JP2006121654A - レベル変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 高速なレベル変換動作が可能で低消費電力、かつ汎用性の高いレベル変換回路を提供する。
【解決手段】 このレベル変換回路では、PチャネルMOSトランジスタ3,4は、カレントミラー回路を構成する。入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合に、NチャネルMOSトランジスタ6が非導通になるため、PチャネルMOSトランジスタ3,4にリーク電流が流れるのが防止され、消費電力が小さくなる。また、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合に、PチャネルMOSトランジスタ5が導通することによって、ノードN2の電位が「H」レベルに固定されるため、ノードN2の電位が不安定な状態になるのが防止される。したがって、従来のレベル変換回路に比べて、高速なレベル変換動作が可能で低消費電力、かつ汎用性の高いレベル変換回路が実現できる。
【選択図】 図1
【解決手段】 このレベル変換回路では、PチャネルMOSトランジスタ3,4は、カレントミラー回路を構成する。入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合に、NチャネルMOSトランジスタ6が非導通になるため、PチャネルMOSトランジスタ3,4にリーク電流が流れるのが防止され、消費電力が小さくなる。また、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合に、PチャネルMOSトランジスタ5が導通することによって、ノードN2の電位が「H」レベルに固定されるため、ノードN2の電位が不安定な状態になるのが防止される。したがって、従来のレベル変換回路に比べて、高速なレベル変換動作が可能で低消費電力、かつ汎用性の高いレベル変換回路が実現できる。
【選択図】 図1
Description
この発明は、レベル変換回路に関し、信号の電圧振幅を変換するレベル変換回路に関する。
近年、半導体デバイスにおいて更なる高集積化、小型化、動作の高速化、低消費電力化が要望されている。特に、LSI(大規模集積回路)において、内部電源の低電圧化と、動作の高速化の両方が求められている。現状では、LSIの内部電源の低電圧化が、LSIのインターフェース電圧の低電圧化よりも進んでいる。そこで、複数のLSIを接続する場合、LSIの出力信号の電圧振幅を変換するためにレベル変換回路が用いられる。また、LSI内部で電源電圧が異なる回路を接続する場合にもレベル変換回路が用いられる。
その「L」レベルが接地電位GND(0V)であり、その「H」レベルが電源電位VDDL(たとえば、1.2V)である信号を、その「L」レベルが接地電位GND(0V)であり、その「H」レベルが電源電位VDDH(たとえば、3.3V)である信号に変換する従来のレベル変換回路では、レベル変換動作に要する時間が長く、消費電力が大きいという問題があった。また、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合と、「H」レベルから「L」レベルに立下げられた場合において、レベル変換動作に要する時間を同一にするのが難しかった。このように、電源電位VDDLと電源電位VDDHとの差が大きい場合、レベル変換動作に要する時間に差が生じやすかった。
下記の特許文献1には、5Vを1V〜7Vまで、1V〜7Vを5Vまで変換できるレベル変換回路が開示されている。この場合、レベル変換回路を構成するトランジスタのβ値(電流増幅率)を工夫している。
また、下記の特許文献2には、消費電流の低減化を図ったパルスレベル変換回路が開示されている。この場合、出力ノードの電位が高く立上がるまでに必要な遅延時間を設定することにより、高振幅出力パルスの劣化を防止することが可能である。
また、下記の特許文献3には、ゲート・ソース間耐圧の小さなMOSトランジスタによる回路構成で、定電流で高電圧レベルの信号出力が得られるCMOSレベルシフト回路が開示されている。
特開平6−209256号公報
特開平7−086913号公報
特開平5−308274号公報
しかし、上述の特許文献1,3では、レベル変換動作の高速化、および低消費電力化が十分に実現できない。また、上述の特許文献2では、入力信号のレベルが低速で変化する場合には対応できず、レベル変換回路の汎用性が低かった。
それゆえに、この発明の主たる目的は、高速なレベル変換動作が可能で低消費電力、かつ汎用性の高いレベル変換回路を提供することである。
この発明に係わるレベル変換回路は、その第1の論理レベルが基準電位であり、その第2の論理レベルが第1の電源電位である第1の信号を、その第1の論理レベルが基準電位であり、その第2の論理レベルが第2の電源電位である第2の信号に変換して出力ノードに与えるレベル変換回路であって、その第1の電極が第2の電源電位を受け、そのゲート電極と第2の電極とが互いに接続された第1の導電形式の第1のトランジスタと、その第1の電極が第2の電源電位を受け、そのゲート電極が第1のトランジスタのゲート電極に接続され、その第2の電極が所定のノードに接続された第1の導電形式の第2のトランジスタと、そのゲート電極が第1の信号を受ける第2の導電形式の第3のトランジスタと、第1のトランジスタの第2の電極と基準電位のラインとの間に、第3のトランジスタと直列接続された第1のスイッチング素子と、その第1の電極が所定のノードに接続され、そのゲート電極が第1の信号の反転信号を受け、その第2の電極が基準電位を受ける第2の導電形式の第4のトランジスタと、第2の電源電位のラインと所定のノードとの間に接続された第2のスイッチング素子と、所定のノードの電位が所定レベルよりも低い場合は、第1のスイッチング素子を導通させるとともに第2のスイッチング素子を非導通にして、出力ノードを基準電位にし、所定のノードの電位が所定レベルよりも高い場合は、第1のスイッチング素子を非導通にするとともに第2のスイッチング素子を導通させて、出力ノードを第2の電源電位にする出力回路とを備えたものである。
好ましくは、出力回路は、所定のノードの電位が所定レベルよりも低い場合は、第2の電源電位を出力し、所定のノードの電位が所定レベルよりも高い場合は、基準電位を出力する第1のインバータと、第1のインバータの出力電位が第2の電源電位の場合は、出力ノードを基準電位にし、第1のインバータの出力電位が基準電位の場合は、出力ノードを第2の電源電位にする第2のインバータとを含む。第1のスイッチング素子は、そのゲート電極が第1のインバータの出力電位を受ける第2の導電形式の第5のトランジスタである。第2のスイッチング素子は、その第1の電極が第2の電源電位を受け、そのゲート電極が第1のインバータの出力電位を受け、その第2の電極が所定のノードに接続された第1の導電形式の第6のトランジスタである。
また好ましくは、出力回路、所定のノードの電位が所定レベルよりも低い場合は、第2の電源電位を出力し、所定のノードの電位が所定レベルよりも高い場合は、基準電位を出力する第1のインバータと、第1のインバータの出力電位が第2の電源電位の場合は、出力ノードを基準電位にし、第1のインバータの出力電位が基準電位の場合は、出力ノードを第2の電源電位にする第2のインバータとを含む。第1のスイッチング素子は、そのゲート電極が所定のノードまたは出力ノードのいずれかのノードに接続された第1の導電形式の第5のトランジスタである。第2のスイッチング素子は、その第1の電極が第2の電源電位を受け、そのゲート電極が第1のインバータの出力電位を受け、その第2の電極が所定のノードに接続された第1の導電形式の第6のトランジスタである。
また好ましくは、さらに、第2の電源電位のラインと第1および第2のトランジスタのゲート電極との間に接続された第3のスイッチング素子が設けられる。出力回路は、所定のノードの電位が所定レベルよりも低い場合は、第3のスイッチング素子を導通させ、所定のノードの電位が所定レベルよりも高い場合は、第3のスイッチング素子を非導通にする。
また好ましくは、第3のスイッチング素子は、その第1の電極が第2の電源電位を受け、そのゲート電極が所定のノードまたは出力ノードのいずれかのノードに接続され、その第2の電極が第1および第2のトランジスタのゲート電極に接続された第1の導電形式の第7のトランジスタである。
また好ましくは、第6のトランジスタの電流駆動能力は、第4のトランジスタの電流駆動能力よりも小さい。
また好ましくは、第6のトランジスタのゲート幅は、第4のトランジスタのゲート幅よりも短い。
また好ましくは、第6のトランジスタのゲート長は、第4のトランジスタのゲート長よりも長い。
また好ましくは、第7のトランジスタの電流駆動能力は、第3のトランジスタの電流駆動能力よりも小さい。
また好ましくは、第7のトランジスタのゲート幅は、第3のトランジスタのゲート幅よりも短い。
また好ましくは、第2の電源電位は、第1の電源電位よりも高い。
この発明に係わるレベル変換回路では、その第1の電極が第2の電源電位を受け、そのゲート電極と第2の電極とが互いに接続された第1の導電形式の第1のトランジスタと、その第1の電極が第2の電源電位を受け、そのゲート電極が第1のトランジスタのゲート電極に接続され、その第2の電極が所定のノードに接続された第1の導電形式の第2のトランジスタと、そのゲート電極が第1の信号を受ける第2の導電形式の第3のトランジスタと、第1のトランジスタの第2の電極と基準電位のラインとの間に、第3のトランジスタと直列接続された第1のスイッチング素子と、その第1の電極が所定のノードに接続され、そのゲート電極が第1の信号の反転信号を受け、その第2の電極が基準電位を受ける第2の導電形式の第4のトランジスタと、第2の電源電位のラインと所定のノードとの間に接続された第2のスイッチング素子と、所定のノードの電位が所定レベルよりも低い場合は、第1のスイッチング素子を導通させるとともに第2のスイッチング素子を非導通にして、出力ノードを基準電位にし、所定のノードの電位が所定レベルよりも高い場合は、第1のスイッチング素子を非導通にするとともに第2のスイッチング素子を導通させて、出力ノードを第2の電源電位にする出力回路とが設けられる。したがって、第1および第2のトランジスタでカレントミラー回路を構成し、第1および第2のスイッチング素子を設けたので、レベル変換動作の高速化、および低消費電力化が実現できる。さらに、第1の信号のレベルが低速で変化する場合から高速で変化する場合まで対応可能となり、レベル変換回路の汎用性が高くなる。
[実施の形態1]
図1は、この発明の実施の形態1によるレベル変換回路の構成を示す回路図である。図1において、このレベル変換回路は、入力端子1、出力端子2、PチャネルMOSトランジスタ3〜5、NチャネルMOSトランジスタ6〜8およびインバータ9〜11を備える。
図1は、この発明の実施の形態1によるレベル変換回路の構成を示す回路図である。図1において、このレベル変換回路は、入力端子1、出力端子2、PチャネルMOSトランジスタ3〜5、NチャネルMOSトランジスタ6〜8およびインバータ9〜11を備える。
PチャネルMOSトランジスタ3は、電源電位VDDHのラインとノードN1との間に接続される。PチャネルMOSトランジスタ4は、電源電位VDDHのラインとノードN2との間に接続される。PチャネルMOSトランジスタ3,4のゲートは、ともにノードN1に接続される。PチャネルMOSトランジスタ3,4は、カレントミラー回路を構成し、PチャネルMOSトランジスタ3に電流が流れると、PチャネルMOSトランジスタ3,4の素子寸法に応じた大きさの電流がPチャネルMOSトランジスタ4に流れる。
NチャネルMOSトランジスタ6,7は、ノードN1と接地電位GNDのラインとの間に直列接続される。NチャネルMOSトランジスタ8は、ノードN2と接地電位GNDのラインとの間に接続される。入力端子1は、NチャネルMOSトランジスタ7のゲートに接続されるとともに、インバータ9を介してNチャネルMOSトランジスタ8のゲートに接続される。
インバータ10,11は、ノードN2と出力端子2との間に直列接続される。PチャネルMOSトランジスタ5は、電源電位VDDHのラインとノードN2との間に接続される。インバータ10とインータ11との間のノードN3は、PチャネルMOSトランジスタ5のゲートに接続されるとともに、NチャネルMOSトランジスタ6のゲートに接続される。インバータ10,11は、ノードN2の電位に応じて、PチャネルMOSトランジスタ5およびNチャネルMOSトランジスタ6のオン/オフ制御を行なうとともに、出力信号の論理レベルを切替える出力回路を構成する。
ここで、電源電位VDDHは高電位(たとえば、3.3V)、電源電位VDDLは低電位(たとえば、1.2V)である。インバータ9は電源電位VDDLで駆動され、インバータ10,11は電源電位VDDHで駆動される。インバータ9〜11は、入力された信号の論理レベルを反転させて出力する。
図2は、図1に示したレベル変換回路の動作を示すタイムチャートである。図2において、入力信号および出力信号の電位変化と、消費電流の変化の様子を示す。なお、ここで示す消費電流は、入力信号の周波数を25MHz、出力端子2の付加容量を1pFとした場合におけるシミュレーション結果である。
時刻t1において、入力信号が「L」レベル(0V)から「H」レベル(VDDL)に立上げられる。これに応じて、NチャネルMOSトランジスタ7が導通し、NチャネルMOSトランジスタ8が非導通になる。
ここで、時刻t1にノードN3の電位が「H」レベルであった場合、NチャネルMOSトランジスタ6が導通しているため、ノードN1の電位が低下して、PチャネルMOSトランジスタ3に電流が流れる。これに応じて、PチャネルMOSトランジスタ4に電流が流れる。また、このときNチャネルMOSトランジスタ8が非導通になっているため、ノードN2の電位が上昇する。ノードN2の電位がインバータ10のしきい値電圧よりも高くなると、インバータ10によってノードN3の電位が「L」レベル(0V)に立下げられ、インバータ11によって出力端子2の電位が「H」レベル(VDDH)に立上げられる。さらに、ノードN3の電位が「L」レベルに立下げられたことに応じて、PチャネルMOSトランジスタ5が導通して、ノードN2の電位が「H」レベル(VDDH)にされる。また、NチャネルMOSトランジスタ6が非導通になって、PチャネルMOSトランジスタ3,4に流れる電流が0Aになる。したがって、このレベル変換回路の消費電流は、時刻t1において瞬間的に大きくなった後、0Aまで減少する。
一方、図示しないが、時刻t1にノードN3の電位が「L」レベルであった場合、NチャネルMOSトランジスタ6が非導通になっているため、PチャネルMOSトランジスタ3,4には電流が流れないが、PチャネルMOSトランジスタ5が導通しているため、ノードN2の電位が「H」レベル(VDDH)にされている。このため、インバータ10によってノードN3の電位が「L」レベル(0V)にされ、インバータ11によって出力端子2の電位が「H」レベル(VDDH)にされる。
次に、時刻t2において、入力信号が「H」レベル(VDDL)から「L」レベル(0V)に立下げられる。これに応じて、NチャネルMOSトランジスタ7が非導通になり、NチャネルMOSトランジスタ8が導通する。ここで、NチャネルMOSトランジスタ7が非導通になるため、NチャネルMOSトランジスタ6の導通状態に係らず、PチャネルMOSトランジスタ3,4には電流が流れない。このとき、NチャネルMOSトランジスタ8が導通したことに応じて、ノードN2の電位が「L」レベル(0V)に立下げられる。これに応じて、インバータ10によってノードN3の電位が「H」レベル(VDDH)に立上げられ、インバータ11によって出力端子2の電位が「L」レベル(0V)に立下げられる。さらに、ノードN3の電位が「H」レベルに立上げられことに応じて、PチャネルMOSトランジスタ5が非導通になる。また、NチャネルMOSトランジスタ6が導通し、次に入力信号が「L」レベル(0V)から「H」レベル(VDDL)に立上げられた場合の動作の準備ができる。したがって、このレベル変換回路の消費電流は、時刻t2において瞬間的に大きくなった後、0Aまで減少する。
図3は、従来のレベル変換回路の構成を示す回路図であって、図1と対比される図である。図3のレベル変換回路を参照して、図1のレベル変換回路と異なる点は、NチャネルMOSトランジスタ6およびPチャネルMOSトランジスタ5が削除されている点と、PチャネルMOSトランジスタ3のゲートがノードN2に接続されている点である。なお、図3において、図1と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
再び図2を参照して、従来のレベル変換回路の出力信号の電位変化と、消費電流の変化の様子を点線で示す。時刻t1において、入力信号が「L」レベル(0V)から「H」レベル(VDDL)に立上げられる。これに応じて、NチャネルMOSトランジスタ7が導通し、NチャネルMOSトランジスタ8が非導通になる。ここで、NチャネルMOSトランジスタ7が導通したことに応じてノードN1の電位が低下し、PチャネルMOSトランジスタ4に電流が流れる。このとき、NチャネルMOSトランジスタ8が非導通になっているため、ノードN2の電位が上昇する。これに応じて、PチャネルMOSトランジスタ3が非導通になり、ノードN1の電位が「L」レベル(0V)まで低下する。また、PチャネルMOSトランジスタ4に流れる電流が増大して、ノードN2の電位が「H」レベル(VDDH)まで上昇する。
時刻t1から所定時間経過後の時刻t11において、ノードN2の電位がインバータ10のしきい値電圧よりも高くなったことに応じて、インバータ10によってノードN3の電位が「L」レベル(0V)に立下げられ、インバータ11によって出力端子2の電位が「H」レベル(VDDH)に立上げられる。したがって、このレベル変換回路の消費電流は、時刻t1から時刻t11までの期間において所定レベルにされ、時刻t11において瞬間的に大きくなった後、0Aまで減少する。
次に、時刻t2において、入力信号が「H」レベル(VDDL)から「L」レベル(0V)に立下げられる。これに応じて、NチャネルMOSトランジスタ7が非導通になり、NチャネルMOSトランジスタ8が導通する。ここで、NチャネルMOSトランジスタ8が導通したことに応じてノードN2の電位が低下し、PチャネルMOSトランジスタ3に電流が流れる。このとき、NチャネルMOSトランジスタ7が非導通になっているため、ノードN1の電位が上昇する。これに応じて、PチャネルMOSトランジスタ4が非導通になり、ノードN2の電位が「L」レベル(0V)まで低下する。また、PチャネルMOSトランジスタ3に流れる電流が増大して、ノードN1の電位が「H」レベル(VDDH)まで上昇する。
時刻t2から所定時間経過後の時刻t12において、ノードN2の電位がインバータ10のしきい値電圧よりも低くなったことに応じて、インバータ10によってノードN3の電位が「H」レベル(VDDH)に立上げられ、インバータ11によって出力端子2の電位が「L」レベル(0V)に立下げられる。したがって、このレベル変換回路の消費電流は、時刻t2から時刻t12までの期間において所定レベルにされ、時刻t12において瞬間的に大きくなった後、0Aまで減少する。
したがって、従来のレベル変換回路では、レベル変換動作に要する時間が長く、消費電力が大きいという問題があった。さらに、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合に、出力信号の論理レベルが切替えられるのに要する時間(t11−t1)と、入力信号が「H」レベルから「L」レベルに立下げられた場合に、出力信号の論理レベルが切替えられるのに要する時間(t12−t2)とを同一にするのが難しかった。これは、以下の理由による。
時刻t1において、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられたときに、NチャネルMOSトランジスタ7が導通してノードN1の電位を低下させるためには、NチャネルMOSトランジスタ7の電流駆動能力をPチャネルMOSトランジスタ3の電流駆動能力よりも大きくする必要がある。これは、時刻t1までの期間において、PチャネルMOSトランジスタ3が導通しているため、時刻t1において、瞬間的にPチャネルMOSトランジスタ3とNチャネルMOSトランジスタ7の両方が導通する状態になるからである。
次に、時刻t2において、入力信号が「H」レベルから「L」レベルに立下げられたときに、NチャネルMOSトランジスタ8が導通してノードN2の電位を低下させるためには、NチャネルMOSトランジスタ8の電流駆動能力をPチャネルMOSトランジスタ4の電流駆動能力よりも大きくする必要がある。これは、時刻t1から時刻t2までの期間において、PチャネルMOSトランジスタ4が導通しているため、時刻t2において、瞬間的にPチャネルMOSトランジスタ4とNチャネルMOSトランジスタ8の両方が導通する状態になるからである。
しかし、このように各トランジスタの電流駆動能力に差をつけることによって、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合と、入力信号が「H」レベルから「L」レベルに立下げられた場合とで、レベル変換動作の特性に違いが生じてしまう。このように、電源電位VDDLと電源電位VDDHとの差が大きい場合、レベル変換動作に要する時間に差が生じやすかった。
そこで、この実施の形態1では、PチャネルMOSトランジスタ3,4でカレントミラー回路を構成し、NチャネルMOSトランジスタ6とPチャネルMOSトランジスタ5を追加した。これにより、従来のレベル変換回路に比べて、レベル変換動作の高速化、および低消費電力化が実現できる(図2参照)。より具体的には、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合に、NチャネルMOSトランジスタ6が非導通になるため、PチャネルMOSトランジスタ3,4にリーク電流が流れるのが防止され、消費電力が小さくなる。また、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられた場合に、PチャネルMOSトランジスタ5が導通することによって、ノードN2の電位が「H」レベル(VDDH)に固定されるため、ノードN2の電位が不安定な状態になるのが防止される。これは、通常動作モードから低消費電力モードに移行する機能を備えたLSIに対応させる場合に効果的である。すなわち、入力信号のレベルが低速で変化する場合(低周波数の信号)から、高速で変化する場合(高周波数の信号)まで低消費電流かつ高速応答が可能となり、レベル変換回路の汎用性が高くなる。
なお、レベル変換の動作速度に影響を与えないようにするため、PチャネルMOSトランジスタ5の電流駆動能力をNチャネルMOSトランジスタ8の電流駆動能力よりも十分に小さくする。これにより、入力信号が「H」レベルから「L」レベルに立下げられてNチャネルMOSトランジスタ8が導通したときに、ノードN2の電位は素早く低下する。
また、ここでは、NチャネルMOSトランジスタ6をPチャネルMOSトランジスタ3とNチャネルMOSトランジスタ7との間に設けた場合について説明したが、NチャネルMOSトランジスタ6をNチャネルMOSトランジスタ7と接地電位GNDのラインとの間に設けてもよい。この場合も、同様の効果が得られる。
さらに、ここでは、インバータ9を入力端子1とNチャネルMOSトランジスタ8のゲートとの間に設けた場合について説明したが、インバータ9を入力端子1とNチャネルMOSトランジスタ7のゲートとの間に設けてもよい。この場合も同様の効果が得られる。
図4は、図1に示したレベル変換回路のレイアウトを示す平面図である。図4において、pウェル領域101には、NチャネルMOSトランジスタ6,7,8が配置される。nウェル領域102には、PチャネルMOSトランジスタ3,4,5およびインバータ10,11を構成するPチャネルMOSトランジスタ10a,11aが配置される。pウェル領域103には、インバータ10,11を構成するNチャネルMOSトランジスタ10b,11bが配置される。pウェル領域101,103およびnウェル領域102には、活性領域AF、ゲート電極GE、第1層金属配線ML1および第2層金属配線ML2が形成される。第1層および第2層金属配線は、たとえばアルミ配線である。
pウェル領域101において、NチャネルMOSトランジスタ6のゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してPチャネルMOSトランジスタ5のゲート電極GEに接続される。NチャネルMOSトランジスタ6のドレインは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してPチャネルMOSトランジスタ3のゲート電極GEに接続され、NチャネルMOSトランジスタ6のソースは、NチャネルMOSトランジスタ7のドレインに接続される。NチャネルMOSトランジスタ7のゲート電極GEは、第1層金属配線ML1を介して入力端子1に接続される。NチャネルMOSトランジスタ7のソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して接地電位GNDのラインに接続される。NチャネルMOSトランジスタ8のゲート電極GEは、第1層金属配線ML1を介してインバータ9の出力ノードに接続される。NチャネルMOSトランジスタ8のドレインは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してPチャネルMOSトランジスタ5のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ8のソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して接地電位GNDのラインに接続される。このNチャネルMOSトランジスタ8は、2列に配置されている。
nウェル領域102において、PチャネルMOSトランジスタ5のゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してインバータ11を構成するPチャネルMOSトランジスタ11aのゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ5のソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ5のドレインは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してインバータ10を構成するPチャネルMOSトランジスタ10aのゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ3のゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してそのドレインに接続される。PチャネルMOSトランジスタ3のソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続される。PチャネルMOSトランジスタ4のゲート電極GEは、第1層金属配線ML1を介してPチャネルMOSトランジスタ3のゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ4のソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ4のドレインは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してインバータ10を構成するPチャネルMOSトランジスタ10aのゲート電極GEに接続される。
nウェル領域102およびpウェル領域103において、インバータ10を構成するPチャネルMOSトランジスタ10aのゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ10bのゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ10aのソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ10aのドレインは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ10bのドレインに接続される。NチャネルMOSトランジスタ10bのソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して接地電位GNDのラインに接続される。インバータ11を構成するPチャネルMOSトランジスタ11aのゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ11bのゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ11aのソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ11aのドレインは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ11bのドレインに接続される。NチャネルMOSトランジスタ11bのソースは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して接地電位GNDのラインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ11bのドレインは出力端子2に接続される。
なお、各トランジスタのゲート電極GEは、すべて同一の方向に揃えられる(図では水平方向)。これにより、トランジスタの製造バラツキが抑えられる。
図示しないが、インバータ9を構成するPチャネルMOSトランジスタ9aおよびNチャネルMOSトランジスタ9bは、別の領域に配置される。インバータ9は、電源電位VDDHの電源系統とは異なる電源電位VDDLの電源系統を用いる。
ここで、トランジスタ3〜8のゲート長をL3〜L8、トランジスタ10a,10b,11a11bのゲート長をL10a,L10b,L11a,L11bとし、トランジスタ3〜8のゲート幅をW3〜W8、トランジスタ10a,10b,11a11bのゲート幅をW10a,W10b,W11a,W11bとする。
図5は、図4に示したPチャネルMOSトランジスタ3の部分拡大図である。図5を参照して、PチャネルMOSトランジスタ3のゲート幅W3は、PチャネルMOSトランジスタ3のゲート電極GEと活性領域AFの重なっている部分の長さ(図5で水平方向の長さ)に相当する。
図6は、図5のVI−VI線断面図である。図6を参照して、nウェル102上にp+領域であるソースおよびドレインが形成される。さらに、nウェル102上にはポリシリコンなどの酸化膜が積層され、酸化膜上にはゲート電極GEが積層される。p+領域であるソースおよびドレインの上部には、それぞれコンタクトホールCHを介して第1層の金属配線層ML1が形成される。さらに、第1層の金属配線層ML1の上部には、スルーホールTHを介して第2層の金属配線層ML2が形成される。PチャネルMOSトランジスタ3のゲート長L3は、p+領域であるソースとドレインの間の距離に相当する。
表1に、図4に示した各トランジスタのゲート長およびゲート幅の一例を示す。なお、トランジスタ9a,9bは、それぞれ図1に示したインバータ9を構成するPチャネルMOSトランジスタ9aおよびNチャネルMOSトランジスタ9bを示している。
表1を参照して、PチャネルMOSトランジスタ4のゲート幅W4(たとえば、7.0μm)は、PチャネルMOSトランジスタ3のゲート幅W3(たとえば、1.0μm)よりも長くする。好ましくは、約3〜8倍程度にする。これにより、PチャネルMOSトランジスタ3,4が構成するカレントミラー回路において、入力電流が適切なレベルに増幅される。また、NチャネルMOSトランジスタ8のゲート幅W8(たとえば、7.0μm)は、NチャネルMOSトランジスタ7のゲート幅W7(たとえば、2.0μm)よりも長くする。好ましくは、約1.1〜4倍程度にする。また、NチャネルMOSトランジスタ6のゲート幅W6とNチャネルMOSトランジスタ7のゲート幅W7とを同じにする(たとえば、2.0μm)。
PチャネルMOSトランジスタ5のゲート幅W5(たとえば、0.4μm)は、NチャネルMOSトランジスタ8のゲート幅W8(たとえば、7.0μm)よりも十分に短くする。好ましくは、約0.03〜0.2倍程度にする。また、PチャネルMOSトランジスタ5のゲート長L5(たとえば、0.5μm)は、NチャネルMOSトランジスタ8のゲート長L8(たとえば、0.4μm)よりも長くする。好ましくは、約1.1〜1.5倍程度にする。これにより、PチャネルMOSトランジスタ5の電流駆動能力は、NチャネルMOSトランジスタ8の電流駆動能力よりも十分に小さくなる。したがって、図2を用いて説明したように、入力信号が「H」レベルから「L」レベルに立下げられてNチャネルMOSトランジスタ8が導通したときに、ノードN2の電位は素早く低下する。
インバータ9を構成するPチャネルMOSトランジスタ9aおよびPチャネルMOSトランジスタ9bのゲート長L9a,L9b(たとえば、0.1μm)は、他のトランジスタのゲート長(たとえば、0.4μm)よりも短くする。好ましくは、約0.2〜0.5倍程度にする。これは、インバータ9が、電源電位VDDHよりも低い電源電位VDDLの電源系統を使用しているからである。
[実施の形態1の変更例]
図7は、この発明の実施の形態1の変更例によるレベル変換回路の構成を示す回路図であって、図1と対比される図である。図7のレベル変換回路を参照して、図1のレベル変換回路と異なる点は、NチャネルMOSトランジスタ6がPチャネルMOSトランジスタ21で置換されている点である。なお、図7において、図1と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
図7は、この発明の実施の形態1の変更例によるレベル変換回路の構成を示す回路図であって、図1と対比される図である。図7のレベル変換回路を参照して、図1のレベル変換回路と異なる点は、NチャネルMOSトランジスタ6がPチャネルMOSトランジスタ21で置換されている点である。なお、図7において、図1と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
PチャネルMOSトランジスタ21は、そのソースがノードN1に接続され、そのドレインがNチャネルMOSトランジスタ7のドレインに接続され、そのゲートが出力端子2に接続される。このPチャネルMOSトランジスタ21は、入力信号が「L」レベル(0V)から「H」レベル(VDDL)に立上げられたことに応じて、出力端子2の電位が「L」レベル(0V)から「H」レベル(VDDH)に立上げられると非導通になる。また、入力信号が「H」レベル(VDDL)から「L」レベル(0V)に立下げられたことに応じて、出力端子2の電位が「H」レベル(VDDH)から「L」レベル(0V)に立下げられると導通する。
したがって、図7に示したレベル変換回路は、図1に示したレベル変換回路と同様のレベル変換動作を行ない、その動作を示すタイムチャートは図2と同じになる。このため、この実施の形態1の変更例では、実施の形態1の場合と同様に、高速なレベル変換動作が可能で低消費電力、かつ汎用性の高いレベル変換回路が実現できる。
[実施の形態2]
図8は、この発明の実施の形態2によるレベル変換回路の構成を示す回路図であって、図1と対比される図である。図8のレベル変換回路を参照して、図1のレベル変換回路と異なる点は、PチャネルMOSトランジスタ31が追加されている点である。なお、図8において、図1と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
図8は、この発明の実施の形態2によるレベル変換回路の構成を示す回路図であって、図1と対比される図である。図8のレベル変換回路を参照して、図1のレベル変換回路と異なる点は、PチャネルMOSトランジスタ31が追加されている点である。なお、図8において、図1と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
PチャネルMOSトランジスタ31は、電源電位VDDHのラインとノードN1との間に接続される。PチャネルMOSトランジスタ31のゲートは、出力端子2に接続される。入力信号が「H」レベル(VDDL)から「L」レベル(0V)に立下げられた場合、NチャネルMOSトランジスタ7が非導通になり、NチャネルMOSトランジスタ8が導通する。ここで、NチャネルMOSトランジスタ7が非導通になっているため、NチャネルMOSトランジスタ6の導通状態に係らず、PチャネルMOSトランジスタ3,4には電流が流れない。
しかし、トランジスタの製造プロセスによるバラツキや回路のレイアウトに起因して、トランジスタの特性(しきい値電圧など)が設計値と異なる場合がある。この場合、カレントミラー回路を構成するPチャネルMOSトランジスタ3に電流が流れないときでも、PチャネルMOSトランジスタ4にわずかなリーク電流が流れることがある。
そこで、この実施の形態2では、PチャネルMOSトランジスタ31を設けて、PチャネルMOSトランジスタ4にリーク電流が流れるのを防止する。より具体的には、入力信号が「H」レベル(VDDL)から「L」レベル(0V)に立下げられた場合、NチャネルMOSトランジスタ8が導通したことに応じてノードN2の電位が低下する。ノードN2の電位がインバータ10のしきい値電圧よりも低くなったことに応じて、インバータ10によってノードN3の電位が「H」レベル(VDDH)に立上げられ、インバータ11によって出力端子2の電位が「L」レベル(0V)に立下げられる。これに応じて、PチャネルMOSトランジスタ31が導通して、ノードN1が「H」レベル(VDDH)にされる。このため、PチャネルMOSトランジスタ3,4が確実に非導通にされる。これにより、PチャネルMOSトランジスタ4にリーク電流が流れるのが防止される。したがって、レベル変換回路の更なる低消費電力化が実現できる。
なお、レベル変換の動作速度に影響を与えないようにするため、PチャネルMOSトランジスタ31の電流駆動能力を十分に小さくする。
また、ここでは、PチャネルMOSトランジスタ31のゲートを出力端子2に接続した場合について説明したが、PチャネルMOSトランジスタ31のゲートをノードN2に接続してもよい。
図9は、PチャネルMOSトランジスタ31のゲートをノードN2に接続した場合のレベル変換回路の構成を示す回路図である。図8ではノードN2がインバータ10,11を介してPチャネルMOSトランジスタ31のゲートに接続されているのに対して、この図9ではノードN2がPチャネルMOSトランジスタ31のゲートに直接接続されている。このため、インバータ10,11による遅延がなく、より早い段階でPチャネルMOSトランジスタ31にフィードバックがかかる。
図10は、図9に示したレベル変換回路のレイアウトを示す平面図である。図10において、nウェル領域111には、PチャネルMOSトランジスタ3,4,5,31およびインバータ10を構成するPチャネルMOSトランジスタ10aが配置される。pウェル領域112には、PチャネルMOSトランジスタ6,7,8およびインバータ10を構成するNチャネルMOSトランジスタ10bが配置される。nウェル領域111およびpウェル領域112には、活性領域AF、ゲート電極GE、第1層金属配線ML1および第2層金属配線ML2が形成される。なお、インバータ11を構成するPチャネルMOSトランジスタ11aおよびNチャネルMOSトランジスタ11bの配置構成は、インバータ10を構成するPチャネルMOSトランジスタ10aおよびNチャネルMOSトランジスタ10bの配置構成と同様であるため、ここでは省略する。
nウェル領域111において、PチャネルMOSトランジスタ3のゲート電極GEは、第1層金属配線ML1を介してそのドレインに接続される。PチャネルMOSトランジスタ3のソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続される。PチャネルMOSトランジスタ4のゲート電極GEは、第1層金属配線ML1を介してPチャネルMOSトランジスタ3のゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ4のソースは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ4のドレインは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ8のドレインに接続される。
PチャネルMOSトランジスタ5のゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ6のゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ5のソースは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ5のドレインは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してPチャネルMOSトランジスタ4のドレインに接続される。PチャネルMOSトランジスタ31のゲート電極GEは、第1層金属配線ML1を介してPチャネルMOSトランジスタ5のドレインに接続される。PチャネルMOSトランジスタ31のソースは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ31のドレインは第1層金属配線ML1を介してPチャネルMOSトランジスタ3のドレインに接続される。
nウェル領域111およびpウェル領域112において、インバータ10を構成するPチャネルMOSトランジスタ10aのゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ10bのゲート電極GEに接続される。PチャネルMOSトランジスタ10aのソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して電源電位VDDHのラインに接続され、PチャネルMOSトランジスタ10aのドレインは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ10bのドレインに接続されるとともに、インバータ11の入力ノードに接続される。NチャネルMOSトランジスタ10bのソースは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して接地電位GNDのラインに接続される。PチャネルMOSトランジスタ10aは4列に配置され、NチャネルMOSトランジスタ10bは2列に配置されている。
pウェル領域112において、NチャネルMOSトランジスタ6のゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してNチャネルMOSトランジスタ10bのドレインに接続される。NチャネルMOSトランジスタ6のドレインは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してPチャネルMOSトランジスタ4のゲート電極GEに接続され、NチャネルMOSトランジスタ6のソースはNチャネルMOSトランジスタ7のドレインに接続される。NチャネルMOSトランジスタ7のゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して入力端子1に接続される。NチャネルMOSトランジスタ7のソースは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して接地電位GNDのラインに接続される。NチャネルMOSトランジスタ8のゲート電極GEは、第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してインバータ9の出力ノードに接続される。NチャネルMOSトランジスタ8のドレインは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介してPチャネルMOSトランジスタ4のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ8のソースは第1層および第2層金属配線ML1,ML2を介して接地電位GNDのラインに接続される。
なお、各トランジスタのゲート電極GEは、すべて同一の方向に揃えられる(図では垂直方向)。これにより、トランジスタの製造バラツキが抑えられる。
表2に、図10に示した各トランジスタのゲート長およびゲート幅の一例を示す。なお、トランジスタ9a,9bは、それぞれ図9に示したインバータ9を構成するPチャネルMOSトランジスタ9aおよびNチャネルMOSトランジスタ9bを示している。また、トランジスタ11a,11bは、それぞれ図9に示したインバータ11を構成するPチャネルMOSトランジスタ11aおよびNチャネルMOSトランジスタ11bを示している。
表2を参照して、PチャネルMOSトランジスタ31のゲート幅W31(たとえば、0.4μm)は、NチャネルMOSトランジスタ7のゲート幅W7(たとえば、5.5μm)よりも十分に短くする。好ましくは、約0.03〜0.2倍程度にする。これにより、PチャネルMOSトランジスタ31の電流駆動能力は、NチャネルMOSトランジスタ7の電流駆動能力よりも十分に小さくなる。したがって、入力信号が「L」レベルから「H」レベルに立上げられてNチャネルMOSトランジスタ7が導通したときに、ノードN1の電位は素早く低下する。
なお、他のトランジスタのゲート幅Wおよびゲート長Lの大小関係については、表1を用いて説明した場合と同様であるため、ここでは説明を省略する。
[実施の形態2の変更例]
図11は、この発明の実施の形態2の変更例によるレベル変換回路の構成を示す回路図であって、図9と対比される図である。図11のレベル変換回路を参照して、図9のレベル変換回路と異なる点は、NチャネルMOSトランジスタ6がPチャネルMOSトランジスタ41で置換されている点である。なお、図11において、図9と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
図11は、この発明の実施の形態2の変更例によるレベル変換回路の構成を示す回路図であって、図9と対比される図である。図11のレベル変換回路を参照して、図9のレベル変換回路と異なる点は、NチャネルMOSトランジスタ6がPチャネルMOSトランジスタ41で置換されている点である。なお、図11において、図9と対応する部分においては同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
PチャネルMOSトランジスタ41は、そのソースがノードN1に接続され、そのドレインがNチャネルMOSトランジスタ7のドレインに接続され、そのゲートが出力端子2に接続される。このPチャネルMOSトランジスタ41は、入力信号が「L」レベル(0V)から「H」レベル(VDDL)に立上げられたことに応じて、出力端子2の電位が「L」レベル(0V)から「H」レベル(VDDH)に立上げられると非導通になる。また、入力信号が「H」レベル(VDDL)から「L」レベル(0V)に立下げられたことに応じて、出力端子2の電位が「H」レベル(VDDH)から「L」レベル(0V)に立下げられると導通する。
したがって、図11に示したレベル変換回路は、図9に示したレベル変換回路と同様のレベル変換動作を行なう。このため、この実施の形態2の変更例では、実施の形態2の場合と同様に、PチャネルMOSトランジスタ4にリーク電流が流れるのが防止される。これにより、レベル変換回路の更なる低消費電力化が実現できる。
ここでは、PチャネルMOSトランジスタ31のゲートを出力端子2に接続した場合を示しているが、PチャネルMOSトランジスタ31のゲートをノードN2に接続してもよい。
なお、今回示した実施の形態では、入力信号の電圧レベルを電源電位VDDLから電源電位VDDH(>VDDL)に変換するレベル変換回路について説明したが、2つの電源系統を入替えてもよい。すなわち、入力信号の電圧レベルを電源電位VDDHから電源電位VDDL(<VDDH)に変換するレベル変換回路としてもよい。また、2つの電源系統の電源電位を同一にしてもよい。いずれの場合でも、カレントミラー回路の構成を利用していることにより、図3に示したような構成に比べて、高速なスイッチング動作および低消費電力化が実現できる。
また、同一の半導体チップ上に複数種類のレベル変換回路を組合せて配置してもよい。たとえば、それぞれ電源電位の異なる3つの電源系統を使用する場合、各電源電位に応じて図1に示したレベル変換回路や図8に示したレベル変換回路を使い分けて配置してもよい。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1 入力端子、2 出力端子、3〜5,21,31,41 PチャネルMOSトランジスタ、6〜8 NチャネルMOSトランジスタ、9〜11 インバータ、101,103,112 pウェル領域、102,111 nウェル領域、AF 活性領域、GE ゲート電極、ML1 第1層金属配線、ML2 第2層金属配線、W ゲート幅、L ゲート長、CH コンタクトホール、TH スルーホール。
Claims (11)
- その第1の論理レベルが基準電位であり、その第2の論理レベルが第1の電源電位である第1の信号を、その第1の論理レベルが前記基準電位であり、その第2の論理レベルが第2の電源電位である第2の信号に変換して出力ノードに与えるレベル変換回路であって、
その第1の電極が前記第2の電源電位を受け、そのゲート電極と第2の電極とが互いに接続された第1の導電形式の第1のトランジスタ、
その第1の電極が前記第2の電源電位を受け、そのゲート電極が前記第1のトランジスタのゲート電極に接続され、その第2の電極が所定のノードに接続された第1の導電形式の第2のトランジスタ、
そのゲート電極が前記第1の信号を受ける第2の導電形式の第3のトランジスタ、
前記第1のトランジスタの第2の電極と前記基準電位のラインとの間に、前記第3のトランジスタと直列接続された第1のスイッチング素子、
その第1の電極が前記所定のノードに接続され、そのゲート電極が前記第1の信号の反転信号を受け、その第2の電極が前記基準電位を受ける第2の導電形式の第4のトランジスタ、
前記第2の電源電位のラインと前記所定のノードとの間に接続された第2のスイッチング素子、および
前記所定のノードの電位が所定レベルよりも低い場合は、前記第1のスイッチング素子を導通させるとともに前記第2のスイッチング素子を非導通にして、前記出力ノードを前記基準電位にし、前記所定のノードの電位が前記所定レベルよりも高い場合は、前記第1のスイッチング素子を非導通にするとともに前記第2のスイッチング素子を導通させて、前記出力ノードを前記第2の電源電位にする出力回路を備えるレベル変換回路。 - 前記出力回路は、
前記所定のノードの電位が前記所定レベルよりも低い場合は、前記第2の電源電位を出力し、前記所定のノードの電位が前記所定レベルよりも高い場合は、前記基準電位を出力する第1のインバータ、および
前記第1のインバータの出力電位が前記第2の電源電位の場合は、前記出力ノードを前記基準電位にし、前記第1のインバータの出力電位が前記基準電位の場合は、前記出力ノードを前記第2の電源電位にする第2のインバータを含み、
前記第1のスイッチング素子は、そのゲート電極が前記第1のインバータの出力電位を受ける第2の導電形式の第5のトランジスタであり、
前記第2のスイッチング素子は、その第1の電極が前記第2の電源電位を受け、そのゲート電極が前記第1のインバータの出力電位を受け、その第2の電極が前記所定のノードに接続された第1の導電形式の第6のトランジスタである、請求項1に記載のレベル変換回路。 - 前記出力回路は、
前記所定のノードの電位が前記所定レベルよりも低い場合は、前記第2の電源電位を出力し、前記所定のノードの電位が前記所定レベルよりも高い場合は、前記基準電位を出力する第1のインバータ、および
前記第1のインバータの出力電位が前記第2の電源電位の場合は、前記出力ノードを前記基準電位にし、前記第1のインバータの出力電位が前記基準電位の場合は、前記出力ノードを前記第2の電源電位にする第2のインバータを含み、
前記第1のスイッチング素子は、そのゲート電極が前記所定のノードまたは前記出力ノードのいずれかのノードに接続された第1の導電形式の第5のトランジスタであり、
前記第2のスイッチング素子は、その第1の電極が前記第2の電源電位を受け、そのゲート電極が前記第1のインバータの出力電位を受け、その第2の電極が前記所定のノードに接続された第1の導電形式の第6のトランジスタである、請求項1に記載のレベル変換回路。 - さらに、前記第2の電源電位のラインと前記第1および第2のトランジスタのゲート電極との間に接続された第3のスイッチング素子を備え、
前記出力回路は、前記所定のノードの電位が前記所定レベルよりも低い場合は、前記第3のスイッチング素子を導通させ、前記所定のノードの電位が前記所定レベルよりも高い場合は、前記第3のスイッチング素子を非導通にする、請求項1から請求項3までのいずれかに記載のレベル変換回路。 - 前記第3のスイッチング素子は、その第1の電極が前記第2の電源電位を受け、そのゲート電極が前記所定のノードまたは前記出力ノードのいずれかのノードに接続され、その第2の電極が前記第1および第2のトランジスタのゲート電極に接続された第1の導電形式の第7のトランジスタである、請求項4に記載のレベル変換回路。
- 前記第6のトランジスタの電流駆動能力は、前記第4のトランジスタの電流駆動能力よりも小さい、請求項2または請求項3に記載のレベル変換回路。
- 前記第6のトランジスタのゲート幅は、前記第4のトランジスタのゲート幅よりも短い、請求項6に記載のレベル変換回路。
- 前記第6のトランジスタのゲート長は、前記第4のトランジスタのゲート長よりも長い、請求項6に記載のレベル変換回路。
- 前記第7のトランジスタの電流駆動能力は、前記第3のトランジスタの電流駆動能力よりも小さい、請求項5に記載のレベル変換回路。
- 前記第7のトランジスタのゲート幅は、前記第3のトランジスタのゲート幅よりも短い、請求項9に記載のレベル変換回路。
- 前記第2の電源電位は、前記第1の電源電位よりも高い、請求項1から請求項10までのいずれかに記載のレベル変換回路。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005176591A JP2006121654A (ja) | 2004-09-21 | 2005-06-16 | レベル変換回路 |
TW094130286A TW200625808A (en) | 2004-09-21 | 2005-09-05 | Level conversion circuit |
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US11/230,531 US7432740B2 (en) | 2004-09-21 | 2005-09-21 | Level conversion circuit for converting voltage amplitude of signal |
US12/230,007 US7652505B2 (en) | 2004-09-21 | 2008-08-21 | Level conversion circuit for converting voltage amplitude of signal |
US12/634,608 US8067961B2 (en) | 2004-09-21 | 2009-12-09 | Level conversion circuit for converting voltage amplitude of signal |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004273007 | 2004-09-21 | ||
JP2005176591A JP2006121654A (ja) | 2004-09-21 | 2005-06-16 | レベル変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006121654A true JP2006121654A (ja) | 2006-05-11 |
JP2006121654A5 JP2006121654A5 (ja) | 2008-06-05 |
Family
ID=36073315
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005176591A Withdrawn JP2006121654A (ja) | 2004-09-21 | 2005-06-16 | レベル変換回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (3) | US7432740B2 (ja) |
JP (1) | JP2006121654A (ja) |
KR (1) | KR20060051266A (ja) |
TW (1) | TW200625808A (ja) |
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- 2005-09-05 TW TW094130286A patent/TW200625808A/zh unknown
- 2005-09-13 KR KR1020050085352A patent/KR20060051266A/ko not_active Application Discontinuation
- 2005-09-21 US US11/230,531 patent/US7432740B2/en active Active
-
2008
- 2008-08-21 US US12/230,007 patent/US7652505B2/en active Active
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2009
- 2009-12-09 US US12/634,608 patent/US8067961B2/en active Active
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US7652505B2 (en) | 2010-01-26 |
US20090002026A1 (en) | 2009-01-01 |
US20100109745A1 (en) | 2010-05-06 |
US8067961B2 (en) | 2011-11-29 |
KR20060051266A (ko) | 2006-05-19 |
US7432740B2 (en) | 2008-10-07 |
US20060061386A1 (en) | 2006-03-23 |
TW200625808A (en) | 2006-07-16 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080418 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080418 |
|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20100409 |