JP3970839B2 - 非線形負荷ブースティング回路 - Google Patents

Description

本発明はブースティング回路に関し、特に、ブースティング回路からのフィードバック電圧の変化に基づいて可変三角波生成器がパルス幅変調（ＰＷＭ）回路からのパルス信号幅を変えるように異なる振幅を有する三角波を出力するブースティング回路に関する。
本願は２００３年１０月３日に出願された台湾出願９２１２７３８９号に基づく優先権を主張する出願である。

発光ダイオード（ＬＥＤ）は、コンパクトで、高速レスポンスで、白熱電球より低消費電力で、長寿命で、蛍光灯よりも低汚染性であるという利点がある。したがって、ＬＥＤは次第に従来の発光装置に置き換えられている。

従来のＬＥＤは電池などのＤＣ電圧によって駆動される。ブースティング回路は、複数のＬＥＤを同時に駆動するために、電圧を増幅するように使用される。ＬＥＤが発光するとき、Ｉ−Ｖ特性曲線は非線形である。印加電圧が閾値電圧よりも高いときにのみ、導電電流はＬＥＤを発光させる。

図５に従来のＬＥＤブースティング回路５００を示す。ブースティング回路５００は、ＰＷＭ回路５１０、パワースイッチ５３０、ＬＥＤモジュール５４０、抵抗器５５０、誘導コイル５６０、整流ダイオード５７０、およびコンデンサ５７６を備える。従来のＬＥＤブースティング回路５００は、複数のＬＥＤ５４２を有するＬＥＤモジュール５４０を駆動するために、電源によって供給された低い電圧をより高い電圧へと増幅する。

従来のＬＥＤブースティング回路５００においては、パワースイッチ５３０はＰＷＭ回路５１０からの駆動信号に基づいて、ｏｎあるいはｏｆｆされるようになっている。パワースイッチ５３０がｏｎのとき、電源−コイル５６０−パワースイッチ５３０の経路が充電経路となり、エネルギーがコイル５６０に電流の形で蓄積される。パワースイッチ５３０がｏｆｆのとき、コイル５６０、整流ダイオード５７０、ＬＥＤモジュール５４０、およびコンデンサ５７６の経路がループとなり、コイル５６０に蓄積された電流が、電圧増幅を行うために、その経路を通ってＬＥＤモジュール５４０へと流れる。

電圧ブースティングプロセスはパワースイッチ５３０のｏｎあるいはｏｆｆを制御するＰＷＭ回路５１０からの駆動信号に基づく。ＰＷＭ回路５１０は、一定三角波生成器５１２、誤差増幅器５１４、比較器５１６、基準電圧生成器５１８、および駆動回路５２０を備える。誤差増幅器５１４の負極ターミナルは、抵抗器５５０の一端に接続され、抵抗器５５０を流れる電流に基づくフィードバック電圧を検出する。誤差増幅器５１４の正極ターミナルは、基準電圧生成器５１８に接続される。誤差増幅器５１４は、フィードバック電圧を得ると、そのフィードバック電圧を基準電圧と比較し、誤差出力信号６０４（図６に示す）を比較器５１６の正極ターミナルへ出力する。比較器５１６はその誤差出力信号６０４と一定三角波生成器５１２によって生成された三角波６０２（図６に示す）とを比較する。そして、駆動回路５２０はパルス信号を駆動信号６０６（図６に示す）に変換し、その駆動信号をパワースイッチ５３０へ出力する。従来の一定三角波生成器５１２は一定振幅の三角波を生成するのみであるので、ＬＥＤモジュール５４０を駆動するために必要な駆動電圧に達するまでに時間がかかる。また、従来の一定三角波生成器は、駆動電圧の突然の変化に対してパワースイッチ５３０のｏｎ／ｏｆｆを調整できない。

そのため、従来のＬＥＤブースティング回路は以下のような欠点がある。

１． 従来のＬＥＤブースティング回路は、ＬＥＤデバイスの非線形Ｉ−Ｖ特性曲線のため、ＬＥＤモジュールを駆動するために必要な駆動電圧に達するまでに時間がかかる。

２． ＬＥＤデバイスの非線形Ｉ−Ｖ特性曲線により、小さな電流変化が大きな電圧変化を引き起こすおそれがあるため、ＬＥＤが定常状態で作動する場合に問題となる。

３． 従来のＬＥＤブースティング回路の感度が高い場合、ＲＣ定数設定によってより速い過渡的状態応答（transient state response）が得られたとしても、システムの安定性を大きく阻害する恐れがある。

４． 従来のＬＥＤブースティング回路の感度が低い場合、ＲＣ定数設定によってより安定的な過渡的状態応答が得られたとしても、緩慢な過渡的状態応答の原因となり、システムは定常状態に達するのに時間がかかってしまう。

５． 従来のＬＥＤブースティング回路において、パルス幅はフィードバック電圧の誤差および基準電圧によって変調されるので、フィードバック電圧のノイズは直接パルス幅に影響する。

本発明は、非線形負荷ブースティング回路を提供することを目的とする。フィードバック電圧検出器は、非線形負荷を流れる電流からのフィードバック電圧に基づいて、フィードバック電圧を検出する。ＰＷＭ回路における可変三角波生成器は、基準電圧とフィードバック電圧とを比較し、そして定常状態（ｓｔｅａｄｙ ｓｔａｔｅ）に達する時間を短くするために振幅が可変である三角波を出力する。

本発明の非線形負荷ブースティング回路は、電流源に接続される非線形負荷ブースティング回路であって、入力ターミナルおよび出力ターミナルを有し、電流源に接続され、入力ターミナルから出力ターミナルへ流れる電流が電流源から供給される非線形負荷と、第１のターミナルおよび第２のターミナルを有し、第１のターミナルは非線形負荷の出力ターミナルに接続され、第２のターミナルはグランドターミナルに接続され、非線形負荷を流れる電流に基づいてフィードバック電圧を検出するフィードバック電圧検出器と、フィードバック電圧検出器の第１のターミナルに接続されたパルス幅変調回路とを備え、パルス幅変調回路は、非線形負荷の初期状態、過渡的状態、および定常状態を含む作動状態に基づく可変振幅の三角波を、フィードバック電圧と基準電圧とに基づいて出力する可変三角波生成器と、フィードバック電圧検出器と接続され、フィードバック電圧と基準電圧とに基づいて誤差信号を出力する誤差信号生成器と、可変三角波生成器および誤差信号生成器と接続され、誤差信号と三角波とを比較し、制御信号を出力する比較器と、比較器と接続され、制御信号を受け取り駆動信号に変換する駆動回路と、第１のターミナル、第２のターミナル、および第３のターミナルを有し、第１のターミナルは駆動回路と接続され、第２のターミナルは電流源と接続され、第３のターミナルはグランドターミナルと接続され、制御信号によってｏｎ／ｏｆｆされるパワースイッチとを備え、パワースイッチがｏｆｆのとき電流源は非線形負荷に電流を供給し、パワースイッチがｏｎのとき電流源は非線形負荷への電流の供給を停止する。

本発明の好ましい態様において、フィードバック電圧と基準電圧との差が過渡的電圧よりも大きいとき、作動状態は初期状態であり、三角波の可変振幅は第１の振幅である。フィードバック電圧と基準電圧との差が過渡的電圧よりも小さいとき、作動状態は過渡的状態であり、三角波の可変振幅は第２の振幅へ次第に増加する。フィードバック電圧が、基準電圧を超えるまで次第に増加するとき、作動状態は定常状態であり、三角波の可変振幅は第３の振幅である。

本発明の好ましい態様において、第１の振幅は第２の振幅より小さく、第２の振幅は第３の振幅より小さい。

本発明の好ましい態様において、電流源は電圧源と接続された蓄積デバイスを備え、蓄積デバイスは、パワースイッチがｏｆｆのとき電圧源によって供給された電流を蓄積し、パワースイッチがｏｎのとき電流を放電する。

本発明の好ましい態様において、電流源は、さらに、非線形負荷の第１の電極およびグランドターミナルと接続されたコンデンサを備え、コンデンサは、パワースイッチがｏｆｆのとき蓄電電圧を蓄積し、パワースイッチがｏｎのとき非線形負荷の駆動に対する蓄電電圧を放電する。

本発明の好ましい態様において、非線形負荷ブースティング回路は、さらに、第１のターミナル、および第２のターミナルを有する整流ダイオードを備え、整流ダイオードの第１のターミナルは電流源に接続され、第１のターミナルから第２のターミナルへ電流を流す整流ダイオードが非線形負荷の第１のターミナルと接続される。

本発明の好ましい態様において、前記非線形負荷は１つまたは複数の発光ダイオードを含む。

本発明にかかる可変三角波生成器においては、三角波の振幅がフィードバック電圧と基準電圧との差に基づいて調整される。そのため、本発明は定常状態に達する時間を十分に短くすることができる。

以上は、関連技術の欠点と本発明の利点に関する簡単な説明である。本発明の他の特徴、利点、および実施例は、図面および添付した特許請求の範囲を参照し、以下の説明から当業者に明らかとされるであろう。

本実施例の可変三角波生成器において、三角波の振幅がフィードバック電圧と基準電圧との差に基づいて調整される。システムが定常状態に達する時間を十分に短くすることができる。

図１に、本発明の好ましい実施例にかかるＬＥＤ用非線形負荷ブースティング回路を示す。ＬＥＤ（非線形負荷）ブースティング回路１００は、ＰＷＭ回路１１０、パワースイッチ１３０、ＬＥＤモジュール１４０、フィードバック電圧検出器１５０、蓄積デバイス１６０、整流ダイオード１７０、およびコンデンサ１７６を備える。パワースイッチ１３０には、ＮＭＯＳＦＥＴあるいはＰＭＯＳＦＥＴが用いられる。ＬＥＤモジュール１４０には、１つあるいは複数のＬＥＤ１４２が用いられる。フィードバック電圧検出器１５０には抵抗器が用いられる。蓄積デバイス１６０にはコイルが用いられる。整流ダイオード１７０にはショットキーダイオードが用いられる。ＰＷＭ回路１１０は可変三角波生成器１１２、誤差信号生成器１１４、比較器１１６、基準電圧生成器１１８、および駆動回路１２０を備える。

蓄積デバイス１６０の一方のターミナルは電圧源に接続されている。蓄積デバイス１６０の他方のターミナルは整流ダイオード１７０の入力ターミナル１７２に接続されている。パワースイッチ１３０は第１のターミナル１３２、第２のターミナル１３４、および第３のターミナル１３６を備える。パワースイッチ１３０の第１のターミナル１３２は駆動回路１２０と接続される。パワースイッチ１３０の第２のターミナル１３４はコイル１６０と接続される。パワースイッチ１３０の第３のターミナル１３６はグランドターミナルと接続される。ＬＥＤモジュール１４０は入力ターミナル１４４と出力ターミナル１４６とを備える。ＬＥＤモジュール１４０の入力ターミナル１４４は整流ダイオード１７０の出力ターミナル１７４と接続される。ＬＥＤモジュール１４０の出力ターミナル１４６はフィードバック電圧検出器１５０の第１のターミナル１５２と接続される。フィードバック電圧検出器１５０の第２のターミナル１５４はグランドターミナルと接続される。コンデンサ１７６はＬＥＤモジュール１４０の入力ターミナル１４４およびグランドターミナルと接続される。基準電圧生成器１１８は可変三角波生成器１１２および誤差信号生成器１１４の正極ターミナルと接続される。誤差信号生成器１１４の負極ターミナルはフィードバック電圧検出器１５０の第１のターミナル１５２と接続される。可変三角波生成器１１２はフィードバック電圧検出器１５０の第１のターミナル１５２および比較器１１６の負極ターミナルと接続される。比較器１１６の正極ターミナルは誤差信号生成器１１４の出力ターミナルと接続される。比較器１１６の出力ターミナルは駆動回路１２０と接続される。

ＰＷＭ回路１１０からの駆動信号は、電圧を増幅するように、パワースイッチ１３０のｏｎ／ｏｆｆを決定する。パワ−スイッチ１３０がｏｎのとき、電源−蓄積デバイス１６０−パワースイッチ１３０の経路が充電経路となり、エネルギーが電流の形で蓄積デバイス１６０に蓄積される。パワ−スイッチ１３０がｏｆｆのとき、蓄積デバイス１６０、整流ダイオード１７０、ＬＥＤモジュール１４０、およびコンデンサ１７６の経路がループとなり、蓄積デバイス１６０に蓄積された電流は、電圧増幅を行うために、その経路を通ってＬＥＤモジュール１４０へと流れる。

ＰＷＭ回路１１０のフィードバック電圧検出器１５０はＬＥＤモジュール１４０を流れる電流に基づくフィードバック電圧を検出する。そのフィードバック電圧は誤差信号生成器１１４の負極ターミナルに送られる。基準電圧は誤差信号生成器１１４の正極ターミナルに送られる。そして、基準電圧とフィードバック電圧との差を積分することによって、誤差信号生成器１１４を介して、誤差信号（積分された誤差信号）が得られる。誤差信号生成器１１４にはよりよい耐ノイズ性を有するために誤差積分器が用いられる。

図２Ａに、本発明の好ましい実施例にかかる可変三角波生成器による三角波の離散型振幅調整を示す。図１および２Ａを参照して、可変三角波生成器１１２はフィードバック電圧検出器１５０によって検出されたフィードバック電圧を受け取り、可変三角波生成器１１２によって生成される三角波の振幅を調整するためにフィードバック電圧と基準電圧との差を決定する。そのフィードバック電圧と基準電圧との差が過渡的電圧よりも大きいとき、ＬＥＤブースティング回路１００は初期状態（initial state）である。したがって、ＬＥＤブースティング回路１００は、ＬＥＤブースティング回路１００の過渡的応答を速くするように感度の高いＲＣ定数を必要とする。そのため、可変三角波生成器１１２は、比較器１１６の正極および負極ターミナルがより小さい振幅が得られるように（図２Ａに示す第１の振幅２０２のように）、充電電流および放電電流を調整する。

フィードバック電圧と基準電圧との差が過渡的電圧よりも小さいとき、ＬＥＤブースティング回路１００は過渡的状態である。したがって、ＬＥＤブースティング回路１００のＲＣ定数の感度は、過渡的状態における電圧が基準電圧よりも大きくなり過ぎないように、小さくなる。そのため、可変三角波生成器１１２は、比較器１１６の正極および負極ターミナルが次第に大きくなる振幅が得られるように（図２Ａに示す第２の振幅２０４のように）、充電電流および放電電流を調整する。

フィードバック電圧が、基準電圧を超えるまで次第に増加するとき、ＬＥＤブースティング回路１００は定常状態である。したがって、ＬＥＤブースティング回路１００は、ＬＥＤブースティング回路１００を安定化するように感度の低いＲＣ定数を必要とする。そのため、可変三角波生成器１１２は、比較器１１６の正極および負極ターミナルがより大きな振幅が得られるように（図２Ａに示す第３の振幅２０６のように）、充電電流および放電電流を調整する。

そして、可変三角波生成器１１２によって生成された三角波は比較器１１６の負極ターミナルに送られる。誤差信号は比較器１１６の正極ターミナルへ送られる。比較器１１６は誤差信号と三角波とを比較し、駆動回路１２０へ制御信号を出力する。駆動回路１２０は制御信号をパワースイッチ１３０へ送られる駆動信号に変換する。

図２Ｂに、本発明の好ましい実施例にかかる可変三角波生成器による連続的な三角波の調整を示す。図２Ａにおいて、三角波の振幅は離散的な方法で調整される。図２Ｂにおいて、三角波の振幅は連続的な方法で調整される。

図３に、本発明の好ましい実施例にかかる非線形負荷ブースティング回路の可変三角波生成器を示す。可変三角波生成器１１２は第１の比較器３０２、第２の比較器３０４、ＮＡＮＤゲート３０６，３０８、第３の比較器３１０、スイッチ３１２，３１４、充電電流源３１６、放電電流源３１８、およびコンデンサ３２０を備える。

充電モードにおいて、スイッチ３１２は、充電電流源３１６がコンデンサ３２０を充電できるように、第３の比較器３１０によってｏｆｆにされる。その間、三角波の振幅は次第に増加する。三角波の振幅（電圧）が第１の閾値電圧ＶＨより大きいとき、第１の比較器３０２の出力電圧は論理０レベルに減少する。そして、ＮＡＮＤゲート３０６の出力電圧が論理１レベルとなる。充電状態の間、三角波の振幅（電圧）は第２の閾値電圧ＶＬより大きいので、第２の比較器３０４の出力電圧は論理１レベルを保持する。その間、ＮＡＮＤゲート３０８の２つの入力ターミナル、ＮＡＮＤゲート３０６の出力ターミナルと第２の比較器３０４の出力ターミナルは論理０レベルとなる。したがって、第３の比較器３１０の正極ターミナルは論理１レベルとなり、第３の比較器３１０の負極ターミナルは論理０レベルとなる。そのため、スイッチ３１６は再びｏｎとなる。こうして、充電電流源がコンデンサ３２０の充電を停止し、充電手順が完了する。

放電モードにおいて、スイッチ３１４は、放電電流源３１８がコンデンサ３２０から解放されるように、第３の比較器３１０によってｏｆｆにされる。その間、三角波の振幅は次第に減少する。

三角波の振幅（電圧）が第２の閾値電圧ＶＬより小さいとき、第２の比較器３０４の出力電圧は論理０レベルである。そして、ＮＡＮＤゲート３０８の出力ターミナルは論理１レベルとなる。放電状態において、三角波の振幅（電圧）が第１の閾値電圧ＶＨより小さいので、第２の比較器３０４の出力電圧は論理１レベルを保持する。その間、ＮＡＮＤゲート３０６の２つの入力ターミナル、ＮＡＮＤゲート３０８の出力ターミナルと第１の比較器３０２の出力ターミナルは論理１レベルとなり、ＮＡＮＤゲート３０６の出力ターミナルは論理０レベルとなる。したがって、第３の比較器３１０の正極ターミナルは論理０レベルであり、第３の比較器３１０の負極ターミナルは論理１レベルである。そのため、スイッチ３１４は再びｏｎとなる。こうして、放電電流源がコンデンサ３２０の放電を停止し、放電手順が完了する。

フィードバック電圧と基準電圧との差がまだ大きいとき、充電電流源３１６と放電電流源３１８によって供給される電流は相対的に小さい。フィードバック電圧と基準電圧との差が大きすぎるとき、その電流は最小である。第１の閾値電圧ＶＨはより小さい。第１の閾値電圧ＶＨと第２の閾値電圧ＶＬとの差は相対的に小さい。その間、可変三角波生成器１１２は一定周波数でより小さい振幅の三角波を生成する。

フィードバック電圧と基準電圧との差が小さくなるとき、充電電流源３１６および放電電流源３１８によって供給される電流は次第に増加する。第１の閾値電圧ＶＨは次第に増加する。その間、可変三角波生成器１１２は一定周波数で振幅が次第に増加する三角波を生成する。

フィードバック電圧が、基準電圧を超えるまで次第に増加するとき、充電電流源３１６および放電電流源３１８によって供給される電流は最大である。第１の閾値電圧ＶＨは最大である。その間、可変三角波生成器１１２は一定周波数で最大振幅の三角波を生成する。

図４Ａに、本発明の好ましい実施例にかかる非線形負荷ブースティング回路の誤差信号生成器を示す。図４Ｂは、本発明の好ましい実施例にかかる非線形負荷ブースティング回路の他の誤差信号生成器である。

本実施例において、フィードバック信号が電圧形式である場合、誤差信号生成器は図４Ａに示す演算増幅器４０２、抵抗器Ｒ、およびコンデンサＣを備える。基準電圧をＶｒｅｆ、フィードバック電圧をＶｆｂ、出力電圧Ｖｏとした場合、出力電圧Ｖｏは以下の式から与えられる。

本実施例において、フィードバック信号が電圧形式である場合、誤差信号生成器は図４Ｂに示す演算相互コンダクタンス増幅器４０４、およびコンデンサＣを備える。基準電圧をＶｒｅｆ、フィードバック電圧をＶｆｂ、出力電圧Ｖｏとした場合、出力電圧Ｖｏは以下の式から与えられる。

図４Ａおよび４Ｂにおいて、誤差積分器は、時間軸に沿ってフィードバック電圧と基準電圧との差を積分でき、平均結果を出力する。

本発明の好ましい実施例において、蓄積デバイス１６０は電圧源と接続される。蓄積デバイス１６０は、パワースイッチ１３０がｏｆｆのとき電圧を蓄積し、パワースイッチ１３０がｏｎのとき放電する。

本発明の好ましい実施例において、コンデンサ１７６は、パワースイッチ１３０がｏｆｆのとき蓄電電圧を蓄積し、パワースイッチ１３０がＬＥＤモジュールの駆動に対してｏｎのとき蓄電電圧を放電する。

要約すると、非線形負荷ブースティング回路は以下の利点を有する。

１． 非線形負荷ブースティング回路における可変三角波生成器は、ブースティング回路の過渡的応答を向上させる。

２． 非線形負荷ブースティング回路は、非線形負荷ブースティング回路が安定的に一定な状態と瞬間的な過渡的応答の両方を備えるように、よりよい応答条件に基づいてＲＣ定数を設定できる。

３． 非線形負荷ブースティング回路は電圧応答がシステム対象値を超えることを防止できる。

４． 非線形負荷ブースティング回路は、システムの定常状態に達する時間を低減できる。

５． 非線形負荷ブースティング回路は、よりよい耐ノイズ性を得るために、誤差増幅器に代えて誤差積分器を用いることができる。

６． ＰＷＭ回路の主要な回路を１つのＩＣによって生産することができる。

以上、本発明の好ましい態様について十分に説明した。しかし、本発明の範囲および精神を超えることなく、当業者による種々の変形、代替構成、均等物の実施がなされてもよい。したがって、以上の説明および具体例は、特許請求の範囲によって示される本発明の範囲を限定するものではない。

本発明の好ましい実施例にかかるＬＥＤ非線形ブースティング回路を示す。 本発明の好ましい実施例にかかる可変三角波生成器による三角波の離散的な振幅調整を示す。 連続的な振幅調整を示す。 本発明の好ましい実施例にかかる非線形ブースティング回路における可変三角波生成器を示す。 本発明の好ましい実施例にかかる非線形ブースティング回路における誤差信号生成器を示す。 本発明の他の好ましい実施例にかかる非線形ブースティング回路における誤差信号生成器を示す。 従来のＬＥＤブースティング回路を示す。 従来のＬＥＤブースティング回路における一定三角波生成器によって生成された一定振幅の三角波を示す。

符号の説明

１００・・・ＬＥＤ（非線形負荷）ブースティング回路
１１０・・・ＰＷＭ回路
１１２・・・可変三角波生成器
１１４・・・誤差信号生成器
１１６・・・比較器
１１８・・・基準電圧生成器
１２０・・・駆動回路
１３０・・・パワースイッチ
１４０・・・ＬＥＤモジュール
１５０・・・フィードバック電圧検出器
１６０・・・蓄積デバイス
１７０・・・整流ダイオード
１７６，３２０・・・コンデンサ
３０２・・・第１の比較器
３０４・・・第２の比較器
３０６，３０８・・・ＮＡＮＤゲート
３１０・・・第３の比較器
３１２，３１４・・・スイッチ
３１６・・・充電電流源
３１８・・・放電電流源
４０２・・・演算増幅器

Claims (11)

1. 電流源に接続される非線形負荷ブースティング回路であって、
   入力ターミナルおよび出力ターミナルを有し、前記電流源に接続され、前記入力ターミナルから前記出力ターミナルへ流れる電流が電流源から供給される非線形負荷と、
   第１のターミナルおよび第２のターミナルを有し、前記第１のターミナルは前記非線形負荷の前記出力ターミナルに接続され、前記第２のターミナルはグランドターミナルに接続され、前記非線形負荷を流れる前記電流に基づいてフィードバック電圧を検出するフィードバック電圧検出器と、
   前記フィードバック電圧検出器の前記第１のターミナルに接続されたパルス幅変調回路とを備え、
   前記パルス幅変調回路は、
   非線形負荷の初期状態、過渡的状態、および定常状態を含む作動状態に基づいて調節された可変振幅の三角波を、前記フィードバック電圧と基準電圧とに基づいて出力する可変三角波生成器と、
   前記フィードバック電圧検出器と接続され、前記フィードバック電圧と前記基準電圧とに基づいて誤差信号を出力する誤差信号生成器と、
   前記可変三角波生成器および前記誤差信号生成器と接続され、前記誤差信号と前記三角波とを比較し、制御信号を出力する比較器と、
   前記比較器と接続され、前記制御信号を受け取り駆動信号に変換する駆動回路と、
   第１のターミナル、第２のターミナル、および第３のターミナルを有し、前記第１のターミナルは前記駆動回路と接続され、前記第２のターミナルは前記電流源と接続され、前記第３のターミナルは前記グランドターミナルと接続され、前記制御信号によってｏｎ／ｏｆｆされる前記パワースイッチとを備え、
   前記パワースイッチがｏｆｆのとき前記電流源は前記非線形負荷に電流を供給し、前記パワースイッチがｏｎのとき前記電流源は前記非線形負荷への電流の供給を停止することを特徴とする非線形負荷ブースティング回路。
2. 前記フィードバック電圧と前記基準電圧との差が過渡的電圧よりも大きいとき、前記作動状態は前記初期状態であり、前記三角波の前記可変振幅は第１の振幅であることを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
3. 前記フィードバック電圧と前記基準電圧との前記差が前記過渡的電圧よりも小さいとき、前記作動状態は前記過渡的状態であり、前記三角波の前記可変振幅は第２の振幅へ次第に増加することを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
4. 前記フィードバック電圧が、前記基準電圧を超えるまで次第に増加するとき、前記作動状態は前記定常状態であり、前記三角波の前記可変振幅は第３の振幅であることを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
5. 前記パルス幅変調回路は、さらに、
   前記可変三角波生成器および前記誤差信号生成器と接続され、前記基準電圧を供給する基準電圧生成器を備えることを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
6. 前記電流源は電圧源と接続された蓄積デバイスを備え、
   前記蓄積デバイスは、前記パワースイッチがｏｆｆのとき前記電圧源によって供給された前記電流を蓄積し、前記パワースイッチがｏｎのとき前記電流を放電することを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
7. 前記電流源は、前記非線形負荷の第１の電極および前記グランドターミナルと接続されたコンデンサを備え、
   前記コンデンサは、前記パワースイッチがｏｆｆのとき蓄電電圧を蓄積し、前記パワースイッチがｏｎのとき前記非線形負荷の駆動に対する蓄電電圧を放電することを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
8. 前記非線形負荷ブースティング回路は、さらに、第１のターミナル、および第２のターミナルを有する整流ダイオードを備え、
   前記整流ダイオードの前記第１のターミナルは前記電流源に接続され、
   前記第１のターミナルから前記第２のターミナルへ前記電流を流すため前記整流ダイオードが前記非線形負荷の前記第１のターミナルと接続されることを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
9. 前記整流ダイオードはショットキーダイオード（Schottky diode）であることを特徴とする請求項９に記載の非線形負荷ブースティング回路。
10. 前記非線形負荷は発光ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。
11. 前記パワースイッチはＮＭＯＳＦＥＴあるいはＰＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載の非線形負荷ブースティング回路。

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