JP2009087203A - 定電流源回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】本発明の定電流源回路は、出力電流を出力する出力端子の電圧を検出し、該検出した電圧から制御電圧を生成する制御電圧生成部と、制御電圧により基準電流の電流量を調整する基準電流調整部と、調整された基準電流に応じた出力電流を出力するカレントミラー部とを有する。
【選択図】図1
Description
関する。
これは、電源電圧の低下に対し、MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタの閾値電圧Vtがスケーリングされていない事が大きく影響している。
例えば、定電流源においては、その最小出力電圧を下げようとした場合、電源電圧の低下に合わせて、MOSトランジスタの閾値電圧Vtを小さくする必要がある。
しかしながら、閾値電圧を低下させることは、リーク電流が増加するという問題を招くこととなるため限界がある。
あるいは、非常に大きな面積のMOSトランジスタに小さな電流を流すことにより、MOSトランジスタに必要な電圧を少なくして、電圧マージンを確保しようとする場合、製造コストが増加して経済的にデメリットが大きくなる欠点を有する。
低い電圧においても電流低下が少なく、安定した電流値が広い電圧範囲で確保できる定電流源回路は、あらゆるLSIにおいて望まれる要素回路である。
nチャネル型のMOSトランジスタM100は、基準電流I0が流れており、ダイオード接続されているので、ドレインとゲートの電位は等しく、VGS0=VDS0である。
MOSトランジスタM101は、定電流源の出力用として設けられており、MOSトランジスタM100のゲート電圧に等しく、ドレイン電圧がMOSトランジスタM100のドレイン電圧VDS0(=VGS0)と等しい場合、MOSトランジスタM100とM101の動作条件が等価となり、MOSトランジスタのL(チャネル長)/W(チャネル幅)が等しいと、出力電流I1は基準電流I0と等しくなる(例えば、特許文献1参照)。
逆に、VOUTがVGS0よりも低下した場合、出力電流I1は減少し、I1<I0となり。等しい電流が流れなくなる。
ドレイン抵抗rDS=ΔVDS/ΔIDS
とすれば、図13の定電流源回路の出力抵抗rOUTはMOSトランジスタM101のドレイン抵抗rDS1となる。
したがって、出力電流I1の電位VOUTによる変動を抑えるため、この出力抵抗rOUTを高くする必要があるが、図13の回路においてはドレイン抵抗rDS1よりも高くすることが出来ないという問題がある。
このため、例えば、I0=100μAでドレイン抵抗rDS1が50kΩであれば、1Vの電圧変化に対して20μAの変化が生じるので、20%/Vと大きな出力電流変動となり、高い精度の定電流を供給することができなくなってしまう。
この特許文献2の場合、MOSトランジスタM101のゲート電位がMOSトランジスタM100のゲート電位VGS0と、MOSトランジスタM103のゲート電位がMOSトランジスタM102のゲート電位VGS0+VGS2となっている。
このため、MOSトランジスタM103が飽和領域で動作していれば、MOSトランジスタM103のゲート−ソース間電圧VGS3はVGS2に等しいので、MOSトランジスタM101のドレイン電位はVGS0と等しいことになる。
MOSトランジスタM103のドレイン抵抗rDS3、相互コンダクタンスをgm3とすれば、出力電圧の変化ΔVOUTによって生じるMOSトランジスタM103のゲート−ソース間電圧の変化ΔVGS3は、ΔVGS3=ΔVOUT/(gm3・rDS3)で表される。
例えば、gm3=1mS、rDS3=50kΩとすれば、ΔVGS3=ΔVOUT/50となり、出力端子の電位変動は、MOSトランジスタM101のドレインに対して、実際の変動値の1/50しか影響を与えない。
rOUT=(gm3・rDS3)・rDS1
により表され、図13の場合と比較すると(gm3・rDS3)倍の出力抵抗が得られる。
例えば、I0=100μA、rDS1=rDS3=50kΩ、gm3=1mSであるならば、rOUT=2.5MΩとなり、1Vの電位変化に対して0.4μAの変化が生じるため、0.4%/Vと出力電流の変動は抑えられることになる。
VOUT(min)≧VGS0+VGS2−VT3
が必要となり、VGS2の分だけ動作電圧範囲が減少してしまうという問題がある。
そこで、特許文献1及び2の構成における中間の特性を有する他の従来例として、図16に示す低電圧用のカスコードカレントミラー回路がある。
この例の場合には、MOSトランジスタM100及びM101は、ドレイン電圧がVDS0=Vncas−VGS2または、VDS1=Vncas−VGS3である。
上述したように、VDS0とVDS1とが低い電位のため、MOSトランジスタM100及びM101は、飽和領域ではなく線形領域で動作し、その特性は抵抗特性に近い。
しかしながら、MOSトランジスタM102とM103とにより、MOSトランジスタ100及びM101のドレイン電位が一定に保たれるため、定電流源として動作する事が可能である。
この場合の出力抵抗rOUTは、図15の場合と同様であり、
rOUT=(gm3・rDS3)・rDS1
により表される。
rDS1=200mV/100μA=2kΩ
と概算できる。
図15の場合と同様に、rDS3=50kΩ、gm3=1mSとすれば、rOUT=100kΩとなり、1Vの電位変化に対して10μAの変化が生じるので、10%/Vと出力電流の変動は抑えられる。
上述した構成において、カスコードの効果を得るためには、VDS1はある程度大きくし、動作電源電圧と出力抵抗の折り合いをつける必要がある。
すなわち、この低電圧用カスコードの場合においても、VDS1の分だけ動作電源電圧範囲が減少してしまうという問題を無視する事はできない。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、出力電圧の変化に伴う出力電流の変動がなく、かつ出力電圧が低い場合においても、より低い電圧まで動作可能な定電流源回路を提供することを目的とする。
のドレインから前記第1バイアス電圧を出力し、前記第18のMOSトランジスタのドレインから前記第2バイアス電圧を出力し、前記第23のMOSトランジスタのドレインから第3バイアス電圧を出力し、前記第16のドレインから第4バイアス電圧を出力することを特徴とする。
のドレインから前記第1バイアス電圧を出力し、前記第18のMOSトランジスタのドレインから前記第2バイアス電圧を出力し、前記第23のMOSトランジスタのドレインから第3バイアス電圧を出力し、前記第16のドレインから第4バイアス電圧を出力することを特徴とする。
以下、本発明の第1の実施形態による定電流源回路を図面を参照して説明する。図1は同実施形態の構成例を示すブロック図である。
この図において、本実施形態の定電流回路は、バイアス生成部1、基準電流調整部2、制御電圧生成部3及びカレントミラー部4とを有している。
バイアス生成部1は、定電流源100が流す基準電流I0に基づき、基準電流調整部2にて用いられる第1バイアス電圧pbias及び第2バイアス電圧pcasと、カレントミラー部4にて用いられる第3バイアス電圧ncasとを生成して出力している。
基準電流調整部2は、pチャネル型のMOSトランジスタM1、M2及びM3から構成されており、第1バイアス電圧pbias、第2バイアス電圧pcas及び制御電圧oshiftにより、出力電圧に応じて調整された電流Imを発生する。
カレントミラー部4は、nチャネル型のMOSトランジスタM4、M5及びM6Aから構成されたカスコードカレントミラー回路(Cascode Current Mirror)であり、基準電流調整部2から出力される電流Imに基づき、出力端子TOUTに定電流I1を出力する。
バイアス生成部1は、pチャネル型のMOSトランジスタM10、M11及びM12と、nチャネル型のMOSトランジスタM13及びM14とから構成されている。
ここで、MOSトランジスタM10は、ソースが電源に接続され、ゲートが自身のドレインに接続されている。
MOSトランジスタM12は、ソースが電源に接続され、ゲートがMOSトランジスタM10のゲート及びドレインに接続されている。
MOSトランジスタM13は、ドレイン及びゲートがMOSトランジスタM12のドレインに接続されている。
MOSトランジスタM14は、ドレイン及びゲートがMOSトランジスタM13のソースに接続されている。
MOSトランジスタM11は、ドレインから、pチャネル型のMOSカスコードカレントミラーにおけるカスコードトランジスタであるMOSトランジスタM3に対する第2バイアス電圧pcasを出力する。
MOSトランジスタM13は、ドレインから、nチャネル型のMOSカスコードカレントミラーにおけるカスコードトランジスタであるMOSトランジスタM5に対する第3バイアス電圧ncasを出力する。
ここで、MOSトランジスタM7は、ソースが電源に接続され、ゲートがMOSトランジスタM10のゲート及びドレインに接続されている。
MOSトランジスタM8は、ドレインがMOSトランジスタM7のドレインに接続され、ゲートが出力端子TOUTに接続されている。
MOSトランジスタM9は、ドレインがMOSトランジスタM8のソースに接続され、ソースが接地され、ゲートに後述のカスコード型のカレントミラー部内の内部バイアスmbiasが入力されている。
ここで、MOSトランジスタM8は、ソースから、制御電圧oshiftを基準電流調整部2のMOSトランジスタM2のゲートに対してゲートバイアスとして出力している。
ここで、MOSトランジスタM1は、ソースが電源に接続され、ゲートがMOSトランジスタM10のゲート及びドレインに接続されて第1バイアス電圧pbiasが入力されている。
MOSトランジスタM2は、ソースがMOSトランジスタM1のドレインに接続され、ゲートがMOSトランジスタM8のソースに接続されて制御信号oshiftが入力されている。
MOSトランジスタM3は、ソースがMOSトランジスタM1のドレインに接続され、ゲートがMOSトランジスタM11のゲート及びドレインに接続されて第2バイアス電圧pcasが入力され、ドレインがMOSトランジスタM2のドレインに接続されている。
ここで、MOSトランジスタM4は、ドレイン及びゲートがMOSトランジスタM2のドレインに接続され、ソースが接地され、ドレインから内部バイアス電圧mbiasを出力している。また、MOSトランジスタM4は、ドレイン及びゲートがMOSトランジスタM9のゲートに接続され、MOSトランジスタM9のゲートに内部バイアス電圧mbiasを印加している。
MOSトランジスタM6Aは、ドレインがMOSトランジスタM5のソースに接続され、ゲートがMOSトランジスタM4のドレイン及びゲートに接続されて内部バイアスmbiasが入力され、ソースが接地されている。
図3から分かるように、バイアス生成部1により生成された第2バイアス電圧pcasの電位に比較して、出力端子TOUTの出力電圧を制御電圧生成部3がレベルシフトして生成した制御電圧oshiftの電位が高い場合、図2におけるMOSトランジスタM2がオフ状態となる。このため、MOSトランジスタM1のドレインmdの電位は、MOSトランジスタM3によりクランプされ、第1バイアス電圧pbiasと等しくなる。
すなわち、MOSトランジスタM1とMOSトランジスタM3とは、カスコード型のカレントミラーとして動作しており、MOSトランジスタM1に流れる電流Imが基準電流I0に等しくなる。
これにより、MOSトランジスタM1のドレインmd電位は、制御電圧oshiftの変化に追随して低下する。
すなわち、MOSトランジスタM2が電流の流れるバイパス経路となり、制御電圧oshiftの電圧値が低下するに従い、MOSトランジスタM1におけるソース・ドレイン間電圧が増大し、MOSトランジスタM1に流れる電流Imは基準電流I0よりも増加する。
図3における中央の破線は、第2バイアス電圧pcasと制御電圧oshiftとの交点の位置を示しており、この破線の右側の領域(pcas≦oshift)においては、Im=I0の一定の関係にある(stable状態)。
上述したように、本実施形態による定電流源回路は、出力端子の電位によって調節されたMOSトランジスタM1に流れる電流Imを、カレントミラー部4のMOSトランジスタM4に流すことにより、この電流Imに対応した電流I1を出力端子TOUTから出力する。
この図4において、C(一点鎖線)は図15の第1の従来回路例のカレントミラーの電圧−電流特性を示し、D(二点鎖線)は図16の第2の従来回路例のカスコードカレントミラーの電圧−電流特性を示している。
上述したC及びDに対して、A(細い実線)は、図2の本実施形態による定電流源回路の電圧−電流特性を示している。
これに対して、図4から判るように、本実施形態における定電流源回路においては、出力端子TOUTの電位の低下に伴う電流Imの減少分をMOSトランジスタM2がオンすることにより補償して、MOSトランジスタM1に流れる電流Imを増加させることにより、動作可能領域を0.2V以下程度まで拡大させることができる。
以下、本発明の第2の実施形態による定電流源回路を図面を参照して説明する。図5は同実施形態の構成例を示す回路図である。
この図において、本実施形態の定電流回路は、第1の実施形態と同様に、バイアス生成部1、基準電流調整部2、制御電圧生成部3及びカレントミラー部4とを有している。
図5において、図2の第1の実施形態と同様な構成については同一の符号を付し、以下、第1の実施形態と異なる構成及び動作のみを説明する。
ここで、第4バイアス電圧nbiasは、バイアス生成部1におけるMOSトランジスタM4のドレインから出力されている。
また、カレントミラー部4には、MOSトランジスタM6Aと並列に、nチャネル型のMOSトランジスタM6Bが、第1の実施形態の構成に加えて付加されている。
MOSトランジスタM6Bは、ドレインがMOSトランジスタM5のソースに接続され、ゲートがMOSトランジスタM14のドレイン及びゲートに接続されて第4バイアス電圧nbiasが入力され、ソースが接地されている。
一方、MOSトランジスタM6Bに流れる電流は、図4のD(二点鎖線)のカスコードカレントミラーの電圧−電流特性を有している。
したがって、MOSトランジスタM6A及びM6B各々の電圧−電流特性を調整することにより、図4のB(Aに比較して太い実線)に示されるように、図4のAとDとの曲線の中間の特性とすることが可能である。
上述した構成により、図4のAが示すように、過剰な電流補正の特性であったものを、図4のBに示すように、図4のAに比較してより平坦な特性に調整する事が可能である。
以下、本発明の第3の実施形態による定電流源回路を図面を参照して説明する。図6は同実施形態の構成例を示す回路図である。本実施形態は、図16の低電圧用カスコードカレントミラー回路に対して、本発明の第1の実施形態における基準電流調整部2の構成を適用したものである。
この図において、本実施形態の定電流回路は、第1の実施形態における制御電圧生成部3が設けられておらず、第1の実施形態の構成であるバイアス生成部1、基準電流調整部2及びカレントミラー部4とを有している。
図6において、図5の第2の実施形態と同様な構成については同一の符号を付し、以下、第2の実施形態と異なる構成及び動作のみを説明する。
制御電圧制御部3が設けられていないため、MOSトランジスタM2は、ゲートに直接出力端子TOUTが接続され、出力端子TOUTの電位が印加されている。
ここで、MOSトランジスタM10は、ソースが電源に接続され、ゲートが定電流源100を介して接地されている(定電流源100に接続されている)。
MOSトランジスタM11は、ソースがMOSトランジスタM10のドレインに接続され、ドレインがMOSトランジスタM10のゲートに接続されるとともに、定電流源100を介して接地されている。
ここで、MOSトランジスタM11はカスコードトランジスタであり、MOSトランジスタM10に流れる電流を一定に保つ動作を行わせるために設けられている。
MOSトランジスタM10のゲートがMOSトランジスタM11のドレインに接続されているため、MOSトランジスタM10は常に線形領域にて動作している。
MOSトランジスタM15は、ソースがMOSトランジスタM12のドレインに接続され、ゲートがMOSトランジスタM11のゲートと接続されている。
MOSトランジスタM16は、ドレインがMOSトランジスタM15のドレインに接続されている。
MOSトランジスタM17は、ドレインがMOSトランジスタM16のソースに接続され、ゲートがMOSトランジスタM16のドレインに接続され、ソースが接地されている。
上述した構成において、MOSトランジスタM12及びM15は、MOSトランジスタM16及びM17に、基準電流I0に対応した所定の電流を流すミラー回路を構成している。
そして、MOSトランジスタM16及びM17により、第4バイアス電圧nbiasを発生させる。
MOSトランジスタM19は、ドレインがMOSトランジスタM18のゲート及びドレインに接続され、ゲートがMOSトランジスタM16のゲートに接続されている。
MOSトランジスタM20は、ドレインがMOSトランジスタM19のソースに接続され、ゲートがMOSトランジスタM16のドレイン及びMOSトランジスタM17のゲートに接続され、ソースが接地されている。
上述した構成において、MOSトランジスタM19及びM20は、MOSトランジスタM18にMOSトランジスタM17に流れる電流に対応する所定の電流を流すミラー回路を構成しており、MOSトランジスタM18のトランジスタサイズを適切に調節することで所定のレベルの第2バイアスpcasを発生する。
MOSトランジスタM22は、ソースがMOSトランジスタM21のドレインに接続され、ゲートがMOSトランジスタM18のゲート及びドレインに接続されている。
MOSトランジスタM23はドレイン及びゲートがMOSトランジスタM22のドレイン及びMOSトランジスタM19のゲートに接続され、ソースが接地されている。
上述した構成において、MOSトランジスタM21及びM22は、MOSトランジスタM23に対して、MOSトランジスタM10に流れる電流に対応する所定の電流を流すミラー回路を構成しており、MOSトランジスタM23のトランジスタサイズを適切に調節して所定のレベルの第3バイアス電圧ncasを発生する。
MOSトランジスタM18は、ドレインから、第2バイアス電圧pcasを、基準電流調整部2のMOSトランジスタM3のゲートに出力している。
MOSトランジスタM23は、ドレインから、第3のバイアス電圧ncasを、カレントミラー部4のMOSトランジスタM5のゲートに出力している。
MOSトランジスタM16は、ドレインから、第4のバイアス電圧nbiasを、カレントミラー部4のMOSトランジスタM6Bのゲートに出力している。
この制御電圧生成部3を設けていない理由は、低電圧用カスコードカレントミラー回路において、第2バイアス電圧pcasのレベルが比較的高いレベルに保たれるためである。
例えば、第1及び第2の実施形態と同様に、制御電圧生成部3によりレベルシフトし、出力端子TOUTの電位よりも低い電圧の制御電圧oshiftをMOSトランジスタM2のゲートに印加してしまうと、第2バイアス電圧pcasと制御電圧oshiftとの交点が出力端子TOUTの電位の相当に高いレベルまで移動してしまう。
このため、出力電流I1の補正の必要が無い安定領域においても、この出力電流I1を過剰に補正することとなる。
したがって、本実施形態においては、上述した現象を避けるため、制御電圧生成部3を設けず、出力端子TOUTをMOSトランジスタM2のゲートに直結し、出力端子TOUTの電位を直接にMOSトランジスタトランジスタM2のゲートに印加する構成としている。
図7において、出力端子TOUTの電位と第2バイアス電圧pcasの電位との交点より右側においては、MOSトランジスタM1のドレインmdの電位が、MOSトランジスタM12のドレインpdと等しい電位に保たれる。このため、MOSトランジスタM1に流れる電流は、Im=I0となる。
また、図8は、本実施形態の定電流源回路における出力端子TOUTの電位と、出力電流I1の電流値との対応関係を示したグラフである。横軸が出力端子TOUTの電位(出力電圧)を示し、縦軸が出力端子TOUTから出力される出力電流I1の電流値を示している。
A(細い実線)は、図6のMOSトランジスタM6Bを省略してImを100%出力した場合でありB(Aより太い実線)はMOSトランジスタM6BとMOSトランジスタM6Aにて、それぞれ電流ImとI0とを50%ずつ出力した場合を示している。
図8から判るように、本実施形態における定電流源回路は、図16に示す従来の低電圧用カスコードカレントミラー回路に比較して、出力端子TOUTの電位の低下に伴う電流Imの減少分をMOSトランジスタM2がオンすることにより補償するため、MOSトランジスタM1に流れる電流Imを増加させることにより、動作可能領域を0.2V以下程度まで拡大させることができる。
以下、本発明の第4の実施形態による定電流源回路を図面を参照して説明する。図9は同実施形態の構成例を示す回路図である。本実施形態は、図5に示す第2の実施形態における基準電流調整部2のMOSトランジスタM3を省略した構成である。ここで、MOSトランジスタM3の省略に対応して、第2バイアス電圧pcasが必要なくなるため、バイアス生成部1におけるMOSトランジスタM11も省略している。
図9において、図5の第2の実施形態と同様な構成については同一の符号を付し、以下、第2の実施形態と異なる構成及び動作のみを説明する。
ここで、MOSトランジスタM10は、ソースが電源に接続され、ゲート及びドレインと接地点との間に定電流源100が介挿されている。
そして、動作状態が線形領域となると、MOSトランジスタM8はソースフォロワの機能を果たすことができなくなる。この状態は図3の制御電圧oshiftの電位と出力端子TOUTの電位との関係からも明らかである。図3において、出力端子TOUTの電位が1.1Vより上昇した範囲においては、制御電圧oshiftはフラットな状態となっている。
ただし、図4の破線の右側の領域において、電流値がカスコードにより一定に保たれる機能は無くなるため、破線の右側の領域にて出力電流I1の電流値が暫減していく傾向の特性を有することとなる。
しかしながら、差動アンプのテール電流の様に、定電流源の出力電圧(出力端子TOUTの電位)が低い領域においてのみ用いる場合、本実施形態の構成は有効である。
以下、本発明の第5の実施形態による定電流源回路を図面を参照して説明する。図10は同実施形態の構成例を示す回路図である。
図10において、図5の第2の実施形態と同様な構成については同一の符号を付し、以下、第2の実施形態と異なる構成及び動作のみを説明する。
本実施形態は、図5に示す第2の実施形態における制御電圧生成部3におけるMOSトランジスタM9のゲートに対し、カレントミラー部4の内部バイアス電圧mbiasではなく、第4バイアス電圧nbiasを印加する構成としている。ここで、MOSトランジスタM9は、ドレインがMOSトランジスタM8のソースに接続され、ゲートがMOSトランジスタM14のドレイン及びゲートに接続されている。
MOSトランジスタM9のゲートバイアスをmbiasとすると、出力端子TOUTの電位が低下して図4の左側の領域で動作している場合には、MOSトランジスタM9のドレイン電流を一定に保とうとする働きが生じてしまうので、制御電圧oshiftの電位が過剰に低下してしまう問題がある。
一方、MOSトランジスタM9のゲートバイアスをnbiasとした事で、出力端子TOUTの電位が低下して、MOSトランジスタM9のドレイン電圧である制御電圧oshiftの電位が低下してくると、MOSトランジスタM9のドレイン電流も減少してoshiftの過剰な低下が緩和されて、定電流源の出力電流である電流I1の過剰補正を緩和することができる。
以下、本発明の第6の実施形態による定電流源回路を図面を参照して説明する。図11は同実施形態の構成例を示す回路図である。
図11に示す第6の実施形態は、図6に示す第3の実施形態の構成に対して、制御電圧生成部3を加えた構成を用いている。上述した図6に示す第3の実施形態と同様な構成に対しては同一の符号を付し、以下、第3の実施形態と異なる構成及び動作のみを説明する。
制御電圧生成部3は、pチャネル型のMOSトランジスタM7及びM8と、nチャネル型のMOSトランジスタM25及び26とから構成されている。
MOSトランジスタM8は、ソースがMOSトランジスタM7のドレインに接続され、ゲートが出力端子TOUTに接続されている。
MOSトランジスタM25は、ドレインがMOSトランジスタM8のドレインに接続され、ゲートがMOSトランジスタM23のドレインに接続されて第3バイアス電圧ncasが印加されている。
MOSトランジスタM26は、ドレインがMOSトランジスタM25のソースに接続され、ゲートがMOSトランジスタM16のドレインに接続されて第4バイアス電圧nbiasが印加され、ソースが接地されている。
上述した構成により、出力端子TOUTの電位よりも高い電位を、MOSトランジスタM3のゲートに印加することにより、図7及び図8の破線の位置を左側に移動させ、過剰な補正を緩和して、よりフラットな出力電流の特性とすることが可能である。
図12は、本発明の第7の実施形態を示す回路図である。本発明の第7の実施形態は、図5の第2の実施形態の制御電圧生成部3におけるMOSトランジスタM8のソースと、MOSトランジスタM9のドレインとの間に、抵抗R1及び抵抗R2とを直列に介挿したものである。また、上記抵抗R1及び抵抗R2の接続点をMOSトランジスタM2のゲートに接続し、抵抗R1及び抵抗R2の接続点に生成される電圧を、制御電圧oshiftとしてMOSトランジスタM2のゲートに印加している。
すなわち、本実施形態は、抵抗R1及び抵抗R2とを、MOSトランジスタM8とMOSトランジスタM9との間に挿入し、制御電圧oshiftの電位を、第2の実施形態に対して低下させた構成となっている。これにより、図7及び図8の破線の位置を右側に移動させ、より低電圧側にて動作する特性とすることが可能である。
2…基準電流調整部
3…制御電圧生成部
4…カレントミラー回路
M1,M2,M3,M7,M10,M11,M12,M15,M18,M21,M22…MOSトランジスタ(pチャネル型)
M4,M5,M6A,M6B,M8,M9,M13,M14,M16,M17,M19,M20,M23,M25,M26…MOSトランジスタ(nチャネル型)
R1,R2…抵抗
Claims (20)
- 出力電流を出力する出力端子の電圧を検出し、該検出した電圧から制御電圧を生成する制御電圧生成部と、
前記制御電圧により基準電流の電流量を調整する基準電流調整部と、
調整された前記基準電流に応じた出力電流を出力するカレントミラー部と
を有することを特徴とする定電流源回路。 - 前記基準電流調整部が、
ソースが電源に接続され、ゲートに第1バイアス電圧が入力されたpチャネル型の第1のMOSトランジスタと、
ソースが前記第1のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記制御電圧が入力されたpチャネル型の第2のMOSトランジスタと、
ソースが前記第2のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートに第2バイアス電圧が入力され、ドレインが前記該2のMOSトランジスタのドレインに接続されたpチャネル型の第3のMOSトランジスタと
から構成され、
前記カレントミラー部が、
ドレインが前記第3のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが自身のドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第4のMOSトランジスタと、
ドレインが前記出力端子に接続され、ゲートに第3バイアス電圧が入力されたnチャネル型の第5のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第5のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記第4のMOSトランジスタのゲートに接続されたnチャネル型の第6AのMOSトランジスタと
から構成されていることを特徴とする請求項1に記載の定電流源回路。 - 前記カレントミラー部が、
ドレインが前記第6AのMOSトランジスタのドレインと接続され、ゲートに第4バイアス電圧が入力され、ソースが接地されたnチャネル型の第6BのMOSトランジスタをさらに有することを特徴とする請求項2に記載の定電流源回路。 - 前記制御電圧生成部が前記検出した電圧から予め設定した調整電圧分シフトさせた電圧を前記制御電圧として出力することを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載の定電流源回路。
- 前記制御電圧生成部が、
ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1バイアス電圧が入力されたpチャネル型の第7のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第7のMOSトランジスタのドレインへ接続され、ゲートが前記出力端子に接続されたnチャネル型の第8のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第8のMOSトランジスタのソースと接続され、ゲートに前記カレントミラー部内の内部バイアス電圧が入力され、ソースが接地されたnチャネル型の第9のMOSトランジスタと
から構成され、前記第8のMOSトランジスタのソースから前記制御電圧を出力することを特徴とする請求項4に記載の定電流源回路。 - 前記第8のMOSトランジスタのソースと前記第9のMOSトランジスタのドレインとの間に直列接続された複数の抵抗をさらに有し、
いずれかの抵抗間の接続点から前記制御電圧を出力することを特徴とする請求項5に記載の定電流源回路。 - 前記第1のMOSトランジスタに基準電流を流す第1バイアス電圧と、カスコードトランジスタである前記第2のMOSトランジスタのゲートに与える前記第2バイアス電圧と、カスコードトランジスタである前記第5のMOSトランジスタのゲートに与える第3バイアス電圧とを生成するバイアス生成部をさらに有することを特徴とする請求項4から請求項6のいずれかに記載の定電流源回路。
- 前記バイアス生成部が、
ソースが前記電源に接続され、ゲートがドレインに接続されたpチャネル型の第10のMOSトランジスタと、
ソースが前記第10のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートがドレインに接続されたpチャネル型の第11のMOSトランジスタと、
該第11のMOSトランジスタのドレインと接地点との間に設けられた前記基準電流を生成する定電流源と、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第10のMOSトランジスタのドレインと接続されたpチャネル型の第12のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第12のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートがドレインに接続されたnチャネル型の第13のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第13のMOSトランジスタのソースと接続され、ゲートがドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第14のMOSトランジスタと
から構成され、
前記第10のMOSトランジスタのドレインから前記第1バイアス電圧を出力し、前記第11のMOSトランジスタのドレインから前記第2バイアス電圧を出力し、前記第13のMOSトランジスタのドレインから第3バイアス電圧を出力することを特徴とする請求項7に記載の定電流源回路。 - 前記バイアス生成部が前記第14のMOSトランジスタのドレインから第4バイアス電圧を出力することを特徴とする請求項8に記載の定電流源回路。
- 前記制御電圧生成部が、
ソースが前記電源に接続され、ゲートに前記第1バイアス電圧が入力されたpチャネル型の第7のMOSトランジスタと、
ソースが前記第7のMOSトランジスタのドレインへ接続され、ゲートが前記出力端子に接続されたpチャネル型の第8のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第8のMOSトランジスタのドレインと接続され、ゲートに前記第3バイアス電圧が入力されたnチャネル型の第25のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第25のMOSトランジスタのソースと接続され、ゲートに前記第4バイアス電圧が入力され、ソースが接地されたnチャネル型の第26のMOSトランジスタと
から構成され、前記第7のMOSトランジスタのドレインから前記制御電圧を出力することを特徴とする請求項4に記載の定電流源回路。 - 前記第1のMOSトランジスタに基準電流を流す第1バイアス電圧と、カスコードトランジスタである前記第2のMOSトランジスタのゲートに与える前記第2バイアス電圧と、カスコードトランジスタである前記第5のMOSトランジスタのゲートに与える第3バイアス電圧と、前記第6BのMOSトランジスタのゲートに与える第4バイアス電圧とを生成するバイアス生成部をさらに有することを特徴とする請求項10に記載の定電流源回路。
- 前記バイアス生成部が、
ソースが前記電源に接続されたpチャネル型の第10のMOSトランジスタと、
ソースが前記第10のMOSトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記第10のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第11のMOSトランジスタと、
該第11のMOSトランジスタのドレインと接地点との間に設けられた前記基準電流を生成する定電流源と、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第10のMOSトランジスタのドレインと接続されたpチャネル型の第12のMOSトランジスタと、
ソースが前記第12のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第11のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第15のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第15のMOSトランジスタのドレインと接続されたnチャネル型の第16のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第16のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記第16のMOSトランジスタのドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第17のMOSトランジスタと、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第15のMOSトランジスタのゲートに接続され、ドレインが自身のゲートに接続されたpチャネル型の第18のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第18のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第16のMOSトランジスタのゲートに接続されたnチャネル型の第19のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第19のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記第16のトランジスタのドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第20のMOSトランジスタと、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第12のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第21のMOSトランジスタと、
ソースが前記第21のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第18のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第22のMOSトランジスタと、
ドレインが自身のゲート及び前記第22のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第19のMOSトランジスタのゲートに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第23のMOSトランジスタと
から構成され、
前記第11のMOSトランジスタのドレインから前記第1バイアス電圧を出力し、前記第18のMOSトランジスタのドレインから前記第2バイアス電圧を出力し、前記第23のMOSトランジスタのドレインから第3バイアス電圧を出力し、前記第16のドレインから第4バイアス電圧を出力することを特徴とする請求項11に記載の定電流源回路。 - 前記基準電流調整部が、
ソースが電源に接続され、ゲートに第1バイアス電圧が入力されたpチャネル型の第1のMOSトランジスタと、
ソースが前記第1のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記制御電圧が入力されたpチャネル型の第2のMOSトランジスタと
から構成され、
前記カレントミラー部が、
ドレインが前記第2のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが自身のドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第4のMOSトランジスタと、
ドレインが前記出力端子に接続され、ゲートに第3バイアス電圧が入力されたnチャネル型の第5のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第5のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記第4のMOSトランジスタのゲートに接続されたnチャネル型の第6AのMOSトランジスタと、
ドレインが前記第6AのMOSトランジスタのドレインと接続され、ゲートに第4バイアス電圧が入力され、ソースが前記第6AのMOSトランジスタのソースと接続されたnチャネル型の第6BのMOSトランジスタと
から構成されていることを特徴とする請求項1記載の定電流源回路。 - 前記制御電圧生成部が前記検出した電圧から予め設定した調整電圧分シフトさせた電圧を前記制御電圧として出力し、
前記制御電圧生成部が、
ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1バイアス電圧が入力されたpチャネル型の第7のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第7のMOSトランジスタのドレインへ接続され、ゲートが前記出力端子に接続されたnチャネル型の第8のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第8のMOSトランジスタのソースと接続され、ゲートに前記カレントミラー部内の内部バイアス電圧が入力され、ソースが接地されたnチャネル型の第9のMOSトランジスタと
から構成され、前記第8のMOSトランジスタのソースから前記制御電圧を出力することを特徴とする請求項13に記載の定電流源回路。 - 前記第1のMOSトランジスタに基準電流を流す第1バイアス電圧と、カスコードトランジスタである前記第5のMOSトランジスタのゲートに与える第3バイアス電圧と、前記第6BのMOSトランジスタのゲートに与える第4バイアス電圧とを生成するバイアス生成部をさらに有することを特徴とする請求項14に記載の定電流源回路。
- 前記バイアス生成部が、
ソースが前記電源に接続され、ゲートがドレインに接続されたpチャネル型の第10のMOSトランジスタと、
該第10のMOSトランジスタのドレインと接地点との間に設けられた前記基準電流を生成する定電流源と、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第10のMOSトランジスタのドレインと接続されたpチャネル型の第12のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第12のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートがドレインに接続されたnチャネル型の第13のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第13のMOSトランジスタのソースと接続され、ゲートがドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第14のMOSトランジスタと
から構成され、
前記第10のMOSトランジスタのドレインから前記第1バイアス電圧を出力し、前記第13のMOSトランジスタのドレインから第3バイアス電圧を出力し、前記第14のMOSトランジスタのドレインから第4バイアス電圧を出力することを特徴とする請求項15に記載の定電流源回路。 - 出力電流を出力する出力端子の電圧により基準電流の電流量を調整する基準電流調整部と、
調整された前記基準電流に応じた出力電流を出力するカレントミラー部と
を有することを特徴とする定電流源回路。 - 前記基準電流調整部が、
ソースが電源に接続され、ゲートに第1バイアス電圧が入力されたpチャネル型の第1のMOSトランジスタと、
ソースが前記第1のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記出力端子の電圧が入力されたpチャネル型の第2のMOSトランジスタと、
ソースが前記第2のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートに第2バイアス電圧が入力され、ドレインが前記該2のMOSトランジスタのドレインに接続されたpチャネル型の第3のMOSトランジスタと
から構成され、
前記カレントミラー部が、
ドレインが前記第3のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが自身のドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第4のMOSトランジスタと、
ドレインが前記出力端子に接続され、ゲートに第3バイアス電圧が入力されたnチャネル型の第5のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第5のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記第4のMOSトランジスタのゲートに接続されたnチャネル型の第6AのMOSトランジスタと
ドレインが前記第6AのMOSトランジスタのドレインと接続され、ゲートに第4バイアス電圧が入力され、ソースが接地されたnチャネル型の第6BのMOSトランジスタと
を有することを特徴とする請求項17に記載の定電流源回路。 - 前記第1のMOSトランジスタに基準電流を流す第1バイアス電圧と、カスコードトランジスタである前記第3のMOSトランジスタのゲートに与える前記第2バイアス電圧と、カスコードトランジスタである前記第5のMOSトランジスタのゲートに与える第3バイアス電圧と、前記第6BのMOSトランジスタのゲートに与える第4バイアス電圧とを生成するバイアス生成部をさらに有することを特徴とする請求項18に記載の定電流源回路。
- 前記バイアス生成部が、
ソースが前記電源に接続されたpチャネル型の第10のMOSトランジスタと、
ソースが前記第10のMOSトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記第10のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第11のMOSトランジスタと、
該第11のMOSトランジスタのドレインと接地点との間に設けられた前記基準電流を生成する定電流源と、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第10のMOSトランジスタのドレインと接続されたpチャネル型の第12のMOSトランジスタと、
ソースが前記第12のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第11のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第15のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第15のMOSトランジスタのドレインと接続されたnチャネル型の第16のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第16のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記第16のMOSトランジスタのドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第17のMOSトランジスタと、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第15のMOSトランジスタのゲートに接続され、ドレインが自身のゲートに接続されたpチャネル型の第18のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第18のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第16のMOSトランジスタのゲートに接続されたnチャネル型の第19のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第19のMOSトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記第16のトランジスタのドレインに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第20のMOSトランジスタと、
ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第12のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第21のMOSトランジスタと、
ソースが前記第21のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第18のMOSトランジスタのゲートに接続されたpチャネル型の第22のMOSトランジスタと、
ドレインが自身のゲート及び前記第22のMOSトランジスタのドレインに接続され、ゲートが前記第19のMOSトランジスタのゲートに接続され、ソースが接地されたnチャネル型の第23のMOSトランジスタと
から構成され、
前記第11のMOSトランジスタのドレインから前記第1バイアス電圧を出力し、前記第18のMOSトランジスタのドレインから前記第2バイアス電圧を出力し、前記第23のMOSトランジスタのドレインから第3バイアス電圧を出力し、前記第16のドレインから第4バイアス電圧を出力することを特徴とする請求項19に記載の定電流源回路。
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