JP3904579B2 - 電源装置およびそれを用いた発光装置、電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）等の小型情報端末においては、例えば液晶のバックライトに用いられる発光ダイオード（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ、以下ＬＥＤともいう）などのように電池の出力電圧よりも高い電圧を必要とするデバイスが存在する。これらの小型情報端末では、Ｌｉイオン電池が多く用いられ、その出力電圧は通常３．５Ｖ程度であり、満充電時においても４．２Ｖ程度であるが、ＬＥＤはその駆動電圧として電池電圧よりも高い電圧を必要とする。このように、電池電圧よりも高い電圧が必要とされる場合には、チャージポンプ回路などを用いた昇圧型の電源装置を用いて電池電圧を昇圧し、ＬＥＤなどの負荷回路を駆動するために必要な電圧を得ている。

このような電源装置により、ＬＥＤを駆動する際には、ＬＥＤの駆動経路上に定電流回路を接続して、ＬＥＤに流れる電流を一定に保つことによってその発光輝度の制御の安定化を図っている（特許文献１参照）。

ＬＥＤのカソード端子に接続された定電流回路を安定に動作させるためには、定電流回路を構成するトランジスタが定電流領域で動作する必要がある。ここでトランジスタの定電流領域とは、バイポーラトランジスタでは活性領域を、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）では飽和領域をいう。定電流回路を構成するトランジスタは、ＬＥＤのカソード端子と接地端子間に直列に設けられており、このトランジスタが定電流領域で動作するためには、ＬＥＤのカソード端子が一定電圧以上に保たれている必要がある。以下、定電流回路が安定動作可能な電圧を単に安定動作電圧という。

ここでＬＥＤを駆動する電源装置において、昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路を用いる場合を考える（特許文献２参照）。チャージポンプ回路に入力される電池電圧が低下してくると、チャージポンプ回路の出力電圧、すなわちＬＥＤのアノード端子の電圧も降下する。それに伴い、ＬＥＤのアノード端子の電圧から順方向電圧Ｖｆだけ降下したＬＥＤのカソード端子の電圧も低下するため、定電流回路を安定に動作させるとができなくなる。したがって、この場合には、ＬＥＤのカソード端子の電圧をモニタし、所定の安定動作電圧より低くならないように、チャージポンプ回路の昇圧率を切り替えることによって、定電流回路を安定に動作させることができる。
特開２００４−２２９２９号公報 特開平６−７８５２７号公報

上述のように、ＬＥＤのカソード端子の電圧をモニタしてチャージポンプ回路の昇圧率を切り替える場合、定電流回路の安定動作電圧に対応したしきい値電圧を設定し、カソード端子の電圧が、このしきい値電圧よりも高くなるように制御する必要がある。

ところが、定電流回路を構成するトランジスタや抵抗は半導体製造プロセスのばらつきや温度によって素子の特性が変動するため、定電流回路の安定動作電圧もそれに伴い変動する。そのため、プロセスばらつきや温度特性を考慮して、しきい値電圧を高く設定しておく必要がある。たとえば、定電流回路の安定動作電圧が、設計値の０．３Ｖを中心として最大で±０．１Ｖの範囲で変動する場合には、マージンを確保し、０．４Ｖ以上の電圧をしきい値電圧として設定することになる。

ここで、しきい値電圧を０．４Ｖに設定しておいた場合に、定電流回路の安定動作電圧がプロセスばらつきによって０．２Ｖとなった場合には、本来０．２Ｖ以上で安定化すればよいはずのカソード端子の電圧を０．４Ｖ以上に安定化することになる。つまり、カソード端子の電圧が０．２Ｖ以下となったときに昇圧率を上げればよいところ、０．４Ｖ以下になった時点で昇圧率を上げる必要がある。

チャージポンプ回路の効率は、昇圧率が高いほど悪化するため、上述のように、定電流回路を安定に動作させるためのしきい値電圧にマージンを設定すると、回路全体の効率が悪化することになる。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷回路の駆動電圧を適切に設定し、より高効率動作が可能な電源装置の提供にある。

本発明のある態様は電源装置に関する。この電源装置は、負荷回路を定電流駆動するための電源装置であって、負荷回路の駆動経路上に設けられた定電流回路と、負荷回路に駆動電圧を出力する電圧生成回路と、定電流回路の両端の電圧を監視する監視回路と、電圧生成回路から出力される駆動電圧を制御する制御部と、を備える。監視回路は、定電流回路が安定に動作可能な電圧の変動に追従したしきい値電圧を生成するしきい値電圧源を含み、定電流回路の両端の電圧と、しきい値電圧源により生成されるしきい値電圧を比較した結果を制御部へと出力し、制御部は、監視回路の出力にもとづき電圧生成回路を制御する。

この態様によれば、定電流回路を構成するトランジスタ、抵抗の素子特性が半導体製造プロセスのばらつきや温度変動によって変動し、それにともない定電流回路の安定動作電圧が変動した場合に、その変動に追従したしきい値電圧にもとづいて電圧生成回路を制御することにより、適切な駆動電圧を出力することができる。

定電流回路は、駆動対象の負荷回路が接続される電流出力端子と、所定の基準電圧が第１の入力端子に印加された演算増幅器と、演算増幅器の出力電圧が制御端子に印加され、一端が前記電流出力端子に接続された第１トランジスタと、第１トランジスタの他端に接続され、一端に所定の固定電圧が印加された第１抵抗と、第１トランジスタと第１抵抗の接続点の電位を演算増幅器の第２の入力端子に帰還する帰還経路と、を含み、しきい値電圧源は、所定の定電流を出力する定電流源と、定電流源から出力される定電流の経路上に直列に設けられた第２トランジスタと、一端に固定電圧が印加され、他端に第２トランジスタが接続された第２抵抗と、を含み、第２トランジスタと定電流源の接続点の電圧をしきい値電圧として出力してもよい。

しきい値電圧を生成するしきい値電圧源と、定電流回路の主要部を同様の構成とすることによって、定電流回路の第１抵抗、第１トランジスタの特性の変動すると、しきい値電圧源から出力されるしきい値電圧も、この変動に合わせて変化するため、電圧生成回路を適切に制御することができる。

半導体集積回路上において、第２トランジスタと第１トランジスタ、および第２抵抗と第１抵抗はそれぞれペアリングして形成してもよい。
しきい値電圧を生成する電圧源と定電流回路とで、互いに対応する素子同士をペアリングして形成することにより、対応する素子の特性変動をそろえることができ、より適切なしきい値電圧の生成を行うことができる。

定電流源から出力される定電流は、第２トランジスタが定電流領域で動作する範囲に設定されてもよい。

監視回路は、定電流回路の両端の電圧と、電圧源により生成されるしきい値電圧とを比較する電圧比較器と、電圧比較器のオフセット電圧を調節するオフセット電圧調節回路と、を含んでもよい。この場合、電圧比較器のオフセット電圧を調節することにより、定電流回路の安定動作電圧と、しきい値電圧との誤差電圧をキャンセルすることができる。

定電流回路は、定電流源から出力される定電流に応じた基準電流の経路上に設けられ、一端に固定電圧が印加された基準抵抗をさらに含み、当該基準抵抗の他端に現れる電圧を基準電圧として演算増幅器の第１の入力端子に印加してもよい。この場合、定電流源から出力される定電流が変動すると、定電流回路により生成される電流と、しきい値電圧とが同時に変動するため、誤差をキャンセルすることができる。

オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動電流を調節してもよい。電圧比較器の差動電流を増減させることにより、オフセット電圧を正方向、負方向の両方にシフトさせることができるため、より正確にしきい値電圧を調節することができる。
また、オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動対に供給すべきテール電流を生成する主電流源と、第１可変電流を生成し、差動対により生成される一方の差動電流を変化させる第１可変電流源と、第２可変電流を生成し、差動対により生成される他方の差動電流を変化させる第２可変電流源と、を含んでもよい。

オフセット電圧調節回路の主電流源、第１、第２可変電流源は、第２の定電流源と、この定電流源により生成される定電流を複製するミラー比が調節可能なカレントミラー回路と、を含んで一体に構成され、カレントミラーにより複製された電流を、テール電流、第１可変電流、第２可変電流として電圧比較器に出力してもよい。
この場合、配線やヒューズのトリミングにより、カレントミラー回路のミラー比を調節することにより、テール電流に対する第１、第２可変電流の比率を変化させることができ、電圧比較器のオフセット電圧を好適に調節することができる。さらに、３つの電流は、ひとつの定電流にもとづき生成されるため、相対的なばらつきを小さく抑えることができる。

オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動対を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、を含んでもよい。また、オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動対に接続されるカレントミラー負荷を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、を含んでもよい。
調節用トランジスタを用いて、差動対やカレントミラー負荷のトランジスタサイズを微調節することにより、電圧比較器のオフセット電圧を調節することができる。

電圧生成回路は複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路であって、制御部は、監視回路の電圧比較結果にもとづいてチャージポンプ回路の昇圧率を切り替えてもよい。また、電圧生成回路はスイッチングレギュレータ回路であって、制御部は、監視回路において定電流回路の両端の電圧と、しきい値電圧が等しくなるようにスイッチングレギュレータ回路のスイッチング動作を制御してもよい。

負荷回路は発光ダイオードであって、定電流回路は、発光ダイオードのカソード端子に接続され、監視回路は、発光ダイオードのカソード端子の電圧を監視してもよい。この場合、効率よく発光ダイオードを定電流駆動することができる。

本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光ダイオードと、発光ダイオードを定電流駆動するための上述の電源装置と、を備える。この態様によれば、発光ダイオードを高効率に定電流駆動することができ、電池の寿命を延ばすことができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る電源装置によれば、負荷回路の駆動電圧を適切に設定することができる。

図１は、本発明の実施の形態に係る発光装置１０００を示す。以降の図において、同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜重複した説明を省略するものとする。発光装置１０００は、たとえば携帯電話端末やＰＤＡなどの電子機器に搭載され、液晶のバックライトとして機能する。図１には、発光装置１０００とともに、液晶パネル５１０が図示される。発光ダイオード３００は、液晶パネル５１０の背面に設置され、バックライトとして機能する。

この発光装置１０００は、発光素子である発光ダイオード３００と、その発光ダイオード３００を駆動するための電源装置１００を含む。発光装置１０００は、電池５００により駆動される情報端末に搭載され、電源装置１００は、電池５００から出力される電池電圧Ｖｂａｔを昇圧して発光ダイオードを駆動するために必要な駆動電圧Ｖｏｕｔを生成する。

電源装置１００は、入出力端子として、電池電圧Ｖｂａｔが入力される入力端子１０２、発光ダイオード３００のアノード端子に接続され、電池電圧Ｖｂａｔを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子１０４、発光ダイオード３００のカソード端子に接続されるＬＥＤ端子１０６を含む。

電源装置１００は、チャージポンプ回路１０およびその駆動回路２０を含む。チャージポンプ回路１０は、入力端子１０２から入力された電池電圧Ｖｂａｔを所定の昇圧率で昇圧し、出力端子１０４から出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。このチャージポンプ回路１０は、複数の昇圧率が切り替え可能に構成されている。本実施の形態において、昇圧率は１倍、１．５倍、２倍の３通りで切り替えられるものとする。

図２は、チャージポンプ回路１０の構成例を示す回路図である。チャージポンプ回路１０は、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、およびこれらのコンデンサの接続状態を制御するための第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９を含む。以下、これらのスイッチを特に区別する必要のないときはスイッチＳＷと総称する。第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２は容量値が等しく設定され、集積回路の外部に外付けされている。

第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９は、Ｎ型またはＰ型の電界効果トランジスタＦＥＴによって構成することができ、ゲートに印加する電圧によってドレインソース間の導通状態を制御し、スイッチング素子として動作させることができる。このチャージポンプ回路１０においては、第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９のオンオフの状態が、駆動回路２０から出力される制御信号Ｖｃｎｔによって切り替えられる。なお、制御信号Ｖｃｎｔは、図２には図示していないが、第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９それぞれへ入力されているものとする。

チャージポンプ回路１０は、上述のように複数の昇圧率が切り替えられるように構成されている。ここで、チャージポンプ回路１０の昇圧率に応じた動作について説明する。

昇圧率が１倍に設定されるときには、駆動回路２０から出力される駆動信号Ｖｃｎｔによって、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３、第７スイッチＳＷ７、第８スイッチＳＷ８が定常的にオンされ、その他のスイッチはすべてオフされる。その結果、入力端子１０２と出力端子１０４がオンしたスイッチによって導通状態となるため、入力端子１０２に印加された電池電圧Ｖｂａｔが出力端子１０４から出力され、昇圧率が１倍に設定されることになる。
したがって、昇圧率が１倍に設定されるときに駆動回路２０から出力される制御信号Ｖｃｎｔは、時間的にオンオフを繰り返すスイッチング信号ではなく、一定電圧となる。

次に、昇圧率が１．５倍に設定されるときの動作について説明する。昇圧率が１より大きいとき、すなわち昇圧動作を行う場合には、チャージポンプ回路１０は、スイッチの接続状態の異なる第１期間、第２期間を繰り返す。
第１期間においては、第１スイッチＳＷ１、第５スイッチＳＷ５、第６スイッチＳＷ６をオンし、その他のスイッチをすべてオフすることにより、第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２を直列に接続し、電池電圧Ｖｂａｔで充電する。第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２の容量値は等しいため、２つのコンデンサは、それぞれ電池電圧の１／２となるＶｂａｔ／２で充電される。

第２期間では、第２スイッチＳＷ２と第７スイッチＳＷ７、第４スイッチＳＷ４と第８スイッチＳＷ８をオンし、その他のスイッチをすべてオフする。このとき、入力端子１０２と出力端子１０４間には、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２が並列に接続される。その結果、出力端子１０４からは、入力端子１０２に印加された電池電圧Ｖｂａｔと、コンデンサの充電電圧の和が出力されることになる。第１期間において、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２は電圧Ｖｂａｔ／２で充電されているため、結局、出力端子１０４からは、Ｖｂａｔ＋Ｖｂａｔ／２＝１．５×Ｖｂａｔの電圧が出力される。
このように、チャージポンプ回路１０は、第１期間と第２期間を繰り返すことにより電池電圧Ｖｂａｔを１．５倍して出力する。

次に、昇圧率が２倍に設定されるときの動作について説明する。
第１期間においては、第１スイッチＳＷ１と第９スイッチＳＷ９、第３スイッチＳＷ３と第６スイッチＳＷ６をオンし、その他のスイッチをすべてオフする。第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２は、入力端子１０２と接地端子ＧＮＤ間に並列に接続されることになり、それぞれは、電池電圧Ｖｂａｔで充電される。

第２期間においては、第２スイッチＳＷ２と第７スイッチＳＷ７、第４スイッチＳＷ４と第８スイッチＳＷ８がオンし、他のスイッチはすべてオフされる。その結果、入力端子１０２と出力端子１０４間には、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２が並列に接続される。出力端子１０４からは、入力端子１０２に印加された電池電圧Ｖｂａｔと、コンデンサの充電電圧の和が出力されることになる。第１期間において、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２はそれぞれ電池電圧Ｖｂａｔで充電されているため、出力端子１０４からは、Ｖｂａｔ＋Ｖｂａｔ＝２×Ｖｂａｔの電圧が出力される。
このようにチャージポンプ回路１０は、第１期間と第２期間を繰り返すことにより、電池電圧Ｖｂａｔを２倍して出力する。

図１に戻る。駆動回路２０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を設定し、昇圧動作、すなわちチャージポンプ回路１０のスイッチＳＷの接続状態を制御する。この駆動回路２０は、定電流回路２２、制御部２４、第１発振器２６、第２発振器２８、監視回路３０を含む。

定電流回路２２は、ＬＥＤ端子１０６を介して発光ダイオード３００のカソード端子と接続されている。発光ダイオード３００の発光輝度は、発光ダイオード３００に流れる電流Ｉｌｅｄによって決まるため、定電流回路２２は、発光ダイオード３００の発光輝度が所望の値となるように、電流Ｉｌｅｄを制御する。

監視回路３０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替えるために、定電流回路２２の両端の電圧を監視する。監視回路３０は、定電流回路２２の両端の電圧と、所定のしきい値電圧を比較し、比較結果を制御部２４に出力する。本実施の形態においては、定電流回路２２の両端の電圧は、接地端子とＬＥＤ端子１０６間の電圧に相当する。詳細は後述するが、制御部２４は、監視回路３０からの出力Ｖｓにもとづきチャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替える。

図３は、定電流回路２２および監視回路３０の構成を示す回路図である。
定電流回路２２は、第１トランジスタＭ１、第１抵抗Ｒ１、演算増幅器４０を含む。第１トランジスタＭ１は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
演算増幅器４０の非反転入力端子には、所定の基準電圧Ｖｅが印加されている。この基準電圧Ｖｅは、発光ダイオード３００の発光輝度を制御するための電圧である。第１トランジスタＭ１は、制御端子であるゲートに演算増幅器４０の出力電圧が印加され、ドレインがＬＥＤ端子１０６に接続される。第１抵抗Ｒ１は、一端が第１トランジスタＭ１のソースに接続され、他端に所定の接地電圧が印加される。第１トランジスタＭ１と第１抵抗Ｒ１の接続点の電位Ｖｒ１は、演算増幅器４０の反転入力端子に帰還される。

演算増幅器４０の反転入力端子には、第１抵抗Ｒ１に印加される電圧Ｖｒ１が帰還されており、反転入力端子と非反転入力端子の電圧が等しくなるように帰還がかかるため、第１抵抗Ｒ１に印加される電圧は基準電圧Ｖｅに近づくことになる。第１抵抗Ｒ１に印加される電圧Ｖｒ１が基準電圧Ｖｅと等しいとき、第１抵抗Ｒ１には、電流Ｉｄｒｖ＝Ｖｅ／Ｒ１が流れることになる。この電流Ｉｄｒｖは、第１トランジスタＭ１およびＬＥＤ端子１０６を介して発光ダイオード３００に流れる電流Ｉｌｅｄに他ならない。
このようにして、定電流回路２２は、基準電圧Ｖｅにもとづく定電流Ｉｌｅｄ＝Ｖｅ／Ｒ１を生成し、発光ダイオード３００に流れる電流Ｉｌｅｄを制御する。

ここで、この定電流回路２２が安定に電流を生成するためには、第１トランジスタＭ１を定電流領域で動作させる必要がある。定電流領域とは、トランジスタが電界効果トランジスタＦＥＴのときには飽和領域を意味し、バイポーラトランジスタのときには活性領域を意味する。

ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄが低下すると、第１トランジスタＭ１の両端間の電位差、すなわちドレインソース間電圧が小さくなり、非飽和領域で動作するようになる。非飽和領域においては、ドレインソース間に流れる電流がドレインソース間電圧に依存してしまうため、定電流回路２２が定電流回路として動作しなくなってしまい、発光ダイオード３００の発光輝度を安定させることができなくなる。

そこで、図３に示すように、監視回路３０は、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄが所定のしきい値電圧Ｖｔｈを下回らないように監視する。このしきい値電圧Ｖｔｈは、第１トランジスタＭ１が定電流領域（飽和領域）で動作する範囲に、すなわち、定電流回路２２が所定の定電流を生成できる範囲に設定されている。
監視回路３０は、電圧比較器５０、しきい値電圧Ｖｔｈを出力するしきい値電圧源５２を含む。電圧比較器５０には、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄと、しきい値電圧Ｖｔｈが入力されており、Ｖｌｅｄ＞Ｖｔｈのときハイレベルを、Ｖｌｅｄ＜Ｖｔｈのときローレベルを出力する。この電圧比較器５０の出力Ｖｓは、制御部２４へと入力されている。

制御部２４は、監視回路３０から出力される電圧Ｖｓがローレベルになった状態、すなわちＶｌｅｄ＜Ｖｔｈとなる状態が所定の時間持続すると、チャージポンプ回路１０の昇圧率を１段階上昇させる。すなわち、昇圧率が１倍で動作していたときに、監視回路３０から出力される電圧Ｖｓがローレベルとなると、昇圧率を１．５倍に設定する。同様に、１．５倍で動作していたときに監視回路３０から出力される電圧Ｖｓがローレベルとなると、昇圧率を２倍に設定する。

その結果、電池５００の放電により電池電圧Ｖｂａｔが低下し、それにともなって、発光ダイオード３００のカソード端子の電圧Ｖｌｅｄが低下した場合にも、昇圧率を適切に切り替えることができる。昇圧率が高く設定されると、出力端子１０４から出力される出力電圧Ｖｏｕｔが上昇することになるため、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄをしきい値電圧Ｖｔｈよりも高くすることができ、定電流回路２２を安定に動作させることができる。

しきい値電圧源５２から出力されるしきい値電圧Ｖｔｈは、定電流回路２２の安定動作電圧、すなわち、第１トランジスタＭ１が定電流領域（飽和領域）で動作する範囲に設定される。たとえば、このしきい値電圧Ｖｔｈは０．３Ｖに設定される。

ここで、定電流回路２２を構成する第１トランジスタＭ１、第１抵抗Ｒ１、演算増幅器４０の素子特性、回路特性は、半導体製造プロセスのばらつきや温度によって変動する。図４は、第１トランジスタＭ１であるＦＥＴの電流電圧特性（ＩＶ特性）を示す図であり、縦軸はドレインソース電流Ｉｄｓ、横軸がドレインソース電圧Ｖｄｓを示す。
図中、平均的な電流電圧特性ＩＶｍ１では、ドレインソース電圧が電圧Ｖｘ１より高いとき飽和領域であり、電圧Ｖｘ１より低いとき非飽和領域となる。いま、半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によって、電流電圧特性が、電流電圧特性ＩＶｍ２に変化したとすると、これにともなって、飽和領域と非飽和領域の境界電圧もＶｘ２にシフトすることになる。

定電流回路２２の両端の電圧は、第１抵抗Ｒ１における電圧降下Ｖｒ１と、第１トランジスタＭ１のドレインソース間電圧の和となる。したがって、第１トランジスタＭ１の電流電圧特性の変動にともなって、定電流回路２２の安定動作電圧も変化することになる。同様に、第１抵抗Ｒ１の抵抗値のばらつきによってもこの安定動作電圧は変化することになる。

第１トランジスタＭ１の電流電圧特性が、半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によって、図４のＩＶｍ１とＩＶｍ２の間で変動するとするとき、定電流回路２２を安定に動作させるための電圧は、Ｖｔｈ１＝Ｉｃ×Ｒ１＋Ｖｘ１からＶｔｈ２＝Ｉｃ×Ｒ１＋Ｖｘ２の範囲で変動することになる。
監視回路３０のしきい値電圧源５２により生成されるしきい値電圧Ｖｔｈを一定値とする場合、第１トランジスタＭ１の電流電圧特性が変動するすべての範囲において定電流回路２２を安定に動作させるためには、マージンを考慮してしきい値電圧Ｖｔｈを、Ｖｔｈ１＝Ｉｃ×Ｒ１＋Ｖｘ１に設定しておく必要がある。

ここで、チャージポンプ回路１０の効率について検討する。図５は、チャージポンプ回路１０の入力電圧となる電池電圧Ｖｂａｔと、効率ηの関係を示す図である。
ここで、しきい値電圧源５２により生成されるしきい値電圧Ｖｔｈを、ある電圧Ｖｔｈ１に固定した場合を考える。昇圧率が１倍のとき、電池電圧ＶｂａｔとＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄの関係は、発光ダイオード３００の順方向電圧Ｖｆを用いてＶｂａｔ＝Ｖｌｅｄ＋Ｖｆと表される。いま、電池電圧Ｖｂａｔの低下にともない、Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１（＝Ｖｔｈ１＋Ｖｆ）となると、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄは＜Ｖｔｈ１となるため、昇圧率が１倍から１．５倍へと切り替えられることになる。

このように、しきい値電圧Ｖｔｈをある電圧Ｖｔｈ１に固定すると、もし第１トランジスタＭ１の特性がばらつき、定電流回路２２の安定動作電圧がある電圧Ｖｔｈ１より低くなった場合にも、Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１となった状態で昇圧率が１．５倍に切り替えられることになり、効率の面で改善の余地がある。

そこでチャージポンプ回路１０の効率を改善するために、本実施の形態に係る監視回路３０のしきい値電圧源５２は、第１トランジスタＭ１および第１抵抗Ｒ１の特性変動に追従したしきい値電圧Ｖｔｈを生成するように構成されている。
図３に戻る。しきい値電圧源５２は、第２トランジスタＭ２、第２抵抗Ｒ２、電流源５４を含む。
第２トランジスタＭ２、第２抵抗Ｒ２、電流源５４は直列に接続されており、第２トランジスタＭ２および第２抵抗Ｒ２には、電流源５４により生成される定電圧Ｉｃが流されている。第２トランジスタＭ２のゲートには電源電圧Ｖｄｄが印加される。

このしきい値電圧源５２は、第２トランジスタＭ２と電流源５４の接続点の電圧をしきい値電圧Ｖｔｈとして出力する。第２トランジスタＭ２のドレインソース間電圧Ｖｄｓ２は、定電流Ｉｃによって決定され、第２抵抗Ｒ２に現れる電圧Ｖｒ２は、Ｖｒ２＝Ｉｃ×Ｒ２で与えられる。その結果、しきい値電圧Ｖｔｈは、Ｖｔｈ＝Ｉｃ×Ｒ２＋Ｖｄｓ２と表すことができる。

このように、しきい値電圧源５２は、しきい値電圧Ｖｔｈを生成するための主要部の構成が、定電流回路２２とほぼ同一となっている。半導体集積回路上において、好ましくは、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２は互いに近接して、ペアリングをとって形成することが望ましい。同様に、第１トランジスタＭ１と第２トランジスタＭ２も互いに近接して形成し、ペアリングをとることが望ましい。
このように定電流回路２２としきい値電圧源５２の主要な構成を同一とし、回路を構成する抵抗、トランジスタをペアリングして形成することによって、対応する素子特性の変動量をほぼ等しくすることができる。

その結果、第１トランジスタＭ１の電流電圧特性が変動し、飽和領域と非飽和領域の境界電圧Ｖｘが変動した場合、第２トランジスタＭ２の飽和領域と非飽和領域の境界電圧Ｖｘも変動するため、しきい値電圧Ｖｔｈを、第１トランジスタＭ１の特性変動に追従して変化させることができる。

同様に、第１抵抗Ｒ１の抵抗値が半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によって変動した場合、第２抵抗Ｒ２の抵抗値も同様に変動するため、しきい値電圧Ｖｔｈは、第２抵抗Ｒ２の特性変動にも追従することになる。

以上のように監視回路３０を構成することにより、プロセスばらつきや温度変化による素子特性の変動によって定電流回路２２の安定動作電圧が変動した場合にも、その変動に応じてしきい値電圧Ｖｔｈを生成するため、制御部２４において、最適な昇圧率の設定を行うことができる。
この結果、図５に示すように、昇圧率を切り替える電圧をＶｂａｔ１からＶｂａｔ２の範囲で適切に設定できることを意味するため、チャージポンプ回路１０の効率を改善することができる。同様に、１．５倍から２倍への昇圧率の切り替えも、最適な電圧で行われるため、効率を改善することができる。

次に、監視回路３０を用い、さらに最適な昇圧率の設定を行うための技術について説明する。図６は、監視回路３０および定電流回路２２の構成を示す回路図である。図６の監視回路３０は、オフセット電圧調節回路５６を備えている。
電圧比較器５０は、定電流回路２２の両端の電圧であるＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄと、しきい値電圧源５２により生成されるしきい値電圧Ｖｔｈとを比較する。オフセット電圧調節回路５６は、電圧比較器５０のオフセット電圧ΔＶを調節する。

図６の定電流源５８、トランジスタＭ３、トランジスタＭ５は、図３の電流源５４に相当する。定電流源５８は、基準電流Ｉｒｅｆを生成する。トランジスタＭ３、Ｍ５はカレントミラー回路を構成しており、基準電流Ｉｒｅｆに比例した定電流Ｉｃがしきい値電圧源５２へと出力される。また、トランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５はカレントミラー回路を構成しているため、定電流回路２２に入力される基準電流Ｉｒｅｆ’は、しきい値電圧源５２に出力される定電流Ｉｃに応じた電流となっている。定電流回路２２において、演算増幅器４０の非反転入力端子に印加される基準電圧Ｖｅは、基準電流Ｉｒｅｆ’を基準抵抗Ｒｒｅｆに流すことにより生成される。すなわち、基準電圧Ｖｅは、Ｖｅ＝Ｉｒｅｆ’×Ｒｒｅｆで与えられ、駆動電流Ｉｄｒｖは、Ｉｄｒｖ＝Ｉｒｅｆ’×Ｒｒｅｆ／Ｒ１となり、基準電流Ｉｒｅｆ’に比例する。基準抵抗Ｒｒｅｆも、第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２とペアリングして形成するのが望ましい。

基準電流Ｉｒｅｆ’の値がプロセスばらつきや温度変化にともなって変動し、駆動電流Ｉｄｒｖの値が変動すると、第１トランジスタＭ１のドレインソース間の飽和電圧、すなわち定電流回路２２の安定動作電圧が変動する。図６の監視回路３０において、しきい値電圧源５２により生成されるしきい値電圧Ｖｔｈと、定電流回路２２により生成される駆動電流Ｉｄｒｖは、いずれも、定電流源５８により生成される基準電流Ｉｒｅｆにもとづいて設定される。したがって、基準電流Ｉｒｅｆが変動し、定電流回路２２の安定動作電圧が変動した場合には、しきい値電圧Ｖｔｈもこれにともなって変動する。このとき、電圧比較器５０への入力電圧は、同方向にシフトするため、プロセスばらつきをキャンセルすることができる。

図７は、電圧比較器５０、オフセット電圧調節回路５６の構成を示す回路図である。電圧比較器５０は、トランジスタＭ３０〜Ｍ３６、定電流源８０、９０、９２、増幅段８６を含む。トランジスタＭ３０、Ｍ３１は入力差動対を構成しており、各ゲート８２、８４は、電圧比較器５０の２つの入力端子に対応している。トランジスタＭ３０、Ｍ３１のドレインは、定電流負荷として設けられたトランジスタＭ３３、Ｍ３４を含むカレントミラー負荷と接続されている。トランジスタＭ３３、Ｍ３４は、トランジスタＭ３２とゲートおよびソースが共通に接続されたカレントミラー回路であって、各トランジスタには定電流源８０により生成される定電流が流れている。

トランジスタＭ３３、Ｍ３４のドレインは、それぞれトランジスタＭ３５、Ｍ３６のソースと接続されている。トランジスタＭ３５、Ｍ３６はゲートが共通に接続されており、トランジスタＭ３５のゲート、ドレインは接続されている。トランジスタＭ３５、Ｍ３６のドレインには、それぞれ定電流源９０、９２が接続される。トランジスタＭ３６のドレインは、増幅段８６に接続される。トランジスタＭ３６のドレイン電流は、トランジスタＭ３０、Ｍ３１のゲート電圧が差動増幅された差動電流となる。増幅段８６は、定電流源９２により生成される電流とトランジスタＭ３６のドレイン電流の差を増幅し、電圧比較器５０の出力端子４４から出力する。なお、図７に示した電圧比較器５０の構成は一例であって、その他のさまざまな回路形式の電圧比較器を用いることができる。

オフセット電圧調節回路５６は、電圧比較器５０の差動電流を調節することにより、オフセット電圧ΔＶを調節する。オフセット電圧調節回路５６は、トランジスタＭ２０〜Ｍ２５、ヒューズＲｆ１〜Ｒｆ４、定電流源９４を含む。
トランジスタＭ２１は、電圧比較器５０の入力差動対（トランジスタＭ３０、Ｍ３１）に供給すべきテール電流Ｉｓｓを生成する主電流源として機能する。また、トランジスタＭ２２、Ｍ２３、ヒューズＲｆ１、Ｒｆ２は、第１可変電流Ｉｖ１を生成し、差動対（Ｍ３０、Ｍ３１）により生成される一方の差動電流Ｉｄ１を増加させる第１可変電流源として機能する。また、トランジスタＭ２４、Ｍ２５、ヒューズＲｆ３、Ｒｆ４は、第２可変電流Ｉｖ２を生成し、差動対（Ｍ３０、Ｍ３１）により生成される一方の差動電流Ｉｄ２を増加させる第２可変電流源として機能する。

定電流源９４は、定電流Ｉｃ１を生成する。トランジスタＭ２０〜Ｍ２５は、ゲートおよびソースが共通に接続されたカレントミラー回路を構成しており、各トランジスタのサイズ比に応じたミラー比に従って、定電流Ｉｃ１を複製し、テール電流Ｉｓｓ、第１可変電流Ｉｖ１、第２可変電流Ｉｖ２を生成する。第１可変電流Ｉｖ１の電流値は、ヒューズＲｆ１、Ｒｆ２の切断状態によって可変となる。第２可変電流Ｉｖ２の電流値も、ヒューズＲｆ３、Ｒｆ４の切断状態に応じて同様に変化する。たとえば、トランジスタＭ２１、Ｍ２２、Ｍ２３のサイズ比を１００：２：１に設定した場合、第１可変電流Ｉｖ１は、テール電流Ｉｓｓに対して、３％、２％、１％、０％の範囲で調節することができる。トランジスタＭ２４、Ｍ２５についても同様である。

第１可変電流Ｉｖ１は、電圧比較器５０の入力差動対の一方のトランジスタＭ３０側に供給され、第２可変電流Ｉｖ２は、差動対の他方のトランジスタＭ３１側に供給される。図７のオフセット電圧調節回路５６によれば、ヒューズＲｆ１〜Ｒｆ４の切断状態によって、電圧比較器５０の差動電流を調節することができる。演算増幅器の差動電流を調節すると、入力差動対の電圧−電流特性がシフトするため、オフセット電圧ΔＶを調節することができる。

図６に戻る。一般に、半導体集積回路の抵抗値やトランジスタ特性は、半導体製造プロセスによってばらつき、このばらつきの大きさは、各素子のレイアウトや半導体製造プロセスの種類などによってさまざまである。したがって、カレントミラー回路を構成するトランジスタＭ４、Ｍ５のミラー比も、半導体製造プロセスに依存したばらつきを有することになる。

たとえば、基準電流Ｉｒｅｆ’と定電流Ｉｃの値が、±２％程度の範囲で相対的にばらつくとする。このばらつきは、しきい値電圧源５２により生成されるしきい値電圧Ｖｔｈと、定電流回路２２の安定動作電圧の誤差となる。しきい値電圧Ｖｔｈが最適値から逸脱すると、上述のように電源装置１００の効率悪化を招くことになるため望ましくない。

そこで、図６および図７に示したオフセット電圧調節回路５６において、ヒューズＲｆ１〜Ｒｆ４をトリミングすることにより、トランジスタＭ４、Ｍ５のミラー比のばらつきをキャンセルする方向に電圧比較器５０のオフセット電圧ΔＶを、シフトさせる。上述のように、第１可変電流Ｉｖ１、第２可変電流Ｉｖ２は、それぞれ、差動対のテール電流Ｉｓｓに対して０％、１％、２％、３％の範囲で調節することができる。また、ヒューズＲｆ１、Ｒｆ２をトリミングした場合と、ヒューズＲｆ３、Ｒｆ４をトリミングした場合とでは、オフセット電圧ΔＶの正負は逆向きになる。
電圧比較器５０のオフセット電圧ΔＶを変化させることにより、プロセスばらつきによる定電流回路２２の安定動作電圧の変動を相殺することができ、電源装置１００の効率の悪化を抑えることができる。

すなわち、オフセット電圧調節回路５６において、テール電流Ｉｓｓ、第１可変電流Ｉｖ１、第２可変電流Ｉｖ２を生成するトランジスタＭ２１〜Ｍ２５のサイズ比は、しきい値電圧Ｖｔｈと、定電流回路２２の安定動作に必要な電圧との誤差を十分に低減できるように設計すればよい。

図８は、図７の電圧比較器５０およびオフセット電圧調節回路５６の変形例を示す回路図である。
図７では、第１可変電流Ｉｖ１は、差動対の一方のトランジスタＭ３０側に供給され、第２可変電流Ｉｖ２は、差動対の他方のトランジスタＭ３１側に供給されている。一方、図８においては、第１可変電流Ｉｖ１は、差動対（Ｍ３０、Ｍ３１）に接続されるカレントミラー負荷（Ｍ３５、Ｍ３６）の一方のトランジスタＭ３５側に供給され、第２可変電流Ｉｖ２は、カレントミラー負荷の他方のトランジスタＭ３６側に供給される。このようにして差動電流を調節した場合においても、電圧比較器５０のオフセット電圧ΔＶを調節することができ、図７と同様の効果を得ることができる。第１可変電流Ｉｖ１、第２可変電流Ｉｖ２を、差動電流を調節可能なその他の位置に供給した場合も同様である。

電圧比較器５０のオフセット電圧ΔＶは、図９に示す回路によっても調節することができる。図９は、オフセット電圧が調節可能な電圧比較器５０の構成を示す回路図である。この電圧比較器５０は、オフセット電圧調節回路５６と一体に構成される。本実施の形態において、オフセット電圧調節回路は、調節用トランジスタＭ４０〜Ｍ４３、ヒューズＲｆ１〜Ｒｆ４を含む。
調節用トランジスタＭ４０〜Ｍ４３は、電圧比較器５０の差動対を構成するトランジスタＭ３０、Ｍ３１と並列に設けられる。調節用トランジスタのトランジスタＭ４０〜Ｍ４３の電流経路上には、トリミング可能なヒューズＲｆ１〜Ｒｆ４が設けられる。

図９の電圧比較器５０によれば、ヒューズＲｆ１〜Ｒｆ４のトリミング状態によって、実質的に電圧比較器５０の差動対を構成するトランジスタのサイズを変更することができる。その結果、差動電流が調節されて、オフセット電圧ΔＶをシフトすることができる。

また、図９では、差動対のトランジスタのサイズを調節したが、変形例としてカレントミラー負荷を構成するトランジスタＭ３３、Ｍ３４のサイズを調節してもよい。すなわち、トランジスタＭ３３、Ｍ３４と並列に複数の調節用トランジスタを設け、この調節用トランジスタの各トランジスタの電流経路上にトリミング可能なヒューズを設ける。調節用トランジスタとヒューズによりオフセット電圧調節回路５６を構成し、ヒューズのトリミングを行うことにより、差動電流を調節し、オフセット電圧ΔＶを調節することができる。
同様に、トランジスタＭ３３、Ｍ３４に代えて、トランジスタＭ３５、Ｍ３６のサイズを調節してもよい。

図１に戻る。制御部２４は、チャージポンプ回路１０の昇圧率を設定し、設定した昇圧率に応じた制御信号Ｖｃｎｔを生成する。この制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓをモニタしており、出力信号Ｖｓがローレベルとなった状態が所定の時間持続すると昇圧率を上昇させる。本実施の形態においては、制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓが２ｍｓの間、ローレベルとなったときに、チャージポンプ回路１０の昇圧率を１段階上昇させる。

制御部２４が、制御信号Ｖｃｎｔを生成し、時間の計測を行うために必要な周期信号は、第１発振器２６、第２発振器２８から出力される。第１発振器２６および第２発振器２８はそれぞれ図示しないイネーブル端子を備えており、動作を停止することができるよう構成されている。

制御部２４は、チャージポンプ回路１０により昇圧動作を行うとき、すなわち昇圧率を１．５倍、または２倍に設定したときの制御信号Ｖｃｎｔは、第１スイッチＳＷ１から第９スイッチＳＷ９をオンオフさせるスイッチング信号となる。第１発振器２６は、このスイッチング信号に必要とされる周波数を有する第１周期信号Ｖｏｓｃ１を生成する。たとえば、この第１周期信号Ｖｏｓｃ１の周波数は１ＭＨｚに設定される。

また、制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓをモニタする際に時間２ｍｓを計測するために必要とされる周波数を有する第２周期信号Ｖｏｓｃ２を生成する。２ｍｓ程度の時間は、数十ｋＨｚ程度の周波数で測定することができるため、本実施の形態では、この第２周期信号Ｖｏｓｃ２の周波数は６４ｋＨｚに設定されているものとする。

駆動回路２０は、チャージポンプ回路１０の昇圧率に応じて、第１発振器２６および第２発振器２８のいずれかを切り替えて使用する。そのため、制御部２４は、チャージポンプ回路１０の昇圧率に応じて第１発振器２６、第２発振器２８のイネーブル端子に対してオンオフを制御するイネーブル信号を出力する。

以下、駆動回路２０において、チャージポンプ回路１０の昇圧率を切り替える際の動作について説明する。
電池５００から出力される電池電圧Ｖｂａｔが十分高いときには、昇圧率は１倍に設定されている。いま、電力消費により電池電圧Ｖｂａｔが低下してくると、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄも低下する。監視回路３０においては、しきい値電圧源５２から出力されるしきい値電圧Ｖｔｈと、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄを比較し、Ｖｌｅｄ＜Ｖｔｈとなると出力信号Ｖｓとしてローレベルを出力する。

チャージポンプ回路１０の昇圧率が１倍に設定されるとき、チャージポンプ回路１０において、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３、第７スイッチＳＷ７、第８スイッチＳＷ８を定常的にオンすればよいため、周波数１ＭＨｚの第１周期信号Ｖｏｓｃ１は必要とされない。このため、昇圧率が１倍のとき、制御部２４は、第１発振器２６をオフしておき、第２発振器２８のみを動作させ、第２周期信号Ｖｏｓｃ２を利用して時間測定を行う。

監視回路３０の出力信号Ｖｓが２ｍｓローレベルとなると、制御部２４は、昇圧率を１．５倍に切り替える。昇圧率が１倍より高いとき、上述のようにチャージポンプ回路１０へ出力すべき制御信号Ｖｃｎｔとしてオンオフを繰り返すスイッチング信号を生成する必要がある。このとき、制御部２４は第１周期信号Ｖｏｓｃ１を必要とするため、第１発振器２６をオンする。昇圧率が１．５倍のとき、制御部２４は、監視回路３０の出力信号Ｖｓの状態のモニタのための時間測定を、第１周期信号Ｖｏｓｃ１を用いて行う。このとき、第２周期信号Ｖｏｓｃ２は必要とされないため、制御部２４は第２発振器２８をオフする。

さらに、電池電圧Ｖｂａｔが低下し、昇圧率が２倍に設定されるときにも、制御部２４は第１発振器２６のみをオンしておき、第１周期信号Ｖｏｓｃ１にもとづいて、制御信号Ｖｃｎｔの生成および２ｍｓの時間測定を行う。

発振器の消費電流は、周波数に依存し、周波数が高いほど消費電流は増加する。すなわち、第１発振器２６の消費電流は第２発振器２８の消費電流よりも大きい。そのため、本実施の形態に係る駆動回路２０によれば、昇圧動作を行う場合には、１ＭＨｚで発振する第１発振器２６をオンしておき、制御信号Ｖｃｎｔを生成するとともに、昇圧率を設定するための時間測定を行う。一方、昇圧率が１倍のとき、制御信号Ｖｃｎｔとして周波数の高い信号を生成する必要がないため、消費電流の小さい第２発振器２８に切り替えることにより回路の消費電流を低減し、高効率化を図ることができる。

以上、本実施の形態に係る電源装置１００の構成および動作について説明した。
本実施の形態に係る電源装置１００によれば、プロセスばらつきや温度変化による素子特性の変動によって定電流回路２２の安定動作電圧が変動した場合にも、その変動に応じてしきい値電圧Ｖｔｈを生成するため、制御部２４において、最適な昇圧率の設定を行い、適切な出力電圧Ｖｏｕｔを生成することができる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

図１０は、電源装置１００の変形例を示す図である。図１０の電源装置１００は、電圧生成回路として、チャージポンプ回路１０ではなく、スイッチングレギュレータ７０が用いられている。このスイッチングレギュレータ７０は、スイッチング素子のオンオフにより、インダクタとコンデンサ間でエネルギ変換を行い、入力電圧を昇圧する電圧生成回路である。

制御部２４からは、パルス幅変調（以下ＰＷＭという）されたスイッチング信号Ｖｐｗｍが出力され、このスイッチング信号によってスイッチングレギュレータ７０のスイッチング素子のオンオフが制御され、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧値に安定化される。

図１１は、図１０の駆動回路２０の構成の一部を示す回路図である。定電流回路２２、しきい値電圧源５２の構成は図３と同様である。図１１の駆動回路２０においては、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄと、しきい値電圧源５２から出力されるしきい値電圧Ｖｔｈが、誤差増幅器６０に入力されている。誤差増幅器６０は、電圧Ｖｌｅｄとしきい値Ｖｔｈの誤差を増幅し、誤差電圧Ｖｅｒｒとして制御部２４へ出力する。

制御部２４は、この誤差電圧Ｖｅｒｒにもとづいてスイッチング信号Ｖｐｗｍを生成する。制御部２４は、電圧比較器６２、ドライバ６４、発振器６６を含む。発振器６６は、三角波状の周期信号Ｖｓａｗを出力し、電圧比較器６２は、この周期信号Ｖｓａｗと誤差電圧Ｖｅｒｒを比較することにより、パルス幅変調された信号を生成する。ドライバ６４は、電圧比較器６２の出力にもとづき、スイッチングレギュレータ７０を駆動するためのスイッチング信号を生成する。
その結果、スイッチングレギュレータ７０の出力電圧Ｖｏｕｔは、ＬＥＤ端子１０６の電圧Ｖｌｅｄがしきい値電圧Ｖｔｈに近づくように調節されるため、定電流回路２２を安定に動作させつつ、必要以上に高い出力電圧Ｖｏｕｔを生成することがなくなるため、高効率な動作を実現することができる。

図１２は、定電流回路２２の変形例を示す図である。図１２の定電流回路２２では、電源電圧Ｖｄｄを固定電圧として駆動電流Ｉｄｒｖが生成される。図１２の定電流回路２２は、トランジスタＭ１、第１抵抗Ｒ１、基準抵抗Ｒｒｅｆ、演算増幅器４０を含む。ＬＥＤ端子１０６には、駆動対象のＬＥＤ３００が接続される。基準抵抗Ｒｒｅｆは、一端に所定の固定電圧Ｖｄｄが印加され、基準電流Ｉｒｅｆの経路上に設けられる。演算増幅器４０は、基準抵抗Ｒｒｅｆの他端に現れる電圧Ｖｅが非反転入力端子に印加される。トランジスタＭ１は、演算増幅器４０の出力電圧がゲートに印加され、ソースがＬＥＤ端子１０６に接続される。第１抵抗Ｒ１は、トランジスタＭ１のソースに接続され、一端に固定電圧Ｖｄｄが印加される。トランジスタＭ１と第１抵抗Ｒ１の接続点の電位は、演算増幅器４０の反転入力端子に帰還される。定電流回路２２をこのように構成した場合においても、Ｉｄｒｖ＝Ｉｒｅｆ×Ｒｒｅｆ／Ｒ１で与えられる駆動電流Ｉｄｒｖを生成することができる。

本実施の形態において、電源装置１００、発光装置１０００を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよいし、あるいはその一部がディスクリート部品で構成されていてもよく、複数の部品がひとつのパッケージにモジュール化されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。

実施の形態では、電源装置１００によりＬＥＤを駆動する場合について説明したが、負荷回路はこれには限定されず、有機ＥＬなどのその他の発光素子を駆動してもよいし、さらに、発光素子以外の電流駆動デバイスを駆動することも可能である。

本実施の形態においては、使用するトランジスタはＦＥＴとしたがバイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよく、これらの選択は、電源装置に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。

実施の形態に係る電源装置および発光装置全体の構成を示す図である。 図１のチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。 図１の定電流回路および監視回路の構成を示す回路図である。 第１トランジスタであるＦＥＴの電流電圧特性を示す図である。 チャージポンプ回路の入力電圧となる電池電圧と、効率ηの関係を示す図である。 監視回路および定電流回路の構成を示す回路図である。 電圧比較器、オフセット電圧調節回路の構成を示す回路図である。 図７の電圧比較器およびオフセット電圧調節回路の変形例を示す回路図である。 オフセット電圧が調節可能な電圧比較器の構成を示す回路図である。 図１の電源装置の変形例を示す図である。 図１０の駆動回路の構成の一部を示す回路図である。 図３の定電流回路の変形例を示す図である。

符号の説明

Ｃ１ 第１コンデンサ、 Ｍ１ 第１トランジスタ、 Ｒ１ 第１抵抗、 Ｃ２ 第２コンデンサ、 Ｍ２ 第２トランジスタ、 Ｒ２ 第２抵抗、 Ｒｒｅｆ 基準抵抗、 １０ チャージポンプ回路、 ２０ 駆動回路、 ２２ 定電流回路、 ２４ 制御部、 ２６ 第１発振器、 ２８ 第２発振器、 ３０ 監視回路、 ４０ 演算増幅器、 ５２ しきい値電圧源、 １００ 電源装置、 １０２ 入力端子、 １０４ 出力端子、 １０６ ＬＥＤ端子、 ３００ 発光ダイオード、 １０００ 発光装置。

Claims (13)

1. 負荷回路を定電流駆動するための電源装置であって、
   前記負荷回路の駆動経路上に設けられた定電流回路と、
   前記負荷回路に駆動電圧を出力する電圧生成回路と、
   前記定電流回路が安定に動作可能な電圧に対応付けられた所定のしきい値電圧を生成するしきい値電圧源を含み、前記定電流回路の両端の電圧が、前記定電流回路が安定に動作可能な電圧を下回らないように監視し、前記定電流回路の両端の電圧と、前記所定のしきい値電圧との比較結果を出力する監視回路と、
   前記監視回路から出力される比較結果にもとづき、前記電圧生成回路から出力される駆動電圧を制御する制御部と、を備え、
   前記定電流回路は、
   駆動対象の負荷回路が接続される電流出力端子と、
   所定の基準電圧が第１の入力端子に印加された演算増幅器と、
   前記演算増幅器の出力電圧が制御端子に印加され、一端が前記電流出力端子に接続された第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタの他端に接続され、一端に所定の固定電圧が印加された第１抵抗と、
   前記第１トランジスタと前記第１抵抗の接続点の電位を前記演算増幅器の第２の入力端子に帰還する帰還経路と、を含み、
   前記しきい値電圧源は、
   所定の定電流を出力する定電流源と、
   前記定電流源から出力される定電流の経路上に直列に設けられた第２トランジスタと、
   一端に前記固定電圧が印加され、他端に前記第２トランジスタが接続された第２抵抗と、を含み、前記第２トランジスタと前記定電流源の接続点の電圧を前記しきい値電圧として出力し、
   半導体集積回路上において、前記第２トランジスタと前記第１トランジスタ、および前記第２抵抗と前記第１抵抗はそれぞれペアリングして形成されることを特徴とする電源装置。
2. 前記定電流源から出力される前記定電流は、前記第２トランジスタが定電流領域で動作する範囲に設定されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記監視回路は、
   前記定電流回路の両端の電圧と、前記しきい値電圧源により生成される前記しきい値電圧とを比較する電圧比較器と、
   前記電圧比較器のオフセット電圧を調節するオフセット電圧調節回路と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記定電流回路は、
   前記定電流源から出力される定電流に応じた基準電流の経路上に設けられ、一端に前記固定電圧が印加された基準抵抗をさらに含み、当該基準抵抗の他端に現れる電圧を前記基準電圧として前記演算増幅器の第１の入力端子に印加することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 半導体集積回路上において、前記基準抵抗は、前記第１、第２抵抗とペアリングして形成されることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記オフセット電圧調節回路は、前記電圧比較器の差動電流を調節することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
7. 前記オフセット電圧調節回路は、
   前記電圧比較器の差動対に供給すべきテール電流を生成する主電流源と、
   第１可変電流を生成し、前記差動対により生成される一方の差動電流を変化させる第１可変電流源と、
   第２可変電流を生成し、前記差動対により生成される他方の差動電流を変化させる第２可変電流源と、
   を含むことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記電圧生成回路は複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路であって、前記制御部は、前記監視回路の電圧比較結果にもとづいて前記チャージポンプ回路の昇圧率を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
9. 前記電圧生成回路はスイッチングレギュレータ回路であって、
   前記制御部は、前記監視回路において前記定電流回路の両端の電圧と、前記しきい値電圧が等しくなるように前記スイッチングレギュレータ回路のスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
10. 前記定電流回路と、前記監視回路と、前記制御部とは、ひとつの半導体基板上に一体集積化されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
11. 前記負荷回路は発光ダイオードであって、
    前記定電流回路は、前記発光ダイオードのカソード端子に接続され、前記監視回路は、前記発光ダイオードのカソード端子の電圧を監視することを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の電源装置。
12. 発光ダイオードと、
    前記発光ダイオードを定電流駆動するための請求項１から１０のいずれかに記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする発光装置。
13. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトとして設けられる請求項１２に記載の発光装置と、
    を備えること特徴とする電子機器。

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