を上げて、駆動電圧を下げる（ステップＳＴ７）。具体的には、マイコン４０は、電源電圧ＶＤＤが高すぎたと判断し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ’（ｃ）を上げて、可変電圧電源３０を制御し、発光素子５を駆動する電圧である駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を下げる。
　一方、マイコン４０は、ＳＴ６の判定結果が’０’である場合（ステップＳＴ７－Ｎｏ）、ＤＡＣ’（ｃ）値を下げて、駆動電圧を上げる（ステップＳＴ８）。具体的には、マイコン４０は、電源電圧ＶＤＤが低すぎたと判断し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ’（ｃ）を下げて、可変電圧電源３０を制御し、発光素子５を駆動する電圧である駆動電圧（電源電圧ＶＤＤ）を上げる。
　すなわち、マイコン４０は、発光素子５を点灯させている期間、定電流駆動回路６０の入力端子の電圧（降圧電圧Ｖｄｒｏｐ’）に基づいて、可変電圧電源３０が印加する電圧を制御し、電源電圧ＶＤＤを電源電圧ＶＤＤ’（Ｍ）に近づける制御を行う。
　次に、マイコン４０は、発光指示があるか否かを判定する（ステップＳＴ９）。具体的には、マイコン４０は、撮像回路７の出力する撮像同期信号がＨレベルであり、撮像回路７が発光指示を出力しているか否かを判定する。
　そして、マイコン４０は、撮像回路７が発光指示を出力している（発光素子５が点灯している）と判定した場合（ステップＳＴ９－Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３に戻り、ステップＳＴ３～ＳＴ９の処理を行う。すなわち、駆動電流（パルス電流）の１パルス期間におけるマイコン４０が制御するコンパレータＣＭＰの処理を複数回行うことにより、すなわち数パルス経過することにより、発光素子５を点灯させている期間における電源電圧ＶＤＤを適正な電源電圧ＶＤＤ’（Ｍ）に収束させるこができる。
　一方、マイコン４０は、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定した場合（ステップＳＴ９－Ｎｏ）、駆動電流指示値が増加したか否かを判定する（ステップＳＴ１１）。
　具体的には、マイコン４０ａは、端子Ｔ１から出力するＤＡＣ’（ａ）が増加したか、あるいはＤＡＣ’（ａ）が増加していないか（ＤＡＣ’（ａ）に変化がないか、またはＤＡＣ’（ａ）が減少した）否かを判定する。
　マイコン４０ａは、ＤＡＣ’（ａ）が増加していない場合（ステップＳＴ１１－Ｎｏ）、ＤＡＣ’（ｃ）値を変更しない（ステップＳＴ１１－Ｎｏ）。
　具体的には、マイコン４０は、撮像同期信号がＬレベルであり、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ’（ｃ）を変更しない。そして、マイコン４０は、再び点灯期間に移行した場合に、変更されない電圧ＤＡＣ’（ｃ）により可変電圧電源３０を制御し、前回の点灯期間最後の適正電圧である、適正な電源電圧ＶＤＤ’（Ｍ）に収束させた電源電圧ＶＤＤを発光素子５に印加させ、発光素子５の発光を再開する（ステップＳＴ１）ことができる。
　一方、マイコン４０ａは、ＤＡＣ’（ａ）が増加した場合（ステップＳＴ１１－Ｙｅｓ）、ＤＡＣ’（ｃ）値を下げて、駆動電圧を上げる（ステップＳＴ１２）。
　具体的には、マイコン４０は、撮像同期信号がＬレベルであり、撮像回路７が発光指示を出力していない（発光素子５が消灯している）と判定し、端子Ｔ３から出力する電圧ＤＡＣ’（ｃ）を電圧ＤＡＣ’’（ｃ）に上げる。そして、マイコン４０は、再び点灯期間に移行した場合に、上げられた電圧ＤＡＣ’’（ｃ）により可変電圧電源３０を制御し、次回の点灯期間の適正電圧である、適正な電源電圧ＶＤＤ’’（Ｍ）を発光素子５に印加させ、発光素子５の発光を再開する（ステップＳＴ１）ことができる。
＜第２の実施形態の変形例＞
　次に、本発明の第２の実施形態の変形例について説明する。
　第２の実施形態の変形例において、図５に示す撮像装置１００ａは、更にメモリ（図５においては不図示）を含んで構成されている。
　メモリは、検波回路８が算出した明るさと可変電圧電源３０が印加する電圧値（ＶＤＤ（Ｍ））との関係を示す第１情報を記憶している。
　また、マイコン４０ａ（制御回路）は、明るさと、第１情報と、に基づいて、可変電圧電源３０が印加する電圧を特定し、発光素子５を消灯させている期間、可変電圧電源３０が印加する電圧を制御し、特定した電圧を印加させる。
　ここで、第１の情報とは、例えば、撮像装置１００ａが過去において、マイコン４０ａが、明るさに応じたデータ（定電流駆動回路６０に与えたＤＡＣ（ａ）、コンパレータＣＭＰに与えたＤＡＣ（ｂ）、および可変電圧電源３０に与えたＤＡＣ（ｃ））により、可変電圧電源３０を制御して、可変電圧電源３０が発光素子５に電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）を印加して発光させた実績データである。
　これにより、本変形例の撮像装置１００ａでは、第２の実施形態の撮像装置１００ａに比べて、発光素子５に印加する電源電圧ＶＤＤ（Ｍ）を、マイコン４０ａが精度よく大きくすることができる。
　以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれら実施形態およびその変形例に限定されることはない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、構成の付加、省略、置換、およびその他の変更が可能である。また、本発明は前述した説明によって限定されることはなく、添付のクレームの範囲によってのみ限定される。
　上記各態様の撮像装置によれば、点灯期間、消灯期間を繰り返す半導体発光素子の駆動回路において、点灯期間中に駆動電源電圧をできるだけ低くして駆動回路の電力損失が最小になるように制御すると共に、消灯期間を経て再び点灯を開始したときに必要な駆動電源電圧を確保して、光量不足を抑えることができる。
５　発光素子
７　撮像回路
８　検波回路
３０　可変電圧電源
４０，４０ａ　マイコン
４１　フリップフロップ回路
６０　定電流駆動回路
１００，１００ａ　撮像装置
ＣＭＰ　コンパレータ
ＳＷ　スイッチ

Claims (4)

  1. 　撮像回路、可変電圧電源、発光素子、定電流駆動回路、および制御回路を備え、
    　前記可変電圧電源の出力端子は、前記発光素子の入力端子に接続され、
    　前記発光素子の出力端子は、前記定電流駆動回路の入力端子に接続され、
    　前記制御回路は、
    　　前記定電流駆動回路に流れ込む電流を制御し、前記撮像回路が撮像している期間、前記発光素子を点灯させ、前記撮像回路が撮像していない期間、前記発光素子を消灯させ、
    　　前記発光素子を点灯させている期間、前記定電流駆動回路の入力端子の電圧に基づいて、前記可変電圧電源が印加する電圧を制御し、
    　　前記発光素子を消灯させている期間、前記可変電圧電源を制御し、前記発光素子のコンプライアンス電圧以上の電圧を印加させる
    　撮像装置。
  2. 　前記撮像回路による撮像で得られた撮像画像の明るさを算出する検波回路を更に備え、
    　前記制御回路は、
    　　前記検波回路が算出した明るさに基づいて、前記発光素子に流す電流を増加させるか否かを決定し、
    　　増加させると決定した場合、前記発光素子を消灯させている期間、前記可変電圧電源が印加する電圧を制御し、前記発光素子のコンプライアンス電圧よりも大きい電圧を印加させる
    　請求項１記載の撮像装置。
  3. 　メモリを更に備え、
    　前記メモリは、前記検波回路が算出した明るさと前記可変電圧電源が印加する電圧値との関係を示す第１情報を記憶しており、
    　前記制御回路は、
    　　前記明るさと、前記第１情報と、に基づいて、前記可変電圧電源が印加する電圧を特定し、
    　　前記発光素子を消灯させている期間、前記可変電圧電源が印加する電圧を制御し、特定した前記電圧を印加させる
    　請求項２記載の撮像装置。
  4. 　前記定電流駆動回路の入力端子と、前記制御回路が前記定電流駆動回路の入力端子の電圧に基づいて前記可変電圧電源が印加する電圧を制御する際に使用されるコンパレータの入力端子と、の間に、前記コンパレータの入力端子の電圧を所定の電圧にクリップする電圧クリップ回路を備える
    　請求項１記載の撮像装置。
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