JP5032893B2

JP5032893B2 - 昇圧回路

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Publication number: JP5032893B2
Application number: JP2007151793A
Authority: JP
Inventors: 猛昭横田; 晴彦吉田
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2007-06-07
Filing date: 2007-06-07
Publication date: 2012-09-26
Anticipated expiration: 2027-06-07
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Description

本発明は、昇圧回路に係り、特に、ＬＥＤ等の発光素子の駆動に用いられる昇圧回路であって、出力電圧のさらなる安定化、電力効率の向上等を図ったものに関する。

従来、ＬＥＤ等の発光素子の駆動に用いられる昇圧回路としては、例えば、図５に示されたような構成のものが良く知られている。
以下、同図を参照しつつ、この従来回路について説明する。
この昇圧回路２０１Ａは、入力電圧ＶＤＤを、負荷ＬＥＤ回路１０１ａを駆動するために必要な電圧に昇圧して出力するものである。
負荷ＬＥＤ回路１０１ａは、複数のＬＥＤ１−１Ａ、１−２Ａ、・・・１−ｎＡが直列接続されてなるもので、そのアノード側に昇圧回路２０１Ａの出力電圧ＶOUTが印加される一方、カソード側、すなわち、負荷ＬＥＤ回路１０１ａとグランドとの間には、負荷ＬＥＤ回路１０１ａを定電流駆動するための定電流回路１０１ｂが設けられたものとなっている。
なお、負荷ＬＥＤ回路１０１ａは、必ずしも複数のＬＥＤから構成されたものに限らず、ＬＥＤ単体であっても良い。

昇圧回路２０１Ａは、その出力端とグランドとの間に直列接続されて設けられた分圧抵抗器Ｒ２１Ａ，Ｒ２２Ａにより出力電圧ＶOUTが分圧され、この分圧電圧と基準電圧ＶREF21との差分に応じたパルス信号を出力するパルス変換回路（図５においては「ＰＵＬＳＥ−ＣＯＮ」と表記）２１ＡによりスイッチングトランジスタＭ２１Ａが駆動されるようになっている。そして、入力電圧ＶＤＤがスイッチングトランジスタＭ２１Ａによるスイッチング制御を受けることにより、出力電圧ＶOUT＝（Ｒ２２Ａ／Ｒ２１Ａ＋１）×ＶREF21と表される昇圧電圧が得られるよう構成されたものである。なお、ここで、Ｒ２２Ａ、Ｒ２１Ａは、それぞれ、図５に示された抵抗器の抵抗値であるとする。

定電流回路１０１ｂは、ドレイン・ソース間が抵抗器Ｒ１Ａを介して負荷ＬＥＤ回路１０１ａとグランドとの間に直列接続されるよう設けられた定電流制御トランジスタＭ１Ａと、誤差増幅器ＥＡ１Ａを中心に構成されたものとなっている。そして、抵抗器Ｒ１Ａに生ずる電圧降下と基準電圧ＶREF1との差分に応じた電圧が、誤差増幅器ＥＡ１Ａにより定電流制御トランジスタＭ１Ａのゲートへ印加されることで一定電流を負荷ＬＥＤ回路１０１ａに流すことができるようになっている。なお、定電流制御トランジスタＭ１Ａには、例えば、ＮチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジスタが用いられている。

かかる構成において、負荷ＬＥＤ回路１０１ａに流れる電流を定電流回路１０１ｂによって一定に保つよう動作させるためには、定電流回路１０１ｂに加わる電圧、すなわち、定電流制御トランジスタＭ１Ａのドレイン電圧が、定電流制御トランジスタＭ１Ａを飽和領域で動作させる値以上でなければならない。
ところで、定電流回路１０１ｂに加わる電圧は、昇圧回路２０１Ａの出力電圧ＶOUTから負荷ＬＥＤ回路１０１ａにおける電圧降下分を差し引いた電圧となる。すなわち、ＶOUTから、各ＬＥＤ１−１Ａ〜１−ｎＡの順方向電圧の総和を差し引いた値である。

一般に、ＬＥＤの順方向電圧は、ある範囲内でばらつきがあるため、このばらつきを考慮した上で、定電流回路１０１ｂに十分な電圧が加わるように、昇圧回路２０１Ａの出力電圧ＶOUTを決定する必要がある。すなわち、具体的には、ＬＥＤの順方向電圧のばらつきを考慮して抵抗器Ｒ２１Ａ、Ｒ２２Ａの比を決定する必要がある。
なお、この種の回路としては、例えば、特許文献１等に開示されたものがある。
特開２００６−４９４２３号公報（第４−９頁、図１−図６）

このように、昇圧回路２０１Ａの出力電圧ＶOUTを高めに設定することは、定電流回路１０１ｂに十分な電圧を与え、負荷ＬＥＤ回路１０１ａを定電流駆動する観点からは望ましいことである。
しかし、ＬＥＤの順方向電圧のばらつきが標準値より低めにばらついた場合には、定電流回路１０１ｂに加わる電圧が大きくなり、定電流回路１０１ｂにおける消費電力の増大を招き、電力効率が低下するという問題が発生する。

このような問題を解決する方策としては、例えば、定電流回路１０１ｂを構成する定電流制御トランジスタＭ１Ａのドレイン電圧を、昇圧回路２０１Ａを構成する誤差増幅器ＥＡ２１Ａに入力し、定電流回路１０１ｂに加わる電圧を、常に一定に制御する方法が知られている。
ところが、かかる方法にあっては、定電流回路１０１ｂにおける基準電圧ＶREF1を可変して定電流回路１０１ｂの定電流値を変え得るようにした場合、定電流制御トランジスタＭ１Ａのソース電位が変化し、定電流回路１０１ｂに必要な電圧も変化するため、先の問題を解決するための最善の方策とはならない。
これは、定電流制御トランジスタＭ１Ａの定電流制御用の抵抗器Ｒ１Ａを可変とし、定電流回路１０１ｂの定電流値を変化させた場合や、定電流制御トランジスタＭ１Ａのしきい値電圧がその製造ばらつき等によって変化した場合などにも同様に生じ得る問題である。

本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、発光素子の駆動に用いられる定電流回路の定電流値の変化に関わらず、過剰な昇圧を行うことなく、定電流回路に必要な電圧を適切に出力することのできる昇圧回路を提供するものである。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る昇圧回路は、
１つ又は複数の直列接続された発光素子からなる負荷回路と、
当該負荷回路の一端とグランドとの間に設けられ、当該負荷回路を定電流駆動するための定電流回路と、
前記負荷回路の他端側に接続されて、入力電圧を前記負荷回路の駆動に必要な電圧に昇圧して出力する昇圧回路とを具備し、
前記定電流回路は、前記負荷回路の一端とグランドとの間に、前記負荷回路側から定電流制御トランジスタと定電流制御用抵抗器とが直列接続されて設けられ、
前記昇圧回路は、前記定電流制御トランジスタのドレイン電圧とゲート電圧との差分に応じた電圧を出力する電圧監視手段を有し、
所定の昇圧回路用基準電圧と前記電圧監視手段の出力との差分に応じたパルス幅の信号に応じてスイッチング駆動されるスイッチングトランジスタにより、入力電圧がスイッチング制御されることで出力昇圧電圧が得られるよう構成されてなり、前記電圧監視手段は、ソースが定電流制御トランジスタのドレインに、ゲートが定電流制御トランジスタのゲートに、それぞれ接続される一方、ドレインがプルアップされた電圧監視トランジスタを有してなり、当該電圧監視トランジスタのドレインが電圧監視手段の出力端とされてなるものである。
さらに、上記本発明の目的を達成するため、１つ又は複数の直列接続された発光素子からなる負荷回路と、
前記各負荷回路の一端とグランドとの間に設けられ、当該負荷回路を定電流駆動するための定電流回路とからなる直列回路が複数設けられると共に、
前記各々の負荷回路の他端側に接続されて、入力電圧を前記負荷回路の駆動に必要な電圧に昇圧して出力する昇圧回路が設けられ、
前記定電流回路は、前記負荷回路の一端とグランドとの間に、前記負荷回路側から定電流制御トランジスタと定電流制御用抵抗器とが直列接続されて設けられ、
前記昇圧回路は、前記定電流制御トランジスタのドレイン電圧とゲート電圧との差分に応じた電圧を出力する電圧監視手段が、前記各々の定電流回路に対応して設けられると共に、
前記各々の電圧監視手段の出力の内、最小の出力を選択出力する選択回路が設けられ、
所定の昇圧回路用基準電圧と前記選択回路を介して出力された電圧監視手段の出力との差分に応じたパルス幅の信号に応じてスイッチング駆動されるスイッチングトランジスタにより、入力電圧がスイッチング制御されることで出力昇圧電圧が得られるよう構成されてなり、前記電圧監視手段は、ソースが定電流制御トランジスタのドレインに、ゲートが定電流制御トランジスタのゲートに、それぞれ接続される一方、ドレインがプルアップされた電圧監視トランジスタを有してなり、当該電圧監視トランジスタのドレインが電圧監視手段の出力端とされてなる昇圧回路であってもよい。

本発明によれば、負荷としての発光素子の順方向電圧のばらつきによって、発光素子の駆動に必要な出力昇圧電圧が決定されると共に、定電流回路の定電流値を変更した場合であっても、定電流制御トランジスタのゲート・ドレイン間の電圧を監視することによって、定電流回路に正常動作可能な電圧を供給する最低の出力昇圧電圧が設定されるので、消費電力の高効率化を図ることができる。

特に、負荷回路と定電流回路の直列回路が、昇圧回路の出力に対して互いに並列接続となるよう設けられる構成にあっては、昇圧回路において、各々の定電流回路に対応して電圧監視手段を設けると共に、複数の電圧監視手段の出力の内、最小の出力を選択する選択回路を設ける構成とすることで、それぞれの負荷回路において、発光素子の順方向電圧のばらつきが生じた場合であっても、いずれの定電流回路にも、正常動作を可能とする電圧を供給できるような最低の出力昇圧電圧が決定される。また、各定電流回路の定電流値を、それぞれ任意の値に変更した場合にあっても、各々の定電流制御トランジスタのゲート・ドレイン間の電圧監視がなされて、全ての定電流回路に正常動作可能な電圧を供給する最低の出力電圧が設定されるので、消費電力の高効率化を図ることができる。

また、電圧監視手段を、ドレインがプルアップされた電圧監視トランジスタを用いて構成したものにあっては、先に述べたような本発明の効果に加えて、特に、定電流制御トランジスタと電圧監視トランジスタのトランスコンダクタンスパラメータ比と、定電流回路の定電流値とプルアップ部分からの供給電流の電流値の電流比を、それぞれ最適化することにより、定電流制御トランジスタのしきい値電圧がその製造プロセス等によってばらつきを生じた場合や、周囲温度の変化によって変化した場合にあっても、定電流制御トランジスタの飽和領域が精度良く検出されるので、定電流回路の正常動作可能な電圧を供給することのできる出力昇圧電圧が確保され、消費電力のより一層の効率化を図ることができる。

さらに、負荷回路と定電流回路の直列回路が、昇圧回路の出力に対して互いに並列接続となるよう設けられた構成にあって、電圧監視手段を、各々の定電流回路に対応して設けると共に、電圧監視手段をドレインがプルアップされた電圧監視トランジスタを用いて構成したものにあっては、それぞれの負荷回路において、発光素子の順方向電圧のばらつきが生じた場合であっても、いずれの定電流回路にも、正常動作を可能とする電圧を供給できるような最低の出力昇圧電圧が決定される。加えて、各定電流回路の定電流値を、それぞれ任意の値に変更した場合にあっても、各々の定電流制御トランジスタのゲート・ドレイン間の電圧監視がなされて、全ての定電流回路に正常動作可能な電圧を供給する最低の出力電圧が設定されるので、消費電力の高効率化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図４を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態における昇圧回路の第１の構成例について、図１を参照しつつ説明する。
この昇圧回路２は、特に、この昇圧回路２の負荷となる負荷ＬＥＤ回路１ａと、負荷ＬＥＤ回路１ａを定電流駆動するための定電流回路１ｂと、昇圧回路２とから構成されてなる発光素子駆動回路において用いるに適したものであり、入力電圧ＶＤＤを後述するように昇圧して、その出力昇圧電圧ＶOUTを負荷ＬＥＤ回路１ａの駆動電圧として出力するよう構成されたものである。

この第１の構成例における昇圧回路２は、誤差増幅器（図１においては「ＥＡ２１」と表記）１１、パルス変換回路（図１においては「ＰＵＬＳＥ−ＣＯＮ」と表記）２１、スイッチングトランジスタ（図１においては「Ｍ２１」と表記）１２、コンデンサ（図１においては「Ｃ２１」と表記）１５、電圧監視手段としての電圧監視用誤差増幅器１ｃなどを主たる構成要素として構成されたものとなっている。

以下、具体的に、その接続、構成について説明すれば、まず、誤差増幅器１１は、例えば、演算増幅器などにより実現されるものであり、その非反転入力端子には、昇圧回路用基準電圧ＶREF21が印加されるようになっている。また、誤差増幅器１１の反転入力端子には、演算増幅器などを用いてなる電圧監視用増幅器１ｃの出力端子が接続されている。一方、誤差増幅器１１の出力端子は、パルス変換回路２１の入力段に接続されている。

パルス変換回路２１は、その入力段の入力電圧に応じたパルス幅の繰り返しパルス信号を出力するよう構成されてなるもので、その出力段は、スイッチングトランジスタ１２のゲートに接続されている。本発明の実施の形態においては、スイッチングトランジスタ１２には、ＮチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジスタが用いられており、そのソースは、グランドに接続される一方、ドレインは、インダクタ（図１においては「Ｌ２１」と表記）１３とダイオード（図１においては「Ｄ２１」と表記）１４のアノードとの接続点に接続されたものとなっている。

インダクタ１３の他端は、入力電圧ＶＤＤが印加されるようになっている一方、ダイオード１４のカソードとグランドとの間には、出力昇圧電圧ＶOUTの蓄電のためのコンデンサ１５が接続されている。そして、このダイオード１４のカソードとコンデンサ１５との接続点は、昇圧回路２の出力端となっている。

この昇圧回路２に対して負荷回路となる負荷ＬＥＤ回路１ａは、複数のＬＥＤ１−１〜１−ｎが直列接続されて構成されたものとなっている。そして、この直列接続されたＬＥＤ１−１〜１−ｎの中で、アノードが一方の端部となる第１のＬＥＤ１−１は、そのアノードに昇圧回路２の出力昇圧電圧ＶOUTが印加される一方、他端側となる第ｎのＬＥＤ１−ｎのカソードは、次述するように定電流回路１ｂの定電流制御トランジスタ（図１においては「Ｍ１」と表記）１６に接続されたものとなっている。
なお、本発明の実施の形態においては、負荷ＬＥＤ回路１ａは、複数のＬＥＤ１−１〜１−ｎから構成されたものとしたが、必ずしも複数である必要はなく、ＬＥＤ単独で構成されたものとしても良い。

定電流回路１ｂは、定電流制御トランジスタ１６、定電流制御用誤差増幅器（図１においては「ＥＡ１」と表記）１７、定電流制御用抵抗器（図１においては「Ｒ１」と表記）１８などを主たる構成要素とし、負荷ＬＥＤ回路１ａに一定電流を流すよう構成されてなるものである。
以下、具体的な接続、構成を説明すれば、まず、ＰチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジスタを用いた定電流制御トランジスタ１６は、そのソースが定電流制御用抵抗器１８を介してグランドに接続される一方、ドレインは、先に説明した負荷ＬＥＤ回路１ａの第ｎのＬＥＤ１−ｎのカソードに接続されると共に、昇圧回路２を構成する電圧監視用増幅器１ｃの非反転入力端子に接続されている。

また、定電流制御トランジスタ１６のゲートは、演算増幅器などを用いてなる定電流制御用誤差増幅器１７の出力端子に接続されると共に、昇圧回路２を構成する電圧監視用増幅器１ｃの反転入力端子に接続されている。
定電流制御用誤差増幅器１７は、その非反転入力端子に定電流制御用基準電圧ＶREF1が印加されるようになっている一方、反転入力端子は、定電流制御トランジスタ１６のソースと定電流制御用抵抗器１８との接続点に接続されている。

次に、かかる構成における動作について説明する。
まず、昇圧回路２は、誤差増幅器１１の出力に応じてパルス変換回路２１により発生されたパルス信号によってスイッチングトランジスタ１２がスイッチング駆動される。そして、インダクタ１３を介して入力された電圧ＶＤＤがスイッチングトランジスタ１２によりスイッチング制御されることで、コンデンサ１５に、昇圧された出力昇圧電圧ＶOUTが得られる点は、基本的に従来と同様であるが、誤差増幅器１１の反転入力端子へ入力される電圧が、次述するように定電流回路１ｂの定電流制御トランジスタ１６のドレイン・ゲート間電圧である点が従来と異なっている。

すなわち、定電流回路１ｂが定電流回路として正常に動作するには、定電流回路１ｂに加わる電圧、すなわち、定電流制御トランジスタ１６のドレイン電圧がある程度必要であり、定電流制御トランジスタ１６を飽和領域で動作させておく必要がある。
そのため、本発明の実施の形態においては、定電流制御トランジスタ１６のドレイン・ゲート間電圧が、電圧監視用増幅器１ｃにより検出されるようになっており、ドレイン電圧からゲート電圧を減じた差電圧が昇圧回路２の誤差増幅器１１の反転入力端子へフィードバックされるようになっている。

その結果、昇圧回路２の出力昇圧電圧ＶOUTは、負荷ＬＥＤ回路１ａを介して定電流回路１ｂに加わる電圧が、この定電流回路１ｂを正常動作させる電圧となるようにフィードバック制御されることとなる。
なお、定電流制御トランジスタ１６のドレインに加わる電圧は、昇圧回路２の出力昇圧電圧ＶOUTから、負荷ＬＥＤ回路１ａにおける各ＬＥＤ１−１〜１−ｎの順方向電圧の総和を減じた値となる。

また、定電流回路１ｂにおける定電流値は、定電流制御用抵抗器１８と定電流制御用基準電圧ＶREF1のそれぞれの大きさによって定まる。しかし、仮に、昇圧回路２による昇圧動作が不足する場合は、定電流回路１ｂに加わる電圧が不足し、定電流特性が得られなくなる。この際、定電流制御用抵抗器１８における電圧降下は、定電流制御用基準電圧ＶREF1よりも小さくなるため、定電流制御用増幅器１７の出力電圧、すなわち、定電流制御トランジスタ１６のゲート電圧は、上昇することとなる。そのため、定電流制御トランジスタ１６のドレイン・ゲート間電圧の差電圧は減少し、電圧監視用増幅器１ｃの出力電圧、すなわち、誤差増幅器１１へのフィードバック電圧も減少する。誤差増幅器１１は、その反転入力端子へのフィードバック電圧が小さくなるにしたがい、出力電圧は上昇する。

一方、パルス変換回路２１は、誤差増幅器１１の出力電圧の上昇に応じて出力されるパルス信号のパルス幅が増大するものとなっているため、誤差増幅器１１の出力電圧の上昇に伴いパルス変換回路２からは、パルス幅の長いパルス信号が出力され、スイッチングトランジスタ１２が駆動されることとなる。
そのため、昇圧回路２の出力昇圧電圧ＶOUTが上昇し、定電流回路１ｂに加わる電圧の上昇を招き、先のような定電流制御用抵抗器１８における電圧降下が補償され、定電流回路１ｂに加わる電圧は、定電流回路１ｂが定電流源として正常動作する電圧に常に維持されることとなる。

このように、上記構成においては、定電流制御トランジスタ１６のドレイン・ゲート間電圧を監視することにより、定電流回路１ｂが正常動作するように、定電流回路１ｂに加わる電圧、すなわち、出力昇圧電圧ＶOUTが常に最適に保たれるものとなっている。これは、負荷であるＬＥＤ１−１〜１−ｎのいずれかの順方向電圧、又は、その総和がばらついた場合にも同様であり、定電流回路１ｂが正常動作する状態が保たれ、逆に、出力昇圧電圧ＶOUTの過剰昇圧による電力損失が抑圧され、電力効率の改善が実現されるものとなっている。

また、例えば、定電流回路１ｂの定電流制御用基準電圧ＶREF1を変化させることにより定電流回路１ｂの定電流を可変した場合、定電流制御トランジスタ１６のソース電位が変化する。このような状態においては、例えば、定電流制御トランジスタ１６のドレイン電圧のみを監視するような従来回路の構成では、定電流制御用基準電圧ＶREF1を下げて、定電流値を下げた場合、定電流回路１ｂに加わる電圧が大きくなり、定電流回路１ｂでの電力損失が増加し、電力効率が低下することとなる。
これに対して、本発明の実施の形態においては、定電流制御用基準電圧ＶREF1を上下に変化させた場合であっても、常に定電流制御トランジスタ１６に必要なドレイン電圧、すなわち、定電流回路１ｂが定電流源として正常動作する電圧が供給されるように出力昇圧電圧ＶOUTが設定されることとなり、電力効率が最良値に保たれるものとなっている。

次に、第２の構成例について、図２を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この第２の構成例は、昇圧回路２Ａに複数の負荷が並列に接続された構成例である。
まず、この第２の構成例においては、昇圧回路２Ａの出力端に第１乃至第３の負荷ＬＥＤ回路１ａ、２ａ、３ａのアノード側の端部がそれぞれ接続されたものとなっている。

そして、先の図１に示されたと同一の構成を有してなる電圧監視用増幅器１ｃ、２ｃ、３ｃが、各々の負荷ＬＥＤ回路１ａ、２ａ、３ａに対応して設けられると共に、定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂが、各々の負荷ＬＥＤ回路１ａ、２ａ、３ａに対応して設けられたものとなっている。すなわち、換言すれば、各定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂと、それぞれに対応する定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂとの直列回路が、昇圧回路２Ａとグランドとの間で互いに並列接続状態となるように設けられたものとなっている。

さらに、第２の構成例における昇圧回路２Ａにおいては、電圧監視用増幅器１ｃ、２ｃ、３ｃの出力を、後述するようにして選択して誤差増幅器１１へ入力するための選択回路（図２においては「ＳＥＬ」と表記）３が設けられたものとなっている。なお、図２においては、図示を簡略化して理解を容易とするため、電圧監視用増幅器１ｃ、２ｃ、３ｃを矩形状のブロックで表している。

ここで、定電流回路２ｂ、３ｂの構成は、先に図１において説明した定電流回路１ｂの構成と基本的に同一であるので、それぞれについての詳細な説明は省略し、以下に、定電流回路１bにおける各々の構成要素に対応する定電流回路２ｂ、３ｂにおけるそれぞれの構成要素を示すこととする。
定電流回路２ｂの定電流制御用誤差増幅器１７ｂ（図２においては「ＥＡ２」と表記）及び定電流回路３ｂの定電流制御用誤差増幅器１７ｃ（図２においては「ＥＡ３」と表記）は、定電流回路１ｂの定電流制御用誤差増幅器１７に対応するものである。

また、定電流回路２ｂの定電流制御トランジスタ１６ｂ（図２においては「Ｍ２」と表記）及び定電流回路３ｂの定電流制御トランジスタ１６ｃ（図２においては「Ｍ３」と表記）は、定電流回路１ｂの定電流制御トランジスタ１６に対応するものである。
さらに、定電流回路２ｂの定電流制御用抵抗器１８ｂ（図２においては「Ｒ２」と表記）及び定電流回路３ｂの定電流制御用抵抗器１８ｃ（図２においては「Ｒ３」と表記）は、定電流回路１ｂの定電流制御用抵抗器１８に対応するものである。
またさらに、定電流回路２ｂにおける定電流制御用基準電圧ＶREF2及び定電流回路３ｂにおける定電流制御用基準電圧ＶREF3は、定電流回路１ｂの定電流制御用基準電圧ＶREF1に相当するものである。

次に、かかる構成における動作について説明すれば、まず、選択回路３は、電圧監視用増幅器１ｃ、２ｃ、３ｃの出力電圧の内、最も低い電圧、すなわち、換言すれば、定電流制御トランスジスタ１６、１６ｂ、１６ｃのドレイン・ゲート電圧の差電圧の内、最も低い電圧が選択されるようになっている。かかる選択回路３の選択動作により、昇圧回路２Ａの出力昇圧電圧ＶOUTは、定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂが正常動作する状態に保たれ、過剰昇圧による電力損失が防止され、電力効率の改善がなされるものとなっている。

なお、この構成例において、各定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂの電流値を、それぞれ任意に設定した場合には、各定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂの動作に必要な電圧も同時に変化するが、このような場合にも、選択回路３によって、各電圧監視用増幅器１ｃ、２ｃ、３ｃの出力電圧が、先に説明したように選択されることによって、最適な出力昇圧電圧ＶOUTに設定されることとなり、電力効率が最良値に保たれることとなる。

次に、第３の構成例について、図３を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この第３の構成例における昇圧回路２Ｂは、図１に示された電圧監視用増幅器１１に代えて、電圧監視トランジスタ１９（図３においては「Ｍ１ｃ」と表記）とプルアップ手段としての定電流源２０（図３においては「ＩREF1」と表記）により電圧監視手段が実現された構成となっている。

以下、具体的に、その接続、構成を説明すれば、まず、電圧監視トランジスタ１９には、ＮチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジスタが用いられており、そのソースは、定電流制御トランジスタ１６のドレインに接続される一方、ドレインは、誤差増幅器１１の反転入力端子に接続されると共に、定電流源２０に接続されたものとなっている。ここで、定電流源２０は、その一端に電源電圧ＶＤＤが印加され、他端側に電圧監視トランジスタ１９のドレインと共に誤差増幅器１１の反転入力端子が接続されるものとなっており、電圧監視トランジスタ１９がオフの場合、誤差増幅器１１の反転入力端子をプルアップするようになっている。
一方、電圧監視トランジスタ１９のゲートは、定電流制御用誤差増幅器１７の出力端子と定電流制御トランジスタ１６のゲートとの接続点に接続されたものとなっている。

次に、かかる構成における動作について説明する。
例えば、出力昇圧電圧ＶOUTが低下し、定電流制御トランジスタ１６に十分な電圧が加わっていない状態となった場合、定電流制御トランジスタ１６のドレイン電圧が下降し、電圧監視トランジスタ１９のドレイン電流が増加する。
電圧監視トランジスタ１９のドレインは、定電流源２０によって、その電流が制限されているため、電圧監視トランジスタ１９のドレイン電圧、すなわち、誤差増幅器１１の反転入力端子へのフィードバック電圧は下降し、誤差増幅器１１の出力電圧は上昇する。その結果、昇圧回路２Ｂの出力昇圧電圧ＶOUTは上昇し、先のような出力昇圧電圧ＶOUTの低下が補償されることとなる。

一方、上述の場合とは逆に、定電流制御トランジスタ１６に十分な電圧が加わり、定電流回路１ｂが正常に動作している場合には、電圧監視トランジスタ１９は、そのソース電位が上昇し、ドレイン電流が減少するため、誤差増幅器１１の反転入力端子へのフィードバック電圧も上昇する。そして、誤差増幅器１１の出力電圧が低下するため、出力昇圧電圧ＶOUTは低下せしめられることとなる。

ところで、定電流回路１ｂが定電流源として正常に動作するためには、定電流制御トランジスタ１６が飽和領域で動作していることが必要となる。一般に、トランジスタが飽和領域で動作するためには、ドレイン・ソース間電圧ＶDSとゲート・ソース間電圧ＶGSは、下記する式１で示される関係にあれば良い。

ＶDS＞ＶGS−ＶTH・・・式１

ここで、ＶTHは、定電流制御トランジスタ１６、電圧監視トランジスタ１９のしきい値電圧である。
また、本発明の実施の形態における定電流制御トランジスタ１６のドレイン・ソース間電圧ＶDSは、下記する式２により表すことができる。

ＶDS＝（ＶGS−ＶTH）｛１−（Ｍβ／ＭI）^１／２｝・・・式２

ここで、ＭIは、定電流制御トランジスタ１６の定電流値を、定電流源２０の定電流値で除した値（電流比）であり、Ｍβは、定電流制御トランジスタ１６のトランスコンダクタンスパラメータを、電圧監視トランジスタ１９のトランスコンダクタンスパラメータで除した値（トランスコンダクタンスパラメータ比）である。

したがって、定電流制御トランジスタ１６を飽和領域で動作させるには、下記する式３の関係を満たす必要がある。

（Ｍβ／ＭI）^１／２＜１・・・式３

このように、この第３の構成例においては、誤差増幅器１１の反転入力端子へのフィードバック電圧は、電圧監視トランジスタ１９のドレイン電流によって定まり、昇圧回路２Ｂの出力昇圧電圧ＶOUTは、定電流回路１ｂが正常動作する状態に保たれ、過剰昇圧による電力損失を防ぎ電力効率が改善される。

また、この第３の構成例においては、定電流回路１ｂの電流値を任意に可変した場合には、定電流回路１ｂの動作に必要な電圧も同時に変化するが、このような場合にあっても、電圧監視トランジスタ１９のドレイン電流が変化すると共に、誤差増幅器１１へのフィードバック電圧が最適値に保たれ、最適な出力昇圧電圧ＶOUTが設定されて、電力効率が最適値に保持される。
さらに、第３の構成例においては、上述のＭβ及びＭIを、それぞれ適切な値に設定することで、定電流制御トランジスタ１６の動作状態を飽和領域に保ちつつ、出力昇圧電圧ＶOUTがより低い値に設定され、電力効率がより一層高められるものとなっている。

さらに、第３の構成例において、電圧監視トランジスタ１９と定電流制御トランジスタ１６の整合性を高めることによって、トランジスタのしきい値電圧のばらつきや温度変化によるトランジスタ特性のばらつきが生じた場合でも、電圧監視トランジスタ１９は定電流制御トランジスタ１６の動作状態により、より正確に定電流制御トランジスタ１６の動作に対応した動作をするため、定電流制御トランジスタ１６を飽和領域で動作させるための最低の出力昇圧電圧ＶOUTが設定され、製造ばらつきや動作環境変化が生じた場合においても消費電力の向上に資することができるものとなっている。

次に、第４の構成例について、図４を参照しつつ説明する。
なお、図１、図２又は図３に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この第４の構成例は、先の図３に示された構成例を基本とし、特に、負荷ＬＥＤ回路が複数設けられた場合の構成例であり、複数の負荷ＬＥＤ回路を設けた構成は、先の図２に示された構成例と同様である。
以下、具体的に説明すれば、まず、第４の構成例においては、第１乃至第３の負荷ＬＥＤ回路１ａ、２ａ、３ａと、対応する定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂとの直列回路が、昇圧回路２Ｃの出力とグランドとの間に並列接続されて設けられたものとなっている。

そして、先の図３に示されたと同一の構成を有してなる電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃが、各々の負荷ＬＥＤ回路１ａ、２ａ、３ａに対応して設けられると共に、定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂが、各々の負荷ＬＥＤ回路１ａ、２ａ、３ａに対応して設けられたものとなっている。
すなわち、電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃは、そのドレインが相互に接続されて、定電流源２０に接続されると共に、誤差増幅器１１の反転入力端子に接続されたものとなっている。なお、電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃの各々のソース、ゲートの、対応する定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂに対する接続は、図３の構成例で説明したものと基本的に同一であるので、ここでの詳細な説明は省略する。

次に、かかる構成における動作について説明する。
例えば、出力昇圧電圧ＶOUTが低下し、各定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃに十分な電圧が加わっていない状態となった場合、定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃのいずれか、又は、全てのドレイン電圧が低下し、それに応じて電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃのいずれか、又は、全てのドレイン電流が増加する。そして、電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃのドレイン電流は、定電流源２０によってその電流値が制限されているため、そのドレイン電圧、すなわち、誤差増幅器１１の反転入力端子へのフィードバック電圧は下降し、誤差増幅器１１の出力電圧の上昇と共に、出力昇圧電圧ＶOUTも上昇し、出力昇圧電圧ＶOUTの低下が補償されることとなる。

一方、上述の場合とは逆に、各定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃに十分な電圧が加わり、定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂが正常に動作している場合には、各電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃは、そのソース電位が上昇し、ドレイン電流が減少するため、誤差増幅器１１の反転入力端子へのフィードバック電圧も上昇する。そして、誤差増幅器１１の出力電圧は低下するため、出力昇圧電圧ＶOUTは低下せしめられることとなる。

なお、各定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂが定電流源として正常に動作するためには、各定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃが飽和領域で動作していることが必要となるが、この点に関しては、先の第３の構成例において、式１乃至式３に基づいて説明したと同様であるので、ここでの再度の詳細な説明は省略する。

このように、この第４の構成例においては、誤差増幅器１１の反転入力端子へのフィードバック電圧は、定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃへ加わる電圧の不足を監視する電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃのドレイン電流によって定まり、昇圧回路２Ｃの出力昇圧電圧ＶOUTは、定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂが正常動作する状態に保たれ、過剰昇圧による電力損失を防ぎ電力効率が改善される。

また、この第４の構成例においては、定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂの電流値を任意に可変した場合には、各定電流回路１ｂ、２ｂ、３ｂの動作に必要な電圧も同時に変化するが、このような場合にあっても、電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃのドレイン電流が変化すると共に、誤差増幅器１１へのフィードバック電圧が最適値に保たれ、最適な出力昇圧電圧ＶOUTが設定されて、電力効率が最適値に保持される。
さらに、第４の構成例においては、先の式３に示されたＭβ及びＭIを、それぞれ適切な値に設定することで、定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃの動作状態を、飽和領域に保ちつつ、出力昇圧電圧ＶOUTがより低い値に設定され、電力効率がより一層高められるものとなっている。

またさらに、第４の構成例において、電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃと定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃの整合性を高めることによって、トランジスタのしきい値電圧のばらつきや温度変化によるトランジスタ特性のばらつきが生じた場合でも、電圧監視トランジスタ１９、１９ｂ、１９ｃは定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃの動作状態により、より正確に定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃの動作に対応した動作をするため、定電流制御トランジスタ１６、１６ｂ、１６ｃを飽和領域で動作させるための最低の出力昇圧電圧ＶOUTが設定され、製造ばらつきや動作環境変化が生じた場合においても消費電力の向上に資することができるものとなっている。

本発明の実施の形態における昇圧回路の第１の構成例を示す回路図である。本発明の実施の形態における昇圧回路の第２の構成例を示す回路図である。本発明の実施の形態における昇圧回路の第３の構成例を示す回路図である。本発明の実施の形態における昇圧回路の第４の構成例を示す回路図である。従来回路の一構成例を示す回路図である。

符号の説明

１ａ、２ａ、３ａ…負荷ＬＥＤ回路
１ｂ、２ｂ、３ｂ…定電流回路
１ｃ、２ｃ、３ｃ…電圧監視用増幅器
２、２Ａ、２Ｂ、２Ｃ…昇圧回路
３…選択回路
１６、１６ｂ、１６ｃ…定電流制御トランジスタ
１９、１９ｂ、１９ｃ…電圧監視トランジスタ

Claims

１つ又は複数の直列接続された発光素子からなる負荷回路と、
当該負荷回路の一端とグランドとの間に設けられ、当該負荷回路を定電流駆動するための定電流回路と、
前記負荷回路の他端側に接続されて、入力電圧を前記負荷回路の駆動に必要な電圧に昇圧して出力する昇圧回路とを具備し、
前記定電流回路は、前記負荷回路の一端とグランドとの間に、前記負荷回路側から定電流制御トランジスタと定電流制御用抵抗器とが直列接続されて設けられ、
前記昇圧回路は、前記定電流制御トランジスタのドレイン電圧とゲート電圧との差分に応じた電圧を出力する電圧監視手段を有し、
所定の昇圧回路用基準電圧と前記電圧監視手段の出力との差分に応じたパルス幅の信号に応じてスイッチング駆動されるスイッチングトランジスタにより、入力電圧がスイッチング制御されることで出力昇圧電圧が得られるよう構成されてなり、前記電圧監視手段は、ソースが定電流制御トランジスタのドレインに、ゲートが定電流制御トランジスタのゲートに、それぞれ接続される一方、ドレインがプルアップされた電圧監視トランジスタを有してなり、当該電圧監視トランジスタのドレインが電圧監視手段の出力端とされてなることを特徴とする昇圧回路。
１つ又は複数の直列接続された発光素子からなる負荷回路と、
前記各負荷回路の一端とグランドとの間に設けられ、当該負荷回路を定電流駆動するための定電流回路とからなる直列回路が複数設けられると共に、
前記各々の負荷回路の他端側に接続されて、入力電圧を前記負荷回路の駆動に必要な電圧に昇圧して出力する昇圧回路が設けられ、
前記定電流回路は、前記負荷回路の一端とグランドとの間に、前記負荷回路側から定電流制御トランジスタと定電流制御用抵抗器とが直列接続されて設けられ、
前記昇圧回路は、前記定電流制御トランジスタのドレイン電圧とゲート電圧との差分に応じた電圧を出力する電圧監視手段が、前記各々の定電流回路に対応して設けられると共に、
前記各々の電圧監視手段の出力の内、最小の出力を選択出力する選択回路が設けられ、
所定の昇圧回路用基準電圧と前記選択回路を介して出力された電圧監視手段の出力との差分に応じたパルス幅の信号に応じてスイッチング駆動されるスイッチングトランジスタにより、入力電圧がスイッチング制御されることで出力昇圧電圧が得られるよう構成されてなり、前記電圧監視手段は、ソースが定電流制御トランジスタのドレインに、ゲートが定電流制御トランジスタのゲートに、それぞれ接続される一方、ドレインがプルアップされた電圧監視トランジスタを有してなり、当該電圧監視トランジスタのドレインが電圧監視手段の出力端とされてなることを特徴とする昇圧回路。