JP2010088297A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電圧源が出力電圧の急峻あるいは周期的に大きく変動するようなものであっても、ブラシレスモータの弱め界磁制御を、予め設定されたテーブル値などの制御量を用いずに安定して行うことができ、これにより、ブラシレスモータの最高回転数を増加させることができるモータ駆動装置を得る。
【解決手段】 インバータ制御部が、推定されたロータ位置に基づいて指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際にブラシレスモータに流れる電流の波形との偏差が減少するよう、インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、指令電流の波形の振幅値を最大値に固定した状態で、位相差を増減させてブラシレスモータの回転数を制御するものとする。
【選択図】 図３

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、特にブラシレスモータをインバータ回路により駆動制御するモータ駆動装置に関するものである。

ブラシレスモータは、その運転により逆起電力ωＥ（Ｅ：界磁として使用される永久磁石の起磁力（主磁束）、ω：モータの軸角速度）を発生させる。従って、ブラシレスモータの１相当たり等価回路は、図１１(a)のように表すことができる。

なお、図１１(a)中、Ｒはブラシレスモータの一相当たり一次抵抗、Ｌはブラシレスモータの一相当たりインダクタンス、Ｉはブラシレスモータの一次電流（相電流）、Ｖはモータに印加される端子電圧である。

ブラシレスモータをインバータ回路により駆動する場合には、インバータ回路の入力電圧にインバータ回路の電圧変換比（出力電圧／入力電圧＜１）を乗じた値がモータの端子電圧Ｖとなる。

さらに、このブラシレスモータの端子電圧Ｖをベクトル分解し、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを用いて表現すると、上記端子電圧Ｖは、以下の式（１）及び式（２）で表される。

また、一次抵抗Ｒが十分小さいと考えて式（１）に基づいてベクトル図を描くと、該ベクトル図は、図１１(b)に示されるようになる。
ただし、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｉｄはｄ軸電流（界磁電流）、Ｉｑはｑ軸電流（トルク電流）である。ここで、界磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑは、ブラシレスモータのロータ位置に対する、モータに流す電流（モータ電流）の位相の進み角（以下、進角値という。）をβ、モータ電流Ｉの振幅値をＩｐとしたとき、式（３ａ）及び式（３ｂ）で表される。

上記式（１）及び式（２）は、ブラシレスモータのベクトル制御、つまり界磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを用いたモータ制御が可能であることを示している。具体的には、上記ベクトル制御は、界磁電流Ｉｄの指令値を一定値（例えば０）になるよう制御する一方で、ブラシレスモータに要求される出力トルクに基づいてトルク電流Ｉｑの指令値を変化させるというものである。これらの指令値に基づいて、ブラシレスモータを駆動するインバータ回路を制御すれば、式（４）により示される出力トルクＴを得ることができる。

式（４）の第１項は、界磁である永久磁石によって生じるトルク成分、すなわちマグネットトルクを示しており、第２項は、ブラシレスモータの突極性によって生じるリラクタンストルクを示している。従って、ブラシレスモータが非突極機である場合には、Ｌｄ＝Ｌｑとなって、上記式（４）は第１項のみとなり、ブラシレスモータが突極機である場合には、Ｌｄ≠Ｌｑとなり、上記式（４）は第２項が値を持つことになる。

また、モータの端子電圧Ｖは、下記の式（５）により表される。

この式（５）から分かるように、ブラシレスモータの回転数Ｎ、つまりブラシレスモータの軸角速度ωが高くなると、逆起電圧ωＥがこれに比例して増加することになる。従って、逆起電圧ωＥの増加をそのまま許容すると、逆起電圧ωＥの増加によりブラシレスモータの端子電圧Ｖがインバータ回路の入力電圧よりも上昇し、それ以上の回転数でブラシレスモータを駆動することができなくなる。

このような不具合に対処する方法としては、いわゆる弱め界磁制御という方法がある（例えば非特許文献１参照）。

すなわち、この方法は、界磁電流Ｉｄを供給し、永久磁石の界磁起磁力を減殺する界磁起磁力を発生させる制御を行うことにより、高回転域におけるモータ端子電圧Ｖをインバータ回路の入力電圧以下に抑制することができるものである。このような性質を有する界磁電流Ｉｄを、弱め界磁電流と呼ぶ。弱め界磁電流Ｉｄは、モータの回転数ＮとトルクＴとから予め決められている。具体的には、テーブル（マップ）などにより、モータの回転数Ｎ及びトルクＴの値と、これらの回転数Ｎ及びトルクＴの値に適した弱め界磁電流Ｉｄの値との対応関係が規定されている。実際の界磁電流Ｉｄの制御では、弱め界磁電流Ｉｄの値は、上記テーブルを用いて、トルクＴ及び回転数Ｎに適した値に設定される（例えば非特許文献１参照）。

しかしながら、上記のように弱め界磁電流Ｉｄを、テーブル値を用いて制御する場合、インバータ回路の入力電圧の変動に伴い、弱め界磁電流Ｉｄが過多、又は過小となり、モータの駆動効率が低下する、又は要求トルクを満たすことができず、最高回転数が実現できない、などの問題が生じる。

例えば、インバータ入力電圧が高い場合には、必要以上の弱め界磁電流Ｉｄを流すことになる。図１１(b)に示すベクトル図及び式（５）から明らかなように、弱め界磁電流Ｉｄを流すことにより、端子電圧Ｖは低くなるが、トルク発生に寄与しない電流Ｉｄが生じることになるため、効率の低下を引き起こす。

逆に、インバータ入力電圧が低い場合には、モータ端子電圧Ｖをインバータ入力電圧以下に抑えるのに十分な弱め界磁電流Ｉｄを流すことができず、また、必要なトルクを得るためのトルク電流Ｉｑを流せなくなる。

そこで、インバータ入力電圧を検出し、該検出した電圧とモータに要求されるトルクとから弱め界磁電流を演算する方法が考えられている（例えば、特許文献１参照）。

また、弱め界磁電流Ｉｄの決定方法として、インバータ回路の出力電圧がインバータ入力電圧以上になったのを検知し、このようにインバータ出力電圧の高い状態が解消されるよう、弱め界磁電流Ｉｄを制御するという方法も考えられている（例えば特許文献２参照）。

特許第３１４６７９１号（第１図、第１０図） 特開２０００−３４１９９１号（第１図）

平成３年電気学会産業応用部門全国大会「Ｎｏ．７４，ＰＭモータの弱め磁束制御を用いた速度制御システム」

しかしながら、従来の、モータの弱め界磁電流をインバータ回路の入力電圧に応じて制御するモータ駆動装置では、インバータ回路の入力電圧が、急峻に又は周期的に大きく変動するような場合には、入力電圧の変動に応じて指令される弱め界磁電流Ｉｄの値が変動する。これは、言い換えると、入力電圧の変動の形により、モータが非常に不安定な挙動を示すおそれがあるということである。

また、従来のモータ駆動装置は、インバータ入力電圧を検出する回路を持つため、この回路での検出精度と応答性が、弱め界磁制御における制御量である弱め界磁電流の決定に影響を及ぼすという問題もある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、電圧源が出力電圧の急峻あるいは周期的に大きく変動するようなものであっても、ブラシレスモータの弱め界磁制御を、予め設定されたテーブル値などの制御量を用いずに安定して行うことができ、これにより、ブラシレスモータの最高回転数を増加させることができるモータ駆動装置を得ることを目的とするものである。

本願発明は、ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、電圧源の出力電圧を駆動電圧に変換して上記ブラシレスモータに出力するインバータ回路と、上記ブラシレスモータのロータ位置を推定するロータ位置推定部と、上記推定されたロータ位置に基づいた電流により上記ブラシレスモータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、上記インバータ制御部は、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給する電流との位相差を変化させて、上記ブラシレスモータの回転数を制御する、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を最大値に固定した状態で、上記位相差を増減させて上記ブラシレスモータの回転数を制御する、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記ブラシレスモータに供給する電流の最大振幅値は、上記ブラシレスモータに供給することが許可されている最大の電流値である、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記推定されたロータ位置に基づいて指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際に上記ブラシレスモータに流れる電流の波形との偏差が減少するよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、上記指令電流の波形の振幅値を最大値に固定した状態で、上記位相差を増減させて上記ブラシレスモータの回転数を制御する、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記指令電流の波形の最大振幅値は、上記ブラシレスモータに供給することが許可されている最大の電流値である、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を決定する電流振幅値決定部と、上記電流振幅値決定部により決定された電流振幅値に基づいて、指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際にモータに流れる電流の波形との偏差が減少するよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、上記指令電流の振幅値を一定とした状態で、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給する電流との位相差を変化させて、上記ブラシレスモータの回転数が最大となる位相差を求める、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記ブラシレスモータの回転数を決定する回転数決定部と、該回転数決定部により決定された回転数と、実際の回転数との偏差が減少するよう、上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を決定する電流振幅値決定部と、上記電流振幅値に基づいて指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際にモータに流れる電流の波形との偏差がゼロとなるよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、上記ブラシレスモータの指令回転数を一定とした状態で、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給される電流との位相差を変化させて、上記指令電流の振幅値が最小となる位相差を求める、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記インバータ回路は、上記ブラシレスモータからの回生電流を充電するコンデンサを有する、ことを特徴とするものである。

本願発明は、上記モータ駆動装置において、上記インバータ回路は、該回路と上記電圧源との間に接続され、該回路で発生したノイズを遮断するインダクタを有する、ことを特徴とするものである。

本願発明に係る圧縮機は、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするものである。

本願発明は、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えた空気調和機であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするものである。

本願発明は、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えた冷蔵庫であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするものである。

本願発明に係る電気洗濯機は、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするものである。

本願発明に係る送風機は、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするものである。

本願発明に係る電気掃除機は、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするものである。

本願発明は、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えた電気乾燥機であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするものである。

本願発明は、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えたヒートポンプ給湯器であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするものである。

本願発明に係るハイブリッド自動車は、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするものである。

本願発明によれば、ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、電圧源の出力電圧を駆動電圧に変換して上記ブラシレスモータに出力するインバータ回路と、上記ブラシレスモータのロータ位置を推定するロータ位置推定部と、上記推定されたロータ位置に基づいた電流により上記ブラシレスモータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、上記インバータ制御部は、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給する電流との位相差を変化させて、上記ブラシレスモータの回転数を制御する、ことを特徴とするので、予め設定されたテーブル値などの制御量を用いずに、インバータ回路の入力電圧の変動の影響を受けない適切な弱め界磁制御を行うことができる。

つまり、インバータの入力電圧を検出して、その値から弱め界磁制御量を演算するといった複雑な処理を行わないため、非常に簡単な回路構成により弱め界磁制御を行うことができ、さらに、インバータ入力電圧の検出誤差や弱め界磁制御量の演算誤差といったものが生じないため、過度にインバータ入力電圧が変動しても安定した弱め界磁制御を行うことができる。
この結果、安定したブラシレスモータの駆動制御を簡単な回路構成により実現することができる。

本願発明によれば、上記モータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を最大値に固定した状態で、上記位相差を増減させて上記ブラシレスモータの回転数を制御する、ことを特徴とするので、ブラシレスモータに流れる電流の変動が抑えられた状態で回転数制御が行われることとなり、さらに安定した弱め界磁制御を実現することができる。

本願発明によれば、上記モータ駆動装置において、上記ブラシレスモータに供給する電流の最大振幅値は、上記ブラシレスモータに供給することが許可されている最大の電流値である、ことを特徴とするので、弱め界磁制御を行ってもブラシレスモータが許可しないような電流、つまりブラシレスモータが減磁するような電流は流れず、安全な駆動装置を提供することができる。

また、電流振幅値がブラシレスモータに供給することが許可されている最大の電流値に保持された状態で、上記位相差の調整により回転数が制御されるため、最も小さい弱め界磁電流により、必要とされる回転数が実現されることとなり、その結果、最も効率の良い電流進角値でもってモータを駆動することができる。

本願発明によれば、上記モータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記推定されたロータ位置に基づいて指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際に上記ブラシレスモータに流れる電流の波形との偏差が減少するよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、上記指令電流の波形の振幅値を最大値に固定した状態で、上記位相差を増減させて上記ブラシレスモータの回転数を制御する、ことを特徴とするので、ブラシレスモータに流れる電流の変動が抑えられた状態で回転数制御が行われることとなり、より安定した弱め界磁制御を実現することができる。

本願発明によれば、上記モータ駆動装置において、上記指令電流の波形の最大振幅値は、上記ブラシレスモータに供給することが許可されている最大の電流値である、ことを特徴とするので、弱め界磁制御を行ってもブラシレスモータが許可しないような電流、つまりブラシレスモータが減磁するような電流は流れず、安全な駆動装置を提供することができる。

また、電流振幅値がブラシレスモータに供給することが許可されている最大の電流値に保持された状態で、上記位相差の調整により回転数が制御されるため、最も小さい弱め界磁電流により、必要とされる回転数が実現されることとなり、その結果、最も効率の良い電流進角値でもってモータを駆動することができる。

本願発明によれば、上記記載のモータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を決定する電流振幅値決定部と、上記電流振幅値決定部により決定された電流振幅値に基づいて、指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際にモータに流れる電流の波形との偏差が減少するよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、上記指令電流の振幅値を一定とした状態で、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給する電流との位相差を変化させて、上記ブラシレスモータの回転数が最大となる位相差を求める、ことを特徴とするので、上記推定されたロータ位置に対する、上記ブラシレスモータに供給する電流の進み角である電流進角値を、上記位相差を変化させるだけの簡単な回路構成により最適な値に設定することができる。ここでこの最適な電流進角値は、ブラシレスモータのリラクタンストルクを最大限に利用できる値であるため、ブラシレスモータは、必要とされる要求トルクを満たす最小の電流値で駆動されることとなり、モータの駆動効率が最大となる。

また、本発明では、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給する電流との位相差を変化させて、上記ブラシレスモータの回転数が最大となる位相差を求めているので、ブラシレスモータを構成する各種定数のばらつき等により、推定ロータ位置と実際のロータ位置に誤差が生じた場合でも、上記電流進角値はその誤差を吸収するような値となり、このため、ブラシレスモータの最大効率を達成するだけではなく、推定位置に誤差が生じてブラシレスモータが脱調してしまうという現象を回避して、安定したモータ駆動を行うことができる。

本願発明によれば、上記モータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記ブラシレスモータの回転数を決定する回転数決定部と、該回転数決定部により決定された回転数と、実際の回転数との偏差が減少するよう、上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を決定する電流振幅値決定部と、上記電流振幅値に基づいて指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際にモータに流れる電流の波形との偏差がゼロとなるよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、上記ブラシレスモータの指令回転数を一定とした状態で、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給される電流との位相差を変化させて、上記指令電流の振幅値が最小となる位相差を求める、ことを特徴とするので、上記推定されたロータ位置に対する、上記ブラシレスモータに供給する電流の進み角である電流進角値を、上記位相差を変化させるだけの簡単な回路構成により最適な値に設定することができる。ここでこの最適な電流進角値は、ブラシレスモータのリラクタンストルクを最大限に利用できる値であるため、ブラシレスモータは、必要とされる要求トルクを満たす最小の電流値で駆動されることとなり、モータの駆動効率が最大となる。

また、本発明では、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給する電流との位相差を変化させて、上記ブラシレスモータの回転数が最大となる位相差を求めているので、ブラシレスモータを構成する各種定数のばらつき等により、推定ロータ位置と実際のロータ位置に誤差が生じた場合でも、上記電流進角値はその誤差が吸収されるような値となり、このため、ブラシレスモータの最大効率を達成するだけではなく、推定位置に誤差が生じてブラシレスモータが脱調してしまうという現象を回避して、安定したモータ駆動を行うことができる。

本願発明によれば、上記モータ駆動装置において、上記インバータ回路は、上記ブラシレスモータからの回生電流を充電するコンデンサを有する、ことを特徴とするので、モータの停止時やインバータ回路のスイッチング動作が停止した時に発生するインバータ入力電圧の上昇を抑えることができ、これにより素子等の破壊を防ぐことができる効果がある。

本願発明によれば、上記モータ駆動装置において、上記インバータ回路は、該回路と上記電圧源との間に接続され、該回路で発生したノイズを遮断するインダクタを有する、ことを特徴とするので、インバータの入力側に発生するスイッチングノイズを低減することができ、さらに入力電流の力率を高めて電流波形を改善することができるという効果がある。

本願発明に係る圧縮機によれば、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した圧縮機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明によれば、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えた空気調和機であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した空気調和機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明によれば、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えた冷蔵庫であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した冷蔵庫を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明に係る電気洗濯機によれば、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするものである。ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した電気洗濯機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明に係る送風機によれば、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した送風機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明に係る電気掃除機によれば、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した電気掃除機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明によれば、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えた電気乾燥機であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した電気乾燥機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明によれば、動力を発生するブラシレスモータを有する圧縮機を備えたヒートポンプ給湯器であって、上記圧縮機のブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置を備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載したヒートポンプ給湯器を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本願発明に係るハイブリッド自動車によれば、動力を発生するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを駆動する上記モータ駆動装置とを備える、ことを特徴とするので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載したハイブリッド自動車を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置１００ａを説明するブロック図である。 実施の形態１のモータ駆動装置１００ａにおける進角値決定部６ａの動作を説明する図であり、進角値βの決定方法の一例である山登り法の処理フローを示している。 本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置１００ｂを説明するブロック図である。 上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂの動作を説明する波形図であり、入力電圧の波形を示している。 上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂの動作を説明する波形図であり、進角値の制御を行わない場合の出力電流の波形を示している。 上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂの動作を説明する波形図であり、進角値の制御を行った場合の出力電流の波形を示している。 本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置１００ｃを説明するブロック図である。 上記実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃにおける進角値決定部の動作を説明する図であり、進角値βの決定方法の一例である山登り法の処理フローを示している。 本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置１００ｄを説明するブロック図である。 上記実施の形態４のモータ駆動装置１００ｄにおける進角値決定部の動作を説明する図であり、進角値βの決定方法の一例である山登り法の処理フローを示している。 本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置１００ｅを説明するブロック図である。 本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置１００ｆを説明するブロック図である。 従来の技術であるモータの弱め界磁制御を説明する図であり、モータ等価回路を示している。 従来の技術であるモータの弱め界磁制御を説明する図であり、モータのベクトル制御で用いる界磁電流とトルク電流を示している。 本発明の実施の形態７による空気調和機２５０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態８による冷蔵庫２６０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態９による電気洗濯機２７０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１０による送風機２８０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１１による電気掃除機２９０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１２による電気乾燥機３６０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１３によるヒートポンプ給湯器３８０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１４によるハイブリッド自動車４００を説明する模式図である。 上記実施の形態１４によるハイブリッド自動車４００の変形例を説明する模式図であり、シリーズハイブリッド自動車５００の動力系統を示している。 上記実施の形態１４によるハイブリッド自動車４００の他の変形例を説明する模式図であ、パラレルハイブリッド自動車６００の動力系統を示している。

以下、本発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態１のモータ駆動装置１００ａは、電圧源１を入力とし、ブラシレスモータ２を、要求される任意の回転数で駆動するものであって、上記モータのロータ位置に対するモータ電流の位相の進み角（進角値）βを変化させることによりブラシレスモータ２の弱め界磁制御を行うものである。

そして、この実施の形態１では、モータ電流の進角値βの制御は、モータに対する指令回転数と実際の回転数との偏差がゼロとなるよう行われる。なお、従来技術では、弱め界磁制御における制御対象は弱め界磁電流Ｉｄとしているが、弱め界磁制御では、本実施の形態１のモータ電流の進角値βと、従来技術で示した弱め界磁電流Ｉｄとはほぼ同じ制御対象である。

以下、上記モータ駆動装置１００ａを構成するインバータ回路３及びインバータ制御部４ａについて詳しく説明する。
インバータ回路３は、インバータ制御部４ａから出力されるドライブ信号Ｓｇに基づいて、電圧源１の出力電圧を３相交流に変換し、ブラシレスモータ２に供給するものである。

上記インバータ回路３は、直列接続の第１及び第２のスイッチング素子３１及び３２と、直列接続の第３及び第４のスイッチング素子３３及び３４と、直列接続の第５及び第６のスイッチング素子３５及び３６とを有している。第１，第３，第５のスイッチング素子３１，３３，３５の一端（高電位側端子）は共通接続され、該共通接続点（一方の入力ノード）は上記電圧源１の一方の出力ノード１ａに接続されている。第２，第４，第６のスイッチング素子３２，３４，３６の他端（低電位側端子）は共通接続され、該共通接続点（他方の入力ノード）は上記電圧源１のもう一方の出力ノード１ｂに接続されている。また、上記第１〜第６のスイッチング素子３１〜３６は、それぞれ逆並列接続の第１〜第６のダイオード４１〜４６を有している。そして、上記第１及び第２のスイッチング素子３１及び３２の接続点３ａはインバータ回路３の第１の出力ノード、上記第３及び第４のスイッチング素子３３及び３４の接続点３ｂはインバータ回路３の第２の出力ノード、上記第５及び第６のスイッチング素子３５及び３６の接続点３ｃはインバータ回路３の第３の出力ノードである。上記インバータ回路３の第１〜第３の出力ノード３ａ〜３ｃはそれぞれ、モータ２の３相入力の各相の入力ノードとなっている。

なお、この実施の形態１では、インバータ回路３は３相のフルブリッジ構成の回路であるが、該インバータ回路３は、３相交流を出力可能なものならどのような回路構成であってもよい。例えば、上記インバータ回路３は、上記３相交流出力のうちの１相に相当する回路部分を、コンデンサを用いて構成したものでもよい。また、上記インバータ回路３は、各スイッチング素子に対してスナバ回路が付加されたものでもよい。

また、上記電圧源１は、出力レベルが変動するものであり、交流電源（図示せず）の出力電圧を整流回路により整流して得られた電圧をそのまま出力するもの、出力電圧が平滑されるよう出力側に小容量のコンデンサを付加した電源、または容量の小さいバッテリー等が考えられる。

つまり、上記電圧源１は規定レベルの直流電圧を常に出力するものに限らず、瞬間的に出力電圧のレベルが変動するようなもの、例えば、出力電圧のレベルが規定のレベルの半分程度、あるいはゼロレベルまで低下するようなものでもよい。

インバータ制御部４ａは、ブラシレスモータ２が、使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路３にドライブ信号（ゲート信号）Ｓｇを供給するものであり、ロータ位置推定部５と、進角値決定部６ａと、ドライブ信号生成部７とから構成されている。

ここで、ロータ位置推定部５は、インバータ回路３がブラシレスモータ２に実際に供給される電流（モータ電流）Ｉからロータ位置を推定するものである。なお、ここで、ロータ位置を推定する具体的な方法は、モータ電流Ｉからロータ位置を推定するものに限らず、ブラシレスモータ２の誘起電圧を利用する方法や、ブラシレスモータに取り付けられた位置センサの検出出力に基づいてロータ位置を推定する方法であってもよい。

進角値決定部６ａは、ユーザの操作などにより発生した外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、ロータ位置推定部５が推定したロータ位置θを微分することによって得られるブラシレスモータ２の実回転数ｆとから、ブラシレスモータ２に供給する電流の進角値βを決定するものである。つまり、進角値決定部６ａは、上記進角値βを、実回転数ｆと指令回転数ｆoの偏差がゼロとなるよう決定するものであるが、このように進角値βを決定する具体的な方法には、山登り法やＰＩ（比例積分）制御等が考えられる。

ドライブ信号作成部７は、インバータ回路３がブラシレスモータ２に出力する電流（モータ電流）Ｉと、ロータ位置推定部５により得られたロータの推定位相（推定位置）θと、進角値決定部６ａにより得られた進角値βとを入力とし、モータ電流Ｉの位相がロータ推定位相θより進角値βだけ進むよう、ドライブ信号Ｓｇをインバータ回路３に出力するものである。

次に動作について説明する。
電圧源１を入力とするインバータ回路３では、インバータ制御部４ａからのドライブ信号Ｓｇにより、各スイッチング素子３１〜３６のオンオフ動作が行われ、該インバータ回路３からは、電圧源１の出力電圧が３相交流に変換されてモータ２に出力される。すると、モータ２は駆動する。

このとき、上記インバータ制御部４ａでは、外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、モータ２に供給される電流（モータ電流）Ｉとに基づいて、上記スイッチング素子３１〜３６のゲートに印加されるドライブ信号Ｓｇであるパルス信号が生成される。

以下、インバータ制御部４ａの各部５,６ａ及び７の動作について説明する。
ロータ位置推定部５では、インバータ回路３がブラシレスモータ２に供給する電流（モータ電流）Ｉからロータ位置（ロータ位相）が推定される。

進角値決定部６ａでは、外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、ロータ位置推定部５からのロータ推定位相θを微分して得られたブラシレスモータ２の実回転数ｆとに基づいて、ブラシレスモータ２に供給するモータ電流の進角値βが決定される。

ドライブ信号作成部７では、インバータ回路３からブラシレスモータ２に実際に出力される電流（モータ電流）Ｉと、ロータ位置推定部５により得られたロータ推定位相θと、進角値決定部６ａが決定する進角値βとに基づいて、インバータ回路３に出力するドライブ信号Ｓｇが生成される。すると、インバータ回路３では、上記ドライブ信号Ｓｇにより各スイッチング素子のオンオフ制御が行われ、該インバータ回路３からは、その位相が上記ロータ推定位相θより進角値βだけ進んだものとなるよう調整された電流Ｉがモータ２に出力される。

以下、山登り法を用いた進角値βの決定方法の一例を、図２に示すフローチャートを用いて説明する。
進角値決定部６ａでは、回転数指令ｆoと実回転数ｆとの間に偏差がある場合、上記進角決定部６ａにて、上記進角値βを決定する処理が開始される。
まず、ステップＳ１では、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差の絶対値（｜ｆo−ｆ｜）が算出される。

次に、ステップＳ２では、β増加フラグに基づいて、進角値βを増加させる処理（ステップＳ３）と、進角値βを減少される処理（ステップＳ４）のいずれの処理を行うかが決定される。つまり、上記β増加フラグの値が〔−１〕であれば、ステップＳ３の処理が行われ、増加フラグの値が〔１〕であれば、ステップＳ４の処理が行われる。なお、最初に図２に示すフローの処理が行われるときは、ステップＳ２の処理では、β増加フラグの値は、あらかじめ初期値として設定されている、〔１〕あるいは〔−１〕のどちらかの値とされる。

そして、ステップＳ３では、現在出力されている進角値βを減らす（遅らせる）処理が行われる。このステップＳ３で進角値βを減らす量は、予め決められた一定の量であってもよいし、回転数指令ｆoと実回転数ｆの偏差（回転数偏差）、あるいは前回演算した回転数偏差と今回演算した回転数偏差との差に基づいて決めてもよい。上記のように回転数偏差に基づいて、ステップＳ３での進角値βの減少量を決定すると、山登りの速度（つまり山登り法により進角値を決定する処理の速度）があがり、応答性よく、上記回転数偏差がゼロになる進角値βを決定することができる。

ステップＳ４では、現在出力している進角値βを増やす（進める）処理が行われる。このステップＳ４で進角値βを増やす量は、予め決められた一定の量であってもよいし、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差（回転数偏差）や、前回演算した回転数偏差と今回演算した回転数偏差の差に基づいて決めてもよい。上記のように回転数偏差に基づいて、ステップＳ４での進角値βの増加量を決定すると、山登りの速度があがり、応答性よく上記回転数偏差がゼロになる進角値βを決定することができる。

ステップＳ５では、モータ電流の進角値βを、ステップＳ３またはＳ４で決定した進角値βに更新した状態で、再度、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差の絶対値を算出する処理が行われる。

ステップＳ６では、モータ電流の進角値βを上記ステップＳ３又はＳ４で決定した進角値βに更新する前の回転数偏差の絶対値と、該進角値βの更新後の回転数偏差の絶対値との差を算出し、進角値βの更新後の値（回転数偏差の絶対値）のほうが進角値βの更新前の値（回転数偏差の絶対値）より大きければ、ステップＳ７の処理が行われ、進角値βの更新後の値が進角値βの更新前の値より小さいか等しければ、ステップＳ８の処理が行われる。

ステップＳ７では、進角値βを変化させる方向が間違っていたということで、β増加フラグの符号を反転させる処理が行われ、その後ステップＳ８の処理が行われる。

ステップＳ８では、回転数指令ｆoと実回転数ｆの偏差（回転数偏差）を算出し、該回転数偏差がゼロであるか、もしくは許容される範囲内に収まっていれば、進角決定部６ａでの進角値の決定処理（図２のフローにおける処理）が終了し、上記回転数偏差が許容される範囲内に収まっていない場合は、ステップＳ２の処理が再度行われる。

上記のような山登り法を用いてモータ電流の進角値βを調整する処理を行えば、例え、インバータの入力電圧が低すぎて、モータ回転数を指令回転数ｆoまで上げることができず、回転数指令ｆoと実回転数ｆの偏差がゼロにならなくても、モータ電流の進角値βは、最もトルクを発生させることができる値に収束し、モータ２の安定な高速回転が可能となる。

なお、図２に示す進角値の決定処理のフローは一例であり、これは、図２に示すフローにおけるステップＳ８の処理を、該フローのステップＳ５の処理とステップＳ６の処理の間で行うものであってもよい。この場合も、上記図２に示すフローと同様の効果が得られる。このことからもわかるように、進角値を決定する処理のフローは、様々な形を取ることができる。

また、進角値の決定には、上記のような山登り法の代わりに、回転数指令ｆoと実回転数ｆの偏差がゼロになるよう進角値βを決定するＰＩ（比例積分）制御を用いてもよい。但し、この場合は進角値βが発散する可能性もあることから、リミッタ値を設ける必要がある。

このように本実施の形態１では、電圧源１の出力電圧を３相交流に変換してモータ２に出力するインバータ回路３と、インバータ回路３からモータ２に供給される電流（モータ電流）の進角値βを制御するインバータ制御部４ａとを備え、インバータ制御部４ａは、上記モータ電流の進角値βを、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、ブラシレスモータの安定な弱め界磁制御を、予め設定されたテーブル値などの制御量を用いずに行うことができる。

つまり、本実施の形態１のモータ電流の進角値制御では、インバータ回路の入力電圧の検出誤差や演算誤差といったものが生じないため、インバータ入力電圧の変動が急峻あるいは周期的で大きなものであっても、安定した弱め界磁制御を行うことができる。

さらに、この実施の形態１では、インバータ回路３の入力電圧を検出して、その値から上記進角値βを演算するといった複雑な演算処理が行われないため、モータ駆動装置を非常に単純な回路構成とできる。

なお、上記実施の形態１では、ドライブ信号作成部７は、モータ電流の振幅値に対する制限を行うものではないが、このドライブ信号作成部７は、ブラシレスモータ２に供給する電流の最大振幅値が一定値に保持されるよう、インバータ回路３のドライブ信号Ｓｇを作成するものであってもよい。この場合、進角値決定部６ａでは、モータの実回転数に基づいて決定されるモータ電流の進角値βの過度の増減が抑えられることとなり、より安定した弱め界磁制御を実現することができる。さらに、上記一定値に保持されるモータ電流の最大振幅値を、ブラシレスモータ２が許容する最大電流値とすることにより、弱め界磁制御を行ってもブラシレスモータが許可しないような電流、つまりブラシレスモータが減磁により劣化するような電流は流れず、安全なモータ駆動装置を提供することができる。

また、上記実施の形態１では、上記進角値決定部６ａは、ブラシレスモータ２に供給する電流の値に拘わらず、モータ電流の進角値を、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が小さくなるよう決定するものとしているが、この進角値決定部６ａは、ブラシレスモータ２に供給する電流が、許容される電流以下のときは、ブラシレスモータ２がもつ最適な進角値（最もリラクタンストルクを活用する進角値）、もしくは一定の進角値を出力するものでもよい。この場合、ブラシレスモータ２の回転数は供給する電流の振幅値で制御することとなる。

このような構成では、弱め界磁制御を行わずとも指令回転数で駆動することができるような低回転時は、モータ電流の進角値を最適進角値とし、弱め界磁制御を必要とするような高回転時は、モータ電流の進角値を、指令回転数を実現する最低の進角値とすることができ、モータを、全ての回転数領域にわたって、ブラシレスモータ２がもつ最大効率を満足する進角値でもって駆動することができる。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同様、電圧源１を入力とし、ブラシレスモータ２を任意の回転数で駆動するものであり、ブラシレスモータ２の弱め界磁制御を、モータ電流の進角値βを調整することにより行うものである。そして、この実施の形態２では、モータ電流の進角値βの制御は、モータに供給される電流の振幅値を一定値に保持した状態で、モータに対する指令回転数ｆoと実際の回転数ｆとの偏差がゼロとなるよう行われる。

すなわち、このモータ駆動装置１００ｂは、上記電圧源１の出力電圧を３相交流に変換してモータ２に出力するインバータ回路３と、該インバータ回路３を制御するインバータ制御部４ｂとから構成されている。

インバータ制御部４ｂは、ブラシレスモータ２が使用者が望む回転数で駆動されるよう、上記インバータ回路３にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、ロータ位置推定部５と、進角値決定部６ａと、指令電流波形作成部８ｂと、ＰＷＭ作成部９とから構成されている。

以下、この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂについて詳しく説明する。
ここで、電圧源１，インバータ回路３，ロータ位置推定部５，及び進角値決定部６ａは、上記実施の形態１のモータ駆動装置１００ａにおけるものと同一のものである。

指令電流波形作成部８ｂは、ロータ位置推定部５が出力した推定位相θと、進角値決定部６ａが決定した進角値βとを入力とし、インバータ回路３がブラシレスモータ２に供給する電流の指令値（指令電流）Ｉoの波形を作成するものである。具体的には、この指令電流波形生成部８により作成された指令電流Ｉoの波形は、モータに供給する電流の指令振幅値（指令電流の振幅値）と、推定位相θに進角値βを足し合わせて得られる位相とを持った正弦波状の波形となる。ここで、上記指令振幅値は固定値であり、ブラシレスモータ２に許容される最大の振幅値となっている。

ＰＷＭ作成部９は、インバータ回路３がブラシレスモータ２に出力する実際の電流（実電流）Ｉと、指令電流波形作成部８ｂが作成した指令電流Ｉｏとを入力とし、実電流Ｉの波形と指令電流Ｉoの波形の偏差がゼロとなるよう、上記インバータ回路３に供給するドライブ信号Ｓｇであるパルス信号を生成するものである。具体的には、このＰＷＭ作成部９は、指令電流Ｉoと実電流Ｉの差分をＰＩ制御することにより、実電流Ｉの波形と指令電流Ｉoの波形の偏差がゼロとなるよう、上記パルス信号のＰＷＭ（pulse width modulation）幅を決定する。

次に動作について説明する。
この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂでは、インバータ回路３は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのものと同様に動作し、モータ２はインバータ回路３からの出力により駆動される。

このとき、上記インバータ制御部４ｂでは、外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、モータ２に供給される電流（モータ電流）Ｉとに基づいて、上記スイッチング素子３１〜３６のゲートに供給されるドライブ信号Ｓｇであるパルス信号が生成される。

以下、インバータ制御部４ｂの各部５,６ａ,８ｂ及び９の動作について説明する。
この実施の形態２では、ロータ位置推定部５の、モータ電流Ｉからロータ位置θを推定する動作、及び進角値決定部６ａの、モータ電流の進角値βを決定する動作は、実施の形態１と同様に行われる。

そして、指令電流波形作成部８ｂでは、ロータ位置推定部５が出力した推定位相θと、進角値決定部６ａが決定した進角値βとに基づいて、振幅値が指令振幅値と一致し、位相が推定位相θと進角値βの和に一致した指令電流Ｉoの波形が生成される。ここで、上記指令振幅値は、常に、ブラシレスモータ２に許容される最大値に保持される。

ＰＷＭ作成部９では、実際のモータ電流（実電流）Ｉの波形と指令電流Ｉｏの波形との偏差がゼロとなるよう、上記インバータ回路３に供給されるドライブ信号Ｓｇであるパルス信号のＰＷＭ幅が決定される。具体的には、パルス信号のＰＷＭ幅は、指令電流Ｉoと実電流Ｉの差分をＰＩ制御することにより決定される。

図４は、本実施の形態２の効果を説明する概念図であり、インバータ回路の入力電圧の変動（図(a)）、進角値βの制御を行わない場合のモータ電流の変化（図(b)）、進角値βの制御を行った場合のモータ電流の変化（図(c)）を示している。図中、Ｉoはモータに流そうと指令する電流（指令電流）、Ｉは実際にモータに流れる電流（実電流）、Ａｍは指令電流の最大振幅値である。

進角値βの制御を行わない場合、インバータ回路３の入力電圧Ｖpnが低い動作区間では、指令の通りにモータに電流を流すことができなくなっている。一方、進角値βの制御を行った場合は、インバータ回路３の入力電圧Ｖpnが低い動作区間で、進角値βの制御によりモータに供給される電流量が増加している。この結果、本実施の形態２のように、モータ電流の進角値制御を行うことにより、電圧源の出力電圧が低下しても、必要なモータトルクを確保して指令回転数を実現することができることがわかる。

このように本実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂでは、電圧源１の出力電圧を３相交流に変換してモータ２に出力するインバータ回路３と、インバータ回路３からモータ２に供給される電流（モータ電流）の進角値βを制御するインバータ制御部４ｂとを備え、インバータ制御部４ｂは、モータ電流の指令値（指令電流）Ｉｏの振幅値を最大値に固定した状態で、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう上記モータ進角値βを決定するので、実施の形態１と同様、ブラシレスモータのより安定な弱め界磁制御を、予め設定されたテーブル値などの制御量を用いずに行うことができる。

また、この実施の形態２では、上記一定値に保持されるモータ電流の最大振幅値を、ブラシレスモータ２が許容する最大電流値としているので、弱め界磁制御を行ってもブラシレスモータが許可しないような電流、つまりブラシレスモータが減磁により劣化するようなモータ電流は流れず、安全なモータ駆動装置を提供することができる。

（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃは、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂと同様、電圧源１を入力とし、ブラシレスモータ２を任意の回転数で駆動するものであり、ブラシレスモータ２の弱め界磁制御を、モータ電流の進角値βを実際のモータ回転数ｆが最大となるよう調整することにより行うものである。

すなわち、このモータ駆動装置１００ｃは、電圧源１の出力電圧を３相交流に変換してモータに出力するインバータ回路３と、該インバータ回路３を制御するインバータ制御部４ｃとから構成されている。

インバータ制御部４ｃは、ブラシレスモータ２が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路３にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、ロータ位置推定部５と、進角値決定部６ｃと、指令電流波形作成部８ｂと、ＰＷＭ作成部９とから構成されている。

ここで、電圧源１，インバータ回路３，ロータ位置推定部５，指令電流波形作成部８ｂ，及びＰＷＭ作成部９は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。

そして、進角値決定部６ｃは、ロータ位置推定部５が出力する推定位相θを入力とし、指令電流波形の振幅値が一定である条件のもとで、上記推定位相θの微分により得られるブラシレスモータ２の回転数ｆが最大になるよう、モータ電流の進角値βを決定するものである。この進角値βを決定する具体的な方法としては山登り法が考えられる。

次に動作について説明する。
この実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃでは、ロータ位置推定部５，指令電流波形作成部８ｂ，及びＰＷＭ作成部９は、上記実施の形態２のものと同様に動作するので、以下、上記進角値決定部６ｃの動作についてのみ説明する。

図６は、進角値決定部６ｃが山登り法により進角値βを決定する処理のフローを示している。
本実施の形態３では、進角値決定部６ｃは、図６に示される処理Ｓ１１〜Ｓ１８を繰り返し行う。ただし、指令電流の振幅値が変化したときは、進角値βが発散しないように、上記指令電流の振幅値変化の影響が収まるまで、進角値決定部６ｃは、上記処理Ｓ１１〜Ｓ１８を行う動作を停止する。

まず、ステップＳ１１では、ロータ位置推定部５からのロータ推定位相に基づいて、モータ２の実回転数ｆが取得される。
次に、ステップＳ１２では、あらかじめ決められているβ増加フラグの値に基づいて、ステップＳ１３の処理とステップＳ１４の処理のいずれの処理を行うべきかが決定される。つまり、該β増加フラグの値が〔−１〕であれば、ステップＳ１３の処理が行われ、該β増加フラグの値が〔１〕であれば、ステップＳ１４の処理が行われる。なお、最初に図６に示すフローが行われるときは、ステップＳ１２の処理では、β増加フラグの値は、あらかじめ初期値として設定されている、〔１〕あるいは〔−１〕のどちらかの値とされる。

そして、ステップＳ１３では、現在出力している進角値βを減らす（遅らせる）処理が行われる。このステップＳ１３で進角値βを減らす量は、予め決められた一定の量でもあってもよいし、前回取得した実回転数ｆと今回取得した実回転数ｆの差に基づいて決めてもよい。上記のように偏差に基づいて進角値βの減少量を決定すると、山登りの速度、つまり山登り法により進角値βを決定する処理の速度があがり、応答性よく、実回転数ｆを最大にする進角値βを決定することができる。

また、ステップＳ１４では、現在出力している進角値βを増やす（進める）処理が行われる。このステップＳ１４で進角値βを増やす量は、予め決められた一定の量でもよいし、前回取得した実回転数ｆと今回取得した実回転数ｆの差に基づいて決めてもよい。上記のように偏差に基づいて進角値βの増加量を決定すると、山登りの速度があがり、応答性よく、実回転数ｆを最大にする進角値βを決定することができる。
その後、ステップＳ１５では、モータ電流の進角値βを、ステップＳ１３またはＳ１４で決定した進角値βに更新した状態で、再度、実回転数ｆを取得する処理が行われる。

さらに、ステップＳ１６では、モータ電流の進角値βを上記ステップＳ１３又はＳ１４で決定した進角値βに更新する前の実回転数と、該進角値βの更新後の実回転数との差を算出し、進角値βの更新後の実回転数ｆが減少しているか否かの判定が行われる。進角値βの更新後の実回転数ｆがその更新前の実回転数ｆより減少している場合は、ステップＳ１７の処理が行われ、進角値βの変更後の実回転数ｆがその更新前の実回転数より増加しているかあるいは等しい場合は、ステップＳ１８の処理が行われる。

ステップＳ１７では、進角値βを変化される方向が間違っていたということで、β増加フラグの符号を反転させる処理が行われ、その後、ステップＳ１８の処理が行われる。

ステップＳ１８では、モータが停止しているか否かの判定が行われ、モータが停止していれば、進角決定部６ｃでの進角値の決定処理が終了し、停止していない場合は、ステップＳ１２の処理が再度行われる。

このように上記ステップＳ１１〜Ｓ１８により、ブラシレスモータのリラクタンストルクを最大限に利用することができる最適な進角値を、簡単な回路構成で求めることができる。

このように本実施の形態３では、電圧源１の出力電圧を３相交流に変換してモータ２に出力するインバータ回路３と、インバータ回路３からモータ２に供給される電流（モータ電流）の進角値βを制御するインバータ制御部４ｃとを備え、インバータ制御部４ｃは、指令電流の振幅値を一定に保持した状態で、上記進角値βを実際のモータ回転数が最大となるよう決定し、決定した進角値βに基づいてインバータ回路３に供給するパルス信号を発生するので、ブラシレスモータの弱め界磁制御の制御量であるモータ電流の進角値を、簡単な回路構成で最適な進角値とすることができる。ここで、この最適な進角値は、モータ回転数が最大となる、ブラシレスモータのリラクタンストルクを最大限に利用することが可能な値であるため、ブラシレスモータを、必要とされるトルクを満たす最小の電流値で駆動することができ、モータの駆動効率を最大とすることができる。

また、本実施の形態３では、進角値の制御は、モータ回転数が最大となるよう行われるので、ブラシレスモータを構成する各種定数のばらつき等により、推定ロータ位置と実際のロータ位置に誤差が生じた場合でも、その誤差が吸収されるよう進角値が調整されることとなる。これにより、ブラシレスモータの最大効率を達成するだけではなく、ロータ推定位置に誤差が生じてブラシレスモータが脱調してしまうという現象を回避して、安定したモータの駆動を実現することができる。

（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態４のモータ駆動装置１００ｄは、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂと同様、電圧源１を入力とし、ブラシレスモータ２を任意の回転数で駆動するものであり、ブラシレスモータ２の弱め界磁制御を、モータ電流の進角値βを指令電流Ｉoの振幅値が最小となるよう調整することにより行うものである。

すなわち、このモータ駆動装置１００ｄは、電圧源１の出力電圧を３相交流に変換してモータに出力するインバータ回路３と、該インバータ回路３を制御するインバータ制御部４ｄとから構成されている。

インバータ制御部４ｄは、ブラシレスモータ２が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路３にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、ロータ位置推定部５と、進角値決定部６ｄと、指令電流波形作成部８ｄと、ＰＷＭ作成部９とから構成される。

ここで、電圧源１，インバータ回路３，ロータ位置推定部５，及びＰＷＭ作成部９は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。

指令電流波形作成部８ｄは、外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、ロータ位置推定部５が出力するロータの推定位相θと、進角値決定部６ｄが出力するモータ電流の進角値βとを入力とし、インバータ回路３がブラシレスモータ２に供給すべき電流である指令電流Ｉoの波形を作成するものである。具体的には、該指令電流波形作成部８ｄは、上記モータ電流の指令振幅値と、推定位相θに進角値βを足し合わせた位相とを持った正弦波状の波形を上記指令電流Ｉoの波形とするものである。ここで、モータ電流の指令振幅値は、外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、ロータ位置推定部５が出力する推定位相θの微分値から求められる実回転数ｆとの偏差がゼロとなるように決定される。例えば、指令回転数ｆoと実回転数ｆとに対するＰＩ制御を行って指令振幅値が求められる。

進角値決定部６ｄは、指令電流波形作成部８ｄが作成した指令電流Ｉoを入力とし、回転数指令ｆoが一定である条件のもとで、指令電流Ｉｏの振幅値が最小になるように、進角値βを制御するものである。この進角値決定部６ｄでの具体的な制御方法としては山登り法が考えられる。

なお、この実施の形態４では、進角値決定部６ｄは、指令電流波形作成部８ｄが作成した指令電流Ｉoを入力としているが、指令電流Ｉoの振幅値のみを入力としてもよい。

次に動作について説明する。
この実施の形態４では、電圧源１の出力電圧が、実施の形態３と同様、インバータ回路３により３相交流に変換されてモータ２に供給され、モータ２が駆動する。
このとき、上記インバータ制御部４ｄでは、外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、モータ２に供給される電流（モータ電流）Ｉとに基づいて、上記インバータ回路３のスイッチング素子３１〜３６にドライブ信号Ｓｇとして印加するパルス信号が生成される。
すなわち、ロータ位置推定部５では、インバータ回路３がブラシレスモータ２に供給する電流（モータ電流）Ｉからロータ位置が推定される。

指令電流波形生成部８ｄでは、外部からの指令信号が示す指令回転数ｆoと、ロータ位置推定部５が出力するロータの推定位相θと、進角値決定部６ｄが出力するモータ電流の進角値βとに基づいて、インバータ回路３がブラシレスモータ２に供給すべき電流である指令電流Ｉoの波形が作成される。具体的には、該指令電流波形作成部８ｄでは、指令電流Ｉoの振幅値は、回転数指令ｆoと、ロータ位置推定部５が出力する推定位相θの微分値から求められる実回転数ｆとの偏差がゼロとなるように決定される。例えば、指令回転数ｆoと実回転数ｆとに対するＰＩ制御を行って指令電流Ｉoの振幅値が求められる。また、指令電流の位相は、ロータの推定位相θに進角値βを足し合わせた位相とされる。

進角値決定部６ｄでは、指令電流波形作成部８ｄが作成した指令電流Ｉoを入力とし、回転数指令ｆoが一定である条件のもとで、指令電流Ｉｏの振幅値が最小になるように、進角値βが決定される。この進角値決定部６ｄでの具体的な進角値βの制御方法としては山登り法が考えられる。

ＰＷＭ作成部９では、実際のモータ電流（実電流）Ｉと指令電流Ｉｏとの偏差がゼロとなるよう、上記インバータ回路３に供給されるドライブ信号Ｓｇであるパルス信号のＰＷＭ幅が決定される。具体的には、パルス信号のＰＷＭ幅は、指令電流Ｉoと実電流Ｉの差分をＰＩ制御することにより決定される。

図８は、進角値決定部６ｄが山登り法により進角値βを決定する処理のフローを示している。
本実施の形態４では、進角値決定部６ｄは、図８に示される処理Ｓ２１〜Ｓ２８を繰り返し行う。ただし、指令回転数ｆoが変化したときは、進角値βが発散しないように、指令回転数ｆoの変化の影響が収まるまで、進角値決定部６ｄは、上記処理Ｓ２１〜Ｓ２８を行う動作を停止する。

まず、ステップＳ２１では、回転数指令ｆoと、ロータ推定位相θの微分により得られた実回転数ｆとから、指令電流Ｉoの振幅値が取得される。
次に、ステップＳ２２では、あらかじめ決められているβ増加フラグの値に基づいて、ステップＳ２３の処理とステップＳ２４の処理のいずれの処理を行うべきかが決定される。つまり、該β増加フラグの値が〔−１〕であれば、ステップＳ２３の処理が行われ、β増加フラグの値が〔１〕であれば、ステップＳ２４の処理が行われる。なお、最初に図８に示す処理が行われるときは、ステップＳ２２の処理では、β増加フラグの値は、あらかじめ初期値として設定されている、〔１〕あるいは〔−１〕のどちらかの値とされる。

そして、ステップＳ２３では、現在出力している進角値βを減らす（遅らせる）処理が行われる。このステップＳ２３で進角値βを減らす量は、予め決められた一定の量でもよいし、前回取得した指令電流Ｉoの振幅値と今回取得した指令電流Ｉoの振幅値の差に基づいて決めてもよい。上記のように偏差に基づいて進角値βの減少量を決定すると、山登りの速度、つまり山登り法により進角値βを決定する処理の速度があがり、応答性よく、指令電流Ｉoの振幅値を最小にする進角値βを決定することができる。

また、ステップＳ２４では、現在出力している進角値βを増やす（進める）処理が行われる。このステップＳ２４で進角値βを増やす量は、予め決められた一定の量でもよいし、前回取得した指令電流Ｉoの振幅値と今回取得した指令電流Ｉoの振幅値の差に基づいて決めてもよい。上記のように偏差に基づいて増加量を決定すると、山登りの速度があがり、応答性よく、指令電流Ｉoの振幅値を最小にする進角値βを決定することができる。

その後、ステップＳ２５では、モータ電流の進角値βを、ステップＳ２３又はＳ２４で決定した進角値βに更新した状態でブラシレスモータを駆動し、再度、指令電流Ｉoの振幅値を取得する処理が行われる。

さらに、ステップＳ２６では、モータ電流の進角値βを上記ステップＳ２３又はＳ２４で決定した進角値βに更新する前の指令電流の振幅値と、その更新後の指令電流の振幅値の差を算出し、進角値βの更新後の指令電流振幅値がその更新前の指令電流振幅値より増加しているか否かの判定が行われる。進角値βの変更後の指令電流振幅値がその更新前の指令電流振幅値より増加している場合には、ステップＳ２７の処理が行われ、進角値βの更新後の指令電流振幅値がその更新前の指令電流振幅値より減少しているか等しい場合は、ステップＳ２８の処理が行われる。

ステップＳ２７では、進角値βの変化させる方向が間違っていたということで、β増加フラグの符号を反転させる処理が行われ、その後、ステップＳ２８の処理が行われる。

ステップＳ２８では、モータが停止しているか否かの判断が行われ、モータが停止していれば、上記進角決定部６ｄでの進角値の決定処理が終了し、停止していない場合は、ステップＳ２２の処理が再度行われる。

このように上記ステップＳ２１〜Ｓ２８により、簡単な回路構成により最適な進角値、つまり、ブラシレスモータに供給する電流と、推定したロータ位置とから、ブラシレスモータのリラクタンストルクを最大限に利用することができる進角値が得られる。

このように本実施の形態４では、電圧源１の出力電圧を３相交流に変換してモータ２に出力するインバータ回路３と、インバータ回路３からモータ２に供給される電流（モータ電流）の進角値βを制御するインバータ制御部４ｄとを備え、インバータ制御部４ｄは、指令回転数ｆoを一定に保持した状態で、上記進角値βを、指令電流の振幅値が最小となるよう決定し、決定した進角値βに基づいてインバータ回路３に供給するパルス信号を発生するので、簡単な回路構成で最適な進角値を求めることができる。ここで、この最適な進角値は、モータ回転数が最大となる、ブラシレスモータのリラクタンストルクを最大限に利用することが可能な値であるため、ブラシレスモータを、必要とされるトルクを満たす最小の電流値で駆動することができ、モータの駆動効率を最大とすることができる。

また、本実施の形態４では、進角値の制御は、指令電流の振幅値が最小となるよう行われるので、ブラシレスモータを構成する各種定数のばらつき等により、推定ロータ位置と実際のロータ位置に誤差が生じた場合でも、その誤差が吸収されるよう進角値が調整されることとなる。これにより、ブラシレスモータの最大効率を達成するだけではなく、ロータ推定位置に誤差が生じてブラシレスモータが脱調してしまうという現象を回避して、安定したモータ駆動を実現することができる。

（実施の形態５）
図９は、本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのインバータ回路３の入力側に、モータからの回生電流を充電する小容量のコンデンサ１２を付加したものであり、該コンデンサ１２は上記電圧源１の一方の出力端子１ａと他方の出力端子１ｂとの間に接続されている。

この実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅのその他の構成は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同一である。
ここで、上記コンデンサ１２の容量は、モータ回生電流による装置の損傷が回避される程度の容量にすればよい。例えば、モータ制御装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを制御するものである場合は、上記コンデンサ１２の容量は、０．１μＦ〜５０μＦ程度でよい。この値は、モータのインダクタンスの容量、インバータ入力電圧に対して許容される最大変動量、及びモータに流す電流の最大値から求められる最小の限界値である。

つまり、モータに最大電流が流れているときにモータが保持しているエネルギーは、インダクタンスの容量から求められる。そして、そのエネルギーがモータ回生電流としてコンデンサに与えられたときに発生するコンデンサの端子電圧の上昇をどの程度まで許容できるかに基づいて、上記コンデンサの容量が決定される。

具体的には、モータに流す最大電流をＩm、モータ内部のインダクタンスをＬm、コンデンサ端子電圧の上昇許容電圧値をＶmとすると、上記コンデンサの容量Ｃmは、Ｃm＞Ｌm・Ｉm・Ｉm／Ｖm／Ｖmで決定される。

次に動作について説明する。
この実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅでは、インバータ回路３,インバータ制御部４ａは、実施の形態１のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態１と異なる動作について説明する。

モータ２の停止時やインバータ回路３のスイッチング動作が停止した時には、モータ２に流れている電流がインバータ回路３の入力側に回生される。その回生電流が大きいと、インバータ回路３の入力側電圧が過大電圧となって、モータ駆動装置が損傷する場合が発生する。

この実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅでは、図９に示すようにインバータ回路３の入力側にコンデンサ１２が付加されているので、モータ２の停止時などには、モータ２からの回生電流が上記コンデンサ１２に充電されることとなり、上記回生電流によるインバータ回路３の入力側電圧の上昇を抑えることができる。

これにより、モータ停止時などに発生するモータ回生電流によりモータ駆動装置が損傷を受けるのを防止することができ、より安全なモータ制御装置を実現することができる。

このように本実施の形態５では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのインバータ回路３を、上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを有するものとしたので、実施の形態１の効果に加えて、モータの停止時やインバータ回路のスイッチング動作が停止した時に発生するインバータ入力電圧の上昇を抑えることができ、素子等の破壊を防ぐことができる効果がある。

なお、上記実施の形態５では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのインバータ回路３の入力側に上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを付加したものを示したが、このようなコンデンサを付加したモータ駆動装置は、実施の形態１のものに限らず、実施の形態２ないし４のいずれのモータ駆動装置であってもよい。

（実施の形態６）
図１０は、本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのインバータ回路３と、電圧源１との間にインダクタ１３を挿入したものであり、該インダクタ１３は、電圧源１とインバータ回路３との間に直列に接続されている。

そして、この実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆのその他の構成は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同一である。

ここで、上記インダクタ１３の容量は、インバータ回路のスイッチング動作に伴って発生するスイッチング電流ノイズを除去し、電圧源の出力電流の波形が歪まない程度の値にすればよい。例えば、モータ駆動装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動するものである場合は、インダクタ１３の容量は、０．０１ｍＨから４．０ｍＨ程度でよい。この値は、インバータ回路３でのキャリア周波数の逆数に比例した値となり、キャリア成分の高調波が抑制できるように決定される。

具体的には、減衰させたい量を−X［ｄB］、円周率をπ、キャリア周波数をｆ［Hz］とした場合、上記インダクタの値Ｌrは、１０×ｌｏｇ（２×π×ｆ×Ｌr）＞Ｘを満たす値に決定される。

次に動作について説明する。
この実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆでは、インバータ回路３及びインバータ制御部４ａは、実施の形態１のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態１と異なる動作について説明する。

電圧源１の出力電流は、インバータ回路３のスイッチング動作の影響を受け、スイッチング電流がノイズとして重畳される。
この実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆでは、図１０に示すように、電圧源１とインバータ回路３との間に挿入されたインダクタ１３により、インバータ回路３で発生したノイズが遮断されることとなって、電圧源の出力電流に重畳される電源スイッチングノイズが低減される。これにより電圧源１の出力電流の波形が歪むのが抑制され、入力電流の力率が改善される。

このように本実施の形態６では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのインバータ回路３の入力と電圧源１との間に、上記インバータ回路３で発生したノイズを遮断するインダクタ１３を挿入したので、実施の形態１の効果に加えて、電圧源１の出力に重畳されるスイッチングノイズを低減することができ、これにより入力電流の力率を高め、電流波形を改善することができる効果がある。

なお、上記実施の形態６では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのインバータ回路３と電圧源１との間に、インバータ回路３で発生したノイズを遮断するインダクタ１３を挿入したものを示したが、このようなインダクタを有するモータ駆動装置は、実施の形態１のものに限らず、実施の形態２ないし４のいずれのモータ駆動装置であってもよい。

また、上記実施の形態５では、モータ駆動装置は、モータ駆動装置を構成するインバータ回路の入力側にコンデンサを付加したもの、上記実施の形態６では、モータ駆動装置は、モータ駆動装置を構成するインバータ回路と、電圧源との間にコンデンサを挿入したものとしているが、モータ駆動装置は、上記コンデンサとインダクタの両方を備えたものであってもよい。

この場合は、インダクタとコンデンサとからなる直列接続回路が形成されるため、共振現象が発生することがある。この共振周波数は一般的に知られるように１／２π√（ＬＣ）であり、インダクタとコンデンサの容量で決まる。従って、共振周波数が、電源に対する高調波規制の対象となる周波数よりも高くなるよう、インダクタとコンデンサの容量を決定すれば、より発生ノイズの少ないモータ制御装置を提供することができる。

さらに、本発明の各実施の形態のモータ駆動装置は、空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動制御するものに限らず、インバータ回路を使用してモータを駆動制御するものであればどのような機器のモータを駆動制御するものであってもよい。

例えば、上記各実施の形態のモータ駆動装置を適用可能な機器は、モータ及びその駆動電流を発生するインバータ回路を搭載した、冷蔵庫，電気洗濯機，電気乾燥機，電気掃除機，送風機，ヒートポンプ給湯器等の機器がある。いずれの機器についても、インバータ回路を小型化、軽量化することで、設計の自由度が高く、安価な機器を提供することができる等、効用は計り知れない。

以下、実施の形態１のモータ及びモータ駆動装置を用いた機器である空気調和機，冷蔵庫，電気洗濯機，送風機，電気掃除機，電気乾燥機，ヒートポンプ給湯器について具体的に説明する。

（実施の形態７）
図１２は本発明の実施の形態７による空気調和機を説明するブロック図である。
この実施の形態７の空気調和機２５０は、室内機２５５及び室外機２５６を有し、冷暖房を行う空気調和機である。

この空気調和機２５０は、冷媒を室内機２５５と室外機２５６の間で循環させる圧縮機２５０ａと、電圧源１を入力とし、該圧縮機２５０ａのモータを駆動するモータ駆動装置２５０ｂとを有している。ここで、電圧源１，圧縮機２５０ａのモータ，及びモータ駆動装置２５０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の電圧源１，ブラシレスモータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

また、上記空気調和機２５０は、冷媒循環経路を形成する四方弁２５４，絞り装置２５３，室内側熱交換器２５１及び室外側熱交換器２５２を有している。ここで、室内側熱交換器２５１は上記室内機２５５を構成しており、絞り装置２５３，室外側熱交換器２５２，圧縮機２５０ａ，四方弁２５４及びモータ駆動装置２５０ｂは上記室外機２５６を構成している。

上記室内側熱交換器２５１は、熱交換の能力を上げるための送風機２５１ａと、該熱交換器２５１の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５１ｂとを有している。上記室外側熱交換器２５２は、熱交換の能力を上げるための送風機２５２ａと、該熱交換器２５２の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５２ｂとを有している。

そして、この実施の形態７では、上記室内側熱交換器２５１と室外側熱交換器２５２との間の冷媒経路には、圧縮機２５０ａ及び四方弁２５４が配置されている。つまりこの空気調和機２５０は、冷媒が矢印Ａの方向に流れ、室外側熱交換器２５２を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、該圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室内側熱交換器２５１へ供給される状態と、冷媒が矢印Ｂの方向に流れ、室内側熱交換器２５１を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室外側熱交換器２５２へ供給される状態とが、上記四方弁２５４により切り替えられるものである。

また、上記絞り装置２５３は、循環する冷媒の流量を絞る絞り作用と、冷媒の流量を自動調整する弁の作用とをあわせ持つものである。つまり、絞り装置２５３は、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器から蒸発器へ送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器に必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

なお、上記室内側熱交換器２５１は暖房運転では凝縮器として、冷房運転では蒸発器として動作するものであり、上記室外側熱交換器２５２は、暖房運転では蒸発器として、冷房運転では凝縮器として動作するものである。凝縮器では、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスは、送り込まれる空気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。これは、冷媒が大気中に熱を放熱して液化することと等しい。また、蒸発器には絞り装置２５３で低温低圧となった液冷媒が流れ込む。この状態で蒸発器に部屋の空気が送り込まれると、液冷媒は空気から大量の熱を奪って蒸発し、低温低圧のガス冷媒に変化する。蒸発器にて大量の熱を奪われた空気は空調機の吹きだし口から冷風となって放出される。

そして、この空気調和機２５０では、空気調和機の運転状態、つまり空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいてブラシレスモータの指令回転数が設定され、モータ駆動装置２５０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて圧縮機２５０ａのブラシレスモータの回転数を制御する。

次に動作について説明する。
この実施の形態７の空気調和機２５０では、モータ駆動装置２５０ｂから圧縮機２５０ａに駆動電圧が印加されると、冷媒循環経路内で冷媒が循環し、室内機２５５の熱交換器２５１及び室外機２５６の熱交換器２５２にて熱交換が行われる。つまり、上記空気調和機２５０では、冷媒の循環閉路に封入された冷媒を圧縮機２５０ａにより循環させることにより、冷媒の循環閉路内に周知のヒートポンプサイクルが形成される。これにより、室内の暖房あるいは冷房が行われる。

例えば、空気調和機２５０の暖房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ａで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は凝縮器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により熱を放出する。これにより室内が暖められる。

逆に、空気調和機２５０の冷房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ｂで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は蒸発器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により周辺空気の熱を吸収する。これにより室内が冷やされる。

ここで、空気調和機２５０では、空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいて指令回転数が決定され、実施の形態１と同様、該指令回転数に基づいて、モータ駆動装置２５０ｂにより、圧縮機２５０ａのブラシレスモータの回転数が制御される。これにより、空気調和機２５０では、快適な冷暖房が行われる。

このように本実施の形態７の空気調和機２５０では、圧縮機２５０ａの動力源としてブラシレスモータを用い、該ブラシレスモータに供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した空気調和機２５０を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態８）
図１３は本発明の実施の形態８による冷蔵庫を説明するブロック図である。
この実施の形態８の冷蔵庫２６０は、圧縮機２６０ａ，モータ駆動装置２６０ｂ，凝縮器２６１，冷蔵室蒸発器２６２，及び絞り装置２６３から構成されている。

ここで、圧縮機２６０ａ，凝縮器２６１，絞り装置２６３，及び冷蔵室蒸発器２６２は、冷媒循環経路を形成するものであり、モータ駆動装置２６０ｂは、電圧源１を入力とし、上記圧縮機２６０ａの駆動源であるブラシレスモータを駆動するものである。なお、上記電圧源１、圧縮機２６０ａのブラシレスモータ及びモータ駆動装置２６０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の電圧源１，ブラシレスモータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

絞り装置２６３は、上記実施の形態７の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器２６１から送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、冷蔵室蒸発器２６２に、必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

凝縮器２６１は、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスを凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。該凝縮器２６１に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。

冷蔵室蒸発器２６２は、低温の冷媒液を蒸発させて冷蔵庫内の冷却を行うものである。この冷蔵室蒸発器２６２は、熱交換の効率を上げるための送風機２６２ａと、庫内の温度を検出する温度センサ２６２ｂとを有している。

そして、この冷蔵庫２６０では冷蔵庫の運転状態、つまり冷蔵庫に対して設定された目標温度、及び冷蔵庫内の温度に基づいて指令回転数が設定され、モータ駆動装置２６０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて、圧縮機２６０ａのブラシレスモータの回転数を制御する。

次に動作について説明する。
この実施の形態８の冷蔵庫２６０では、モータ駆動装置２６０ｂから圧縮機２６０ａのブラシレスモータに駆動電圧Ｖｄが印加されると、圧縮機２６０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が矢印Ｃの方向に循環し、凝縮器２６１及び冷蔵室蒸発器２６２にて熱交換が行われる。これにより、冷蔵庫内が冷却される。

つまり、凝縮器２６１で液状となった冷媒は、絞り装置２６３にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒液となる。そして、冷蔵室蒸発器２６２へ低温の液冷媒が送り込まれると、冷蔵室蒸発器２６２では、低温の冷媒液が蒸発して、冷蔵庫内の冷却が行われる。このとき、冷蔵室蒸発器２６２には、送風機２６２ａにより強制的に冷蔵室内の空気が送り込まれており、冷蔵室蒸発器２６２では、効率よく熱交換が行われる。

また、この実施の形態８の冷蔵庫２６０では、該冷蔵庫２６０に対して設定された目標温度及び冷蔵庫内の室温に応じて指令回転数が設定され、該モータ駆動装置２６０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数ｆ０に基づいて圧縮機２６０ａのブラシレスモータの回転数を制御する。これにより、冷蔵庫２６０では、冷蔵庫内の温度が目標温度に維持される。

このように本実施の形態８の冷蔵庫２６０では、圧縮機２６０ａの動力源としてブラシレスモータを用い、該ブラシレスモータに供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した冷蔵庫２６０を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態９）
図１４は本発明の実施の形態９による電気洗濯機を説明するブロック図である。
この実施の形態９の電気洗濯機２７０は、洗濯機外枠２７１を有し、該洗濯機外枠２７１内には外槽２７３が吊り棒２２により吊り下げられている。該外槽２７３内には、回転自在に洗濯兼脱水槽２４が配設され、該洗濯兼脱水槽２７４の底部には、攪拌翼２７５が回転自在に取り付けられている。

上記洗濯機外枠２７１内の、外槽２７３下側のスペースには、洗濯兼脱水槽２４及び攪拌翼２７５を回転させるブラシレスモータ２７６が配置され、また、洗濯機外枠２７１には、外部の電圧源１を入力とし、上記ブラシレスモータ２７６を駆動するモータ駆動装置２７７が取り付けられている。

ここで、上記電圧源１，ブラシレスモータ２７６，及びモータ駆動装置２７７はそれぞれ、実施の形態１の電圧源１，ブラシレスモータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一の構成を有するものであり、上記モータ駆動装置２７７には、電気洗濯機２７０の動作を制御するマイクロコンピュータ（図示せず）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す指令信号が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態９の電気洗濯機２７０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、モータ駆動装置２７７に指令信号が入力され、モータ駆動装置２７７からブラシレスモータ２７６に駆動電圧が印加される。すると、ブラシレスモータ２７６の駆動により、攪拌翼２７５あるいは洗濯兼脱水槽２７４が回転して、洗濯兼脱水槽２７４内の衣服等などの洗濯や脱水が行われる。

このとき、この実施の形態９の電気洗濯機２７０では、マイコンからの指令信号が示す指令回転数に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２７７によりブラシレスモータの回転数が制御される。これにより、電気洗濯機２７０では、洗濯物の量や汚れに応じた動作が行われる。

このように本実施の形態９の電気洗濯機２７０では、動力源としてブラシレスモータ２７６を用い、該ブラシレスモータに供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した電気洗濯機２７０を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１０）
図１５は本発明の実施の形態１０による送風機を説明するブロック図である。
この実施の形態１０の送風機２８０は、ファン２８１と、該ファン２８１を回転駆動するブラシレスモータ２８２と、電圧源１を入力とし、上記ブラシレスモータ２８２を駆動するモータ駆動装置２８３とを有している。

ここで、上記電圧源１，上記ブラシレスモータ２８２，及びモータ駆動装置２８３はそれぞれ、実施の形態１の電圧源１，ブラシレスモータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一の構成を有するものであり、上記モータ駆動装置２８３には、送風機２８０の動作を制御するマイクロコンピュータ（以下マイコンという。）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す指令信号が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１０の送風機２８０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイコンから、モータ駆動装置２８３に指令信号が入力され、モータ駆動装置２８３からブラシレスモータ２８２に駆動電圧が印加される。すると、ブラシレスモータ２８２の駆動によりファン２８１が回転し、送風が行われる。

このとき、この実施の形態１０の送風機２８０では、マイコンからの指令信号に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２８３によりブラシレスモータ２８２の出力が制御される。これにより、送風機２８０では、送風量や風の強さの調整が行われる。

このように本実施の形態１０の送風機２８０では、動力源としてブラシレスモータ２８２を用い、該ブラシレスモータ２８０に供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した送風機２８０を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１１）
図１６は本発明の実施の形態１１による電気掃除機を説明するブロック図である。
この実施の形態１１の電気掃除機２９０は、底面に吸引口が形成された床用吸込具２９７と、空気を吸引する掃除機本体２９０ａと、一端が床用吸込具２９７に、その他端が掃除機本体に接続された吸塵ホース２９６とを有している。

上記掃除機本体２９０ａは、前面の一部に吸塵ホース２９６の他端が開口した集塵室２９５と、該集塵室２９５の背面側に配置された電動送風機２９１とから構成されている。

電動送風機２９１は、該集塵室２９５の背面に対向するよう配置されたファン４２と、該ファンを回転させるブラシレスモータ２９３と、電圧源１を入力とし、該ブラシレスモータ２９３を駆動するモータ駆動装置２９４とから構成され、ファン２９２の回転により上記空気の吸引が行われるよう送風を行うものである。

ここで、上記電圧源１，ブラシレスモータ２９３，及びモータ駆動装置２９４はそれぞれ、実施の形態１の電圧源１，ブラシレスモータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものであり、上記モータ駆動装置２９４には、電気掃除機２９０の動作を制御するマイクロコンピュータ（以下マイコンという。）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す指令信号が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１１の電気掃除機２９０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイコンから、モータ駆動装置２９４に指令信号が入力され、モータ駆動装置２９４からブラシレスモータ２９３に駆動電圧が印加される。すると、ブラシレスモータ２９３の駆動によりファン２９２が回転し、掃除機本体２９０ａ内で吸引力が発生する。この掃除機本体２９０ａで発生した吸引力はホース２９６を介して床用吸込具２９７の底面に設けた吸引口（図示せず）に作用し、床用吸込具４７の吸引口から被掃除面の塵埃が吸引され、掃除機本体２９０ａの集塵室４５に集塵される。

このとき、この実施の形態１１の電気掃除機２９０では、マイコンからの指令信号に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２９４によりブラシレスモータ２９３の回転数が制御される。これにより、電気掃除機２９０では、吸引力の強さの調整が行われる。

このように本実施の形態１１の電気掃除機２９０では、動力源としてブラシレスモータ２９３を用い、該ブラシレスモータ２９３に供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した電気掃除機２９０を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１２）
図１７は本発明の実施の形態１２による電気乾燥機を説明するブロック図である。
この実施の形態１２の電気乾燥機３６０は、圧縮機３６０ａ，モータ駆動装置３６０ｂ，凝縮器３６１，蒸発器３６２，及び絞り装置３６３から構成されている。

ここで、圧縮機３６０ａ，凝縮器３６１，絞り装置３６３，及び蒸発器３６２は、冷媒循環経路を形成するものであり、モータ駆動装置３６０ｂは、電圧源１を入力とし、上記圧縮機３６０ａの駆動源であるブラシレスモータを駆動するものである。なお、上記電圧源１、圧縮機３６０ａのブラシレスモータ及びモータ駆動装置３６０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の電圧源１，ブラシレスモータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

絞り装置３６３は、上記実施の形態７の空気調和機の２５０の絞り装置２５３と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器３６１から送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器３６２に、必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

凝縮器３６１は、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスを凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。該凝縮器３６１に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。

蒸発器３６２は、低温の冷媒液を蒸発させて乾燥機内の除湿を行うものである。この蒸発器３６２は、除湿の効率を上げるための送風機３６２ａを有している。
そして、この乾燥機３６２では、モータ駆動装置３６０ｂは、乾燥機の運転状態、つまり乾燥機に対して設定された除湿度、及び乾燥機内の湿度に基づいて、圧縮機３６０ａのモータの出力を制御する。

次に動作について説明する。
この実施の形態１２の電気乾燥機３６０では、モータ駆動装置３６０ｂから圧縮機３６０ａのブラシレスモータに駆動電圧Ｖｄが印加されると、圧縮機３６０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が矢印Ｅの方向に循環し、凝縮器３６１及び蒸発器３６２にて熱交換が行われる。これにより、乾燥機内の除湿が行われる。

つまりこの電気乾燥機３６０では、凝縮器３６１で液状となった冷媒は、絞り装置３６３にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒液となる。そして、蒸発器３６２へ低温の液冷媒が送り込まれると、蒸発器３６２では、低温の冷媒液が蒸発して、乾燥機内の除湿が行われる。具体的には、乾燥機内の湿り空気がその露点温度以下まで冷却され、水分が凝縮水として除去された空気が再加熱(再熱)される。このとき、蒸発器には、送風機により強制的に乾燥機内の空気が送り込まれており、蒸発器では、効率よく熱交換が行われ除湿される。

このように本実施の形態１２の電気乾燥機３６０では、圧縮機３６０ａの動力源としてブラシレスモータを用い、該ブラシレスモータに供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載した電気乾燥機３６０を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１３）
図１８は本発明の実施の形態１３によるヒートポンプ給湯器を説明するブロック図である。

この実施の形態１３のヒートポンプ給湯器３８０は、供給された水を加熱して温水を排出する冷凍サイクル装置３８１ａと、冷凍サイクル装置３８１ａから排出された温水を貯める貯湯槽３８１ｂと、これらを連結する水配管３８６ａ，３８６ｂ，３８７ａ，及び３８７ｂとを有している。

上記冷凍サイクル装置３８１ａは、冷媒循環経路を形成する圧縮機３８０ａ，空気熱交換器３８２，絞り装置３８３，及び水熱交換器３８５を有するとともに、電圧源１を入力とし、該圧縮機３８０ａのモータを駆動するモータ駆動装置３８０ｂを有している。

ここで、上記電圧源１，圧縮機３８０ａのモータ，及びモータ駆動装置３８０ｂは、それぞれ実施の形態１の電圧源１，ブラシレスモータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

絞り装置３８３は、上記実施の形態７の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、水熱交換器３８５から空気熱交換器３８２へ送り出された液冷媒の流量を絞って、該液冷媒を膨張させるものである。

水熱交換器３８５は、冷凍サイクル装置３８１ａに供給された水を加熱する凝縮器であり、加熱された水の温度を検出する温度センサ３８５ａを有している。空気熱交換器３８２は、周辺雰囲気から熱を吸収する蒸発器であり、熱交換の能力を上げるための送風機３８２ａと、該周辺温度を検出する温度センサ３８２ｂとを有している。

なお、図中、３８４は、上記冷媒を、圧縮機３８０ａ，水熱交換器３８５，絞り装置３８３，及び空気熱交換器３８２により形成される冷媒循環経路に沿って循環させる冷媒配管である。該冷媒配管３８４には、圧縮機３８０ａから吐出された冷媒を、水熱交換器３８５及び絞り装置３８３をバイパスして空気熱交換器３８２に供給する除霜バイパス管３８４ａが接続されており、該バイパス管３８４ａの一部には除霜バイパス弁３８４ｂが設けられている。

上記貯湯槽３８１ｂは、水あるいは温水を貯める貯湯タンク３８８を有している。該貯湯タンク３８８の受水口３８８c1には、該貯湯タンク３８８内へ水を外部から供給する給水配管３８８ｃが接続され、上記貯湯タンク３８８の湯出口３８８d1には、該貯湯タンク３８８から浴槽へ湯を供給する浴槽給湯管３８８ｄが接続されている。また、上記貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａには、該タンク３８８に貯められた湯を外部に供給する給湯管３８９が接続されている。

上記貯湯タンク３８８と冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５とは、配管３８６ａ，３８６ｂ，３８７ａ，及び３８７ｂにより接続されており、貯湯タンク３８８と水熱交換器３８５との間には水の循環路が形成されている。

ここで、水配管３８６ｂは、水を貯湯タンク３８８から水熱交換器３８５へ供給する配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出口３８８ｂに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７b1を介して、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂに接続されている。また、この水配管３８６ｂの一端側には、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水を排出するための排水弁３８８b1が取り付けられている。上記水配管３８６ａは、水を水熱交換器３８５から貯湯タンク３８８へ戻す配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７a1を介して水熱交換器３８５の排出側配管３８７ａに接続されている。

そして、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂの一部には、上記水循環路内で水を循環させるポンプ３８７が設けられている。

さらに、この給湯器３８０では、給湯器の運転状態、つまり給湯器に対して設定された温水の目標温度、貯湯層３８１ｂから冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５ａに供給される水の温度、及び外気温に基づいて、ブラシレスモータの指令回転数が決定され、モータ駆動装置３８０ｂは、指令回転数に基づいて圧縮機３８０ａのブラシレスモータに要求されるモータ出力を決定する。

次に動作について説明する。
圧縮機３８０ａのブラシレスモータにモータ駆動装置３８０ｂから駆動電圧が印加され、圧縮機３８０ａが駆動すると、圧縮機３８０ａにより圧縮された高温冷媒は、矢印Ｅが示す方向に循環し、つまり冷媒配管３８４を通り、水熱交換器３８５に供給される。また、水循環路のポンプ３８７が駆動すると、貯湯タンク３８８から水が水熱交換器３８５に供給される。

すると、水熱交換器３８５では、冷媒と貯湯タンク３８８から供給された水との間で熱交換が行われ、熱が冷媒から水へ移動する。つまり供給された水が加熱され、加熱された水は、貯湯タンク３８８へ供給される。このとき、加熱された水の温度は凝縮温度センサ３８５ａにて監視されている。

また、水熱交換器３８５では、冷媒は上記熱交換により凝縮し、凝縮した液冷媒は、その流量が絞り装置３８３により絞られることにより膨張し、空気熱交換器３８２に送り込まれる。この給湯器３８０では、該空気熱交換器３８２は、蒸発器として働く。つまり、該空気熱交換器３８２は、送風機３８２ｂにより送り込まれた外気から熱を吸収し、低温の冷媒液を蒸発させる。このとき、上記空気熱交換器３８２の周辺雰囲気の温度は温度センサ３８２ｂにより監視されている。

また、冷凍サイクル装置３８１ａでは、空気熱交換器３８２に霜がついた場合は、除霜バイパス弁３８４ｂが開き、高温の冷媒が除霜バイパス路３８４ａを介して空気熱交換器３８２に供給される。これにより空気熱交換器３８２の除霜が行われる。

一方、貯湯槽３８１ｂには、冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５から温水が配管３８７ａ及び３８６ａを介して供給され、供給された温水が貯湯タンク３８８に貯められる。貯湯タンク３８８内の温水は、必要に応じて、給湯管３８９を通して外部に供給される。特に、浴槽へ給湯する場合は、貯湯タンク内の温水は浴槽用給湯管３８８ｄを通して浴槽に供給される。

また、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水の貯蓄量が一定量以下となった場合には、外部から給水管３８８ｃを介して水が補給される。
そして、この実施の形態１０の給湯器３８０では、モータ駆動装置３８０ｂにより、該給湯器３８０に対して設定された温水の目標温度、水熱交換機３８５ａに供給される水の温度、及び外気温に基づいてブラシレスモータの指令回転数が決定され、実施の形態１と同様、該指令回転数に基づいて、モータ駆動装置３８０ｂにより圧縮機３８０ａのブラシレスモータの回転数が制御される。これにより、給湯器３８０では、目標温度の温水の供給が行われる。

このように本実施の形態１３のヒートポンプ給湯器３８０では、圧縮機３８０ａの動力源としてブラシレスモータを用い、該ブラシレスモータに供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載したヒートポンプ給湯器３８０を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１４）
図１９は、本発明の実施の形態１４によるハイブリッド自動車を説明する模式図である。
この実施の形態１４のハイブリッド自動車４００は、内燃機関とモータという２つの動力源を組み合わせた自動車であり、状況に応じて動力源を同時にまたは個々に作動させて走行するものである。

すなわち、このハイブリッド自動車４００は、動力Ｅｐを発生する内燃機関４１０と、入力された電力に応じて動力を発生し、かつ外部から供給された動力に応じて発電を行う電動機４０２と、内燃機関４０１あるいは電動機４０２で発生された動力により自動車の駆動力を発生する駆動機構４４０とを有している。また、ハイブリッド自動車４００は、バッテリ４０１及び発電機４３０と、上記内燃機関４１０で発生した動力Ｅｐを２系統に分割し、分割された発電系統の動力Ｅｐ１を上記発電機４３０に供給するとともに、分割された駆動系統の動力Ｅｐ２を上記電動機４０２に供給する動力分割機構４２０と、上記バッテリ４０１の出力Ｂｃ及び発電機４０３の出力Ｇｃを入力とし、上記電動機４０２をモータとして駆動するモータ駆動装置４００ａとを有している。

ここで、上記電動機４０２は、実施の形態１のブラシレスモータ２と同一の構成を有し、自動車の走行状態に応じてモータあるいは発電機として動作するものである。つまり、この電動機４０２は、動力分割機構４２０からの分割動力Ｅｐ２、あるいは駆動機構４４０の制動力Ｂｐにより回転駆動するとともに、モータ駆動装置４００ａからの駆動電流Ｄｃにより駆動力を発生するものである。また、上記駆動機構４４０は、１対の駆動輪４４１と、該駆動輪４４１に接続された駆動シャフト４４２と、電動機４０２から供給された動力Ｄｐを、駆動シャフト４４２を介して駆動輪４４１に駆動力として伝達し、かつ駆動輪４４１の制動力Ｂｐを電動機４０２の駆動力として駆動シャフト４４２を介して電動機４０２に伝達するギア機構４４３とを有している。さらに、上記モータ駆動装置４００ａは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同一の回路構成を有するものであり、ここでは、モータ駆動装置４００ａの入力ノード１ａ及び１ｂには、上記バッテリ４０１の出力端子及び発電機４０３の出力端子が接続されている。

次に動作について説明する。
このハイブリッド自動車４００は、内燃機関４１０により発電機４３０を回転させて発電された電力によりバッテリ４０１を充電し、バッテリ４０１の出力あるいは発電機４３０の出力を走行エネルギーとして活用して走行する。

例えば、内燃機関４１０の駆動による走行効率が悪い低速時には、バッテリの出力Ｂｃがモータ駆動装置４００ａにより電動機４０２に供給され、電動機４０２で発生した駆動力Ｄｐが駆動輪４４１に伝達される。これにより、このハイブリッド自動車４００では、モータによる走行が行われる。

さらに、走行速度がある速度以上になると、内燃機関４１０が駆動し始め、内燃機関４１０で発生された動力Ｅｐが動力分割機構４２０を介して駆動系統の動力Ｅｐ２として電動機４０２に供給され、また電動機４０２ではモータ駆動装置４００ａからの駆動電流Ｄｃにより動力が発生し、内燃機関から供給された動力Ｅｐ２と、駆動電流により発生した動力とが駆動機構４４０に駆動力Ｄｐとして供給される。これにより、駆動機構４４０では、上記駆動力Ｄｐがギア機構４４３及び駆動シャフト４４２を介して駆動輪４４１に伝達される。

さらに、このハイブリッド自動車４００では、駆動輪４４１の駆動負荷が軽くなると、動力分割機構４２０は、内燃機関４１０で発生した動力Ｅｐの一部を発電系統の電力Ｅｐ１として発電機４３０へ分配する。すると、発電機４３０で発電された電力Ｇｃは、モータ駆動装置４００ａを介してバッテリー４０１に充電電力Ｃｃとして供給され、これによりバッテリ４０１の充電が行われる。この状態では、ハイブリッド自動車４００は、バッテリ４０１を充電しながら走行することとなる。

また、このハイブリッド自動車４００では、減速時や停止時などに制動動作が行われると、駆動輪４４１の制動力Ｂｐが駆動シャフト４４２及びギア機構４４３を介して電動機４０２にその駆動力として伝達される。このとき、電動機４０２は発電機として動作し、制動力Ｂｐにより発電された回生電力Ｒｃがモータ駆動装置４００ａを介してバッテリ４０１に印加され、バッテリ４０１の充電が行われる。

このように本実施の形態１４のハイブリッド自動車４００では、動力源としてブラシレスモータ４０２を用い、該ブラシレスモータに供給される電流の進角値βを、実施の形態１と同様、指令回転数ｆoと実回転数ｆとの偏差が最小となるよう決定するので、インバータの入力電圧が変動するような状況においても、電流進角値を変化させるだけの簡単で安定した弱め界磁制御により、ブラシレスモータを高速回転まで安定して駆動可能となる。これにより、ブラシレスモータ及びその駆動装置を搭載したハイブリッド自動車４００を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

なお、上記実施の形態１４では、電気自動車は、最も一般的なシリーズ・パラレルハイブリッド電気自動車である場合を示したが、実施の形態１４の電気自動車は、図２０に示すシリーズハイブリッド電気自動車５００、あるいは図２１に示すパラレルハイブリッド電気自動車６００でもよい。

例えば、図２０に示すシリーズハイブリッド自動車５００は、図１９に示すハイブリッド電気自動車４００における電動機４０２に代わるモータ４０２ａを備え、内燃機関４１０の動力Ｅｐにより発電機４３０を駆動し、発電された電力Ｇｃにより、バッテリ４０１の充電あるいはモータ４０２ａを駆動するものである。従って、このハイブリッド自動車５００は、図１９に示すハイブリッド自動車における動力分割機構４２０は有しておらず、内燃機関により直接駆動輪４１１を駆動するものではなく、駆動輪４４１をモータのみにより駆動するものである。なお、このハイブリッド自動車５００は、２つの動力源である内燃機関とモータとが直列に配置されていることからシリーズ方式と呼ばれている。

また、図２１に示すパラレルハイブリッド電気自動車６００は、図１９に示すハイブリッド電気自動車４００における動力分割機構４２０に代わる変速機４５０を備え、内燃機関４１０の動力Ｅｐを、該変速機４５０を介して電動機４０２に伝達するものである。従って、このハイブリッド自動車６００は、図１９に示す発電機４３０は有していない。

このパラレルハイブリッド自動車６００では、内燃機関４１０が、主に走行に用いられるものであり、場合により、内燃機関４１０がバッテリ４０１を充電する動力源として用いられる。

例えば、内燃機関に負荷がかかる発進時や加速時には、モータ駆動装置４００ａから供給される電力Ｄｃにより電動機４０２がモータとして動作し、電動機４０２は、内燃機関で発生した動力Ｅｐと、電動機４０２で発生した動力とを、駆動力Ｄｐとして駆動機構に出力する。これにより、駆動輪４４１の駆動は、モータの動力により補助されることとなる。また、内燃機関の動作効率が悪い軽負荷時には、上記電動機４０２が発電機として動作して、内燃機関の動力によりバッテリの充電と駆動輪の駆動とが行われ、内燃機関の負荷変動が小さく抑えられる。また、このハイブリッド自動車６００では、制動時や降坂時には、電気自動車の回生制動による電力の回収や、停車時のエンジンストップにより、走行時のエネルギー利用効率を高めている。なお、このハイブリッド自動車６００は、２つの動力源による駆動、つまり内燃機関による駆動と電動機による駆動とが並行して行われることからパラレル方式と呼ばれている。

さらに、実施の形態１４の電気自動車は、内燃機関を持たずに、バッテリーからの電力のみで走行する電気自動車であってもよく、この場合も、上記実施の形態１４と同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態７から１４では、動力源であるブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置は、実施の形態１のモータ駆動装置と同一のものとしているが、実施の形態７ないし１４におけるモータ駆動装置は、実施の形態２ないし６のいずれかのモータ駆動装置と同一のものであってもよい。

本発明に係るモータ駆動装置は、電圧源が出力電圧の急峻あるいは周期的に大きく変動をするようなものであっても、ブラシレスモータの弱め界磁制御を、予め設定されたテーブル値などの制御量を用いずに安定して行うことができ、これにより、ブラシレスモータの最高回転数を増加させることができる極めて有用なものである。

１ 電圧源
１ａ，１ｂ 出力ノード
２ ブラシレスモータ
３ インバータ回路
３ａ〜３ｃ 接続点
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ インバータ制御部
５ ロータ位置推定部
６ａ，６ｃ，６ｄ 進角値決定部
７ ドライブ信号作成部
８ｂ，８ｄ 指令電流波形作成部
９ ＰＷＭ作成部
１２ コンデンサ
１３ インダクタ
３１〜３６ スイッチング素子
４１〜４６ ダイオード
１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ，１００ｆ，２７７，２８３，２９４，４００ａ モータ駆動装置
２５０ 空気調和機
２５０ａ，２６０ａ，３６０ａ，３８０ａ 圧縮機
２５０ｂ，２６０ｂ，２７０ｂ，３６０ｂ，３８０ｂ モータ駆動制御部
２５１ 室内側熱交換器
２５１ａ，２５２ａ，２６２ａ，３６２ａ，３８２ａ 送風機
２５１ｂ，２５２ｂ，２６２ｂ，３６２ｂ，３８２ｂ，３８５ａ 温度センサ
２５２ 室外側熱交換器
２５３，２６３，２７３，３６３，３８３ 絞り装置
２５４ 四方弁
２５５ 室内機
２５６ 室外機
２６０ 冷蔵庫
２６１，３６１ 凝縮器
２６２ 冷蔵室蒸発器
２７０ 電気洗濯機
２７２ 吊り棒
２７３ 外槽
２７４ 洗濯兼脱水槽
２７５ 攪拌翼
２７６，２８２，２９３ ブラシレスモータ
２８０ 送風機
２８１，２９２ ファン
２９０ 電気掃除機
２９０ａ 電気掃除機本体
２９１ 電動送風機
２９５ 集塵室
２９６ ホース
２９７ 床用吸込具
３６０ 電気乾燥機
３６２ 蒸発器
３６４ 乾燥室
３８０ ヒートポンプ給湯器
３８１ａ 冷凍サイクル装置
３８１ｂ 貯湯槽
３８２ 空気熱交換器
３８４ 冷媒配管
３８４ａ 除霜バイパス配管
３８４ｂ 除霜バイパス弁
３８５ 水熱交換器
３８６ａ，３８６ｂ，３８７ａ，３８７ｂ 水配管
３８７ａ１，３８７ｂ１ ジョイント部分
３８７ ポンプ
３８８ 貯湯タンク
３８８ａ 水出入口
３８８ｂ 水出口
３８８ｂ１ 排水弁
３８８ｃ 給水管
３８８ｃ１ 受水口
３８８ｄ 浴槽給湯管
３８８ｄ１ 湯出口
３８９ 給湯管
４００，５００，６００ ハイブリッド自動車
４０１ バッテリ
４０２ 電動機
４０２ａ モータ
４１０ 内燃機関
４２０ 動力分割機構
４３０ 発電機
４４０ 駆動機構
４４１ 駆動輪
４４２ 駆動シャフト
４４３ ギア機構
４５０ 変速機
Ａ〜Ｃ，Ｅ，Ｆ 冷媒流の方向
Ｂｃ バッテリ出力電流
Ｂｐ 制動力
Ｃｃ 充電電流
Ｄｃ 駆動電流
Ｄｐ 駆動力
Ｅｐ エンジン出力
Ｅｐ１，Ｅｐ２ 分割エンジン出力
ｆo 指令回転数
Ｇｃ 発電電流
Ｉ 実電流
Ｉo 指令電流
Ｒｃ 回生電流
Ｓｇ ゲート信号（ドライブ信号）
β 進角値
θ ロータ位置

Claims (4)

1. ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、
   電圧源の出力電圧を駆動電圧に変換して上記ブラシレスモータに出力するインバータ回路と、
   上記ブラシレスモータのロータ位置を推定するロータ位置推定部と、
   上記推定されたロータ位置に基づいた電流により上記ブラシレスモータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
   上記インバータ制御部は、
   上記推定されたロータ位置に基づいて指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、
   上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際に上記ブラシレスモータに流れる電流の波形との偏差が減少するよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、
   上記指令電流の波形の振幅値を最大値に固定した状態で、上記位相差を増減させて上記ブラシレスモータの回転数を制御する、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   上記指令電流の波形の最大振幅値は、上記ブラシレスモータに供給することが許可されている最大の電流値である、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
3. ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、
   電圧源の出力電圧を駆動電圧に変換して上記ブラシレスモータに出力するインバータ回路と、
   上記ブラシレスモータのロータ位置を推定するロータ位置推定部と、
   上記推定されたロータ位置に基づいた電流により上記ブラシレスモータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
   上記インバータ制御部は、
   上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を決定する電流振幅値決定部と、
   上記電流振幅値決定部により決定された電流振幅値に基づいて、指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、
   上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際にモータに流れる電流の波形との偏差が減少するよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、
   上記指令電流の振幅値を一定とした状態で、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給する電流との位相差を変化させて、上記ブラシレスモータの回転数が最大となる位相差を求める、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
4. ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、
   電圧源の出力電圧を駆動電圧に変換して上記ブラシレスモータに出力するインバータ回路と、
   上記ブラシレスモータのロータ位置を推定するロータ位置推定部と、
   上記推定されたロータ位置に基づいた電流により上記ブラシレスモータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
   上記インバータ制御部は、
   上記ブラシレスモータの回転数を決定する回転数決定部と、
   該回転数決定部により決定された回転数と、実際の回転数との偏差が減少するよう、上記ブラシレスモータに供給する電流の振幅値を決定する電流振幅値決定部と、
   上記電流振幅値に基づいて指令電流の波形を作成する指令電流波形作成部と、
   上記指令電流波形作成部が作成した指令電流の波形と、実際にモータに流れる電流の波形との偏差がゼロとなるよう、上記インバータ回路の制御信号であるパルス信号を作成するパルス作成部とを有し、
   上記ブラシレスモータの指令回転数を一定とした状態で、上記推定されたロータ位置と、上記ブラシレスモータに供給される電流との位相差を変化させて、上記指令電流の振幅値が最小となる位相差を求める、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。

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