JP4606768B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、特に、単相整流回路とインバータにより構成されるシステムによりモータを駆動するモータ駆動装置に関するものである。

従来のモータ駆動装置は、一般的に使用されている、単相整流回路とインバータとにより構成されるシステムにより、モータを駆動するものである。ここで、単相整流回路は、力率改善用リアクトル（図示せず）と、該回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとを有している。

このような従来のモータ駆動装置では、上記平滑コンデンサと力率改善用リアクトルには、大容量のものが使用されており、モータ駆動装置のコスト、寿命、効率、重量、サイズ等に問題がある。このように平滑コンデンサと力率改善用リアクトルに大容量のものが用いられているのは、電源からモータ駆動装置に流れ込む電流の波形の歪により力率が劣化するのを回避するためである。言い換えると、モータ駆動装置では、平滑コンデンサ及び力率改善用リアクトルの値が小さくなると、電源からモータ駆動装置に流れ込む電流の波形の歪により力率が劣化し、それに伴って高調波成分が増大し、該モータ駆動装置は、国際的な高調波規制であるＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）高調波規制を満足できないものとなってしまう。
そこで、平滑コンデンサと力率改善用リアクトルの容量を激減させ、さらに、モータ駆動装置の入力力率を改善させる方法が考え出されている（例えば、特許文献１参照）。

この方法を用いたモータ駆動装置（第１の従来技術）について説明する。
図１１は、上記文献１記載のモータ駆動装置を説明するブロック図である。
このモータ駆動装置１００は、単相交流電源１を入力とする単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に電流及び電圧を出力するインバータ回路４とを有している。

ここで、上記単相整流回路３は、直列接続の第１及び第２のダイオード３１及び３２と、直列接続の第３及び第４のダイオード３３及び３４とを有している。第１及び第３のダイオード３１及び３３のカソードは共通接続され、その共通接続点は単相整流回路３の一方の出力ノード３ａとなっている。第２及び第４のダイオード３２及び３４のアノードは共通接続され、その共通接続点は単相整流回路３のもう一方の出力ノード３ｂとなっている。該単相整流回路３の両出力ノード３ａ及び３ｂの間には平滑コンデンサ１２ａが接続されている。また、上記第１及び第２のダイオード３１及び３２の接続点３ｃに、単相交流電源１の一方の出力端子が接続され、上記第３及び第４のダイオード３３及び３４の接続点３ｄに、単相交流電源１のもう一方の出力端子が接続されている。

また、上記インバータ回路４は、直列接続の第１及び第２のスイッチング素子４１及び４２と、直列接続の第３及び第４のスイッチング素子４３及び４４と、直列接続の第５及び第６のスイッチング素子４５及び４６とを有している。第１，第３，第５のスイッチング素子４１，４３，４５の一端（高電位側端子）は共通接続され、該共通接続点（一方の入力ノード）は上記単相整流回路３の一方の出力ノード３ａに接続されている。第２，第４，第６のスイッチング素子４２，４４，４６の他端（低電位側端子）は共通接続され、該共通接続点（他方の入力ノード）は上記単相整流回路３のもう一方の出力ノード３ｂに接続されている。また、上記第１〜第６のスイッチング素子４１〜４６は、それぞれ逆並列接続の第１〜第６のダイオード５１〜５６を有している。そして、上記第１及び第２のスイッチング素子４１及び４２の接続点４ａは、インバータ回路４の第１の出力ノード、上記第３及び第４のスイッチング素子４３及び４４の接続点４ｂはインバータ回路４の第２の出力ノード、上記第５及び第６のスイッチング素子４５及び４６の接続点４ｃはインバータ回路４の第３の出力ノードである。上記インバータ回路４の第１〜第３の出力ノード４ａ〜４ｃはそれぞれ、モータ２の３相入力の各相の入力ノードとなっている。

上記モータ駆動装置１００は、単相交流電源１が出力する電圧の絶対値｜ｖ｜、外部から入力される指令トルクＴo、及び単相整流回路３とインバータ４との間を流れる電流（直流リンク電流）ｉdcに基づいて、電流指令値ｉoを出力する電流指令演算部１４と、電流指令値ｉoと実際にモータ２に流れている電流iとに基づいて、上記インバータ回路４の各スイッチング素子４１〜４６のゲートにドライブ信号（ゲート信号）Ｓｇを出力する電流制御部１５とを有している。

上記電流指令演算部１４は、外部からの指令トルクＴoを単相交流電源１の出力電圧ｖの絶対値｜ｖ｜により変調して変調トルク波形を形成し、上記直流リンク電流ｉdcの波形が該変調トルク波形と同様な波形となるよう、電流指令値ｉoを算出するものである。上記電流制御部１５は、電流指令演算部１４により演算された電流指令値ｉoと、実際にモータに流れている電流ｉとを比較し、その偏差がなくなるよう、ゲート信号Ｓｇをインバータ回路４に出力して、該インバータ回路４を制御するものである。なお、この電流制御回路１５は、実際は、制御対象となる電流ｉを３相２相変換する等の制御も行っている。

上記のようなモータ駆動装置（第１の従来技術）１００では、単相整流回路３とインバータ回路４との間を流れる直流リンク電流ｉdcは、単相交流電源１が出力する電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と同形の波形となり、単相交流電源１の電流波形が改善され、力率が向上する。このため、平滑コンデンサと力率改善用リアクトルの容量を小さくすることができる。

ところが、平滑コンデンサの容量を小さくすると、インバータ回路４の入力電圧は脈動し、その結果、インバータ回路４の入力電圧のレベルが低くなり、例えば、ＤＣブラシレスモータに印加したい所望の電圧が得られない場合がある。

そこで、インバータ回路の出力電圧が飽和したときには、出力電圧の位相を進めるモータ駆動装置（第２の従来技術）が提案されている（例えば、特許文献２参照。）。

このモータ駆動装置（第２の従来技術）は、モータ駆動電圧を出力するインバータ回路の出力電圧が飽和したとき、つまりインバータの出力電圧のレベルが入力電圧のレベル以上となったとき、モータ駆動電圧（インバータ出力電圧）の位相を進ませることによって、ブラシレスモータをいわゆる弱め界磁状態にして、ブラシレスモータに必要な駆動電圧のレベルを小さくする。これにより、インバータ回路４の入力電圧が小さい場合でも、インバータ回路４の出力電圧が飽和するのを回避して、モータを駆動し続けることができる。
特開２００２−５１５８９号公報（第１図） 特開平１０−１５０７９５号公報（第３〜５頁、第１図）

しかしながら、第１の従来技術であるモータ駆動装置１００では、平滑コンデンサ１２ａへの充電電流が考慮されていないため、入力される電源電圧の絶対値を用いて、モータの駆動電流をその波形が該入力される電源電圧の波形と同様な波形となるよう変調するだけでは、力率改善の効果は低い。

また、上記第１の従来技術では、モータの駆動電流の変調は、単相整流回路３とインバータ回路４との間を流れる直流リンク電流ｉdcの波形を、指令トルクＴoの変調された波形と一致させることにより行っているため、上記直流リンク電流ｉdcの検出が必要不可欠なものである。しかも、モータ駆動電流の制御は、直流リンク電流ｉdcと、指令トルクＴoの変調された波形とに基づいて電流指令値ｉoを算出し、該算出された電流指令値ｉoと、実際の駆動電流ｉとの偏差がなくなるよう、インバータ回路４に印加するゲート信号Ｓｇを調整するという非常に複雑なものである。

さらに、上記第１の従来技術では、モータの駆動電流を、交流電源の出力波形により積極的に変調しているため、モータの出力トルクも、交流電源の出力波形により変調されたものとなり、高負荷領域では大きな騒音と振動を発生する可能性がある。しかも、モータ駆動電流を変調していることから、このモータ駆動装置により制御されるモータが出力することができる限界トルクが減少することが考えられる。

また、上記第１の従来技術では、指令トルクＴoを電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜で変調するため、電源電圧の瞬時値を検出する必要があり、その結果、アナログ値を検出するＡＤ変換器や、そのＡＤ変換出力に基づいて上記瞬時値を検出するマイコンでの処理が必要となり、コストアップを引き起こす要因となる。

一方、第２の従来技術であるモータ駆動装置では、インバータ回路の出力電圧が飽和し、モータの誘起電圧がより高くなった場合には、モータへの電流の供給が維持されるよう出力電圧の位相を進めているが、これはモータの効率を低下させることとなる。つまり、モータ内に存在するリアクタンス成分の影響で、インバータ回路の出力電圧がモータの誘起電圧より低くなっても一定時間はモータ駆動電流は流れ続け、トルクは発生しつづけている。このとき、インバータ回路の出力電圧を進角させることは、その出力電流と出力電圧との位相差を広げることとなり、モータの駆動効率を低下させることとなる。しかも、インバータ回路の出力電圧の飽和が回避されるよう該出力電圧の位相を進めることは、技術的に非常に困難であるという問題もある。

また、上記第２の従来技術には根本的な問題もある。つまり、モータの回生電流が流れる状態では、インバータ回路の入力電圧は充電により高くなり、インバータ回路の出力電圧が飽和しないことも考えられる。この場合、回生電流が流れる、モータに与える電圧の位相を進めなければならない区間でも、出力電圧が飽和しないため、モータ駆動装置は、インバータ回路の出力電圧の位相を進める進角動作を止めてしまい、その結果、回生電流を止めることができないという現象が生じるおそれもある。

さらに、上記第２の従来技術では、インバータ回路の出力電圧の進角調整を行っても、該インバータ出力電圧がモータの誘起電圧より低い状態が維持され、この状態のまま一定時間が過ぎると、モータからインバータ回路に逆方向に電流が流れることにより電力が回生される。この回生電力を発生させる電流はモータにブレーキをかけることとなるため、モータ駆動効率が低下する。しかも、この回生期間は、単相交流電源からインバータ回路への電流供給が行われないため、単相交流電源の電流波形が歪み、インバータ回路の入力力率が低下するという問題もある。

本発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、モータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御により、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を小さく抑えて、回路構成上必要とされるリアクタンス、特に容量リアクタンスを小さくすることができ、しかも、モータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御を、簡単な構成により、モータ駆動効率が高く保持され、かつ力率の低下が効果的に抑制されるよう行うことができる、ＩＥＣ高調波規制を満足するモータ駆動装置を提供することを目的とする。

本願請求項１に係る発明は、モータを駆動するモータ駆動装置であって、単相交流電源を入力とする整流回路と、上記整流回路に接続され、上記モータに電流及び電圧を出力するインバータ回路と、上記モータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、上記インバータ制御部は、上記単相交流電源の電圧を推定する電源電圧推定部を有し、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて、上記インバータ回路の出力する電流あるいは電圧の値を変化させるものであり、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がゼロ電圧からピーク電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第１の制御と、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がピーク電圧からゼロ電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、ことを特徴とするものである。

本願請求項１の発明によれば、モータを駆動するモータ駆動装置において、単相交流電源を入力とする整流回路と、上記整流回路に接続され、上記モータに電流及び電圧を出力するインバータ回路と、上記モータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、上記インバータ制御部は、上記単相交流電源の電圧を推定する電源電圧推定部を有し、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて、上記インバータ回路の出力する電流あるいは電圧の値を変化させるものであり、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がゼロ電圧からピーク電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第１の制御と、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がピーク電圧からゼロ電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、ことを特徴とするので、インバータ回路の出力であるモータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御により、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を小さく抑えて、回路構成上必要とされるリアクタンス、特に容量リアクタンスを小さくすることが可能となる。

また、本発明では、インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を、電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて変化させるので、モータ駆動電流を交流電源の出力波形により変調する従来の力率改善方法（第１の従来技術）に比べると、モータの駆動電流あるいは駆動電流の制御を簡単な構成により実現できる。

また、本発明では、推定した電源電圧に応じてインバータ回路の出力電流あるいは出力電圧を制御するので、インバータ回路の制御は、モータの誘起電圧に応じてモータの駆動電圧の位相を制御する従来の力率改善方法（第２の従来技術）とは異なり、モータからインバータ回路への回生電流が考慮されたものとなり、回生電流の発生によるモータ駆動効率の低下や入力力率の劣化を回避することができる。

この結果、簡単な回路構成により、モータ駆動効率を高く保持しつつ力率の低下を効果的に抑制することができる、ＩＥＣ高調波規制を満足したモータ駆動装置を得ることができる。

また、インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の制御はオープンループ制御となり、安定にかつ応答性よく行われることとなる。

以下、本発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。

この実施の形態１のモータ駆動装置１００ａは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりモータ２を、要求される周波数で駆動するものである。この実施の形態１では、上記モータ２は、インダクションモータ、ＤＣブラシレスモータ、リラクタンスモータ等といったもので、その種類は限定されない。また、ここでは、上記モータ駆動装置１００ａは、空気調和機に搭載された冷媒を循環させる圧縮機のモータを駆動するものとする。

以下、上記モータ駆動装置１００ａを構成する単相整流回路３、インバータ回路４、及びインバータ制御部５ａについて詳しく説明する。
単相整流回路３は、単相交流電源１を入力とし、直流電圧をインバータ回路４に供給するものである。また、インバータ回路４は、インバータ制御部５から出力されるドライブ信号Ｓｇに基づいて、単相整流回路３から出力される直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流電圧及び３相交流電流をモータ２に供給するものである。

ここで、上記単相整流回路３及びインバータ回路４は、従来のモータ駆動装置１００におけるものと同一のものであり、上記単相整流回路３は、整流ダイオード３１〜３４から構成されており、インバータ回路４は、スイッチング素子４１〜４６と、各スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオード５１〜５６とから構成されている。

なお、ここでインバータ回路４は３相のフルブリッジ構成の回路であるが、該インバータ回路４は、３相交流を出力可能なものならどのような回路構成であってもよい。例えば、上記インバータ回路４は、上記３相交流出力のうちの１相に相当する回路部分をコンデンサを用いて構成したものでもよい。また、上記インバータ回路４は、各スイッチング素子に対してスナバ回路が付加されたものでもよい。

インバータ制御部５ａは、モータ２が、使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａとドライブ信号生成部７ａとから構成されている。

電源電圧推定部６ａは、単相交流電源１の出力電圧（以下、電源電圧ともいう。）のモニタ信号Ｓvm１に基づいて電源電圧ｖの波形を推定し、該波形を示す信号を出力するものである。本実施の形態１では、この電源電圧推定部６ａは、単相交流電源１から出力される交流電圧（電源電圧）を抵抗分圧等により直接検出して、出力電圧の波形を求める回路構成を用いている。この電源電圧の検出方法としては、電源電圧を検出して得られたアナログ値を、マイコン等を用いてＡＤ変換して、該電源電圧を示す信号を出力する方法が考えられる。また、単相交流電源１と上記電源電圧推定部６ａとを絶縁する必要がある場合は、上記電源電圧推定部６ａには、トランス等の絶縁回路を用いればよい。

ドライブ信号生成部７ａは、モータ駆動装置１００ａの外部から入力される回転数指令ωoと、上記推定された電源電圧ｖの波形とに基づいて、インバータ回路４を制御するものである。具体的には、上記ドライブ信号生成部７ａは、回転数指令ωoから、インバータ回路４を構成する各スイッチング素子４１〜４６を通電するパルス信号のＰＷＭ（pulse width modulation）幅を算出し、算出したＰＷＭ幅を有するパルス信号を、モータ２に３相電流が供給されるようドライブ信号Ｓｇとしてインバータ回路４に出力するものである。また、上記ドライブ信号生成部７ａは、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を減少させる第１の制御、及び電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を増加させる第２の制御を行うものである。なお、ドライブ信号生成部７ａは、上記第１の制御及び第２の制御の一方の制御を行うものであってもよい。また、この実施の形態１では、上記第１の制御の対象となる、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間は、電源電圧ｖがゼロから正のピークへと変化する動作区間と、電源電圧ｖがゼロから負のピークへと変化する動作区間との両方の区間である。また、上記第２の制御の対象となる、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間は、電源電圧ｖが正のピークからゼロへと変化する動作区間と、電源電圧ｖが負のピークからゼロへと変化する動作区間との両方の区間である。このようにモータ駆動電流を制御することによって単相交流電源１からモータ駆動装置１００ａに流入する電流の波形が良好なものとなり、入力力率が改善される。

なお、上記モータ駆動電流を増加（あるいは減少）させる具体的な方法は、パルス信号のＰＷＭ幅を広げて（あるいは狭めて）、モータ２に供給する電圧を大きく（あるいは小さく）する方法や、実際にモータ２に流入する電流を検出し、その電流値が大きくなるよう（あるいは小さくなるよう）に上記パルス信号のＰＷＭ幅を制御する方法がある。

次に、動作について説明する。
単相交流電源１の出力である交流電圧は、単相整流回路３により整流され、単相整流回路３からは、直流電圧がインバータ回路４に出力される。インバータ回路４では、ドライブ信号生成部７ａからのドライブ信号Ｓｇにより、各スイッチング素子４１〜４６のオンオフ動作が行われ、該インバータ回路４からはモータ駆動電流が出力される。モータ２は、インバータ回路からのモータ駆動電流により駆動する。

このとき、電源電圧推定部６ａでは、電源電圧のモニター信号Ｓvm１に基づいて、電源電圧ｖの波形が推定され、該波形を示す信号が上記ドライブ信号生成部７ａに出力される。

該ドライブ生成部７ａでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形とに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートにドライブ信号Ｓｇとして印加するパルス信号が生成される。

以下、上記ドライブ信号生成部７ａの具体的な基本動作を簡単に説明する。
上記モータ２がインダクションモータである場合には、ドライブ信号生成部７ａは、指令回転数ωoから、インダクションモータの特性に基づいてモータの駆動に必要な電圧レベルを割り出し、振幅レベルが該割り出された電圧レベルと一致し、かつ周波数が上記指令回転数と一致した基準正弦波形を作成し、該基準正弦波形を、スイッチング素子の動作周波数を示すスイッチングキャリアの三角波と比較して、上記パルス信号のＰＷＭ幅を決定する。ここで、上記インダクションモータの特性には、モータの回転数とその駆動電圧レベルとの関係を示すＶＦ関数を用いる。

また、上記モータ２がＤＣブラシレスモータである場合には、ドライブ信号生成部７ａは、モータの位相、及びモータに供給される３相駆動電流に基づいて、インバータ回路４に対する電流マイナ制御を行って、パルス信号のＰＷＭ幅を決定する。つまり、ドライブ信号生成部７ａは、モータの位相を検出する位相検出部（図示せず）の検出出力、及びモータ駆動電流を検出する駆動電流検出部（図示せず）の検出出力に基づいて、３相駆動電流の波形が、上記検出したモータの位相に基づいた電流波形となるよう、パルス信号のＰＷＭ幅を決定する。

なお、このドライブ信号生成部７ａの基本動作については、一般的に、駆動するモータ２の種類に応じて様々な種類のものがあるが、この実施の形態１では、ドライブ信号生成部７ａの基本動作が、どのような種類のモータに対応するものであっても問題ない。

そして、上記ドライブ信号生成部７ａは、電源電圧ｖがゼロからピークへと変位する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）が減少するよう、パルス信号のＰＷＭ幅を調整する第１の制御、及び電源電圧ｖがピークからゼロへと変位する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）が増加するようパルス信号のＰＷＭ幅を調整する第２の制御を行う。

上記のようにモータ駆動電流を制御することによりモータ駆動装置の入力力率が改善される理由としては、次のようなことが挙げられる。
単相交流電源１からモータ駆動装置１００ａに流入する電流には、モータ２が消費する電流だけではなく、インバータ回路４に存在する寄生容量、スイッチングノイズ低減のためのスナバ回路を構成するコンデンサ、あるいは入力電圧の平滑化する、インバータ回路４の入力側に接続されたコンデンサなどへの充放電電流が含まれている。つまり、電源電圧がゼロからピークへと変化するとき、単相交流電源１から上記コンデンサに充電電流が流入し、逆に、電源電圧がピークからゼロへと変化するとき、上記コンデンサから放電電流が流出する。モータ２が消費する電流が上記充放電電流より小さい、もしくは同等であれば、上記充放電電流が、単相交流電源１からモータ駆動装置１００へ流入する電流のうちの大半を占め、これが、モータ駆動装置の入力電流の波形を歪ませる要因となる。

そこで、本実施の形態１のように、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ａに供給される電流を、上記充放電電流を考慮に入れて変化させることにより、単相交流電源１からインバータ回路４に流入する電流の波形を改善することができる。

次に、本実施の形態１のモータ駆動装置１００ａを用いた場合の、単相交流電源１が出力する電流波形の変化を、実際にモータ２がＤＣブラシレスモータである場合を例に挙げて、説明する。

図２(b)は、本実施の形態１のモータ駆動電流の制御を行う場合の電圧波形及び電流波形を示し、図２(a)は、上記モータ駆動電流の制御を行わない場合の電圧波形及び電流波形を示している。

図中、｜ｖ｜は、単相交流電源１の電圧の絶対値、Ｖpnは、インバータ回路４の入力電圧、Ｃpsは、単相交流電源１から出力される電流、Ａmdは、モータ２に入力される電流の振幅値である。

図２(b)から、本実施の形態１のモータ駆動装置１００ａでは、モータ２に入力する電流の振幅値Ａmdを、コンデンサに充電電流が流れ込む、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少し、コンデンサから放電電流が流れ出す、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で、増加していることがわかる。

この結果、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnの波形と、単相交流電源１の出力電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが近似したものとなり、単相交流電源１からの出力電流Ｃpsの通電幅も広がり、入力電圧Ｖpnの波形が改善されている。

本実施の形態１では、モータ駆動装置１００ａの入力力率が０．４から０．９まで向上している。

このように本実施の形態１では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に電流及び電圧を出力するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ａとを備え、インバータ制御部５ａにより、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を増加させるので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなる。

つまり、単相交流電源がゼロからピークへと立ち上がる区間では、インバータ回路４には単相交流電源１から、モータに供給する電流だけでなく、寄生容量への充電電流もながれ込むことなるが、その区間で、モータに供給する電流量を減少させることにより、単相交流電源からインバータ回路４に流れ込む電流が増加するのを抑えることができる。また、逆に電源電圧がピークからゼロへと立ち下がる区間では、インバータ回路４では、モータに供給する電流が減少するだけでなく、寄生容量からの放電電流も発生することとなって、単相交流電源からインバータ回路４に流れ込む電流が減少するが、その区間で、モータに供給する電流を増やすことにより、単相交流電源からインバータ回路４に流れ込む電流が減少するのを抑えることができる。この結果、単相交流電源の出力する電流を平準化することができる。

また、インバータ回路の出力電流の値を、電源電圧推定部６ａが推定した電源電圧に応じて変化させるので、モータ駆動電流を交流電源の出力波形により変調する従来の力率改善方法（第１の従来技術）に比べると、モータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御を簡単な構成により実現できる。

また、推定した電源電圧に応じてインバータ回路の出力電流を制御するので、インバータ回路の制御は、モータの誘起電圧に応じてモータの駆動電圧の位相を制御する従来の力率改善方法（第２の従来技術）とは異なり、モータからインバータ回路への回生電流が考慮されたものとなり、回生電流の発生によるモータ駆動効率の低下や入力力率の劣化を回避することができる。

この結果、簡単な回路構成により、モータ駆動効率を高く保持しつつ力率の低下を効果的に抑制することができる、ＩＥＣ高調波規制を満足するモータ駆動装置を得ることができる。

なお、この実施の形態１では、図２(b)に示すように、モータ２に入力される電流の振幅値Ａmdの波形は、正弦波の、位相が０〜πの区間の波形をπ〜２πの区間側へずらしたような形状となっているが、モータへの電流の振幅値Ａmdの波形は、図２(b)のものに限定されるものではなく、矩形波や三角波等の形であってもよい。

また、この実施の形態１では、インバータ制御部５ａは、モータに供給する電流を直接制御しているが、インバータ制御部の制御はこれに限るものではなく、インバータ制御部５ａは、モータに供給する電圧を制御するものであってもよい。

例えば、インバータ制御部５ａは、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間でモータ２に供給する電圧（モータ駆動電圧）を減少させる第１の制御、及び電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間でモータ２に供給する電圧（モータ駆動電圧）を増加させる第２の制御のすくなくとも一方の制御を行うものであってもよい。この場合も上記実施の形態１と同様の効果がある。

また、上記実施の形態１では、上記第１の制御の対象となる、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間は、電源電圧ｖがゼロから正のピークへと変化する動作区間と、電源電圧ｖがゼロから負のピークへと変化する動作区間のいずれか一方の区間とし、上記第２の制御の対象となる動作区間は、電源電圧ｖが正のピークからゼロへと変化する動作区間と、電源電圧ｖが負のピークからゼロへと変化する動作区間のいずれか一方の区間としてもよい。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりモータ２を、要求される周波数で駆動するものであり、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に駆動電流及び駆動電圧を出力するインバータ回路４と、該インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｂとを有している。

そして、この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおける単相整流回路３及びインバータ回路４は、上記実施の形態１のモータ駆動装置１００ａにおけるものと同一のものである。

以下、上記モータ駆動装置１００ｂのインバータ制御部５ｂについて詳しく説明する。
インバータ制御部５ｂは、モータ２が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａと、インバータ入力電圧検出部８と、ドライブ信号生成部７ｂとから構成されている。
ここで、電源電圧推定部６ａは、上記実施の形態１のモータ駆動装置１００におけるものと同一のものである。

インバータ入力電圧検出部８は、インバータ回路４に入力される電圧を、抵抗分圧等によりアナログ値として直接検出し、検出されたアナログ値を、マイコン等を用いてＡＤ変換して出力するものである。但し、インバータ入力電圧検出部８での具体的な入力電圧の検出方法は、これに限るものではない。

ドライブ信号生成部７ｂは、回転数指令ωoから、インバータ回路４を構成する各スイッチング素子を通電するパルス信号のＰＷＭ幅を算出し、算出されたＰＷＭ幅を有するパルス信号をドライブ信号Ｓｇとして上記インバータ回路４に出力するものである。

また、このドライブ信号生成部７ｂは、ＰＷＭ幅を算出するとき、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定するものである。

具体的には、このドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やす方向にＰＷＭ幅を変更し、一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るときには、モータ２に供給する電流を減らす方向にＰＷＭ幅を変更するものである。またここでは、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnと、電源電圧の絶対値｜ｖ｜とが等しいときには、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持するものとする。なお、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnと、電源電圧の絶対値｜ｖ｜とが等しいときには、モータ２に供給する電流をあらかじめ一定量だけ減少させるものでもよい。これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やすと、結果としてモータ２に生じるトルクが上昇し、モータの回転数が指令回転数以上の回転数となり、結果的に、回転数が減少するよう全体の電流値を減少させなければならないからである。

また、モータ２に供給する電流量の増減量は、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜との差分と、実際にモータ２に流れている平均電流から決定するのが最も簡単な方法であるが、モータへの供給電流量の増減量を決定する方法は、この方法に限らず、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜が等しい波形となるよう、これらの差分電圧をモータへの供給電流量の増減量にフィードバックして、該増減量を決定する方法であってもよい。

次に動作について説明する。
この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのものと同様に動作し、インバータ回路４からの出力によりモータ２が駆動する。

このとき、電源電圧推定部６ａでは、電源電圧のモニター信号Ｓvm１に基づいて、電源電圧ｖの波形が推定され、該波形を示す信号が上記ドライブ信号生成部７ｂに出力される。また、インバータ入力電圧検出部８では、インバータ回路４の入力電圧のモニター信号Ｓvm２に基づいて、インバータ入力電圧Ｖpnが検出され、該インバータ入力電圧を示す信号が上記ドライブ信号生成部７ｂに出力される。

該ドライブ生成部７ｂでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形と、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートに印加されるパルス信号が、上記ドライブ信号Ｓｇとして生成される。

このドライブ信号生成部７ｂは、ドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を算出するとき、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定する。

具体的には、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やす方向にＰＷＭ幅を変更する。一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るときには、モータ２に供給する電流を減らす方向にＰＷＭ幅を変更する。また、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnと、電源電圧の絶対値｜ｖ｜とが等しいときには、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。

次に、本実施の形態２のようにモータ駆動電流を制御することにより、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｂに流入する電流の波形が良好なものとなり、力率が改善されるメカニズムを述べる。

まず、本実施の形態２における、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値との比較結果に応じたモータ駆動電流の制御を行わない場合について説明する。

単相交流電源１とインバータ回路４の間には単相整流回路３が介在しているため、単相交流電源１の出力電圧の絶対値よりインバータ回路４の入力電圧が高いときには、単相交流電源１への電流が流れない。そのため、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｂへの電流が流れない、電源の出力電流がゼロである非通電区間が生じる。一方、電源電圧の絶対値よりインバータ回路４の入力電圧が低いときには、単相交流電源１からインバータ回路４には、モータの駆動電流だけでなく、インバータ回路入力側の寄生容量の充電電流が流れ込むこととなり、整流回路３では、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れることとなる。その結果、電源からの出力電流の波形が歪み、モータ駆動装置１００ｂの入力力率が低下する。

次に、本実施の形態２における、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値との比較結果に応じたモータ駆動電流の制御を行う場合について説明する。
本実施の形態２では、インバータ回路の入力電圧Ｖpnが単相交流電源１の電圧ｖの絶対値より高く、整流回路には電流が流れない期間には、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ回路４に出力するドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を、モータ２に供給する電流を増やす方向に変更する。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが小さくなり、整流回路の通電期間を延ばすことができる。

また、実施の形態２では、上記インバータ入力電圧が電源電圧の絶対値より低く、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れる期間には、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ回路４に出力するドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を、モータ駆動電流が減少する方向に変更する。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが大きくなり、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れるのを抑制することができる。
その結果、電源からモータ駆動装置に供給される電流の波形が良好なものに修正され、該モータ駆動装置の入力力率を改善することができる。

このように本実施の形態２では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に電流及び電圧を出力するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｂとを備え、インバータ制御部５ｂが、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、モータ電流が増大あるいは減少する方向にドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を変更するので、モータ駆動電流の波形を交流電源の出力電圧の波形により変調したり、モータの誘起電圧に応じたモータ駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、入力力率を改善することができ、ＩＥＣ高調波規制をクリアした効率のよいモータ駆動装置を得ることができる。

なお、この実施の形態２では、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やす方向にＰＷＭ幅を変更する第１の制御と、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、モータ２に供給する電流を減らす方向にＰＷＭ幅を変更する第２の制御とを行うものであるが、上記ドライブ信号生成部７ｂは、上記第１の制御と第２の制御のいずれか一方を行うものであってもよい。

また、この実施の形態２では、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電流である、モータに供給する電流を直接制御しているが、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電圧である、モータに供給する電圧を制御するものであってもよい。

例えば、モータ駆動装置１００ｂは、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnの波形が単相交流電源１の電圧出力の絶対値｜ｖ｜と同じ波形となるよう、モータ２に供給される電圧を制御するものであってもよい。この場合も上記実施の形態２と同様の効果がある。

（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりＤＣブラシレスモータ９を、要求される周波数で駆動するものである。

以下、上記モータ駆動装置１００ｃを構成する単相整流回路３、インバータ回路４、及びインバータ制御部５ｃについて詳しく説明する。
ここで、単相整流回路３及びインバータ回路４は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。

インバータ制御部５ｃは、ＤＣブラシレスモータ９が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａと、インバータ入力電圧検出部８と、ドライブ信号生成部７ｃとから構成されている。
ここで、電源電圧推定部６ａ及びインバータ入力電圧検出部８は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。

ドライブ信号生成部７ｃは、外部からの回転数指令ωoからインバータ回路４を構成する各スイッチング素子を通電するパルス信号のＰＷＭ幅を算出し、算出されたＰＷＭ幅を有するパルス信号を、ドライブ信号Ｓｇとして上記インバータ回路４に出力するものである。

また、このドライブ信号生成部７ｃは、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、該インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜の波形とが等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定するものである。

具体的には、該ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を進める方向にＰＷＭ幅を変更する。

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、ＤＣブラシレスモータ９の誘起電圧が高くなり、回生電流が流れ、逆にインバータ回路４の入力側にある寄生容量や、スナバ回路にあるコンデンサ、もしくは平滑用に接続されたコンデンサが充電され、これによりモータ駆動電流の位相が遅れる方向に変化していると考えられるからである。

また、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を遅らせる方向にＰＷＭ幅を変更する。

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、ＤＣブラシレスモータ９の誘起電圧が低くなり、これによりモータ電流の位相が進む方向に変化していると考えられるからである。

また、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相が変化しないよう、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。

なお、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を調整する位相調整量、つまり位相進め量あるいは位相遅延量は、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜との差分と、実際にＤＣブラシレスモータ９に流れている平均電流とから決定するのが最も簡単な方法であるが、上記位相調整量の決定は、この方法に限らず、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが等しくなるよう、これらの差電圧を位相調整量にフィードバックして、位相調整量を決める方法であってもよい。

次に動作について説明する。
この実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのものと同様に動作し、インバータ回路４からの出力によりモータ２が駆動する。

このとき、インバータ制御部５ｃでは、電源電圧推定部６ａにより電源電圧ｖの波形が推定され、また、インバータ入力電圧検出部８によりインバータ入力電圧Ｖpnが検出される。そして、該ドライブ生成部７ｃでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形と、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートに印加されるパルス信号が、上記ドライブ信号Ｓｇとして生成される。

つまり、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を進める方向にＰＷＭ幅を変更し、一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を遅らせる方向にＰＷＭ幅を変更する。また、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相が変化しないよう、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。

このようにモータに供給する電流を制御することにより、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｃに流入する電流の波形が良好なものとなり、力率が改善される。

この力率改善のメカニズムを簡単に説明すると、ＤＣブラシレスモータ９からインバータ回路４に回生電流が流れ込むと、インバータ回路４の入力側にある寄生容量が充電され、整流回路３ａの前段にある単相交流電源１の電圧の絶対値より高くなることから、インバータ回路の入力電圧が電源電圧の絶対値より高い場合は、回生電流が流れていると考えられる。従って、回生電流が流れているとされる期間では、ドライブ信号生成部７ｃは、ＤＣブラシレスモータを駆動する電流が大きくなるようその位相を進める。これによりＤＣブラシレスモータの誘起電圧が減少して、ＤＣブラシレスモータにブレーキをかける回生電流が減少することとなり、ＤＣブラシレスモータに発生するトルクを上昇させ、効率効率を高めることができる。また、上記回生電流が減少することによりインバータ回路の入力電圧は、電源電圧の絶対値と波形がほぼ等しくなり、単相交流電源とインバータ回路の間に存在する整流回路での通電期間を広げることができる。

一方、上記インバータ入力電圧が電源電圧の絶対値より低い場合には、整流回路には、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れている考えられる。従って、このようにモータの駆動に必要な電流以上の電流が流れる期間には、ドライブ信号生成部７ｃは、ＤＣブラシレスモータを駆動する電流が小さくなるようその位相を遅らせる。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが大きくなり、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れるのを抑制することができる。

その結果、電源からモータ駆動装置に供給される電流の波形が良好なものに修正され、該モータ駆動装置の入力力率を改善することができる。

次に、本実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃを用いた場合の、単相交流電源１が出力する電流波形の変化を、実験例を挙げて説明する。
図５(b)は、本実施の形態３のモータ電流の制御を行っている場合の電流波形及び電圧波形を示し、図５(a)は、上記モータ電流の制御を行っていない場合の電流波形及び電圧波形を示す。

図中、｜ｖ｜は、単相交流電源１の電圧の絶対値、Ｖpnは、インバータ回路４の入力電圧、Ｃpsは、単相交流電源１から出力される電流、Ｐmdは、ＤＣブラシレスモータ９に入力する電流の進角値である。

図５(b)及び図５(a)から分かるように、本実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃでは、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnが単相交流電源１の電圧値の絶対値｜ｖ｜より高い動作区間には、ＤＣブラシレスモータ９に入力する電流の進角値Ｐmdが大きくなっており、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnが単相交流電源１の電圧値の絶対値｜ｖ｜より低い動作区間には、ＤＣブラシレスモータ９に入力する電流の進角値Ｐmdが小さくなっている。

図５(b)では、図５(a)に比べて、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnの波形と、単相交流電源１の電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが近似したものとなり、単相交流電源１からの出力電流の通電幅も広がり、入力電圧の波形が改善されていることが分かる。

本実施の形態３では、モータ駆動装置１００ｃの入力力率は、力率０．８から０．９まで向上している。
このように本実施の形態３では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３の出力に接続され、モータ２の駆動電流を発生するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｃとを備え、インバータ制御部５ｃが、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、モータ電流の位相が進むあるいは遅れる方向に上記ＰＷＭ幅を変更するので、モータ駆動電流の波形を電源電圧の波形により変調したり、モータ誘起電圧に応じたモータ駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、ＤＣブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置の入力力率を改善することができる。これにより、ＤＣブラシレスモータを効率よく駆動することができる、簡単な回路構成のＩＥＣ高調波規制をクリアしたモータ駆動装置を得ることができる。

なお、この実施の形態３では、図５(b)に示すように、ＤＣブラシレスモータ９に入力される電流の進角値Ｐmdを矩形波状に変化させているが、モータ電流の進角値の波形は、図５(b)のものに限定されるものではなく、正弦波や三角波等の形であってもよい。

また、この実施の形態３では、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電流であるモータに供給する電流の位相を制御しているが、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電圧であるモータに供給する電圧の位相を制御するものであってもよい。この場合も、実施の形態３と同様な効果が得られる。

また、上記実施の形態３では、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流の位相を進める方向にＰＷＭ幅を変更する上記第１の制御と、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、モータ２に供給する電流の位相を遅らせる方向にＰＷＭ幅を変更する第２の制御とを行うものであるが、上記ドライブ信号生成部７ｃは、上記第１の制御と第２の制御のいずれか一方を行うものであってもよい。

（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態４のモータ駆動装置１００ｄは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりインダクションモータ１０を任意の周波数で駆動するものである。

以下、上記モータ駆動装置１００ｃを構成する単相整流回路３、インバータ回路４、及びインバータ制御部５ｄについて詳しく説明する。
ここで、単相整流回路３及びインバータ回路４は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。

インバータ制御部５ｄは、インダクションモータ１０が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａと、インバータ入力電圧検出部８と、ドライブ信号生成部７ｄとから構成されている。
ここで、電源電圧推定部６ａ及びインバータ入力電圧検出部８は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。

ドライブ信号生成部７ｄは、回転数指令ωoから、インバータ回路４を構成する各スイッチング素子を通電するパルス信号のＰＷＭ幅を算出し、該算出されたＰＷＭ幅を有するパルス信号をドライブ信号Ｓｇとして出力するものである。また、このドライブ信号生成部７ｄは、電源電圧推定部６により推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定するものである。

具体的には、該ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を小さくする方向にＰＷＭ幅を変更するものである。

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、インダクションモータ１０の誘起電圧が高くなり、回生電流が流れ、逆にインバータ回路４の入力側にある寄生容量や、スナバ回路にあるコンデンサ、もしくは平滑用に接続されたコンデンサが充電され、これによりモータ駆動電流の角速度が大きくなる方向に変化していると考えられるためである。

一方、ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を大きくする方向にＰＷＭ幅を変更するものである。

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、インダクションモータ１０の誘起電圧が低くなり、これによりモータ駆動電流の角速度が小さくなる方向に変化していると考えられるからである。

なお、ここでは、上記ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るときは、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持するものとする。

また、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度の調整量は、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜との差分と、実際にインダクションモータ１０に流れている平均電流から決定するのが最も簡単な方法であるが、角速度の調整量の決定は、この方法によらず、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜が等しい波形となるよう、これらの差電圧を角速度の調整量にフィードバックして、角速度の調整量を決定する方法であってもよい。

次に動作について説明する。
この実施の形態４のモータ駆動装置１００ｄでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのものと同様に動作し、インバータ回路４からの出力によりモータ２が駆動する。

このとき、インバータ制御部５ｄでは、電源電圧推定部６ａにより電源電圧ｖの波形が推定され、また、インバータ入力電圧検出部８によりインバータ入力電圧Ｖpnが検出される。そして、該ドライブ生成部７ｄでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖと、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートに印加されるパルス信号が、上記ドライブ信号Ｓｇとして生成される。

つまり、ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を小さくする方向にＰＷＭ幅を変更し、一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を大きくする方向にＰＷＭ幅を変更する。また、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るときは、ドライブ信号生成部７ｄは、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。
上記のようにモータに供給する電流を制御することにより、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｄに流入する電流の波形が良好なものとなる。

以下簡単に力率が改善されるメカニズムについて説明する。
つまり、インダクションモータ１０からインバータ回路４に回生電流が流れ込むと、インバータ回路４の入力側にある寄生容量が充電され、インバータ回路の入力電圧が整流回路前段の単相交流電源の電圧より高くなることから、インバータ回路の入力電圧が電源電圧の絶対値より高い場合は、回生電流が流れていると考えられる。従って、回生電流が流れているとされる期間では、ドライブ信号生成部７ｄは、インダクションモータを駆動する電流が大きくなるようその角速度を小さくする。これにより、インダクションモータに発生する誘起電圧が減少して、インダクションモータにブレーキをかける回生電流が減少することとなり、インダクションモータに発生するトルクは上昇し、モータの駆動効率が向上する。また、回生電流が減少することによりインバータ回路の入力電圧は単相交流電源の電圧の絶対値と波形がほぼ等しくなり、単相交流電源とインバータ回路の間に存在するダイオード整流回路の通電期間が延びる。

一方、上記インバータ入力電圧が電源電圧の絶対値より低い場合には、整流回路には、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れていると考えられる。従って、このようにモータの駆動に必要な電流以上の電流が流れる期間には、ドライブ信号生成部７ｄは、インダクションモータを駆動する電流が小さくなるようその角速度を大きくする。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが大きくなり、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れるのを抑制することができる。
その結果、電源からモータ駆動装置に供給される電流の波形が良好なものに修正され、該モータ駆動装置の入力力率を改善することができる。

このように本実施の形態４では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３の出力に接続され、モータ２の駆動電流を発生するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｄとを備え、インバータ制御部５ｄが、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、モータ電流の角速度が小さくなる方向あるいは大きくなる方向に上記ＰＷＭ幅を変更するので、モータ駆動電流の波形を電源電圧の波形により変調したり、モータの誘起電圧に応じたモータ駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、インダクションモータを駆動するモータ駆動装置の入力力率を改善することができる。これにより、インダクションモータを効率よく駆動することができる、簡単な回路構成のＩＥＣ高調波規制をクリアしたモータ駆動装置を得ることができる。

なお、この実施の形態４では、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電流であるモータに供給する電流の角速度を制御しているが、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電圧であるモータに供給する電圧の角速度を制御するものであってもよい。この場合も、実施の形態４と同様な効果が得られる。

また、上記実施の形態４では、ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流の角速度を小さくする方向にＰＷＭ幅を変更する第１の制御と、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、モータ２に供給する電流の角速度を大きくする方向にＰＷＭ幅を変更する第２の制御とを行うものであるが、該ドライブ信号生成部７ｄは、上記第１の制御と第２の制御のいずれか一方を行うものであってもよい。

（実施の形態５）
図７は、本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅは、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相交流回路３に接続され、モータに駆動電流及び駆動電圧を出力するインバータ回路４と、該インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｅとを備えたものである。

ここで、上記単相整流回路３及びインバータ回路４は実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。上記インバータ制御部５ｅは、実施の形態２のインバータ制御部５ａにおける電源電圧推定部６ａに代えて、単相交流電源１のゼロクロスタイミングを用いて電源電圧ｖを推定する電源電圧推定部６ｅを備えたものである。なお、上記インバータ制御部５ｅのインバータ入力電圧検出部８及びドライブ信号生成部７ｂは、実施の形態２のものと同一のものである。

以下、上記電源電圧推定部６ｅについて説明する。
この電源電圧推定部６ｅを構成するゼロクロス検出回路１１は、単相交流電源１のゼロクロスのタイミングを検知するものである。具体的には、この電源電圧推定部６ｅには、電源電圧を抵抗分圧する抵抗回路と、該抵抗回路の出力に接続されたフォトカップラとを有し、フォトカップラの出力に基づいて、電源電圧の全波整流した矩形波を得、該矩形波の立ち上がり及び立下りをゼロクロスタイミングとして検知するものが考えられる。

但し、このようにフォトカップラを利用するものでは、実際の電源電圧のゼロクロスタイミングではなく、電源電圧がフォトカップラに電流が流れる最小の電圧レベルとなるタイミングを検知する場合がある。このような場合には、フォトカップラの出力の１つの立ち上がりタイミングと、その次の立ち上がりタイミングとから、単相電源１の電圧の周期を取得するとともに、立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングとから単相電源１の電圧がピークレベルとなるタイミングを取得することにより、電源電圧の周期と、立ち上がりタイミングあるいは立下りタイミングとから正しいゼロクロスタイミングを得ることができる。

上記電源電圧推定部６ｅは、ゼロクロス検出回路１１により検出されたゼロクロスタイミングと、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnの波高値とから、電源電圧１から出力される正弦波電圧ｖを推定するものである。この場合、何らかの影響で電源電圧の振幅値が変化した場合でも、正確に電源電圧を推定することができ、精度の高い制御を提供することができる。

次に動作について説明する。
このような構成の実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態２と同様に動作する。
そして、上記電源電圧推定部６ｅでは、ゼロクロス検出回路１１により電源電圧のゼロクロスタイミングが検出され、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnの波高値と、該検出された電源電圧のゼロクロスタイミングとから、電源電圧の波形が推定される。

すると、ドライブ信号生成部７ｂでは、実施の形態２と同様、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形と、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、インバータ回路のスイッチング素子４１〜４６に印加されるパルス信号のＰＷＭ幅が決定され、決定されたＰＷＭ幅を有するパルス信号が上記ドライブ信号Ｓｇとして出力される。

このように本実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅでは、上記電源電圧推定部１１を、上記単相交流電源１のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出回路を備え、上記ゼロクロス検出回路が検出したゼロクロスタイミングから上記単相交流電源の電圧を推定するものとしたので、実施の形態２の効果に加えて、電源電圧のモニター信号をＡＤ変換するＡＤ変換器等といった高価な部品を用いることなく、容易に単相交流電源の電圧波形を推定することができる効果がある。

なお、上記実施の形態５では、モータ駆動装置１００ｅは、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂの電源電圧推定部６ａに代えて、単相交流電源１のゼロクロスタイミングを用いて電源電圧ｖを推定する電源電圧推定部６ｅを備えたものであるが、このような電源電圧推定部６ｅを備えたモータ駆動装置は、実施の形態２のものに限らず、実施の形態３あるいは４のモータ駆動装置であってもよい。

また、上記実施の形態５では、上記電源電圧推定部６ｅは、ゼロクロスタイミングと、インバータ入力電圧Ｖpnの波高値とから、電源電圧の波形を推定するものとしているが、上記電源電圧推定部６ｅは、ゼロクロスタイミングと、単相交流電源１の既知の電圧波高値とから、電源電圧の波形を推定するものであってもよい。このような電源電圧推定部６ｅを備えたモータ駆動装置は、実施の形態２のものに限らず、実施の形態１，３あるいは４のいずれのモータ駆動装置であってもよい。

（実施の形態６）
図８は、本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆは、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相交流回路３に接続され、モータに駆動電流及び駆動電圧を出力するインバータ回路４と、該インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｆとを備えたものである。

ここで、上記単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。上記インバータ制御部５ｆは、実施の形態２のインバータ制御部５ａにおける電源電圧推定部６ａに代えて、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnを用いて、電源電圧の波形を推定する電源電圧推定部６ｆを備えたものである。また、上記インバータ制御部５ｆのインバータ入力電圧検出部８及びドライブ信号生成部７ｂは、実施の形態２のものと同一のものである。

以下、上記電源電圧推定部６ｆについて説明する。
電源電圧検出部６ｆは、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnの波高値（ピークレベル）をとるタイミングから、電源電圧の波高値（ピークレベル）をとるタイミングを推測し、そのタイミングと、インバータ入力電圧の波高値とから、電源電圧の波形である正弦波電圧を推定するものである。

次に動作について説明する。
このような構成の実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態２と同様に動作する。

そして、上記電源電圧推定部６ｆでは、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnに基づいて、その波高値（ピークレベル）をとるタイミングが検出され、該検出されたタイミングから、電源電圧の波高値（ピークレベル）をとるタイミングが推測され、該推定された、電源電圧がピークレベルとなるタイミングと、インバータ入力電圧の波高値とから、電源電圧の波形である正弦波電圧の波形が推定される。

すると、ドライブ信号生成部７ｂでは、実施の形態２と同様、外部からの回転数指令ωoと、上記推定された電源電圧ｖの波形と、上記インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、インバータ回路のスイッチング素子４１〜４６に印加されるパルス信号のＰＷＭ幅が決定され、決定されたＰＷＭ幅を有するパルス信号が、インバータ回路４のドライブ信号Ｓｇとして出力される。

このように本実施の形態６では、電源電圧推定部６ｆを、インバータ入力電圧検出部により検出されたインバータ入力電圧に基づいて、インバータ入力電圧が最大値をとるタイミングを検出し、該検出されたタイミングと、そのときのインバータ入力電圧の値とから、上記単相交流電源の電圧を推定するものとしたので、実施の形態２の効果に加えて、電源電圧のモニターを行う回路などを不要として、部品点数の少ない回路構成により、容易に単相交流電源の電圧波形を推定することができる効果がある。

なお、この実施の形態６では、電源電圧検出部６ｆは、インバータ入力電圧Ｖpnの波高値（ピークレベル）をとるタイミングと、インバータ入力電圧の波高値とから、電源電圧の波形を推定するものであるが、この電源電圧検出部６ｆは、インバータ入力電圧Ｖpnの波高値（ピークレベル）をとるタイミングと、単相交流電源１の既知の電圧波高値とから、電源電圧の波形を推定するものであってもよい。

また、上記実施の形態６では、モータ駆動装置１００ｆは、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂの電源電圧推定部６ａに代えて、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnを用いて電源電圧の波形を推定する電源電圧推定部６ｆを備えたものであるが、このような電源電圧推定部６ｆを備えたモータ駆動装置は、実施の形態２のものに限らず、実施の形態３あるいは４のモータ駆動装置であってもよい。

（実施の形態７）
図９は、本発明の実施の形態７によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの単相整流回路３の出力側に、モータからの回生電流を充電する小容量のコンデンサ１２を付加したものであり、該コンデンサ１２は上記単相整流回路３の一方の出力端子３ａと他方の出力端子３ｂとの間に接続されている。

この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇのその他の構成は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同一である。

ここで、上記コンデンサ１２の容量は、モータ回生電流による装置の損傷が回避される程度の容量にすればよい。例えば、モータ制御装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを制御するものである場合は、上記コンデンサ１２の容量は、０．１Ｆ〜５０μＦ程度でよい。この値は、モータのインダクタンスの容量、インバータ入力電圧に対して許容される最大変動量、及びモータに流す電流の最大値から求められる最小の限界値である。なお、このコンデンサ１２の容量は、図１１に示す従来のモータ駆動装置１００における平滑コンデンサ１２ａの容量と比べると、１０００分の１程度の小さいものである。

つまり、モータに最大電流が流れているときにモータが保持しているエネルギーは、モータ内部のインダクタンスの容量から求められる。そして、そのエネルギーがモータ回生電流としてコンデンサに与えられたときに発生するコンデンサの端子電圧の上昇をどの程度まで許容できるかに基づいて、上記コンデンサの容量が決定される。

具体的には、モータに流す最大電流をＩm、モータ内部のインダクタンスをＬm、コンデンサ端子電圧の上昇許容電圧値をＶmとすると、上記コンデンサの容量Ｃmは、Ｃm＞Ｌm・Ｉm・Ｉm／Ｖm／Ｖmで決定される。

次に動作について説明する。
この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇでは、単相整流回路３，インバータ回路４，インバータ制御部５ａは、実施の形態１のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態１と異なる動作について説明する。

モータ２の停止時やインバータ回路４のスイッチング動作が停止した時には、モータ２に流れている電流がインバータ回路４の入力側に回生される。その回生電流が大きいと、インバータ回路４の入力側電圧が過大電圧となって、モータ駆動装置が損傷する場合が発生する。

この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇでは、図９に示すように、単相整流回路３の出力側、つまりインバータ回路４の入力側にコンデンサ１２が付加されているので、モータ２の停止時などには、モータ２からの回生電流が上記コンデンサ１２に充電されることとなり、上記回生電流によるインバータ回路４の入力側電圧の上昇を抑えることができる。

これにより、モータ停止時などに発生するモータ回生電流によりモータ駆動装置が損傷を受けるのを防止することができ、より安全なモータ制御装置を実現することができる。

このように本実施の形態７では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３ａの出力側に、上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを付加したので、実施の形態１の効果に加えて、モータの停止時やインバータ回路のスイッチング動作が停止した時に発生するインバータ入力電圧の上昇を抑えることができ、素子等の破壊を防ぐ効果がある。

なお、上記実施の形態７では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３の出力側に上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを付加したものを示したが、このようなコンデンサを付加したモータ駆動装置は、実施の形態１のものに限らず、実施の形態２ないし６のいずれのモータ駆動装置であってもよい。

（実施の形態８）
図１０は、本発明の実施の形態８によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの単相整流回路３と、単相交流電源１３との間にインダクタ１３を挿入したものであり、該インダクタ１３は、単相交流電源１と単相整流回路３との間に直列に接続されている。
そして、この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈのその他の構成は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同一である。

ここで、上記インダクタ１３の値は、インバータ回路のスイッチング動作に伴って発生するスイッチング電流ノイズを除去し、電源電流の波形が歪まない程度の値にすればよい。例えば、モータ駆動装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動するものである場合は、インダクタ１３の値は、０．０１ｍＨから４．０ｍＨ程度でよい。この値は、インバータ回路４でのキャリア周波数の逆数に比例した値となり、キャリア成分の高調波が抑制できるように決定される。なお、このインダクタ１３の値は、従来のモータ駆動装置で用いられる力率改善用リアクトルとして用いられるインダクタの値と比べると、１０００分の１程度の小さいものである。

具体的には、減衰させたい量を−X［ｄB］、円周率をπ、キャリア周波数をｆ［Hz］とした場合、上記インダクタの値Ｌrは、１０×ｌｏｇ（２×π×ｆ×Ｌr）＞Ｘを満たす値に決定される。

次に動作について説明する。
この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈでは、単相整流回路３，インバータ回路４，インバータ制御部５ａは、実施の形態１のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態１と異なる動作について説明する。
単相交流電源１の出力電流は、インバータ回路４のスイッチング動作の影響を受け、スイッチング電流がノイズとして重畳される。

この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈでは、図１０に示すように、単相交流電源１と単相整流回路３との間に挿入されたインダクタ１３により、インバータ回路４で発生したノイズが遮断されることとなって、電源の出力電流に重畳される電源スイッチングノイズが低減される。これにより単相交流電源１の出力電流の波形が歪むのが抑制され、入力電流の力率が改善される。

このように本実施の形態８では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３の入力と単相交流電源１との間に、上記インバータ回路４で発生したノイズを遮断するインダクタ１３を挿入したので、実施の形態１の効果に加えて、単相交流電源１の出力に重畳されるスイッチングノイズを低減することができ、これにより入力電流の力率を高め、電流波形を改善することができる効果がある。

なお、上記実施の形態８では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３と単相交流電源１との間に、インバータ回路４で発生したノイズを遮断するインダクタ１３を挿入したものを示したが、このようなインダクタを有するモータ駆動装置は、実施の形態１のものに限らず、実施の形態２ないし６のいずれのモータ駆動装置であってもよい。

また、上記実施の形態７では、モータ駆動装置は、モータ駆動装置を構成する単相整流回路の出力側にコンデンサを付加したもの、上記実施の形態８では、モータ駆動装置は、モータ駆動装置を構成する単相整流回路と、電源との間にコンデンサを挿入したものとしているが、モータ駆動装置は、上記コンデンサとインダクタの両方を備えたものであってもよい。

この場合は、インダクタとコンデンサとからなる直列接続回路が形成されるため、共振現象が発生することがある。この共振周波数は一般的に知られるように１／２π√（ＬＣ）であり、インダクタとコンデンサの容量で決まる。従って、共振周波数が、電源に対する高調波規制の対象となる周波数よりも高くなるよう、インダクタとコンデンサの容量を決定すれば、より発生ノイズの少ないモータ制御装置を提供することができる。

さらに、本発明の各実施の形態のモータ駆動装置は、空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動制御するものに限らず、インバータ回路を使用してモータを駆動制御するものであればどのような機器のモータを駆動制御するものであってもよい。

例えば、上記各実施の形態のモータ駆動装置を適用可能な機器は、モータ及びその駆動電流を発生するインバータ回路を搭載した、冷蔵庫，電気洗濯機，電気乾燥機，電気掃除機，送風機等の機器がある。いずれの機器についても、インバータ回路を小型化、軽量化することで、設計の自由度が高く、安価な機器を提供することができる等、効用は計り知れない。

以下、実施の形態１のモータ及びモータ駆動装置を用いた機器である空気調和機，冷蔵庫，電気洗濯機，送風機，電気掃除機，電気乾燥機，ヒートポンプ給湯器について具体的に説明する。

（実施の形態９）
図１２は本発明の実施の形態９による空気調和機を説明するブロック図である。
この実施の形態９の空気調和機２５０は、室内機２５５及び室外機２５６を有し、冷暖房を行う空気調和機である。

この空気調和機２５０は、冷媒を室内機２５５と室外機２５６の間で循環させる圧縮機２５０ａと、電圧源１を入力とし、該圧縮機２５０ａのモータを駆動するモータ駆動装置２５０ｂとを有している。ここで、電圧源１，圧縮機２５０ａのモータ，及びモータ駆動装置２５０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

また、上記空気調和機２５０は、冷媒循環経路を形成する四方弁２５４，絞り装置２５３，室内側熱交換器２５１及び室外側熱交換器２５２を有している。ここで、室内側熱交換器２５１は上記室内機２５５を構成しており、絞り装置２５３，室外側熱交換器２５２，圧縮機２５０ａ，四方弁２５４及びモータ駆動装置２５０ｂは上記室外機２５６を構成している。

上記室内側熱交換器２５１は、熱交換の能力を上げるための送風機２５１ａと、該熱交換器２５１の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５１ｂとを有している。上記室外側熱交換器２５２は、熱交換の能力を上げるための送風機２５２ａと、該熱交換器２５２の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５２ｂとを有している。

そして、この実施の形態９では、上記室内側熱交換器２５１と室外側熱交換器２５２との間の冷媒経路には、圧縮機２５０ａ及び四方弁２５４が配置されている。つまりこの空気調和機２５０は、冷媒が矢印Ａの方向に流れ、室外側熱交換器２５２を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、該圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室内側熱交換器２５１へ供給される状態と、冷媒が矢印Ｂの方向に流れ、室内側熱交換器２５１を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室外側熱交換器２５２へ供給される状態とが、上記四方弁２５４により切り替えられるものである。

また、上記絞り装置２５３は、循環する冷媒の流量を絞る絞り作用と、冷媒の流量を自動調整する弁の作用とをあわせ持つものである。つまり、絞り装置２５３は、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器から蒸発器へ送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器に必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

なお、上記室内側熱交換器２５１は暖房運転では凝縮器として、冷房運転では蒸発器として動作するものであり、上記室外側熱交換器２５２は、暖房運転では蒸発器として、冷房運転では凝縮器として動作するものである。凝縮器では、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスは、送り込まれる空気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。これは、冷媒が大気中に熱を放熱して液化することと等しい。また、蒸発器には絞り装置２５３で低温低圧となった液冷媒が流れ込む。この状態で蒸発器に部屋の空気が送り込まれると、液冷媒は空気から大量の熱を奪って蒸発し、低温低圧のガス冷媒に変化する。蒸発器にて大量の熱を奪われた空気は空調機の吹きだし口から冷風となって放出される。

そして、この空気調和機２５０では、空気調和機の運転状態、つまり空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいてモータの指令回転数が設定され、モータ駆動装置２５０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて圧縮機２５０ａのモータの回転数を制御する。

次に動作について説明する。
この実施の形態９の空気調和機２５０では、モータ駆動装置２５０ｂから圧縮機２５０ａに駆動電圧が印加されると、冷媒循環経路内で冷媒が循環し、室内機２５５の熱交換器２５１及び室外機２５６の熱交換器２５２にて熱交換が行われる。つまり、上記空気調和機２５０では、冷媒の循環閉路に封入された冷媒を圧縮機２５０ａにより循環させることにより、冷媒の循環閉路内に周知のヒートポンプサイクルが形成される。これにより、室内の暖房あるいは冷房が行われる。

例えば、空気調和機２５０の暖房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ａで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は凝縮器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により熱を放出する。これにより室内が暖められる。

逆に、空気調和機２５０の冷房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ｂで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は蒸発器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により周辺空気の熱を吸収する。これにより室内が冷やされる。

ここで、空気調和機２５０では、空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいて指令回転数が決定され、実施の形態１と同様、該指令回転数に基づいて、モータ駆動装置２５０ｂにより、圧縮機２５０ａのモータの回転数が制御される。これにより、空気調和機２５０では、快適な冷暖房が行われる。

このように本実施の形態９の空気調和機２５０では、圧縮機２５０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより空気調和機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては空気調和機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１０）
図１３は本発明の実施の形態１０による冷蔵庫を説明するブロック図である。
この実施の形態１０の冷蔵庫２６０は、圧縮機２６０ａ，モータ駆動装置２６０ｂ，凝縮器２６１，冷蔵室蒸発器２６２，及び絞り装置２６３から構成されている。

ここで、圧縮機２６０ａ，凝縮器２６１，絞り装置２６３，及び冷蔵室蒸発器２６２は、冷媒循環経路を形成するものであり、モータ駆動装置２６０ｂは、電圧源１を入力とし、上記圧縮機２６０ａの駆動源であるモータを駆動するものである。なお、上記電圧源１、圧縮機２６０ａのモータ及びモータ駆動装置２６０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の単相交流電源１，モータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

絞り装置２６３は、上記実施の形態９の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器２６１から送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、冷蔵室蒸発器２６２に、必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

凝縮器２６１は、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスを凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。該凝縮器２６１に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。

冷蔵室蒸発器２６２は、低温の冷媒液を蒸発させて冷蔵庫内の冷却を行うものである。この冷蔵室蒸発器２６２は、熱交換の効率を上げるための送風機２６２ａと、庫内の温度を検出する温度センサ２６２ｂとを有している。

そして、この冷蔵庫２６０では冷蔵庫の運転状態、つまり冷蔵庫に対して設定された目標温度、及び冷蔵庫内の温度に基づいて指令回転数が設定され、モータ駆動装置２６０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて、圧縮機２６０ａのモータの回転数を制御する。

次に動作について説明する。
この実施の形態１０の冷蔵庫２６０では、モータ駆動装置２６０ｂから圧縮機２６０ａのモータに駆動電圧Ｖｄが印加されると、圧縮機２６０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が矢印Ｃの方向に循環し、凝縮器２６１及び冷蔵室蒸発器２６２にて熱交換が行われる。これにより、冷蔵庫内が冷却される。

つまり、凝縮器２６１で液状となった冷媒は、絞り装置２６３にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒液となる。そして、冷蔵室蒸発器２６２へ低温の液冷媒が送り込まれると、冷蔵室蒸発器２６２では、低温の冷媒液が蒸発して、冷蔵庫内の冷却が行われる。このとき、冷蔵室蒸発器２６２には、送風機２６２ａにより強制的に冷蔵室内の空気が送り込まれており、冷蔵室蒸発器２６２では、効率よく熱交換が行われる。

また、この実施の形態１０の冷蔵庫２６０では、該冷蔵庫２６０に対して設定された目標温度及び冷蔵庫内の室温に応じて指令回転数が設定され、該モータ駆動装置２６０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて圧縮機２６０ａのモータの回転数を制御する。これにより、冷蔵庫２６０では、冷蔵庫内の温度が目標温度に維持される。

このように本実施の形態１０の冷蔵庫２６０では、圧縮機２６０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより冷蔵庫におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては冷蔵庫を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１１）
図１４は本発明の実施の形態１１による電気洗濯機を説明するブロック図である。
この実施の形態１１の電気洗濯機２７０は、洗濯機外枠２７１を有し、該洗濯機外枠２７１内には外槽２７３が吊り棒２７２により吊り下げられている。該外槽２７３内には、回転自在に洗濯兼脱水槽２７４が配設され、該洗濯兼脱水槽２７４の底部には、攪拌翼２７５が回転自在に取り付けられている。

上記洗濯機外枠２７１内の、外槽２７３下側のスペースには、洗濯兼脱水槽２４及び攪拌翼２７５を回転させるモータ２７６が配置され、また、洗濯機外枠２７１には、外部の電圧源１を入力とし、上記モータ２７６を駆動するモータ駆動装置２７７が取り付けられている。

ここで、上記電圧源１，モータ２７６，及びモータ駆動装置２７７はそれぞれ、実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものであり、上記モータ駆動装置２７７には、電気洗濯機２７０の動作を制御するマイクロコンピュータ（図示せず）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す回転数指令が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１１の電気洗濯機２７０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、モータ駆動装置２７７に回転数指令が入力され、モータ駆動装置２７７からモータ２７６に駆動電圧が印加される。すると、モータ２７６の駆動により、攪拌翼２７５あるいは洗濯兼脱水槽２７４が回転して、洗濯兼脱水槽２７４内の衣服等などの洗濯や脱水が行われる。

このとき、この実施の形態１１の電気洗濯機２７０では、マイクロコンピュータからの回転数指令が示す指令回転数に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２７７によりモータの回転数が制御される。これにより、電気洗濯機２７０では、洗濯物の量や汚れに応じた動作が行われる。

このように本実施の形態１１の電気洗濯機２７０では、動力源であるモータ２７６を駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより電気洗濯機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気洗濯機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１２）
図１５は本発明の実施の形態１２による送風機を説明するブロック図である。
この実施の形態１２の送風機２８０は、ファン２８１と、該ファン２８１を回転駆動するモータ２８２と、電圧源１を入力とし、上記モータ２８２を駆動するモータ駆動装置２８３とを有している。

ここで、上記電圧源１，上記モータ２８２，及びモータ駆動装置２８３はそれぞれ、実施の形態１の単相交流電源１，モータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものであり、上記モータ駆動装置２８３には、送風機２８０の動作を制御するマイクロコンピュータから、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す回転数指令が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１２の送風機２８０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、モータ駆動装置２８３に回転数指令が入力され、モータ駆動装置２８３からモータ２８２に駆動電圧が印加される。すると、モータ２８２の駆動によりファン２８１が回転し、送風が行われる。

このとき、この実施の形態１２の送風機２８０では、マイクロコンピュータからの回転数指令に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２８３によりモータ２８２の出力が制御される。これにより、送風機２８０では、送風量や風の強さの調整が行われる。

このように本実施の形態１２の送風機２８０では、動力源であるモータ２８２を駆動するモータ駆動装置として、、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより送風機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては送風機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１３）
図１６は本発明の実施の形態１３による電気掃除機を説明するブロック図である。
この実施の形態１３の電気掃除機２９０は、底面に吸引口が形成された床用吸込具２９７と、空気を吸引する掃除機本体２９０ａと、一端が床用吸込具２９７に、その他端が掃除機本体に接続された吸塵ホース２９６とを有している。

上記掃除機本体２９０ａは、前面の一部に吸塵ホース２９６の他端が開口した集塵室２９５と、該集塵室２９５の背面側に配置された電動送風機２９１とから構成されている。
電動送風機２９１は、該集塵室２９５の背面に対向するよう配置されたファン２９２と、該ファンを回転させるモータ２９３と、電圧源１を入力とし、該モータ２９３を駆動するモータ駆動装置２９４とから構成され、ファン２９２の回転により上記空気の吸引が行われるよう送風を行うものである。

ここで、上記電圧源１，モータ２９３，及びモータ駆動装置２９４はそれぞれ、実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものであり、上記モータ駆動装置２９４には、電気掃除機２９０の動作を制御するマイクロコンピュータから、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す回転数指令が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１３の電気掃除機２９０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、モータ駆動装置２９４に回転数指令が入力され、モータ駆動装置２９４からモータ２９３に駆動電圧が印加される。すると、モータ２９３の駆動によりファン２９２が回転し、掃除機本体２９０ａ内で吸引力が発生する。この掃除機本体２９０ａで発生した吸引力はホース２９６を介して床用吸込具２９７の底面に設けた吸引口（図示せず）に作用し、床用吸込具２９７の吸引口から被掃除面の塵埃が吸引され、掃除機本体２９０ａの集塵室２９５に集塵される。

このとき、この実施の形態１３の電気掃除機２９０では、マイクロコンピュータからの回転数指令に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２９４によりモータ２９３の回転数が制御される。これにより、電気掃除機２９０では、吸引力の強さの調整が行われる。

このように本実施の形態１３の電気掃除機２９０では、動力源であるモータ２９３を駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより電気掃除機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気掃除機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１４）
図１７は本発明の実施の形態１４による電気乾燥機を説明するブロック図である。
この実施の形態１４の電気乾燥機３６０は、圧縮機３６０ａ，モータ駆動装置３６０ｂ，凝縮器３６１，蒸発器３６２，及び絞り装置３６３から構成されている。

ここで、圧縮機３６０ａ，凝縮器３６１，絞り装置３６３，及び蒸発器３６２は、冷媒循環経路を形成するものであり、モータ駆動装置３６０ｂは、電圧源１を入力とし、上記圧縮機３６０ａの駆動源であるモータを駆動するものである。なお、上記電圧源１、圧縮機３６０ａのモータ及びモータ駆動装置３６０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の単相交流電源１，モータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

絞り装置３６３は、上記実施の形態９の空気調和機の２５０の絞り装置２５３と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器３６１から送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器３６２に、必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

凝縮器３６１は、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスを凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。該凝縮器３６１に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。

蒸発器３６２は、低温の冷媒液を蒸発させて乾燥機内の除湿を行うものである。この蒸発器３６２は、除湿の効率を上げるための送風機３６２ａを有している。

そして、この乾燥機３６０では、モータ駆動装置３６０ｂは、乾燥機の運転状態、つまり乾燥機に対して設定された除湿度、及び乾燥機内の湿度に基づいて、圧縮機３６０ａのモータの出力を制御する。

次に動作について説明する。
この実施の形態１４の電気乾燥機３６０では、モータ駆動装置３６０ｂから圧縮機３６０ａのモータに駆動電圧Ｖｄが印加されると、圧縮機３６０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が矢印Ｅの方向に循環し、凝縮器３６１及び蒸発器３６２にて熱交換が行われる。これにより、乾燥機内の除湿が行われる。

つまりこの電気乾燥機３６０では、凝縮器３６１で液状となった冷媒は、絞り装置３６３にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒液となる。そして、蒸発器３６２へ低温の液冷媒が送り込まれると、蒸発器３６２では、低温の冷媒液が蒸発して、乾燥機内の除湿が行われる。具体的には、乾燥機内の湿り空気がその露点温度以下まで冷却され、水分が凝縮水として除去された空気が再加熱(再熱)される。このとき、蒸発器には、送風機により強制的に乾燥機内の空気が送り込まれており、蒸発器では、効率よく熱交換が行われて除湿される。

このように本実施の形態１４の電気乾燥機３６０では、圧縮機３６０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより電気乾燥機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気乾燥機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

（実施の形態１５）
図１８は本発明の実施の形態１５によるヒートポンプ給湯器を説明するブロック図である。
この実施の形態１５のヒートポンプ給湯器３８０は、供給された水を加熱して温水を排出する冷凍サイクル装置３８１ａと、冷凍サイクル装置３８１ａから排出された温水を貯める貯湯槽３８１ｂと、これらを連結する水配管３８６ａ，３８６ｂ，３８７ａ，及び３８７ｂとを有している。

上記冷凍サイクル装置３８１ａは、冷媒循環経路を形成する圧縮機３８０ａ，空気熱交換器３８２，絞り装置３８３，及び水熱交換器３８５を有するとともに、電圧源１を入力とし、該圧縮機３８０ａのモータを駆動するモータ駆動装置３８０ｂを有している。

ここで、上記電圧源１，圧縮機３８０ａのモータ，及びモータ駆動装置３８０ｂは、それぞれ実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。

絞り装置３８３は、上記実施の形態９の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、水熱交換器３８５から空気熱交換器３８２へ送り出された液冷媒の流量を絞って、該液冷媒を膨張させるものである。

水熱交換器３８５は、冷凍サイクル装置３８１ａに供給された水を加熱する凝縮器であり、加熱された水の温度を検出する温度センサ３８５ａを有している。空気熱交換器３８２は、周辺雰囲気から熱を吸収する蒸発器であり、熱交換の能力を上げるための送風機３８２ａと、該周辺温度を検出する温度センサ３８２ｂとを有している。

なお、図中、３８４は、上記冷媒を、圧縮機３８０ａ，水熱交換器３８５，絞り装置３８３，及び空気熱交換器３８２により形成される冷媒循環経路に沿って循環させる冷媒配管である。該冷媒配管３８４には、圧縮機３８０ａから吐出された冷媒を、水熱交換器３８５及び絞り装置３８３をバイパスして空気熱交換器３８２に供給する除霜バイパス管３８４ａが接続されており、該バイパス管３８４ａの一部には除霜バイパス弁３８４ｂが設けられている。

上記貯湯槽３８１ｂは、水あるいは温水を貯める貯湯タンク３８８を有している。該貯湯タンク３８８の受水口３８８c1には、該貯湯タンク３８８内へ水を外部から供給する給水配管３８８ｃが接続され、上記貯湯タンク３８８の湯出口３８８d1には、該貯湯タンク３８８から浴槽へ湯を供給する浴槽給湯管３８８ｄが接続されている。また、上記貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａには、該タンク３８８に貯められた湯を外部に供給する給湯管３８９が接続されている。

上記貯湯タンク３８８と冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５とは、配管３８６ａ，３８６ｂ，３８７ａ，及び３８７ｂにより接続されており、貯湯タンク３８８と水熱交換器３８５との間には水の循環路が形成されている。

ここで、水配管３８６ｂは、水を貯湯タンク３８８から水熱交換器３８５へ供給する配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出口３８８ｂに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７b1を介して、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂに接続されている。また、この水配管３８６ｂの一端側には、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水を排出するための排水弁３８８b1が取り付けられている。上記水配管３８６ａは、水を水熱交換器３８５から貯湯タンク３８８へ戻す配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７a1を介して水熱交換器３８５の排出側配管３８７ａに接続されている。
そして、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂの一部には、上記水循環路内で水を循環させるポンプ３８７が設けられている。

さらに、この給湯器３８０では、給湯器の運転状態、つまり給湯器に対して設定された温水の目標温度、貯湯槽３８１ｂから冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５ａに供給される水の温度、及び外気温に基づいて、圧縮機３８０ａのモータの指令回転数が決定され、モータ駆動装置３８０ｂは、指令回転数に基づいて圧縮機３８０ａのモータに要求されるモータ出力を決定する。

次に動作について説明する。
圧縮機３８０ａのモータにモータ駆動装置３８０ｂから駆動電圧Ｖｄが印加され、圧縮機３８０ａが駆動すると、圧縮機３８０ａにより圧縮された高温冷媒は、矢印Ｆが示す方向に循環し、つまり冷媒配管３８４を通り、水熱交換器３８５に供給される。また、水循環路のポンプ３８７が駆動すると、貯湯タンク３８８から水が水熱交換器３８５に供給される。

すると、水熱交換器３８５では、冷媒と貯湯タンク３８８から供給された水との間で熱交換が行われ、熱が冷媒から水へ移動する。つまり供給された水が加熱され、加熱された水は、貯湯タンク３８８へ供給される。このとき、加熱された水の温度は凝縮温度センサ３８５ａにて監視されている。

また、水熱交換器３８５では、冷媒は上記熱交換により凝縮し、凝縮した液冷媒は、その流量が絞り装置３８３により絞られることにより膨張し、空気熱交換器３８２に送り込まれる。この給湯器３８０では、該空気熱交換器３８２は、蒸発器として働く。つまり、該空気熱交換器３８２は、送風機３８２ａにより送り込まれた外気から熱を吸収し、低温の冷媒液を蒸発させる。このとき、上記空気熱交換器３８２の周辺雰囲気の温度は温度センサ３８２ｂにより監視されている。

また、冷凍サイクル装置３８１ａでは、空気熱交換器３８２に霜がついた場合は、除霜バイパス弁３８４ｂが開き、高温の冷媒が除霜バイパス路３８４ａを介して空気熱交換器３８２に供給される。これにより空気熱交換器３８２の除霜が行われる。

一方、貯湯槽３８１ｂには、冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５から温水が配管３８７ａ及び３８６ａを介して供給され、供給された温水が貯湯タンク３８８に貯められる。貯湯タンク３８８内の温水は、必要に応じて、給湯管３８９を通して外部に供給される。特に、浴槽へ給湯する場合は、貯湯タンク内の温水は浴槽用給湯管３８８ｄを通して浴槽に供給される。
また、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水の貯蓄量が一定量以下となった場合には、外部から給水管３８８ｃを介して水が補給される。

そして、この実施の形態１０の給湯器３８０では、モータ駆動装置３８０ｂにより、該給湯器３８０に対して設定された温水の目標温度、水熱交換機３８５ａに供給される水の温度、及び外気温に基づいてモータの指令回転数が決定され、実施の形態１と同様、該指令回転数に基づいて、モータ駆動装置３８０ｂにより圧縮機３８０ａのモータの回転数が制御される。これにより、給湯器３８０では、目標温度の温水の供給が行われる。

このように本実施の形態１５のヒートポンプ給湯器３８０では、圧縮機３８０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これによりヒートポンプ給湯器におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいてはヒートポンプ給湯器を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。

なお、上記実施の形態９から１５では、動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置は、実施の形態１のモータ駆動装置と同一のものとしているが、実施の形態９ないし１５の機器のモータ駆動装置は、実施の形態２ないし８のいずれかのモータ駆動装置と同一のものであってもよい。

本発明に係るモータ駆動装置は、モータの駆動電流の波形を変調したり、モータに出力する駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、入力力率を改善することができるものであり、インダクションモータ、ＤＣブラシレスモータ、リラクタンスモータなどのモータ駆動装置として極めて有用なものである。

本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置１００ａを説明するブロック図である。 上記実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの動作を説明する図であり、実施の形態１のモータ駆動電流の制御を行っていない場合の電流波形及び電圧波形を示している。 上記実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの動作を説明する図であり、実施の形態１のモータ駆動電流の制御を行っている場合の電流波形及び電圧波形を示している。 本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置１００ｂを説明するブロック図である。 本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置１００ｃを説明するブロック図である。 上記実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃの動作を説明する図であり、実施の形態３のモータ電流波形の制御を行っていない場合の電流波形及び電圧波形を示している。 上記実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃの動作を説明する図であり、実施の形態３のモータ駆動電流の制御を行っている場合の電流波形及び電圧波形を示している。 本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置１００ｄを説明するブロック図である。 本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置１００ｅを説明するブロック図である。 本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置１００ｆを説明するブロック図である。 本発明の実施の形態７によるモータ駆動装置１００ｇを説明するブロック図である。 本発明の実施の形態８によるモータ駆動装置１００ｈを説明するブロック図である。 従来のモータ駆動装置を説明するブロック図である。 本発明の実施の形態９による空気調和機２５０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１０による冷蔵庫２６０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１１による電気洗濯機２７０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１２による送風機２８０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１３による電気掃除機２９０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１４による電気乾燥機３６０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１５によるヒートポンプ給湯器３８０を説明する模式図である。

符号の説明

１ 単相交流電源
２ モータ
３ 単相整流回路
３ａ，３ｂ，４ａ，４ｂ，４ｃ 出力ノード
３ｃ，３ｄ 入力ノード
４ インバータ回路
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ インバータ制御部
６ａ，６ｅ，６ｆ 電源電圧推定部
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ ドライブ信号生成部
８ インバータ入力電圧検出部
９ ＤＣブラシレスモータ
１０ インダクションモータ
１１ ゼロクロス検出回路
１２ コンデンサ
１３ インダクタ
３１〜３４，５１〜５６ ダイオード
４１〜４６ スイッチング素子
１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ，１００ｆ，１００ｇ，１００ｈ モータ駆動装置
２５０ 空気調和機
２５０ａ，２６０ａ，３６０ａ，３８０ａ 圧縮機
２５０ｂ，２６０ｂ，２７７，２８３，２９４，３６０ｂ，３８０ｂ モータ駆動制御部
２５１ 室内側熱交換器
２５１ａ，２５２ａ，２６２ａ，２８０，３６２ａ，３８２ａ 送風機
２５１ｂ，２５２ｂ，２６２ｂ，３８２ｂ，３８５ａ 温度センサ
２５２ 室外側熱交換器
２５３，２６３，３６３，３８３ 絞り装置
２５４ 四方弁
２５５ 室内機
２５６ 室外機
２６０ 冷蔵庫
２６１，３６１ 凝縮器
２６２ 冷蔵室蒸発器
２７０ 電気洗濯機
２７４ 洗濯兼脱水槽
２７６，２８２，２９３ モータ
２８１ ファン
２９０ 電気掃除機
２９１ 電動送風機
２９５ 集塵室
２９６ ホース
３６０ 電気乾燥機
３６２ 蒸発器
３８０ ヒートポンプ給湯器
３８１ａ 冷凍サイクル装置
３８１ｂ 貯湯槽
３８２ 空気熱交換器
３８５ 水熱交換器
３８７ ポンプ
３８８ 貯湯タンク
Ａmd モータ電流の振幅値
Ｃsp 単相交流電源の出力電流
ｉ モータ電流
ｉdc 直流リンク電流
ｉo 電流指令値
Ｐmd モータ電流の進角値
Ｓｇ ドライブ信号（ゲート信号）
Ｓvm１，Ｓvm２ 電圧モニタ信号
Ｔｏ 指令トルク
ｖ 単相交流電源電圧
｜ｖ｜ 単相交流電源電圧の絶対値
Ｖpn インバータ回路の入力電圧
ωo 回転数指令

Claims (1)

1. モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   単相交流電源を入力とする整流回路と、
   上記整流回路に接続され、上記モータに電流及び電圧を出力するインバータ回路と、
   上記モータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
   上記インバータ制御部は、
   上記単相交流電源の電圧を推定する電源電圧推定部を有し、
   上記電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて、上記インバータ回路の出力する電流あるいは電圧の値を変化させるものであり、
   上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がゼロ電圧からピーク電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第１の制御と、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がピーク電圧からゼロ電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。

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