KR20070085518A

KR20070085518A - 전원 장치 및 그것을 이용한 발광 장치, 전자 기기

Info

Publication number: KR20070085518A
Application number: KR1020077012089A
Authority: KR
Inventors: 이사오 야마모토; 도모유키 이토오
Original assignee: 로무 가부시키가이샤
Priority date: 2004-12-03
Filing date: 2005-11-18
Publication date: 2007-08-27
Also published as: JP3904579B2; JP2006187187A; WO2006059500A1; US7521912B2; US7948299B2; US20090200962A1; US20080129225A1

Abstract

부하 회로의 구동 전압을 적절하게 설정하여, 보다 고효율 동작이 가능한 전원 장치를 제공한다. 부하 회로인 발광 다이오드(300)를 정전류 구동하기 위한 전원 장치(100)에 있어서, 정전류 회로(22)는, 부하 회로의 구동 경로 상에 설치된다. 전압 생성 회로인 차지 펌프 회로(10)는, 발광 다이오드(300)에 구동 전압을 출력한다. 감시 회로(30)는, 정전류 회로(22)의 양단의 전압을 감시한다. 이 감시 회로(30)는, 정전류 회로(22)가 안정하게 동작 가능한 전압의 변동에 추종한 임계치 전압을 생성하는 전압원을 포함하고, 정전류 회로의 양단의 전압과, 전압원에 의해 생성되는 임계치 전압을 비교하여, 비교 결과 Vs를 제어부(24)로 출력한다. 제어부(24)는, 감시 회로(30)의 출력에 기초하여 차지 펌프 회로(10)를 제어한다.

Description

전원 장치 및 그것을 이용한 발광 장치, 전자 기기{POWER SUPPLY DEVICE, LIGHT EMITTING DEVICE USING SUCH POWER SUPPLY DEVICE, AND ELECTRONIC DEVICE}

본 발명은, 전원 장치에 관한 것이다.

최근의 휴대전화, PDA(Personal Digital Assistance) 등의 소형 정보 단말에 있어서는, 예를 들면 액정의 백라이트에 이용되는 발광 다이오드(Light Emitting Diode, 이하 LED라고도 한다) 등과 같이 전지의 출력 전압보다도 높은 전압을 필요로 하는 디바이스가 존재한다. 이러한 소형 정보 단말에서는, Li 이온 전지가 많이 이용되고, 그 출력 전압은 통상 3.5V 정도이며, 만충전시에 있어서도 4.2V 정도이지만, LED는 그 구동 전압으로서 전지 전압보다도 높은 전압을 필요로 한다. 이와 같이, 전지 전압보다도 높은 전압이 필요하게 되는 경우에는, 차지 펌프 회로 등을 이용한 승압형의 전원 장치를 이용해 전지 전압을 승압하여, LED 등의 부하 회로를 구동하기 위해서 필요한 전압을 얻고 있다.

이러한 전원 장치에 의해, LED를 구동할 때에는, LED의 구동 경로 상에 정전류 회로를 접속하고, LED에 흐르는 전류를 일정하게 유지함으로써 그 발광 휘도의 제어의 안정화를 도모하고 있다(특허 문헌 1 참조).

LED의 캐소드 단자에 접속된 정전류 회로를 안정하게 동작시키기 위해서는, 정전류 회로를 구성하는 트랜지스터가 정전류 영역에서 동작할 필요가 있다. 여기에서 트랜지스터의 정전류 영역이란, 바이폴라 트랜지스터에서는 활성 영역을, 전계 효과 트랜지스터(이하, FET라고 한다)에서는 포화 영역을 말한다. 정전류 회로를 구성하는 트랜지스터는, LED의 캐소드 단자와 접지 단자 사이에 직렬로 설치되어 있고, 이 트랜지스터가 정전류 영역에서 동작하기 위해서는, LED의 캐소드 단자가 일정 전압 이상으로 유지되어 있을 필요가 있다. 이하, 정전류 회로가 안정 동작 가능한 전압을 간단히 안정 동작 전압이라고 한다.

여기에서 LED를 구동하는 전원 장치에 있어서, 승압율이 전환 가능한 차지 펌프 회로를 이용하는 경우를 생각한다(특허 문헌 2 참조). 차지 펌프 회로에 입력되는 전지 전압이 저하해 오면, 차지 펌프 회로의 출력 전압, 즉 LED의 애노드 단자의 전압도 강하한다. 그것에 따라, LED의 애노드 단자의 전압으로부터 순방향 전압 Vf만큼 강하한 LED의 캐소드 단자의 전압도 저하하기 때문에, 정전류 회로를 안정하게 동작시킬 수 없게 된다. 따라서, 이 경우에는, LED의 캐소드 단자의 전압을 모니터하여, 소정의 안정 동작 전압보다 낮아지지 않도록, 차지 펌프 회로의 승압율을 전환함으로써, 정전류 회로를 안정하게 동작시킬 수 있다.

특허 문헌 1 : 일본 공개특허공보 특개 2004-22929호 공보

특허 문헌 2 : 일본 공개특허공보 평 6-78527호 공보

상술한 바와 같이, LED의 캐소드 단자의 전압을 모니터하여 차지 펌프 회로의 승압율을 전환하는 경우, 정전류 회로의 안정 동작 전압에 대응한 임계치 전압을 설정하여, 캐소드 단자의 전압이, 이 임계치 전압보다도 높아지도록 제어할 필요가 있다.

그런데, 정전류 회로를 구성하는 트랜지스터나 저항은 반도체 제조 프로세스의 편차나 온도에 의해 소자의 특성이 변동하기 때문에, 정전류 회로의 안정 동작 전압도 그것에 따라 변동한다. 그 때문에, 프로세스 편차나 온도 특성을 고려하여, 임계치 전압을 높게 설정해 둘 필요가 있다. 예를 들면, 정전류 회로의 안정 동작 전압이, 설계치의 0.3V를 중심으로 하여 최대로 ±0.1V의 범위에서 변동하는 경우에는, 마진을 확보하여, 0.4V 이상의 전압을 임계치 전압으로서 설정하게 된다.

여기에서, 임계치 전압을 0.4V로 설정해 둔 경우에, 정전류 회로의 안정 동작 전압이 프로세스 편차에 의해 0.2V가 된 경우에는, 본래 0.2V 이상에서 안정화하면 되는 캐소드 단자의 전압을 0.4V 이상으로 안정화하게 된다. 요컨대, 캐소드 단자의 전압이 0.2V 이하가 되었을 때에 승압율을 올리면 되는 바, 0.4V 이하가 된 시점에서 승압율을 올릴 필요가 있다.

차지 펌프 회로의 효율은, 승압율이 높을수록 악화하기 때문에, 상술한 바와 같이, 정전류 회로를 안정하게 동작시키기 위한 임계치 전압에 마진을 설정하면, 회로 전체의 효율이 악화하게 된다.

본 발명은 이러한 과제를 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적은, 부하 회로의 구동 전압을 적절하게 설정하여, 보다 고효율 동작이 가능한 전원 장치의 제공에 있다.

[과제를 해결하기 위한 수단]

본 발명의 한 양태는 전원 장치에 관한 것이다. 이 전원 장치는, 부하 회로를 정전류 구동하기 위한 전원 장치로서, 부하 회로의 구동 경로 상에 설치된 정전류 회로와, 부하 회로에 구동 전압을 출력하는 전압 생성 회로와, 정전류 회로의 양단의 전압을 감시하는 감시 회로와, 전압 생성 회로에서 출력되는 구동 전압을 제어하는 제어부를 구비한다. 감시 회로는, 정전류 회로가 안정하게 동작 가능한 전압의 변동에 추종한 임계치 전압을 생성하는 임계치 전압원을 포함하고, 정전류 회로의 양단의 전압과, 임계치 전압원에 의해 생성되는 임계치 전압을 비교한 결과를 제어부로 출력하고, 제어부는, 감시 회로의 출력에 의거하여 전압 생성 회로를 제어한다.

이 양태에 의하면, 정전류 회로를 구성하는 트랜지스터, 저항의 소자 특성이 반도체 제조 프로세스의 편차나 온도 변동에 의해 변동하고, 그것에 따라 정전류 회로의 안정 동작 전압이 변동한 경우에, 그 변동에 추종한 임계치 전압에 의거하여 전압 생성 회로를 제어함으로써, 적절한 구동 전압을 출력할 수 있다.

정전류 회로는, 구동 대상의 부하 회로가 접속되는 전류 출력 단자와, 소정의 기준 전압이 제1 입력 단자에 인가된 연산 증폭기와, 연산 증폭기의 출력 전압이 제어 단자에 인가되고, 일단이 상기 전류 출력 단자에 접속된 제1 트랜지스터와, 제1 트랜지스터의 타단에 접속되고, 일단에 소정의 고정 전압이 인가된 제1 저항과, 제1 트랜지스터와 제1 저항의 접속점의 전위를 연산 증폭기의 제2 입력 단자에 귀환하는 귀환 경로를 포함하고, 임계치 전압원은, 소정의 정전류를 출력하는 정전류원과, 정전류원에서 출력되는 정전류의 경로 상에 직렬로 설치된 제2 트랜지스터와, 일단에 고정 전압이 인가되고, 타단에 제2 트랜지스터가 접속된 제2 저항을 포함하고, 제2 트랜지스터와 정전류원의 접속점의 전압을 임계치 전압으로서 출력해도 된다.

임계치 전압을 생성하는 임계치 전압원과, 정전류 회로의 주요부를 동일한 구성으로 함으로써, 정전류 회로의 제1 저항, 제1 트랜지스터의 특성이 변동하면, 임계치 전압원에서 출력되는 임계치 전압도, 이 변동에 맞추어 변화하기 때문에, 전압 생성 회로를 적절하게 제어할 수 있다.

반도체 집적 회로 상에 있어서, 제2 트랜지스터와 제1 트랜지스터, 및 제2 저항과 제1 저항은 각각 페어링(pairing)하여 형성해도 된다.

임계치 전압을 생성하는 전압원과 정전류 회로로, 서로 대응하는 소자끼리를 페어링하여 형성함으로써, 대응하는 소자의 특성 변동을 매칭시킬 수 있어, 보다 적절한 임계치 전압의 생성을 행할 수 있다.

정전류원에서 출력되는 정전류는, 제2 트랜지스터가 정전류 영역에서 동작하는 범위로 설정되어도 된다.

감시 회로는, 정전류 회로의 양단의 전압과, 전압원에 의해 생성되는 임계치 전압을 비교하는 전압 비교기와, 전압 비교기의 오프셋 전압을 조절하는 오프셋 전압 조절 회로를 포함해도 된다. 이 경우, 전압 비교기의 오프셋 전압을 조절함으로써, 정전류 회로의 안정 동작 전압과, 임계치 전압의 오차 전압을 캔슬할 수 있다.

정전류 회로는, 정전류원에서 출력되는 정전류에 따른 기준 전류의 경로 상에 설치되고, 일단에 고정 전압이 인가된 기준 저항을 더 포함하며, 당해 기준 저항의 타단에 나타나는 전압을 기준 전압으로 하여 연산 증폭기의 제1 입력 단자에 인가해도 된다. 이 경우, 정전류원에서 출력되는 정전류가 변동하면, 정전류 회로에 의해 생성되는 전류와, 임계치 전압이 동시에 변동하기 때문에, 오차를 캔슬할 수 있다.

오프셋 전압 조절 회로는, 전압 비교기의 차동 전류를 조절해도 된다. 전압 비교기의 차동 전류를 증감시킴으로써, 오프셋 전압을 정방향, 부방향의 양쪽으로 시프트시킬 수 있기 때문에, 보다 정확하게 임계치 전압을 조절할 수 있다.

또, 오프셋 전압 조절 회로는, 전압 비교기의 차동쌍에 공급해야 할 테일 전류를 생성하는 주전류원과, 제1 가변 전류를 생성하여, 차동쌍에 의해 생성되는 한쪽의 차동 전류를 변화시키는 제1 가변 전류원과, 제2 가변 전류를 생성하여, 차동쌍에 의해 생성되는 다른 쪽의 차동 전류를 변화시키는 제2 가변 전류원을 포함해도 된다.

오프셋 전압 조절 회로의 주전류원, 제1, 제2 가변 전류원은, 제2 정전류원과, 이 정전류원에 의해 생성되는 정전류를 복제하는 미러비가 조절 가능한 커런트 미러 회로를 포함하여 일체로 구성되고, 커런트 미러에 의해 복제된 전류를, 테일 전류, 제1 가변 전류, 제2 가변 전류로서 전압 비교기에 출력해도 된다.

이 경우, 배선이나 퓨즈의 트리밍에 의해, 커런트 미러 회로의 미러비를 조절함으로써, 테일 전류에 대한 제1, 제2 가변 전류의 비율을 변화시킬 수 있고, 전압 비교기의 오프셋 전압을 알맞게 조절할 수 있다. 또한, 3개의 전류는, 하나의 정전류에 의거하여 생성되기 때문에, 상대적인 편차를 작게 억제할 수 있다.

오프셋 전압 조절 회로는, 전압 비교기의 차동쌍을 구성하는 트랜지스터와 병렬로 설치된 복수의 조절용 트랜지스터와, 조절용 트랜지스터 각각의 전류 경로 상에 설치된 트리밍 가능한 퓨즈를 포함해도 된다. 또, 오프셋 전압 조절 회로는, 전압 비교기의 차동쌍에 접속되는 커런트 미러 부하를 구성하는 트랜지스터와 병렬로 설치된 복수의 조절용 트랜지스터와, 조절용 트랜지스터 각각의 전류 경로 상에 설치된 트리밍 가능한 퓨즈를 포함해도 된다.

조절용 트랜지스터를 이용하여, 차동쌍이나 커런트 미러 부하의 트랜지스터 사이즈를 미조절함으로써, 전압 비교기의 오프셋 전압을 조절할 수 있다.

전압 생성 회로는 복수의 승압율이 전환 가능한 차지 펌프 회로로서, 제어부는, 감시 회로의 전압 비교 결과에 의거하여 차지 펌프 회로의 승압율을 전환해도 된다. 또, 전압 생성 회로는 스위칭 레귤레이터 회로로서, 제어부는, 감시 회로에 있어서 정전류 회로의 양단의 전압과, 임계치 전압이 같아지도록 스위칭 레귤레이터 회로의 스위칭 동작을 제어해도 된다.

부하 회로는 발광 다이오드로서, 정전류 회로는, 발광 다이오드의 캐소드 단자에 접속되고, 감시 회로는, 발광 다이오드의 캐소드 단자의 전압을 감시해도 된다. 이 경우, 효율적으로 발광 다이오드를 정전류 구동할 수 있다.

본 발명의 다른 양태는, 발광 장치이다. 이 발광 장치는, 발광 다이오드와, 발광 다이오드를 정전류 구동하기 위한 상술한 전원 장치를 구비한다. 이 양태에 의하면, 발광 다이오드를 고효율로 정전류 구동할 수 있고, 전지의 수명을 연장시킬 수 있다.

또한, 이상의 구성 요소의 임의의 조합이나 본 발명의 구성 요소나 표현을 방법, 장치, 시스템 등의 사이에서 서로 치환한 것도 또한, 본 발명의 양태로서 유효하다.

[발명의 효과]

본 발명에 따른 전원 장치에 의하면, 부하 회로의 구동 전압을 적절하게 설정할 수 있다.

도 1은 실시 형태에 따른 전원 장치 및 발광 장치 전체의 구성을 도시한 도면이다.

도 2는 도 1의 차지 펌프 회로의 구성을 도시한 회로도이다.

도 3은 도 1의 정전류 회로 및 감시 회로의 구성을 도시한 회로도이다.

도 4는 제1 트랜지스터인 FET의 전류 전압 특성을 도시한 도면이다.

도 5는 차지 펌프 회로의 입력 전압이 되는 전지 전압과, 효율 η의 관계를 도시한 도면이다.

도 6은 감시 회로 및 정전류 회로의 구성을 도시한 회로도이다.

도 7은 전압 비교기, 오프셋 전압 조절 회로의 구성을 도시한 회로도이다.

도 8은 도 7의 전압 비교기 및 오프셋 전압 조절 회로의 변형예를 도시한 회로도이다.

도 9는 오프셋 전압이 조절 가능한 전압 비교기의 구성을 도시한 회로도이다.

도 10은 도 1의 전원 장치의 변형예를 도시한 도면이다.

도 11은 도 10의 구동 회로의 구성의 일부를 도시한 회로도이다.

도 12는 도 3의 정전류 회로의 변형예를 도시한 도면이다.

[부호의 설명]

C1…제1 콘덴서 M1…제1 트랜지스터

R1…제1 저항 C2…제2 콘덴서

M2…제2 트랜지스터 R2…제2 저항

Rref…기준 저항 10…차지 펌프 회로

20…구동 회로 22…정전류 회로

24…제어부 26…제1 발진기

28…제2 발진기 30…감시 회로

40…연산 증폭기 52…임계치 전압원

100…전원 장치 102…입력 단자

104…출력 단자 106…LED 단자

300…발광 다이오드 1000…발광 장치

도 1은, 본 발명의 실시 형태에 따른 발광 장치(1000)를 도시한다. 이후의 도면에 있어서, 동일한 구성 요소에는 동일한 부호를 붙이고, 적절히 중복된 설명 을 생략하는 것으로 한다. 발광 장치(1000)는, 예를 들면 휴대전화 단말이나 PDA 등의 전자 기기에 탑재되어, 액정의 백라이트로서 기능한다. 도 1에는, 발광 장치(1000)와 함께, 액정 패널(510)이 도시된다. 발광 다이오드(300)는, 액정 패널(510)의 배면에 설치되어, 백라이트로서 기능한다.

이 발광 장치(1000)는, 발광 소자인 발광 다이오드(300)와, 그 발광 다이오드(300)를 구동하기 위한 전원 장치(100)를 포함한다. 발광 장치(1000)는, 전지(500)에 의해 구동되는 정보 단말에 탑재되고, 전원 장치(100)는, 전지(500)에서 출력되는 전지 전압 Vbat를 승압하여 발광 다이오드를 구동하기 위해서 필요한 구동 전압 Vout를 생성한다.

전원 장치(100)는, 입출력 단자로서, 전지 전압 Vbat가 입력되는 입력 단자(102), 발광 다이오드(300)의 애노드 단자에 접속되고, 전지 전압 Vbat를 승압한 출력 전압 Vout를 출력하는 출력 단자(104), 발광 다이오드(300)의 캐소드 단자에 접속되는 LED 단자(106)를 포함한다.

전원 장치(100)는, 차지 펌프 회로(10) 및 그 구동 회로(20)를 포함한다. 차지 펌프 회로(10)는, 입력 단자(102)에서 입력된 전지 전압 Vbat를 소정의 승압율로 승압하고, 출력 단자(104)에서 출력 전압 Vout를 생성한다. 이 차지 펌프 회로(10)는, 복수의 승압율이 전환 가능하게 구성되어 있다. 본 실시 형태에 있어서, 승압율은 1배, 1.5배, 2배의 3가지로 전환되는 것으로 한다.

도 2는, 차지 펌프 회로(10)의 구성예를 도시한 회로도이다. 차지 펌프 회로(10)는, 제1 콘덴서 C1, 제2 콘덴서 C2, 및 이러한 콘덴서의 접속 상태를 제어하 기 위한 제1 스위치 SW1에서 제9 스위치 SW9를 포함한다. 이하, 이러한 스위치를 특별히 구별할 필요가 없을 때는 스위치 SW라고 총칭한다. 제1 콘덴서 C1 및 제2 콘덴서 C2는 용량치가 같게 설정되고, 집적 회로의 외부에 부착되어 있다.

제1 스위치 SW1에서 제9 스위치 SW9는, N형 또는 P형의 전계 효과 트랜지스터 FET에 의해 구성할 수 있고, 게이트에 인가하는 전압에 의해 드레인 소스간의 도통 상태를 제어하여, 스위칭 소자로서 동작시킬 수 있다. 이 차지 펌프 회로(10)에 있어서는, 제1 스위치 SW1에서 제9 스위치 SW9의 온 오프의 상태가, 구동 회로(20)에서 출력되는 제어 신호 Vcnt에 의해 전환된다. 또한, 제어 신호 Vcnt는, 도 2에는 도시하고 있지 않지만, 제1 스위치 SW1에서 제9 스위치 SW9 각각으로 입력되고 있는 것으로 한다.

차지 펌프 회로(10)는, 상술한 바와 같이 복수의 승압율이 전환되도록 구성되어 있다. 여기에서, 차지 펌프 회로(10)의 승압율에 따른 동작에 대해 설명한다.

승압율이 1배로 설정될 때에는, 구동 회로(20)에서 출력되는 구동 신호 Vcnt에 의해, 제1 스위치 SW1, 제3 스위치 SW3, 제7 스위치 SW7, 제8 스위치 SW8이 정상적으로 온되고, 그 밖의 스위치는 모두 오프된다. 그 결과, 입력 단자(102)와 출력 단자(104)가 온한 스위치에 의해 도통 상태가 되기 때문에, 입력 단자(102)에 인가된 전지 전압 Vbat가 출력 단자(104)에서 출력되어, 승압율이 1배로 설정되게 된다.

따라서, 승압율이 1배로 설정될 때에 구동 회로(20)에서 출력되는 제어 신호 Vcnt는, 시간적으로 온 오프를 반복하는 스위칭 신호가 아니라, 일정 전압이 된다.

다음에, 승압율이 1.5배로 설정될 때의 동작에 대해 설명한다. 승압율이 1보다 클 때, 즉 승압 동작을 행하는 경우에는, 차지 펌프 회로(10)는, 스위치의 접속 상태가 다른 제1 기간, 제2 기간을 반복한다.

제1 기간에 있어서는, 제1 스위치 SW1, 제5 스위치 SW5, 제6 스위치 SW6를 온하고, 그 밖의 스위치를 모두 오프함으로써, 제1 콘덴서 C1 및 제2 콘덴서 C2를 직렬로 접속하고, 전지 전압 Vbat로 충전한다. 제1 콘덴서 C1 및 제2 콘덴서 C2의 용량치는 같기 때문에, 2개의 콘덴서는, 각각 전지 전압의 1/2이 되는 Vbat/2로 충전된다.

제2 기간에서는, 제2 스위치 SW2와 제7 스위치 SW7, 제4 스위치 SW4와 제8 스위치 SW8을 온하고, 그 밖의 스위치를 모두 오프한다. 이 때, 입력 단자(102)와 출력 단자(104) 사이에는, 제1 콘덴서 C1, 제2 콘덴서 C2가 병렬로 접속된다. 그 결과, 출력 단자(104)에서는, 입력 단자(102)에 인가된 전지 전압 Vbat와, 콘덴서의 충전 전압의 합이 출력되게 된다. 제1 기간에 있어서, 제1 콘덴서 C1, 제2 콘덴서 C2는 전압 Vbat/2로 충전되어 있기 때문에, 결국, 출력 단자(104)에서는, Vbat+Vbat/2=1.5×Vbat의 전압이 출력된다.

이와 같이, 차지 펌프 회로(10)는, 제1 기간과 제2 기간을 반복함으로써 전지 전압 Vbat를 1.5배하여 출력한다.

다음에, 승압율이 2배로 설정될 때의 동작에 대해 설명한다.

제1 기간에 있어서는, 제1 스위치 SW1과 제9 스위치 SW9, 제3 스위치 SW3과 제6 스위치 SW6을 온하고, 그 밖의 스위치를 모두 오프한다. 제1 콘덴서 C1 및 제2 콘덴서 C2는, 입력 단자(102)와 접지 단자 GND 사이에 병렬로 접속되게 되고, 각각은, 전지 전압 Vbat로 충전된다.

제2 기간에 있어서는, 제2 스위치 SW2와 제7 스위치 SW7, 제4 스위치 SW4와 제8 스위치 SW8이 온하고, 다른 스위치는 모두 오프된다. 그 결과, 입력 단자(102)와 출력 단자(104) 사이에는, 제1 콘덴서 C1, 제2 콘덴서 C2가 병렬로 접속된다. 출력 단자(104)에서는, 입력 단자(102)에 인가된 전지 전압 Vbat와, 콘덴서의 충전 전압의 합이 출력되게 된다. 제1 기간에 있어서, 제1 콘덴서 C1, 제2 콘덴서 C2는 각각 전지 전압 Vbat로 충전되어 있기 때문에, 출력 단자(104)에서는, Vbat+Vbat=2×Vbat의 전압이 출력된다.

이와 같이 차지 펌프 회로(10)는, 제1 기간과 제2 기간을 반복함으로써, 전지 전압 Vbat를 2배하여 출력한다.

도 1로 되돌아간다. 구동 회로(20)는, 차지 펌프 회로(10)의 승압율을 설정하고, 승압 동작, 즉 차지 펌프 회로(10)의 스위치 SW의 접속 상태를 제어한다. 이 구동 회로(20)는, 정전류 회로(22), 제어부(24), 제1 발진기(26), 제2 발진기(28), 감시 회로(30)를 포함한다.

정전류 회로(22)는, LED 단자(106)를 통해 발광 다이오드(300)의 캐소드 단자와 접속되어 있다. 발광 다이오드(300)의 발광 휘도는, 발광 다이오드(300)에 흐르는 전류 Iled에 의해 정해지기 때문에, 정전류 회로(22)는, 발광 다이오드(300)의 발광 휘도가 원하는 값이 되도록, 전류 Iled를 제어한다.

감시 회로(30)는, 차지 펌프 회로(10)의 승압율을 전환하기 위해, 정전류 회로(22)의 양단의 전압을 감시한다. 감시 회로(30)는, 정전류 회로(22)의 양단의 전압과, 소정의 임계치 전압을 비교하여, 비교 결과를 제어부(24)에 출력한다. 본 실시 형태에 있어서는, 정전류 회로(22)의 양단의 전압은, 접지 단자와 LED 단자(106) 사이의 전압에 상당한다. 상세한 것은 후술하지만, 제어부(24)는, 감시 회로(30)로부터의 출력 Vs에 의거하여 차지 펌프 회로(10)의 승압율을 전환한다.

도 3은, 정전류 회로(22) 및 감시 회로(30)의 구성을 도시한 회로도이다.

정전류 회로(22)는, 제1 트랜지스터 M1, 제1 저항 R1, 연산 증폭기(40)를 포함한다. 제1 트랜지스터 M1은, N형의 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)이다.

연산 증폭기(40)의 비반전 입력 단자에는, 소정의 기준 전압 Ve가 인가되어 있다. 이 기준 전압 Ve는, 발광 다이오드(300)의 발광 휘도를 제어하기 위한 전압이다. 제1 트랜지스터 M1은, 제어 단자인 게이트에 연산 증폭기(40)의 출력 전압이 인가되고, 드레인이 LED 단자(106)에 접속된다. 제1 저항 R1은, 일단이 제1 트랜지스터 M1의 소스에 접속되고, 타단에 소정의 접지 전압이 인가된다. 제1 트랜지스터 M1과 제1 저항 R1의 접속점의 전위 Vr1은, 연산 증폭기(40)의 반전 입력 단자에 귀환된다.

연산 증폭기(40)의 반전 입력 단자에는, 제1 저항 R1에 인가되는 전압 Vr1이 귀환되어 있고, 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자의 전압이 같아지도록 귀환이 가해지기 때문에, 제1 저항 R1에 인가되는 전압은 기준 전압 Ve에 가까워지게 된 다. 제1 저항 R1에 인가되는 전압 Vr1이 기준 전압 Ve와 같을 때, 제1 저항 R1에는, 전류 Idrv=Ve/R1이 흐르게 된다. 이 전류 Idrv는, 제1 트랜지스터 M1 및 LED 단자(106)를 통해 발광 다이오드(300)에 흐르는 전류 Iled와 다름없다.

이와 같이 하여, 정전류 회로(22)는, 기준 전압 Ve에 의거한 정전류 Iled=Ve/R1을 생성하고, 발광 다이오드(300)에 흐르는 전류 Iled를 제어한다.

여기에서, 이 정전류 회로(22)가 안정하게 전류를 생성하기 위해서는, 제1 트랜지스터 M1을 정전류 영역에서 동작시킬 필요가 있다. 정전류 영역이란, 트랜지스터가 전계 효과 트랜지스터 FET일 때에는 포화 영역을 의미하고, 바이폴라 트랜지스터일 때에는 활성 영역을 의미한다.

LED 단자(106)의 전압 Vled가 저하하면, 제1 트랜지스터 M1의 양단 사이의 전위차, 즉 드레인 소스간 전압이 작아져, 비포화 영역에서 동작하게 된다. 비포화 영역에 있어서는, 드레인 소스 사이에 흐르는 전류가 드레인 소스간 전압에 의존해 버리기 때문에, 정전류 회로(22)가 정전류 회로로서 동작하지 않게 되어 버려, 발광 다이오드(300)의 발광 휘도를 안정시킬 수 없게 된다.

그래서, 도 3에 도시한 바와 같이, 감시 회로(30)는, LED 단자(106)의 전압 Vled가 소정의 임계치 전압 Vth를 하회하지 않도록 감시한다. 이 임계치 전압 Vth는, 제1 트랜지스터 M1이 정전류 영역(포화 영역)에서 동작하는 범위로, 즉, 정전류 회로(22)가 소정의 정전류를 생성할 수 있는 범위로 설정되어 있다.

감시 회로(30)는, 전압 비교기(50), 임계치 전압 Vth를 출력하는 임계치 전압원(52)을 포함한다. 전압 비교기(50)에는, LED 단자(106)의 전압 Vled와, 임계 치 전압 Vth가 입력되어 있고, Vled>Vth일 때 하이레벨을, Vled<Vth일 때 로우레벨을 출력한다. 이 전압 비교기(50)의 출력 Vs는, 제어부(24)로 입력되고 있다.

제어부(24)는, 감시 회로(30)에서 출력되는 전압 Vs가 로우레벨이 된 상태, 즉 Vled<Vth가 되는 상태가 소정의 시간 지속되면, 차지 펌프 회로(10)의 승압율을 1단계 상승시킨다. 즉, 승압율이 1배로 동작하고 있었을 때에, 감시 회로(30)에서 출력되는 전압 Vs가 로우레벨이 되면, 승압율을 1.5배로 설정한다. 동일하게, 1.5배로 동작하고 있었을 때에 감시 회로(30)에서 출력되는 전압 Vs가 로우레벨이 되면, 승압율을 2배로 설정한다.

그 결과, 전지(500)의 방전에 의해 전지 전압 Vbat가 저하하고, 그것에 따라, 발광 다이오드(300)의 캐소드 단자의 전압 Vled가 저하한 경우에도, 승압율을 적절하게 전환할 수 있다. 승압율이 높게 설정되면, 출력 단자(104)에서 출력되는 출력 전압 Vout가 상승하게 되기 때문에, LED 단자(106)의 전압 Vled를 임계치 전압 Vth보다도 높게 할 수 있고, 정전류 회로(22)를 안정하게 동작시킬 수 있다.

임계치 전압원(52)에서 출력되는 임계치 전압 Vth는, 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압, 즉, 제1 트랜지스터 M1이 정전류 영역(포화 영역)에서 동작하는 범위로 설정된다. 예를 들면, 이 임계치 전압 Vth는 0.3V로 설정된다.

여기에서, 정전류 회로(22)를 구성하는 제1 트랜지스터 M1, 제1 저항 R1, 연산 증폭기(40)의 소자 특성, 회로 특성은, 반도체 제조 프로세스의 편차나 온도에 의해 변동한다. 도 4는, 제1 트랜지스터 M1인 FET의 전류 전압 특성(IV 특성)을 도시한 도면으로, 세로축은 드레인 소스 전류 Ids, 가로축이 드레인 소스 전압 Vds 를 나타낸다.

도면 중, 평균적인 전류 전압 특성 IVm1에서는, 드레인 소스 전압이 전압 Vx1보다 높을 때 포화 영역이고, 전압 Vx1보다 낮을 때 비포화 영역이 된다. 현재, 반도체 제조 프로세스의 편차나 온도 변화에 의해, 전류 전압 특성이, 전류 전압 특성 IVm2로 변화하였다고 하면, 이것에 따라, 포화 영역과 비포화 영역의 경계 전압도 Vx2로 시프트하게 된다.

정전류 회로(22)의 양단의 전압은, 제1 저항 R1에 있어서의 전압 강하 Vr1과, 제1 트랜지스터 M1의 드레인 소스간 전압의 합이 된다. 따라서, 제1 트랜지스터 M1의 전류 전압 특성의 변동에 따라, 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압도 변화하게 된다. 동일하게, 제1 저항 R1의 저항치의 편차에 의해서도 이 안정 동작 전압은 변화하게 된다.

제1 트랜지스터 M1의 전류 전압 특성이, 반도체 제조 프로세스의 편차나 온도 변화에 의해, 도 4의 IVm1과 IVm2의 사이에서 변동한다고 할 때, 정전류 회로(22)를 안정하게 동작시키기 위한 전압은, Vth1=Ic×R1+Vx1에서 Vth2=Ic×R1+Vx2의 범위에서 변동하게 된다.

감시 회로(30)의 임계치 전압원(52)에 의해 생성되는 임계치 전압 Vth를 일정치로 하는 경우, 제1 트랜지스터 M1의 전류 전압 특성이 변동하는 모든 범위에 있어서 정전류 회로(22)를 안정하게 동작시키기 위해서는, 마진을 고려하여 임계치 전압 Vth를, Vth1=Ic×R1+Vx1로 설정해 둘 필요가 있다.

여기에서, 차지 펌프 회로(10)의 효율에 대해 검토한다. 도 5는, 차지 펌프 회로(10)의 입력 전압이 되는 전지 전압 Vbat와, 효율 η의 관계를 도시한 도면이다.

여기에서, 임계치 전압원(52)에 의해 생성되는 임계치 전압 Vth를, 어느 전압 Vth1로 고정한 경우를 생각한다. 승압율이 1배일 때, 전지 전압 Vbat와 LED 단자(106)의 전압 Vled의 관계는, 발광 다이오드(300)의 순방향 전압 Vf를 이용하여 Vbat=Vled+Vf로 표시된다. 현재, 전지 전압 Vbat의 저하에 따라, Vbat<Vbat1(=Vth1+Vf)가 되면, LED 단자(106)의 전압 Vled는 <Vth1이 되기 때문에, 승압율이 1배에서 1.5배로 전환되게 된다.

이와 같이, 임계치 전압 Vth를 어느 전압 Vth1로 고정하면, 만일 제1 트랜지스터 M1의 특성에 편차가 생겨, 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압이 어느 전압 Vth1보다 낮아진 경우에도 Vbat<Vbat1이 된 상태로 승압율이 1.5배로 전환되게 되어, 효율의 면에서 개선의 여지가 있다.

그래서 차지 펌프 회로(10)의 효율을 개선하기 위해, 본 실시 형태에 따른 감시 회로(30)의 임계치 전압원(52)은, 제1 트랜지스터 M1 및 제1 저항 R1의 특성 변동에 추종한 임계치 전압 Vth를 생성하도록 구성되어 있다.

도 3으로 되돌아간다. 임계치 전압원(52)은, 제2 트랜지스터 M2, 제2 저항 R2, 전류원(54)을 포함한다.

제2 트랜지스터 M2, 제2 저항 R2, 전류원(54)은 직렬로 접속되어 있고, 제2 트랜지스터 M2 및 제2 저항 R2에는, 전류원(54)에 의해 생성되는 정전압 Ic가 흐르고 있다. 제2 트랜지스터 M2의 게이트에는 전원 전압 Vdd가 인가된다.

이 임계치 전압원(52)은, 제2 트랜지스터 M2와 전류원(54)의 접속점의 전압을 임계치 전압 Vth로서 출력한다. 제2 트랜지스터 M2의 드레인 소스간 전압 Vds2는, 정전류 Ic에 의해 결정되고, 제2 저항 R2에 나타나는 전압 Vr2는, Vr2=Ic×R2로 주어진다. 그 결과, 임계치 전압 Vth는, Vth=Ic×R2+Vds2로 나타낼 수 있다.

이와 같이, 임계치 전압원(52)은, 임계치 전압 Vth를 생성하기 위한 주요부의 구성이, 정전류 회로(22)와 거의 동일하게 되어 있다. 반도체 집적 회로 상에 있어서, 바람직하게는, 제1 저항 R1과 제2 저항 R2는 서로 근접하고, 페어링을 취하여 형성하는 것이 바람직하다. 동일하게, 제1 트랜지스터 M1과 제2 트랜지스터 M2도 서로 근접하여 형성하고, 페어링을 취하는 것이 바람직하다.

이와 같이 정전류 회로(22)와 임계치 전압원(52)의 주요한 구성을 동일하게 하고, 회로를 구성하는 저항, 트랜지스터를 페어링하여 형성함으로써, 대응하는 소자 특성의 변동량을 거의 같게 할 수 있다.

그 결과, 제1 트랜지스터 M1의 전류 전압 특성이 변동하여, 포화 영역과 비포화 영역의 경계 전압 Vx가 변동한 경우, 제2 트랜지스터 M2의 포화 영역과 비포화 영역의 경계 전압 Vx도 변동하기 때문에, 임계치 전압 Vth를, 제1 트랜지스터 M1의 특성 변동에 추종하여 변화시킬 수 있다.

동일하게, 제1 저항 R1의 저항치가 반도체 제조 프로세스의 편차나 온도 변화에 의해 변동한 경우, 제2 저항 R2의 저항치도 동일하게 변동하기 때문에, 임계치 전압 Vth는, 제2 저항 R2의 특성 변동에도 추종하게 된다.

이상과 같이 감시 회로(30)를 구성함으로써, 프로세스 편차나 온도 변화에 의한 소자 특성의 변동에 의해 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압이 변동한 경우에도, 그 변동에 따라 임계치 전압 Vth를 생성하기 때문에, 제어부(24)에 있어서, 최적인 승압율의 설정을 행할 수 있다.

이 결과, 도 5에 도시한 바와 같이, 승압율을 전환하는 전압과 Vbat1에서 Vbat2의 범위에서 적절하게 설정할 수 있는 것을 의미하기 때문에, 차지 펌프 회로(10)의 효율을 개선할 수 있다. 동일하게, 1.5배에서 2배로의 승압율의 전환도, 최적인 전압으로 행해지기 때문에, 효율을 개선할 수 있다.

다음에, 감시 회로(30)를 이용하여, 최적인 승압율의 설정을 행하기 위한 기술에 대해 더 설명한다. 도 6은, 감시 회로(30) 및 정전류 회로(22)의 구성을 도시한 회로도이다. 도 6의 감시 회로(30)는, 오프셋 전압 조절 회로(56)를 구비하고 있다.

전압 비교기(50)는, 정전류 회로(22)의 양단의 전압인 LED 단자(106)의 전압 Vled와, 임계치 전압원(52)에 의해 생성되는 임계치 전압 Vth를 비교한다. 오프셋 전압 조절 회로(56)는, 전압 비교기(50)의 오프셋 전압 ΔV를 조절한다.

도 6의 정전류원(58), 트랜지스터 M3, 트랜지스터 M5는, 도 3의 전류원(54)에 상당한다. 정전류원(58)은, 기준 전류 Iref를 생성한다. 트랜지스터 M3, M5는 커런트 미러 회로를 구성하고 있고, 기준 전류 Iref에 비례한 정전류 Ic가 임계치 전압원(52)으로 출력된다. 또, 트랜지스터 M3, M4, M5는 커런트 미러 회로를 구성하고 있기 때문에, 정전류 회로(22)에 입력되는 기준 전류 Iref'는, 임계치 전압원(52)에 출력되는 정전류 Ic에 따른 전류로 되어 있다. 정전류 회로(22)에 있어서, 연산 증폭기(40)의 비반전 입력 단자에 인가되는 기준 전압 Ve는, 기준 전류 Iref'를 기준 저항 Rref에 흐르게 함으로써 생성된다. 즉, 기준 전압 Ve는, Ve=Iref'×Rref로 주어지고, 구동 전류 Idrv는, Idrv=Iref'×Rref/R1이 되어, 기준 전류 Iref'에 비례한다. 기준 저항 Rref도, 제1 저항 R1 및 제2 저항 R2와 페어링하여 형성하는 것이 바람직하다.

기준 전류 Iref'의 값이 프로세스 편차나 온도 변화에 따라 변동하여, 구동 전류 Idrv의 값이 변동하면, 제1 트랜지스터 M1의 드레인 소스간의 포화 전압, 즉 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압이 변동한다. 도 6의 감시 회로(30)에 있어서, 임계치 전압원(52)에 의해 생성되는 임계치 전압 Vth와, 정전류 회로(22)에 의해 생성되는 구동 전류 Idrv는, 모두, 정전류원(58)에 의해 생성되는 기준 전류 Iref에 의거하여 설정된다. 따라서, 기준 전류 Iref가 변동하여, 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압이 변동한 경우에는, 임계치 전압 Vth도 이것에 따라 변동한다. 이 때, 전압 비교기(50)로의 입력 전압은, 동방향으로 시프트하기 때문에, 프로세스 편차를 캔슬할 수 있다.

도 7은, 전압 비교기(50), 오프셋 전압 조절 회로(56)의 구성을 도시한 회로도이다. 전압 비교기(50)는, 트랜지스터 M30∼M36, 정전류원(80, 90, 92), 증폭단(86)을 포함한다. 트랜지스터 M30, M31은 입력 차동쌍을 구성하고 있고, 각 게이트(82, 84)는, 전압 비교기(50)의 2개의 입력 단자에 대응하고 있다. 트랜지스터 M30, M31의 드레인은, 정전류 부하로서 설치된 트랜지스터 M33, M34를 포함하는 커런트 미러 부하와 접속되어 있다. 트랜지스터 M33, M34는, 트랜지스터 M32와 게이 트 및 소스가 공통으로 접속된 커런트 미러 회로로서, 각 트랜지스터에는 정전류원(80)에 의해 생성되는 정전류가 흐르고 있다.

트랜지스터 M33, M34의 드레인은, 각각 트랜지스터 M35, M36의 소스와 접속되어 있다. 트랜지스터 M35, M36은 게이트가 공통으로 접속되어 있고, 트랜지스터 M35의 게이트, 드레인은 접속되어 있다. 트랜지스터 M35, M36의 드레인에는, 각각 정전류원(90, 92)이 접속된다. 트랜지스터 M36의 드레인은, 증폭단(86)에 접속된다. 트랜지스터 M36의 드레인 전류는, 트랜지스터 M30, M31의 게이트 전압이 차동 증폭된 차동 전류가 된다. 증폭단(86)은, 정전류원(92)에 의해 생성되는 전류와 트랜지스터 M36의 드레인 전류의 차를 증폭하여, 전압 비교기(50)의 출력 단자(44)에서 출력한다. 또한, 도 7에 나타낸 전압 비교기(50)의 구성은 일례로서, 그 밖의 다양한 회로 형식의 전압 비교기를 이용할 수 있다.

오프셋 전압 조절 회로(56)는, 전압 비교기(50)의 차동 전류를 조절함으로써, 오프셋 전압 ΔV를 조절한다. 오프셋 전압 조절 회로(56)는, 트랜지스터 M20∼M25, 퓨즈 Rf1∼Rf4, 정전류원(94)을 포함한다.

트랜지스터 M21은, 전압 비교기(50)의 입력 차동쌍(트랜지스터 M30, M31)에 공급해야 할 테일 전류 Iss를 생성하는 주전류원으로서 기능한다. 또, 트랜지스터 M22, M23, 퓨즈 Rf1, Rf2는, 제1 가변 전류 Iv1을 생성하여, 차동쌍(M30, M31)에 의해 생성되는 한쪽의 차동 전류 Id1을 증가시키는 제1 가변 전류원으로서 기능한다. 또, 트랜지스터 M24, M25, 퓨즈 Rf3, Rf4는, 제2 가변 전류 Iv2를 생성하여, 차동쌍(M30, M31)에 의해 생성되는 한쪽의 차동 전류 Id2를 증가시키는 제2 가변 전류원으로서 기능한다.

정전류원(94)은, 정전류 Ic1을 생성한다. 트랜지스터 M20∼M25는, 게이트 및 소스가 공통으로 접속된 커런트 미러 회로를 구성하고 있고, 각 트랜지스터의 사이즈비에 따른 미러비에 따라, 정전류 Ic1을 복제하여, 테일 전류 Iss, 제1 가변 전류 Iv1, 제2 가변 전류 Iv2를 생성한다. 제1 가변 전류 Iv1의 전류치는, 퓨즈 Rf1, Rf2의 절단 상태에 따라 가변이 된다. 제2 가변 전류 Iv2의 전류치도, 퓨즈 Rf3, Rf4의 절단 상태에 따라 동일하게 변화한다. 예를 들면, 트랜지스터 M21, M22, M23의 사이즈비를 100:2:1로 설정한 경우, 제1 가변 전류 Iv1은, 테일 전류 Iss에 대해서, 3%, 2%, 1%, 0%의 범위에서 조절할 수 있다. 트랜지스터 M24, M25에 대해서도 동일하다.

제1 가변 전류 Iv1은, 전압 비교기(50)의 입력 차동쌍의 한쪽의 트랜지스터 M30측으로 공급되고, 제2 가변 전류 Iv2는, 차동쌍의 다른 쪽의 트랜지스터 M31측으로 공급된다. 도 7의 오프셋 전압 조절 회로(56)에 의하면, 퓨즈 Rf1∼Rf4의 절단 상태에 따라, 전압 비교기(50)의 차동 전류를 조절할 수 있다. 연산 증폭기의 차동 전류를 조절하면, 입력 차동쌍의 전압-전류 특성이 시프트하기 때문에, 오프셋 전압 ΔV를 조절할 수 있다.

도 6으로 되돌아간다. 일반적으로, 반도체 집적 회로의 저항치나 트랜지스터 특성은, 반도체 제조 프로세스에 의해 편차가 생기고, 이 편차의 크기는, 각 소자의 레이아웃이나 반도체 제조 프로세스의 종류 등에 따라 다양하다. 따라서, 커런트 미러 회로를 구성하는 트랜지스터 M4, M5의 미러비도, 반도체 제조 프로세스 에 의존한 편차를 갖게 된다.

예를 들면, 기준 전류 Iref'와 정전류 Ic의 값이, ±2% 정도의 범위에서 상대적으로 편차가 생긴다고 한다. 이 편차는, 임계치 전압원(52)에 의해 생성되는 임계치 전압 Vth와, 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압의 오차가 된다. 임계치 전압 Vth가 최적치로부터 일탈되면, 상술한 바와 같이 전원 장치(100)의 효율 악화를 초래하게 되기 때문에 바람직하지 않다.

그래서, 도 6 및 도 7에 나타낸 오프셋 전압 조절 회로(56)에 있어서, 퓨즈 Rf1∼Rf4를 트리밍함으로써, 트랜지스터 M4, M5의 미러비의 편차를 캔슬하는 방향으로 전압 비교기(50)의 오프셋 전압 ΔV를 시프트시킨다. 상술한 바와 같이, 제1 가변 전류 Iv1, 제2 가변 전류 Iv2는, 각각, 차동쌍의 테일 전류 Iss에 대해서 0%, 1%, 2%, 3%의 범위에서 조절할 수 있다. 또, 퓨즈 Rf1, Rf2를 트리밍한 경우와, 퓨즈 Rf3, Rf4를 트리밍한 경우에서는, 오프셋 전압 ΔV의 정부는 역방향이 된다.

전압 비교기(50)의 오프셋 전압 ΔV를 변화시킴으로써, 프로세스 편차에 의한 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압의 변동을 상쇄할 수 있고, 전원 장치(100)의 효율의 악화를 억제할 수 있다.

즉, 오프셋 전압 조절 회로(56)에 있어서, 테일 전류 Iss, 제1 가변 전류 Iv1, 제2 가변 전류 Iv2를 생성하는 트랜지스터 M21∼M25의 사이즈비는, 임계치 전압 Vth와, 정전류 회로(22)의 안정 동작에 필요한 전압의 오차를 충분히 저감할 수 있도록 설계하면 된다.

도 8은, 도 7의 전압 비교기(50) 및 오프셋 전압 조절 회로(56)의 변형예를 도시한 회로도이다.

도 7에서는, 제1 가변 전류 Iv1은, 차동쌍의 한쪽의 트랜지스터 M30측으로 공급되고, 제2 가변 전류 Iv2는, 차동쌍의 다른 쪽의 트랜지스터 M31측으로 공급되어 있다. 한편, 도 8에 있어서는, 제1 가변 전류 Iv1은, 차동쌍(M30, M31)에 접속되는 커런트 미러 부하(M35, M36)의 한쪽의 트랜지스터 M35측으로 공급되고, 제2 가변 전류 Iv2는, 커런트 미러 부하의 다른 쪽의 트랜지스터 M36측으로 공급된다. 이와 같이 해서 차동 전류를 조절한 경우에 있어서도, 전압 비교기(50)의 오프셋 전압 ΔV를 조절할 수 있어, 도 7과 동일한 효과를 얻을 수 있다. 제1 가변 전류 Iv1, 제2 가변 전류 Iv2를, 차동 전류를 조절 가능한 그 밖의 위치에 공급한 경우도 동일하다.

전압 비교기(50)의 오프셋 전압 ΔV는, 도 9에 나타낸 회로에 의해서도 조절할 수 있다. 도 9는, 오프셋 전압이 조절 가능한 전압 비교기(50)의 구성을 도시한 회로도이다. 이 전압 비교기(50)는, 오프셋 전압 조절 회로(56)와 일체로 구성된다. 본 실시 형태에 있어서, 오프셋 전압 조절 회로는, 조절용 트랜지스터 M40∼M43, 퓨즈 Rf1∼Rf4를 포함한다.

조절용 트랜지스터 M40∼M43은, 전압 비교기(50)의 차동쌍을 구성하는 트랜지스터 M30, M31과 병렬로 설치된다. 조절용 트랜지스터의 트랜지스터 M40∼M43의 전류 경로 상에는, 트리밍 가능한 퓨즈 Rf1∼Rf4가 설치된다.

도 9의 전압 비교기(50)에 의하면, 퓨즈 Rf1∼Rf4의 트리밍 상태에 따라, 실질적으로 전압 비교기(50)의 차동쌍을 구성하는 트랜지스터의 사이즈를 변경할 수 있다. 그 결과, 차동 전류가 조절되고, 오프셋 전압 ΔV를 시프트할 수 있다.

또, 도 9에서는, 차동쌍의 트랜지스터의 사이즈를 조절하였지만, 변형예로서 커런트 미러 부하를 구성하는 트랜지스터 M33, M34의 사이즈를 조절해도 된다. 즉, 트랜지스터 M33, M34와 병렬로 복수의 조절용 트랜지스터를 설치하고, 이 조절용 트랜지스터의 각 트랜지스터의 전류 경로 상에 트리밍 가능한 퓨즈를 설치한다. 조절용 트랜지스터와 퓨즈에 의해 오프셋 전압 조절 회로(56)를 구성하고, 퓨즈의 트리밍을 행함으로써, 차동 전류를 조절하여, 오프셋 전압 ΔV를 조절할 수 있다.

동일하게, 트랜지스터 M33, M34 대신에, 트랜지스터 M35, M36의 사이즈를 조절해도 된다.

도 1로 되돌아간다. 제어부(24)는, 차지 펌프 회로(10)의 승압율을 설정하고, 설정한 승압율에 따른 제어 신호 Vcnt를 생성한다. 이 제어부(24)는, 감시 회로(30)의 출력 신호 Vs를 모니터하고 있고, 출력 신호 Vs가 로우레벨이 된 상태가 소정의 시간 지속되면 승압율을 상승시킨다. 본 실시 형태에 있어서는, 제어부(24)는, 감시 회로(30)의 출력 신호 Vs가 2ms인 동안, 로우레벨이 되었을 때에, 차지 펌프 회로(10)의 승압율을 1단계 상승시킨다.

제어부(24)가, 제어 신호 Vcnt를 생성하고, 시간의 계측을 행하기 위해 필요한 주기 신호는, 제1 발진기(26), 제2 발진기(28)에서 출력된다. 제1 발진기(26) 및 제2 발진기(28)는 각각 도시하지 않은 인에이블 단자를 구비하고 있고, 동작을 정지할 수 있도록 구성되어 있다.

제어부(24)는, 차지 펌프 회로(10)에 의해 승압 동작을 행할 때, 즉 승압율 을 1.5배, 또는 2배로 설정하였을 때의 제어 신호 Vcnt는, 제1 스위치 SW1에서 제9 스위치 SW9를 온 오프시키는 스위칭 신호가 된다. 제1 발진기(26)는, 이 스위칭 신호에 필요하게 되는 주파수를 갖는 제1 주기 신호 Vosc1을 생성한다. 예를 들면, 이 제1 주기 신호 Vosc1의 주파수는 1MHz로 설정된다.

또, 제어부(24)는, 감시 회로(30)의 출력 신호 Vs를 모니터할 때에 시간 2ms를 계측하기 위해서 필요하게 되는 주파수를 갖는 제2 주기 신호 Vosc2를 생성한다. 2ms 정도의 시간은, 수십 kHz 정도의 주파수로 측정할 수 있기 때문에, 본 실시 형태에서는, 이 제2 주기 신호 Vosc2의 주파수는 64kHz로 설정되어 있는 것으로 한다.

구동 회로(20)는, 차지 펌프 회로(10)의 승압율에 따라, 제1 발진기(26) 및 제2 발진기(28) 중 어느 하나를 전환하여 사용한다. 그 때문에, 제어부(24)는, 차지 펌프 회로(10)의 승압율에 따라 제1 발진기(26), 제2 발진기(28)의 인에이블 단자에 대해서 온 오프를 제어하는 인에이블 신호를 출력한다.

이하, 구동 회로(20)에 있어서, 차지 펌프 회로(10)의 승압율을 전환할 때의 동작에 대해 설명한다.

전지(500)에서 출력되는 전지 전압 Vbat가 충분히 높을 때에는, 승압율은 1배로 설정되어 있다. 현재, 전력 소비에 의해 전지 전압 Vbat가 저하해 오면, LED 단자(106)의 전압 Vled도 저하한다. 감시 회로(30)에 있어서는, 임계치 전압원(52)에서 출력되는 임계치 전압 Vth와, LED 단자(106)의 전압 Vled를 비교하여, Vled<Vth가 되면 출력 신호 Vs로서 로우레벨을 출력한다.

차지 펌프 회로(10)의 승압율이 1배로 설정될 때, 차지 펌프 회로(10)에 있어서, 제1 스위치 SW1, 제3 스위치 SW3, 제7 스위치 SW7, 제8 스위치 SW8을 정상적으로 온하면 되기 때문에, 주파수 1MHz의 제1 주기 신호 Vosc1은 필요하지 않게 된다. 이 때문에, 승압율이 1배일 때, 제어부(24)는, 제1 발진기(26)를 오프해 두고, 제2 발진기(28)만을 동작시켜, 제2 주기 신호 Vosc2를 이용하여 시간 측정을 행한다.

감시 회로(30)의 출력 신호 Vs가 2ms 로우레벨이 되면, 제어부(24)는, 승압율을 1.5배로 전환한다. 승압율이 1배보다 높을 때, 상술한 바와 같이 차지 펌프 회로(10)로 출력해야 할 제어 신호 Vcnt로서 온 오프를 반복하는 스위칭 신호를 생성할 필요가 있다. 이 때, 제어부(24)는 제1 주기 신호 Vosc1을 필요로 하기 때문에, 제1 발진기(26)를 온한다. 승압율이 1.5배일 때, 제어부(24)는, 감시 회로(30)의 출력 신호 Vs 상태의 모니터를 위한 시간 측정을, 제1 주기 신호 Vosc1을 이용하여 행한다. 이 때, 제2 주기 신호 Vosc2는 필요하지 않게 되기 때문에, 제어부(24)는 제2 발진기(28)를 오프한다.

또한, 전지 전압 Vbat가 저하하여, 승압율이 2배로 설정될 때에도, 제어부(24)는 제1 발진기(26)만을 온해 두고, 제1 주기 신호 Vosc1에 의거하여, 제어 신호 Vcnt의 생성 및 2ms의 시간 측정을 행한다.

발진기의 소비 전류는, 주파수에 의존하고, 주파수가 높을수록 소비 전류는 증가한다. 즉, 제1 발진기(26)의 소비 전류는 제2 발진기(28)의 소비 전류보다도 크다. 그 때문에, 본 실시 형태에 따른 구동 회로(20)에 의하면, 승압 동작을 행 하는 경우에는, 1MHz로 발진하는 제1 발진기(26)를 온해 두고, 제어 신호 Vcnt를 생성함과 함께, 승압율을 설정하기 위한 시간 측정을 행한다. 한편, 승압율이 1배일 때, 제어 신호 Vcnt로서 주파수가 높은 신호를 생성할 필요가 없기 때문에, 소비 전류가 작은 제2 발진기(28)로 전환함으로써 회로의 소비 전류를 저감하여, 고효율화를 도모할 수 있다.

이상, 본 실시 형태에 따른 전원 장치(100)의 구성 및 동작에 대해 설명하였다.

본 실시 형태에 따른 전원 장치(100)에 의하면, 프로세스 편차나 온도 변화에 의한 소자 특성의 변동에 의해 정전류 회로(22)의 안정 동작 전압이 변동한 경우에도, 그 변동에 따라 임계치 전압 Vth를 생성하기 때문에, 제어부(24)에 있어서, 최적인 승압율의 설정을 행하여, 적절한 출력 전압 Vout를 생성할 수 있다.

상기 실시 형태는 예시이고, 그러한 각 구성 요소나 각 처리 프로세스의 조합에 여러 가지 변형예가 가능한 것, 또 그러한 변형예도 본 발명의 범위에 있는 것은 당업자에게 이해되는 바이다.

도 10은, 전원 장치(100)의 변형예를 도시한 도면이다. 도 10의 전원 장치(100)는, 전압 생성 회로로서, 차지 펌프 회로(10)가 아니라, 스위칭 레귤레이터(70)가 이용되고 있다. 이 스위칭 레귤레이터(70)는, 스위칭 소자의 온 오프에 의해, 인덕터와 콘덴서 사이에서 에너지 변환을 행하여, 입력 전압을 승압하는 전압 생성 회로이다.

제어부(24)에서는, 펄스폭 변조(이하 PWM이라고 한다)된 스위칭 신호 Vpwm이 출력되고, 이 스위칭 신호에 의해 스위칭 레귤레이터(70)의 스위칭 소자의 온 오프가 제어되어, 출력 전압 Vout가 원하는 전압치로 안정화된다.

도 11은, 도 10의 구동 회로(20)의 구성의 일부를 도시한 회로도이다. 정전류 회로(22), 임계치 전압원(52)의 구성은 도 3과 동일하다. 도 11의 구동 회로(20)에 있어서는, LED 단자(106)의 전압 Vled와, 임계치 전압원(52)에서 출력되는 임계치 전압 Vth가, 오차 증폭기(60)에 입력되고 있다. 오차 증폭기(60)는, 전압 Vled와 임계치 Vth의 오차를 증폭하여, 오차 전압 Verr로서 제어부(24)로 출력한다.

제어부(24)는, 이 오차 전압 Verr에 의거하여 스위칭 신호 Vpwm을 생성한다. 제어부(24)는, 전압 비교기(62), 드라이버(64), 발진기(66)를 포함한다. 발진기(66)는, 삼각파 형상의 주기 신호 Vsaw를 출력하고, 전압 비교기(62)는, 이 주기 신호 Vsaw와 오차 전압 Verr을 비교함으로써, 펄스폭 변조된 신호를 생성한다. 드라이버(64)는, 전압 비교기(62)의 출력에 의거하여, 스위칭 레귤레이터(70)를 구동하기 위한 스위칭 신호를 생성한다.

그 결과, 스위칭 레귤레이터(70)의 출력 전압 Vout는, LED 단자(106)의 전압 Vled가 임계치 전압 Vth에 가까워지도록 조절되므로, 정전류 회로(22)를 안정하게 동작시키면서, 필요 이상으로 높은 출력 전압 Vout를 생성하지 않게 되기 때문에, 고효율인 동작을 실현할 수 있다.

도 12는, 정전류 회로(22)의 변형예를 도시한 도면이다. 도 12의 정전류 회로(22)에서는, 전원 전압 Vdd를 고정 전압으로 하여 구동 전류 Idrv가 생성된다. 도 12의 정전류 회로(22)는, 트랜지스터 M1, 제1 저항 R1, 기준 저항 Rref, 연산 증폭기(40)를 포함한다. LED 단자(106)에는, 구동 대상의 LED(300)가 접속된다. 기준 저항 Rref는, 일단에 소정의 고정 전압 Vdd가 인가되고, 기준 전류 Iref의 경로 상에 설치된다. 연산 증폭기(40)는, 기준 저항 Rref의 타단에 나타나는 전압 Ve가 비반전 입력 단자에 인가된다. 트랜지스터 M1은, 연산 증폭기(40)의 출력 전압이 게이트에 인가되고, 소스가 LED 단자(106)에 접속된다. 제1 저항 R1은, 트랜지스터 M1의 소스에 접속되고, 일단에 고정 전압 Vdd가 인가된다. 트랜지스터 M1과 제1 저항 R1의 접속점의 전위는, 연산 증폭기(40)의 반전 입력 단자에 귀환된다. 정전류 회로(22)를 이와 같이 구성한 경우에 있어서도, Idrv=Iref×Rref/R1로 주어지는 구동 전류 Idrv를 생성할 수 있다.

본 실시 형태에 있어서, 전원 장치(100), 발광 장치(1000)를 구성하는 소자는 모두 일체 집적화되어 있어도 되고, 혹은 그 일부가 디스크리트 부품으로 구성되어 있어도 되고, 복수의 부품이 하나의 패키지에 모듈화되어 있어도 된다. 어느 부분을 집적화할지는, 비용이나 점유 면적 등에 따라 결정하면 된다.

실시 형태에서는, 전원 장치(100)에 의해 LED를 구동하는 경우에 대해 설명하였지만, 부하 회로는 이것에는 한정되지 않고, 유기 EL 등의 그 밖의 발광 소자를 구동해도 되고, 또한, 발광 소자 이외의 전류 구동 디바이스를 구동하는 것도 가능하다.

본 실시 형태에 있어서는, 사용하는 트랜지스터는 FET로 하였지만 바이폴라 트랜지스터 등의 다른 타입의 트랜지스터를 이용해도 되고, 이러한 선택은, 전원 장치에 요구되는 설계 사양, 사용하는 반도체 제조 프로세스 등에 따라 결정하면 된다.

Claims

부하 회로를 정전류 구동하기 위한 전원 장치로서,

상기 부하 회로의 구동 경로 상에 설치된 정전류 회로와,

상기 부하 회로에 구동 전압을 출력하는 전압 생성 회로와,

상기 정전류 회로의 양단의 전압을 감시하는 감시 회로와,

상기 전압 생성 회로에서 출력되는 구동 전압을 제어하는 제어부를 구비하고,

상기 감시 회로는, 상기 정전류 회로가 안정하게 동작 가능한 전압의 변동에 추종한 임계치 전압을 생성하는 임계치 전압원을 포함하고, 상기 정전류 회로의 양단의 전압과, 상기 임계치 전압원에 의해 생성되는 임계치 전압을 비교한 결과를 상기 제어부로 출력하고,

상기 제어부는, 상기 감시 회로의 출력에 의거하여 상기 전압 생성 회로를 제어하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 정전류 회로는,

구동 대상의 부하 회로가 접속되는 전류 출력 단자와,

소정의 기준 전압이 제1 입력 단자에 인가된 연산 증폭기와,

상기 연산 증폭기의 출력 전압이 제어 단자에 인가되고, 일단이 상기 전류 출력 단자에 접속된 제1 트랜지스터와,

상기 제1 트랜지스터의 타단에 접속되고, 일단에 소정의 고정 전압이 인가된 제1 저항과,

상기 제1 트랜지스터와 상기 제1 저항의 접속점의 전위를 상기 연산 증폭기의 제2 입력 단자에 귀환하는 귀환 경로를 포함하고,

상기 임계치 전압원은,

소정의 정전류를 출력하는 정전류원과,

상기 정전류원에서 출력되는 정전류의 경로 상에 직렬로 설치된 제2 트랜지스터와,

일단에 상기 고정 전압이 인가되고, 타단에 상기 제2 트랜지스터가 접속된 제2 저항을 포함하고, 상기 제2 트랜지스터와 상기 정전류원의 접속점의 전압을 상기 임계치 전압으로서 출력하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 2에 있어서,

반도체 집적 회로 상에 있어서, 상기 제2 트랜지스터와 상기 제1 트랜지스터, 및 상기 제2 저항과 상기 제1 저항은 각각 페어링하여 형성되는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 2에 있어서,

상기 정전류원에서 출력되는 상기 정전류는, 상기 제2 트랜지스터가 정전류 영역에서 동작하는 범위로 설정되는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 2에 있어서,

상기 감시 회로는,

상기 정전류 회로의 양단의 전압과, 상기 임계치 전압원에 의해 생성되는 상기 임계치 전압을 비교하는 전압 비교기와,

상기 전압 비교기의 오프셋 전압을 조절하는 오프셋 전압 조절 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 2에 있어서,

상기 정전류 회로는,

상기 정전류원에서 출력되는 정전류에 따른 기준 전류의 경로 상에 설치되고, 일단에 상기 고정 전압이 인가된 기준 저항을 더 포함하며, 당해 기준 저항의 타단에 나타나는 전압을 상기 기준 전압으로서 상기 연산 증폭기의 제1 입력 단자에 인가하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 6에 있어서,

반도체 집적 회로 상에 있어서, 상기 기준 저항은, 상기 제1, 제2 저항과 페어링하여 형성되는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 5에 있어서,

상기 오프셋 전압 조절 회로는, 상기 전압 비교기의 차동 전류를 조절하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 8에 있어서,

상기 오프셋 전압 조절 회로는,

상기 전압 비교기의 차동쌍에 공급해야 할 테일 전류를 생성하는 주전류원과,

제1 가변 전류를 생성하여, 상기 차동쌍에 의해 생성되는 한쪽의 차동 전류를 변화시키는 제1 가변 전류원과,

제2 가변 전류를 생성하여, 상기 차동쌍에 의해 생성되는 다른 쪽의 차동 전류를 변화시키는 제2 가변 전류원을 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 전압 생성 회로는 복수의 승압율이 전환 가능한 차지 펌프 회로로서,

상기 제어부는, 상기 감시 회로의 전압 비교 결과에 의거하여 상기 차지 펌프 회로의 승압율을 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 전압 생성 회로는 스위칭 레귤레이터 회로로서,

상기 제어부는, 상기 감시 회로에 있어서 상기 정전류 회로의 양단의 전압과, 상기 임계치 전압이 같아지도록 상기 스위칭 레귤레이터 회로의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 정전류 회로와, 상기 감시 회로와, 상기 제어부는, 하나의 반도체 기판 상에 일체 집적화되는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
청구항 1 내지 12 중 어느 한 항에 있어서,

상기 부하 회로는 발광 다이오드로서,

상기 정전류 회로는, 상기 발광 다이오드의 캐소드 단자에 접속되고, 상기 감시 회로는, 상기 발광 다이오드의 캐소드 단자의 전압을 감시하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
발광 다이오드와,

상기 발광 다이오드를 정전류 구동하기 위한 청구항 1 내지 12 중 어느 한 항에 기재된 전원 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 발광 장치.
액정 패널과,

상기 액정 패널의 백라이트로서 설치되는 청구항 14에 기재된 발광 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 전자 기기.