JP2008520390A - 磁気共鳴における帯域幅の拡張 - Google Patents

Abstract

【解決手段】
磁気共鳴検査に使用される装置は高周波受信コイル（５０）と前記受信コイルの共振周波数を調整する可変同調回路（５１）とを含む。また、前記装置は、前記受信コイルによって生成された信号を増幅する前置増幅器（２０）も含む。可変帰還回路（３１）は前記受信コイルの実行Ｑ値を変更する。
【選択図】 図３

Description

本願は、「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｅｘｐａｎｄｉｎｇ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｏｆ ａ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｉｍａｇｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ」と題する米国特許仮出願第６０／６３０，２２３号、「Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｃｒｙｏｇｅｎｉｃａｌｌｙ Ｃｏｏｌｉｎｇ ａ Ｃｏｉｌ ｏｎ ａ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｉｍａｇｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ」と題する米国特許仮出願第６０／６３０，２２０号、および「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｃｏｉｌｓ ｉｎ ａ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｉｍａｇｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ」と題する米国特許仮出願第６０／６３０，５４７号に対して優先権を主張するものであり、これらの出願は全て２００４年１１月２３日付けで出願されたものである。

本発明は磁気共鳴（ＭＲ）の用途に使用される無線周波数（ＲＦ）コイルおよび前置増幅器に関し、特に、比較的高いＱ値を有するＲＦ受信コイルが使用されるＭＲ画像法の用途に適用される。

ＭＲ画像法は、検査対象の内部構造および機能に関する情報を提供するための貴重な技術であることが立証されている。例えば、医用画像法において、ＭＲ画像技術がヒトの患者の生理機能上の情報を提供するために広く使われている。

但し、ＭＲスキャナーによって生成される画像およびその他の情報の有用性は、１つには雑音の影響によって制限される。実際、信号対雑音比（ＳＮ比）はＭＲ装置によって生成された情報の品質の評価に使用される主要指標である。

ＭＲ装置のＳＮ比を改善するために様々な技術が使用されている。ＳＮ比を改善する技術の１つとして低雑音ＲＦ受信コイルおよび前置増幅器が使用されている。前記検査対象（ヒトの患者の場合には、例えば組織雑音）によって生じる雑音に対して前記受信コイルおよび前置増幅器によって生じる雑音が小さい場合、ＳＮ比は向上する。

例えば、前記コイルの抵抗を低減するために高温超電導体（ＨＴＳ）材料または低温銅（即ち、液体窒素の温度まで冷却した従来の銅コイル）が組み込まれた低雑音受信コイルが実施されている。これらコイルは改善されたノイズ性能を提供する一方、従来のコイルのコイルＱ値よりも比較的高いコイルＱ値によって特徴付けられる。しかしよりＱ値が高いと、コイル帯域幅が縮小する。帯域幅は一般に、コイル共振周波数を前記コイルＱ値で割った比として表される。従って、例えば、８．６メガヘルツ（ＭＨｚ）の共振周波数および３３００のＱ値を有するコイルは２．６キロヘルツ（ＫＨｚ）の帯域幅を有する。

更に、より高いＱ値のコイルは、患者間または対象間で大きくばらつき易いコイル装荷の影響に対する感度が比較的より高く、対象の動きによって影響され得る。これらの影響は、前記コイルの位相応答およびインピーダンスを変化させる傾向にある。容量装荷、熱効果などの変化もまたコイル共振周波数をシフトさせ得る。コイルの帯域幅の縮小に伴って、これらのシフトは比較的より大きくなる。

一方、より速いパルス系列の開発、より強力な傾斜磁場装置、ＭＲ誘導下介入術など、ＭＲ画像法におけるその他の傾向により、コイルおよび受信装置の帯域幅に対する要請がますます高まってきている。場合によっては、前記ＭＲ装置に必要な帯域幅は前記コイルの帯域幅をはるかに超える。いずれにせよ、コイルの妥当な帯域幅を維持しつつ前記コイルの雑音寄与度を低減することにより、装置性能を向上させることができる。

例えば、「Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ Ｎｏｉｓｅｌｅｓｓ Ｄａｍｐｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ Ｑ ｏｆ ａｎ ＭＲＩ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｏｉｌ Ａｎｔｅｎｎａ」と題する、Ｆｏｘに交付された米国特許第５，０５１，７００号、「Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ｐｒｅａｍｐｌｉｆｉｅｒ」と題する、Ｆｅｎｚｉに交付された米国特許第５，４８８，３８２号、およびＣｈａｎｇらによる「Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｓｏｕｒｃｅ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．２，ｐｐ．２６４−２７１（１９８９年２月））に開示されたように、コイル帯域幅を拡張するために様々な技術が使用されてきた。

もう１つの技術は複同調受信コイルの使用を必要としてきた。しかし、複同調方式は適用範囲が限られている。広帯域幅では前記前置増幅器の雑音が広帯域幅の検出器雑音と比較して低く維持され、この帯域に亘る電力利得が高いことが要求される。単同調コイルまたは複同調コイルは、前記コイルインピーダンスが、前記前置増幅器の電流雑音を超えない高インピーダンス限界、および前記前置増幅器の電圧雑音よりも上に維持された低抵抗限界の両極を確実に交番することにより低雑音帯域幅を最大化する。ダブルカップリングは、より一般的にはオーバーカップリングと呼ばれ、この技術の一例である。しかし残念ながら、オーバーカップリングもまた、前記有効帯域幅に亘る信号振幅の比較的大きな振れ幅を招く。

本発明の態様はこれらの問題およびその他に対処する。

本発明の第１の態様によれば、方法はＭＲ画像装置および前記ＭＲ画像装置に関連して使用されるＲＦ受信コイルに対して撮像対象を位置決めする工程と、前記受信コイルの実行Ｑ値を低減するように前記受信コイルに電気的に接続された前置増幅器の特性を調節する工程と、前記ＭＲ画像装置および前記ＲＦコイルを使用して前記対象のＭＲ画像検査を実施する工程とを含む。前記位置決め、調節、および取得の工程は複数の対象について繰り返される。

本発明のもう１つの態様によれば、磁気共鳴画像装置は、主磁石と、傾斜磁場コイルと、送信コイルと、受信コイルと、前記受信コイルによって生成された電気的出力信号を増幅する増幅器とを含む。また、前記装置は、入力インピーダンス調節回路とコンピュータとを含む。前記入力インピーダンス調節回路は、前記増幅器に動作可能に接続され、前記増幅器の入力インピーダンスを調節するようになっている。前記コンピュータは、前記増幅器の入力インピーダンスを選択的に調節するように前記入力インピーダンス調節回路に動作可能に接続されている。

本発明のもう１つの態様によれば、ＭＲ装置のＲＦコイルによって受信された高周波信号を増幅する回路は、増幅器と前記増幅器に動作可能に接続された回路とを含む。前記回路は、前記ＭＲ装置によって生成された制御信号に応答して前記ＲＦコイルの実行Ｑ値を調節するようになっている。

当業者は、添付の図および説明を読み、かつ理解することで本発明のさらにその他の態様を理解するであろう。

図１を参照して、例示的なＭＲスキャナー１０は、検査領域１４において実質的に均一で時間的に一定した主磁場Ｂ_０を生成する主磁石１２を含む。前記主磁場の所望の強度および特定用途の必要条件応じて、種々の磁石技術（例えば、超伝導性、抵抗性、または永久磁石技術）および物理的な磁石の構成（例えば、管状の、または開磁石構成）が実施されてきた。

患者台１１は、前記検査領域１４におけるヒトの患者またはその他の検査されている対象１３を支持する。傾斜磁場コイル１６は、前記検査領域１４のｘ、ｙ、およびｚ軸に沿って時変傾斜磁場を発生させる。ＲＦ送信コイル１８は、前記対象１３内の水素またはその他の磁気共鳴活性原子核を励起し、または操作する高周波信号を生成する。前記励起の均一性を改善するために、比較的大きな、または全身用送信コイルが一般的に実施される。

前記対象１３の関心領域付近に位置するＲＦ受信コイル５０は、前記励起された原子核によって生成された磁気共鳴信号を受信する。前記受信コイル５０の共振周波数またはインピーダンス特性を調節するために使用される可変同調回路５１が前記受信コイル５０に関連付けられる。

送信コイル１８および受信コイル５０は個別のコイルとして示されているが、一体型送受信コイルまたは局部送信コイルが実施されてもよい。

前記磁石１２、患者支持台１１、傾斜磁場コイル１６、およびＲＦコイル１８、２０は、一般に、磁気的にかつ高周波遮蔽された筐体２１内に位置する。

ＲＦコイル２０が所望の周波数（例えば、調査中の前記ＭＲ活性原子核のラーモア振動数）を有するＲＦ信号を発生させ、パルスプログラマ２２が前記ＲＦ信号を形成し、ＲＦ増幅器２４が前記形成された信号を前記対象１３内の原子核を励起する前記送信コイル１８にとって必要なレベルまで増幅する。傾斜磁場パルスプログラマ２６が前記所望の時間変動磁場の形状および振幅を確立し、傾斜磁場増幅器２８が、これらの信号をそれぞれｘ、ｙ、およびｚ傾斜磁場コイル１６にとって必要なレベルまで増幅する。

前置増幅装置２９が前記受信コイル５０によって生成された信号を受信し、増幅する。前記前置増幅器２９の入力インピーダンスを変更するために使用される可変帰還回路３１が前記前置増幅器２９に関連付けられている。ＲＦ検出器３０が前記前置増幅器２９によって生成された信号をさらに受信し、処理する。その結果、デジタイザ３２によって前記信号がデジタル方式に変換される。

前記スキャナー１０に関連付けられた１若しくはそれ以上のコンピュータ３４が、例えば前記傾斜磁場装置およびＲＦ装置の動作を統合して所望のパルス列を発生させ、前記デジタイザ３２によって生成された信号を処理して前記対象を示す容積測定データを発生させる。また、前記コンピュータ３４は、前記可変同調回路５１および前記可変帰還回路３１の動作を制御する信号を提供する。

操作卓３６は、キーボード、マウス、およびディスプレイまたはモニタなどの人体感知可能な入出力装置を含む。前記操作卓３６は、所望のパルス系列およびその他所望の検査プロトコルを選択することにより、例えばオペレータがスキャナーとやりとりしながら走査を開始したり停止したり、前記容積測定データを観察し、または操作することを可能にする。フィルマーまたはその他の印刷出力装置３８を使って前記容積測定データの画像を提供することもできる。

図２は、前記受信コイル５０および可変同調回路５１の等価回路を示す。前記受信コイル５０は、並列接続されたインダクタ２０２と、コンデンサ２０４と、抵抗器２０６とを含むようにモデル化できる。当技術分野で慣行のように、前記コイル５０は、前記誘導性要素および容量性要素が前記主磁石１２によって生成された磁界強度での調査中の前記ＭＲ活性原子核のラーモア振動数において共鳴するように設計されている。前記コイル導体抵抗および前記電磁気的に連結された患者損失は正味直列コイル抵抗を生ぜしめる。前記コイル５０に関連付けられた直列抵抗は、等価並列抵抗２０６としてモデル化できる。前記コイル５０の直列抵抗の減少は前記並列抵抗２０６の値を増加させ、前記コイルのＱ値を上昇させる。

可変容量ダイオード２０８は結合コンデンサ２０９を介して前記コンデンサ２０４に電気的に並列接続されている。前記ＭＲ装置用コンピュータ３４の制御下で動作している可変バイアス回路２１０は前記可変容量ダイオード２０８にその容量を変化させるようにバイアス電圧を印加する。前記可変容量ダイオード２０８の容量を変化させることにより前記コイル５０の共振周波数が変化する。

当然ながら、前記受信コイル５０によって提示される信号源インピーダンスは、前記信号周波数が同調から逸脱するに従って変化する。この変化はコイルＱ値の増加に伴って増加する。改善されたＳＮ比性能を提供するためには、広域の周波数範囲に亘るこれらインピーダンスの振れ幅に対して相対的に許容的な入力段を有する前置増幅器を使用することが望ましい。前記患者を装荷したコイル雑音が前記前置増幅器によって生じた雑音を抑制するように、前記コイル抵抗雑音電力４ｋＴＲ_ｓは前記前置増幅器入力段の前記電圧雑音電力

および電流雑音の寄与

を超えることが好ましい。これは即ち、前記コイルのインピーダンスの上限が主に前記前置増幅器の電流雑音によって決定されるのに対して、下限が主に前記前置増幅器の電圧雑音によって決定されることを意味する。換言すると、低電圧雑音および低電流雑音によって特徴付けられた前置増幅器の実施は、広帯域に亘って前記受信コイルによって提示されるインピーダンスの振れ幅に対して比較的より許容的である。

上述の方針は実用的なＳＮ比帯域幅を拡大するために有用であるが、前記装置周波数応答は不均一のままである。当然ながら、前記受信コイル５０によって生成された信号の振幅は、前記信号周波数が前記コイルの共振周波数から逸脱するに従って減少する。この減衰はコイルＱ値の増加に伴ってより急峻となる。前記周波数応答を改善または均一化するためには、雑音性能の影響を最小限に抑えながら前記受信コイルの実行Ｑ値を減少させることが望ましい。また同時に、前記前置増幅器の入力インピーダンスを前記期待される信号帯域幅内における前記コイル５０のインピーダンスの両極端の幾何平均にほぼ等しい値に設定することが望ましい。

換言すれば、全般的な目標は、広帯域の増幅器を提供し、前記入力に対して並列または直列に帰還を供給して、比較的低雑音および高利得を維持しながら前記予期される帯域幅に亘って前記周波数応答を均一化することである。都合のよいことに、前記帰還を動的に調節自在とすることで、同調およびコイル装荷の条件および相互作用を可変とすることができる。

図３は、０．２テスラ（Ｔ）の磁場強度における水素原子核のラーモア振動数である約８．６メガヘルツ（ＭＨｚ）における動作のために設計された、例示的な前置増幅器２９および可変帰還回路３１の回路図を示す。図３に示すように、前記前置増幅器２９は、非反転出力を伴うにも拘らず、カスケード増幅器として機能する第１の増幅段３０２と第２の増幅段３０４とを含む。前記帰還回路３１は前記第１の増幅段３０２に並列帰還を提供する。

前記第１の段３０２は相互コンダクタンス増幅器として作動し、好ましくは低電圧雑音および低電流雑音を有する。前記第１の段３０２は、共通ソース構成の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１を含む。図示された実施において、Ｑ１は、日本、東京都の日本電気株式会社（Ｎｉｐｐｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ：ＮＥＣ）製ガリウムヒ素高電子移動度トランジスタ電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＨＥＭＴ ＦＥＴ）ＮＥ３８０１８であるが、その他の素子を使用してもよい。

抵抗器Ｒ０が前記トランジスタＱ１のゲートとグラウンドの間に接続されている。抵抗器Ｒ０の比較的高い値を選択することにより、前記第１の段３０２に電流雑音はほとんど付加されない。抵抗器Ｒ６によってトランジスタＱ１のバイアスがコンデンサＣ１およびＣ５に並列に提供されている。Ｒ６は、安定したバイアス点および前記トランジスタＱ１のドレインとソース間の電流の流れを提供するために選択される。Ｒ６はまた、前記第１の増幅段３０２の利得も設定する。コンデンサＣ１０、Ｃ１１，およびＲ１は、前記トランジスタＱ１のギガヘルツ（ＧＨｚ）の領域の高周波終端を提供する。前記第１の段２０２における高周波を終端することにより、前記第２の段２０４はこれらの周波数を増幅しない。

前記トランジスタＱ１の構成は、前記ゲートが事実上ゼロボルトとなる前記トランジスタＱ１の自己バイアスを可能とする。前記トランジスタＱ１は、電流が抵抗Ｒ６に掛かるＤＣ電圧を生じさせる時にバイアスされ、それにより前記トランジスタＱ１のソースが低電圧（例えば０．２５Ｖ〜０．５Ｖ）になる。この構成はまた、前記ソースを前記ゲートに対して逆バイアスにする。

前記第２の段３０４は、広帯域演算増幅器Ｕ２を使用した反転インピーダンス変換増幅回路として構成されている。図示された実施において、Ｕ２は、テキサス州Ｄａｌｌａｓ市のテキサス・インスツルメンツ社（Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）が販売する演算増幅器ＯＰＡ８４３であるが、その他の素子を使用してもよい。

前記オペアンプＵ２の非反転入力は、抵抗器Ｒ９およびＲ１０によって形成された分圧器を介して直流電圧約２．６ボルト（ＶＤＣ）にバイアスされている。当業者には理解できるように、前記オペアンプＵ２の反転入力、即ち前記トランジスタＱ１のドレインは、前記非反転入力と同じＤＣバイアス電圧に維持される。

前記第２の段３０４の利得は抵抗器Ｒ２によって確立される。バイパスコンデンサＣ７は、より高い周波数において、利得を低減させ、安定性を改善する。前記前置増幅器２９の出力はＲＦ検出器３０によってさらに処理される。図示されるように、前記前置増幅器２９は、８．６ＭＨｚにおいて約５０Ｖ／Ｖの開ループ利得を提供する。

前記帰還回路３１は、広帯域演算増幅器Ｕ２のような能動利得素子を含む。図示された実施において、Ｕ２は、テキサス州Ｄａｌｌａｓ市のテキサス・インスツルメンツ社（Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）が販売する演算増幅器ＰＯＡ８４２であるが、その他の素子を使用してもよい。前記増幅器は反転インピーダンス変換増幅器として構成されている。

当業者には理解できるように、前記増幅器の利得および位相偏移は、抵抗器Ｒ１３、Ｒ１４、およびＲｐ、およびコンデンサＣｐおよびＣ１２によって確立される。また、Ｃ１２は、低周波数の帰還を阻止し、前記第１の増幅段３０２の信号源バイパスコンデンサとの相互作用に起因する不安定性を低減するために有用である。

一実施形態において、抵抗器ＲｐおよびＣｐの値は調節自在である。調節性は、前記ＭＲ装置に関連付けられたコンピュータ３４の制御下で動作する好適なデジタル分圧器、可変容量ダイオード回路などによって提供できる。

都合のよいことに、前記信号応答を平坦化することにより、コイル同調および装荷の変化に起因する位相エラーに対して前記コイルおよび前置増幅器の感度を下げることができ、従って使用可能な帯域幅を増加させることができる。また、特定の用途の要求によっては、前記第１の段３０２の入力が抵抗性、容量性、または誘導性の入力インピーダンスさえ有するように、これらの値を操作することもできる。さらに理解できるように、前記入力インピーダンスを変更することによって、前記信号源および入力インピーダンスが整合する時に実質的に最大となる前記増幅器の有効な電力利得が変更される。

抵抗および／または容量の値に固定値を実施することもできる。

前記オペアンプＵ１の出力は、コンデンサＣ１４、Ｃ１５、および帰還抵抗器Ｒ１５によって形成されたタップコンデンサ抵抗ネットワークによって前記第１の増幅段２０２に帰還される。前記タップコンデンサＣ１４とＣ１５間に前記帰還抵抗器Ｒ１５を接続することによって、前記帰還抵抗器Ｒ１５のより低い値を使用することができる。これにより、電流雑音を大きく増加させずに、より予測可能なＲＦ性能が提供される。

上記では前記増幅器入力における並列帰還に焦点を絞ったが、直列帰還を実施することもできる。従って、例えば、前記帰還は、前記トランジスタＱ１のソース側のタップインダクタ抵抗ネットワークを介して導入できる。前記装置が受信コイルの配列を含む場合、このような配列は、コイルを離調している、または隣接して連結したコイルに対して開路しているように見せかけることのできる低抵抗入力および低インダクタンス入力の合成に特に好適である。このようにすれば、コイル配列は、入力整合回路がコイルを開路しているように見せかけるという伝統的な方法によらずに、帰還を使ってデカップルできる。

図４ａには、プリアンプ２９、および反転および非反転出力の両方を有する差動増幅器が組み込まれた可変帰還回路３１の実施が示されている。このような構成において、前記帰還回路３１を直接駆動するために前記反転出力が使用され、図３の前記オペアンプＵ１は省略できる。図４ａに示すように、前記帰還回路３１には、抵抗器Ｒ４０およびコンデンサＣｐを含む進み遅れ回路が組み込まれている。前記進み遅れ回路はＵ２の反転出力に接続され、前記回路は前記帰還の位相特性を変更するために使用される。もう１つのより一般的な進み遅れ回路４５０を図４ｂに示す。前記差動オペアンプの帰還枝の一方または両方に可変利得および／またはリアクタンスを配置することもできる。非反転増幅器として構成されているにも拘らず、可変利得および／またはＵ１のそれと類似した位相特性を有するオペアンプ段が前記帰還ループに含まれていてもよい。

図５は、前記前置増幅器２９および可変帰還回路３１のもう１つの実施を示す。図示のように、前記第２の段３０４が非反転電圧増幅器として構成されているのに対し、前記第１の段３０２は反転電圧増幅器として構成されている。その結果としてコンデンサＣａおよびＣｂおよび抵抗器Ｒｆによって形成された分割コンデンサ抵抗配列を駆動するために使用される前記第２の増幅段３０４の位相応答を変化させるために、前記可変コンデンサＣｐが使用される。また、固定値を有するとして示されているものの、抵抗器Ｒ５００は前記第２の段３０４の利得を変化させるように調節自在であってもよい。

上述の論考は主に０．２Ｔにおける水素原子核との関連に焦点を絞ったが、当業者はここで説明された技術は、関連する周波数に適した構成要素および設計原理の使用を通じてその他の原子核およびより高い磁場強度に拡張できることを理解できるであろう。

動作において、および図６を参照して、患者または検査対象１３は走査のために前記検査領域１４に位置しており、前記ＲＦコイル５０も前記対象に対して同様に位置している。

６０４において、検査されている原子核のラーモア振動数（例えば、０．２Ｔにおける水素原子核については約８．６ＭＨｚ）における定振幅低レベルのＲＦ信号を発生させるために、前記スキャナーのＲＦ送信装置が使用される。６０６において、前記受信コイル５０による同調が調節される。より具体的には、前記前置増幅器２９が開ループ増幅器として動作するように前記帰還回路２１が使用不能状態となる。ある範囲の周波数に亘って前記受信コイル５０の共振周波数を変化させるために前記可変同調回路５１が使用され、前記受信コイル５０および前置増幅器２９によって生成された信号の振幅が測定される。より具体的には、この情報は前記デジタイザ３２によって生成された信号の振幅を評価することによって得られる。前記コイルは、前記信号振幅がその最大となるラーモア振動数に同調される。前記帰還回路は次に使用可能状態に戻る。

６０８において、前記前置増幅器２９の帰還が調節されて所望の周波数応答を提供する。より具体的には、抵抗Ｒｐおよび／またはコンデンサＣｐの値が第１の値に確立される。前記対象の走査中に受信されると予期される周波数の範囲内の複数の周波数において前記ＲＦ信号が発生し、各々において前記信号振幅が測定される。この工程が複数の抵抗値および容量値について繰り返される。ＳＮ比性能を改善するために特に好適なある実施形態において、前記周波数範囲に亘って最小の信号振幅変動を提供するＲｐおよびＣｐの値が選択される。

６１０において、前記対象１３の診断走査が得られる。前記対象の動きが前記コイルの装荷または共振周波数を変化させたと推測される時、または前記コイルの共振周波数がその他の理由でドリフトしたと推測される時など、例えば所望に応じて、患者と患者の間に前記同調手順を繰り返してもよい。

更に、高Ｑ値のコイルのより狭い帯域幅では、前記コイルが同調する精度に対する要求がより厳しくなる。構成によっては、前記検体の異なるサイズによる前記コイルの装荷時の周波数の振れ幅は、前記コイルの帯域幅よりも大きいことがある。例えば、８．６ＭＨｚの共振周波数および４３０のＱ値を有するコイルは２０ｋＨｚの帯域幅を有するであろう。しかし、例えば子供または大柄な男性のように異なる検体を装荷した時の前記コイルの周波数は、２０ｋＨｚより以上前記コイルの周波数をシフトさせ、前記コイルを前記共振周波数からシフトさせる。患者または検体の装荷におけるばらつきによる受信コイルの周波数シフトの影響を低減するために、前記帯域幅拡張回路を使用することができる。

上述のように、これらの影響は前記コイルの同調を調節することによって対処できる。その代わりに、検体間のコイル周波数シフトの影響を低減するために、前記患者検査の過程の一部として系統だったコイル同調または前置増幅器の調節工程を使用せずに、前記前置増幅器２９の帰還および対応する帯域幅の拡張を用いることができる。

より具体的には、ある特定のコイルによって提供される帯域幅、コイル装荷のばらつきの影響、およびある特定のプロトコルに必要な帯域幅は経験的に評価できる。次に、前記前置増幅器２９の帰還は、前記所望のプロトコルのための装置の周波数応答の均一性を改善する値に固定される。このような構成は、前記コイル５０によって提供される帯域幅および前記プロトコルに必要な帯域幅が類似している場合に特に有利である。

所望のプロトコルが追加の帯域幅を必要とするか、または特定の検体が前記所望の限界を超えるコイル装荷を示す場合、代替コイルが使用される。プロトコル、コイル、および患者の装荷情報の所望の組み合わせを前記ＭＲスキャナー１０に関連付けられたメモリー内に格納できる。このような構成において、特定のコイルが好適であることを前記ユーザーに対して確認し、または代替コイルまたはプロトコルが使用されるべきであることを示すように、前記ＭＲ装置１０をプログラムすることができる。

勿論、前述の説明を読みかつ理解した他者は改良および変更を思いつくであろう。本発明は、添付の請求項またはその同等物の範囲内である限りにおいて、このような改良および変更の全てを含むと解釈されることを意図している。

本発明は、類似の参照が同様の要素を示す、次に挙げる添付図面の図の中に、制約としてではなく例として図示される。
図１は、ＭＲ装置の機能ブロック図を示す図である。 図２は、ＲＦコイルの等価回路を示す図である。 図３は、前置増幅器および可変帰還回路の回路図である。 図４ａは、前置増幅器および帰還回路の回路図である。 図４ｂは、進み遅れ回路の回路図である。 図５は、前置増幅器および帰還回路の回路図である。 図６は、ＭＲ検査を取得するための一連の工程を示す図である。

Claims (29)

1. 方法であって、
   ＭＲ（磁気共鳴）画像装置（１０）および前記ＭＲ画像装置と関連して使用されるＲＦ（無線周波数）受信コイル（５０）に対して撮像対象（１３）を位置決めする工程と、
   前記受信コイルに電気的に接続された前置増幅器（２９）の特性を調節して、当該受信コイルの実行Ｑ値を低減する工程と、
   前記ＭＲ画像装置および前記ＲＦコイルを使用して前記対象（１３）のＭＲ画像検査を実施する工程と、
   複数の対象について、前記位置決めする工程と、前記調節する工程と、前記取得する工程とを繰り返す工程と
   を有する方法。
2. 請求項１記載の方法において、前記特性は入力インピーダンスである。
3. 請求項１記載の方法において、前記調節する工程は前記前置増幅器の段に提供された帰還を調節する工程を含むものである。
4. 請求項１記載の方法において、前記段は相互コンダクタンス増幅器を含む入力段である。
5. 請求項３記載の方法において、前記帰還は直列帰還を有するものである。
6. 請求項５記載の方法において、前記帰還はタップインダクタ配列を介して提供されるものである。
7. 請求項３記載の方法において、前記帰還は並列帰還を有するものである。
8. 請求項７記載の方法において、前記帰還はタップコンデンサ配列を介して提供されるものである。
9. 請求項３記載の方法において、前記帰還を調節する工程は、帰還ループ内に配置された増幅器の利得を調節する工程を含むものである。
10. 請求項９記載の方法において、前記増幅器は演算増幅器である。
11. 請求項３記載の方法において、前記帰還の調節工程は帰還ループ内に配置された増幅器の位相応答の調節工程を含むものである。
12. 請求項１の方法において、調節する工程は、複数の周波数でＲＦ信号を生成する工程と、前記周波数の各々において前記前置増幅器によって生成された信号の振幅を決定する工程とを含むものである。
13. 請求項１記載の方法において、前記ＭＲ装置（１０）はコンピュータ（３４）を含み、前記調節する工程は前記コンピュータによって生成された信号を使って前記特性を調節する工程を含むものである。
14. 請求項１記載の方法において、この方法は、さらに、
    前記受信コイル（５０）の共振周波数を調節する工程を有するものである。
15. 磁気共鳴画像装置であって、
    検査領域（１４）に主磁場を発生させる磁石（１２）と、
    前記検査領域に時変傾斜磁場を発生させる傾斜磁場コイル（１６）と、
    高周波信号を発生させることにより、前記検査領域に配置された原子核において磁気共鳴を励起する送信コイル（１８）と、
    前記原子核によって発生した磁気共鳴信号を受信し、当該信号に応答して電気的出力信号を生成する受信コイル（５０）と、
    前記電気的出力信号を増幅し、入力インピーダンスを有する増幅器（２９）と、
    前記増幅器に動作可能に接続され、且つ前記増幅器の入力インピーダンスを調節するようなっている入力インピーダンス調節回路（３１）と、
    前記入力インピーダンス調節回路に動作可能に接続され、前記増幅器の入力インピーダンスを選択的に調節するコンピュータ（３４）と
    を有する磁気共鳴画像装置。
16. 請求項１５記載の装置において、前記受信コイルは共振周波数を有し、この受信コイルは、さらに、当該受信コイルに動作可能に接続され且つ前記共振周波数を調節するようなっている同調回路（５１）を含み、
    前記コンピュータは前記周波数調節回路に動作可能に接続され、前記共振周波数を選択的に調節するものである。
17. 請求項１５記載の装置において、前記入力インピーダンス調節回路（３１）は可変抵抗および可変リアクタンスのうち少なくとも１つを有する帰還回路を含むものである。
18. 請求項１７記載の装置において、前記帰還回路は並列帰還を提供するものである。
19. 請求項１７記載の装置において、前記帰還回路は直列帰還を提供するものである。
20. 請求項１５記載の装置において、前記増幅器はＨＥＭＴ ＦＥＴを含むものである。
21. 請求項１５記載の装置において、前記増幅器は第１の増幅段（３０２）および第２の増幅段（３０４）を含むものである。
22. 請求項２１記載の装置において、前記第２の段は非反転増幅器として構成されるものである。
23. 請求項２２記載の装置において、前記入力インピーダンス調節回路は、前記第２の増幅段の利得および位相応答のうち少なくとも１つを変化させるものである。
24. 請求項２３記載の装置において、前記第１および前記第２の増幅段はカスケード構成に配列されたものである。
25. ＭＲ（磁気共鳴）装置のＲＦ（無線周波数）コイルによって受信された高周波信号を増幅する回路であって、この回路は、
    増幅器（２９）と、
    前記増幅器に動作可能に接続され、前記ＭＲ装置によって生成された制御信号に応答して前記ＲＦコイルの実行Ｑ値を調節するようなっている回路（３１）と
    を有する回路。
26. 請求項２５記載の回路において、この回路は、前記制御信号に応答して前記ＲＦコイルの実行Ｑ値を調節するための可変リアクタンス（Ｃｐ）を含むものである。
27. 請求項２５記載の回路において、この回路は、前記制御信号に応答して前記ＲＦコイルの実行Ｑ値を調節するための可変抵抗（Ｒｐ）を含むものである。
28. 請求項２７記載の装置において、前記回路は増幅器を含むものである。
29. 請求項２５記載の装置において、前記増幅器は第１の増幅段（３０２）および第２の増幅段（３０４）を含み、前記回路は前記第２の増幅段の利得および位相応答のうち少なくとも１つを変化させるものである。

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