JP2006101697A - 電圧レギュレータ - Google Patents

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Abstract

【課題】非絶縁式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、変換損失を小さくし、実装コストを最小化する。
【解決手段】レギュレータは、入力電源からのエネルギーを、出力における電圧へと変換する。レギュレータは、電源の入力電圧から出力へのエネルギーを伝達する少なくとも２つの導通スイッチを備える。各導通スイッチは、略５０％のデューティーサイクルで動作する。少なくとも２つのコイルは、少なくとも２つの導通スイッチと通じており、共に、共通のコアに巻かれている。各コイルは、コイルにおける直流電流が打ち消すような極性を持つ。また、コイルは、０．９９よりも大きな結合係数を有している。少なくとも２つの導通コイルは、少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチとつながっており、非導通期間における電流のための経路を提供する。駆動信号生成器は、少なくとも２つの導通スイッチを制御するための駆動信号を生成する。
【選択図】図１ａ

Description

本発明は、電子回路のための電力システムに関する。
現代のデジタル論理回路は、現状では、０．１３μｍのプロセスか、又はそれよりも微細な技術を使用して造られている。これらの微細なプロセスデバイスは非常に低い電圧で動作するが、これは、既に使用されていた大部分のデバイスよりも、更に低い電圧である。近い将来、１Ｖ以下での動作は、おそらく珍しくなくなるであろう。これらの低電圧デバイスを使ったシステムでのチャレンジの1つは、例えば、従来のシステムに組み込まれているような５Ｖ電源や１２Ｖ電源などの主要なエネルギー源を、いかにコストパフォーマンスよく、１Ｖのデバイスとつなげるかである。
特に、従来の非絶縁式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、１２Ｖから１Ｖへの変圧が余りに非効率な場合がある。出力電圧を調整するために、従来の降圧型コンバータは、導通サイクルにおけるパルス幅を変化させている。１２Ｖから１Ｖへ降圧するために、従来の非絶縁式の車体用ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティーサイクルは非常に小さくなる場合があり、これは高い変換損失、および低電力出力につながっている。
本発明に係る実施形態によれば、請求項１で示されるような連結型のコイルレギュレータが提供される。
本発明に係る実施形態によれば、請求項２６で示されるような連結型のコイルレギュレータが提供される。
本発明に係る実施形態によれば、請求項３２で示されるようなレギュレータシステムが提供される。
本発明に係る実施形態によれば、請求項４２で示されるような多段式レギュレータシステムが提供される。
本発明に係る実施形態によれば、請求項４８で示されるようなレギュレータシステムが提供される。
本発明に係る実施形態の詳細は、添付された図面と、下記に記載される詳細な説明の中で説明される。本発明における、その他の特徴や対象や効果は、詳細な説明および図面と、特許請求の範囲から明らかにされる。
図1は、例えば高速ドライバや他の電子デバイス等のデバイスに電力を供給するための、連結コイルレギュレータ１０の一例を示す構成図である。連結コイルレギュレータ１０は、入力電圧ＶＤＤを、絶縁された出力電圧ＶＯＵＴへと変換するために、開ループとして動作してよい。出力電圧の振幅は、実質的には、入力電圧の整数倍または整数分の１であって、連結コイルレギュレータ１０の構成および連結コイルレギュレータ１０内で連結されたコイルの個数により定まる。例えば、２つの連結コイルを備えた降圧型の構成においては、連結コイルレギュレータ１０は、入力電圧の約２分の１の出力電圧を生成する。
連結コイルレギュレータ１０、導通スイッチ１１、フリーホイーリングスイッチ１２、および昇圧型または降圧型の構成に配置された２つ以上の連結コイル１３含んでよい。駆動信号生成器１４は、導通スイッチ１１を制御するために駆動信号を生成してよい。駆動信号はトータルとしての導通時間が１００％に到達するように制御され、導通スイッチ１１およびフリーホイーリングスイッチ１２の相互誘導を減少させるために、出力信号に対する微小な応答時間（ｄｅａｄｔｉｍｅ）を打ち消している。
周波数生成器１５は、動作周波数を有するクロック信号を生成してよい。駆動信号は、動作周波数で動作するように同期させられてよい。ある形態においては、動作周波数は予め定められた周波数に固定されてよい。別の形態においては、動作周波数は、出力電流や出力電圧等の負荷の状況の変化に応じて制御されてよい。例えば負荷電流の増加など、出力電流における変化が検出された場合には、出力の過渡応答を増すために、動作周波数が増加させられてよい。連結コイルレギュレータ１０が負荷状況の変化に応答し、その後、再び定常的な動作状況に到達すると、動作周波数は、連結コイルレギュレータ１０の電力損失を減らすために減少させられてよい。
連結コイル１３は、好ましくは、ほぼ１に等しい結合係数Ｋで、互いに密接に結合してよく、ここでは、１が理想値である。複数の連結コイル１３は、好ましくは、最大の結合係数を提供するように、共通の１つの磁気コアに、互いに巻かれる。結合係数は約１であり、少なくとも０．９、好ましくは０．９９よりも大きい。複数の連結コイル１３のための各巻線における極性は、連結コイル１３を流れる直流電流が実質的に打ち消され、コイルアセンブリーの磁気コアを流れる直流電流がほぼ零になるように、選択される。仮想的には、コイルアセンブリーに直流電流は流れないので、その結果、より小型のサイズで、かつ、低コストの連結コイルを、コイルアセンブリーに用いることができる。更に、ビーズ状や環状の形状をしたフェライト等の、高い透磁率を持つ材料が、磁気コアに使用されてよい。また、例えばＭＰＰコア、フェライトＰＱコア、およびその他の分割コア形状のコアなど、より低い透磁率を持つ材料を使用してもよい。
複数の連結コイル間の結合係数を最大にすることで定常状態が得られるという利点に加え、連結コイルレギュレータ１０の過渡応答を改良してもよい。過渡状態においては、過渡状態の負荷電流が関係している限りにおいては、複数の連結コイル間で相互に高く結合することで、個別のコイルのインダクタンスを効果的に打ち消すことができる。
図１（ｂ）は、連結コイルレギュレータ１０に含まれる複数の導通スイッチ１１の一例を示す。導通スイッチ１１のそれぞれ、１つ以上の並列接続された並列スイッチ１６ａ〜ｃから構成され、それぞれのスイッチは、独立に制御可能である。並列スイッチ１６ａ〜ｃのそれぞれはイネーブル信号ＥＮＢ１〜ＥＮＢ３により制御され、並列スイッチ１６ａ〜ｃの全て、或いは、それらのいずれかの組み合わせが、イネーブルにセットされる。イネーブルにセットされた並列スイッチ１６ａ〜ｃは、同一の駆動信号Φ１により制御されてよい。
また導通スイッチ１１は、スイッチングの損失を減らすためにマルチレベルゲート電圧を使用することによって駆動されてもよい。例えば、オン電圧の振幅は、導通スイッチでのスイッチング損失を減少させるために、導通スイッチを流れる電流などの要因に依存したそれぞれ異なった所定のレベルへと調整されてよい。
図２（ａ）は、２対１レギュレータ２０（２：１レギュレータ、又は０．５倍レギュレータ）の一例であって、連結コイルレギュレータ１０の一つの実施形態であってよい。２対１レギュレータ２０は、入力電圧ＶＤＤを入力電圧の振幅の約２分の１の大きさの絶縁された出力電圧ＶＯＵＴへと変換するために、開ループとして動作してよい。
図２（ｂ）は、一実施形態に係る２対１レギュレータ２０の回路図の一例を示す。２対１レギュレータ２０は、入力電圧から、出力電圧Ｖｏｕｔを、位相を１８０度、変えて生成する２つの降圧型コンバータを含んでよい。入力電圧は、例えばグランドや、低位側の電圧ＶＬ等の他の電圧を基準にして、高位側の電圧ＶＨであってもよい。各降圧型コンバータは、導通スイッチ２２ａ、２２ｂ、フリーホイーリングスイッチ２４ａ、２４ｂ、およびコイル２６ａ、２６ｂを含む。出力コンデンサ２８は、各降圧型コンバータのために出力電圧にフィルタをかけてよい。リップル電流が小さいので、出力コンデンサ２８の値は小さいものであってよい。更に、２対１レギュレータ２０の入出力間の結合は緊密であるので、入力におけるいかなるキャパシタンスも、並列なキャパシタンスを、出力における負荷へ効果的に与えるように、出力コンデンサ２８と呼応して動作する。
コイル２６ａおよび２６ｂは、互いに密接に結合してよく、ここでは、１が理想値である。コイル２６ａおよび２６ｂは、好ましくは、コイル２６ａと２６ｂの間において高い結合係数を提供するコイルアセンブリー２７を形成するために、共通の１つの磁気コアに互いに巻かれる。巻かれたコイルの極性は、コイル２６ａおよび２６ｂを流れる直流電流が実質的に打ち消され、コイルアセンブリー２７の磁気コアを流れる直流電流がほぼ零になるように、選択される。したがって、低透磁率材料のより小型のコアサイズが、コイル２６ａおよび２６ｂに使用することができ、その結果、コイルアセンブリー２７は、より小型のサイズで、かつ、より低コストとなる。また、過渡的な負荷電流が関連している場合には、個々のインダクタンスは打ち消されるので、２対１レギュレータ２０の過渡応答は改良される。
例えば同期調整器や離散的な調整器等、あらゆる型のスイッチが、フリーホイーリングスイッチ２４ａおよび２４ｂとして使用されてよい。
出力電圧ＶＤＤ／２は、導通スイッチを駆動するための中間のレベル電圧として使用されてもよいので、２対１レギュレータ２０と共に、導通スイッチ２２ａおよび２２ｂに２つのレベルのゲート電圧を用いることは、特に効果的である。
図２（ｃ）は、２対１レギュレータ２０の一例に関する波形を示す。導通スイッチ２２ａおよび２２ｂのそれぞれは、ほぼ１８０度、位相がずれた駆動信号によって制御される。第一の導通スイッチ２２ａは、ほぼ方形波の信号３０によって駆動されてよい。第二の導通スイッチ２２ｂは、信号３０のほぼ反対の波形である第二の信号３２によって駆動されてよい。微小な応答時間の総時間は、信号３０と信号３２との間に含まれてよく、スイッチング転移の間にフリーホイーリングスイッチ２４ａおよび２４ｂを通って導通コイル２２ａおよび２２ｂから流れる可能性のある、シュートスルー電流を減少させてよい。総応答時間は、リップル電流を減少させるため、そして、出力におけるエネルギー転送を改良するために、最小化されてよい。第１の導通スイッチ２２ａが通じている場合、出力側コイル２６ａを通って流れるコイル電流ｌ１（３４）は、直線的な割合で増加する。同様に、第２導通スイッチ２２ｂが通じた場合、出力側コイル２６ｂを通って流れるコイル電流ｌ２（３６）は、直線的な割合で増加する。導通スイッチ２２ａおよび２２ｂでの合成された導通時間は、ほぼ１００％にまで近づいているので、出力コンデンサ２８へ流れるリップル電流の振幅は無視できる程度となり、出力にフィルタリングをかける出力コンデンサ２８はより小さくて済む。
Figure 2006101697
Figure 2006101697
図３（ａ）は、連結コイルレギュレータ１０の一つの実施形態であってもよい１対２レギュレータ５０の一例を示す。１対２レギュレータ５０は、入力電圧ＶＤＤを入力電圧の振幅の約２倍の絶縁された出力電圧ＶＯＵＴへと変換するために、開ループとして動作してよい。
図３（ｂ）は、一実施形態に係る１対２レギュレータ５０の回路図の一例を示す。１対２レギュレータ５０は、入力電圧から、出力電圧Ｖｏｕｔを、位相を１８０度変えて生成する２つの昇圧型コンバータを含んでよい。入力電圧は、例えばグランドや、低位側の電圧ＶＬ等の他の電圧を基準にして、高位側の電圧ＶＨであってもよい。各昇圧型コンバータは、導通スイッチ５２ａ、５２ｂ、フリーホイーリングスイッチ５４ａ、５４ｂ、およびコイル５６ａ、５６ｂを含む。出力コンデンサ５８は、各昇圧型コンバータのために出力電圧にフィルタをかけてもよい。２対１レギュレータ２０と同様に、リップル電流が微小であるので、出力コンデンサ５８の値を小さくしてもよい。また、１対２レギュレータ５０における入出力が緊密に結合しているので、入力におけるいかなるキャパシタンスも、並列なキャパシタンスを、出力における負荷へ効果的に与えるように、出力コンデンサ５８と呼応して動作する。
導通スイッチ５２ａおよび５２ｂのそれぞれは、ほぼ１８０度、位相がずれた駆動信号によって制御される。第一の導通スイッチ５２ａは、ほぼ方形波の信号によって駆動されてよい。第二の導通スイッチ５２ｂは、上記の信号のほぼ反対の波形を持つ信号によって駆動されてよい。微小なる応答時間の総量は、方形波の信号と、反対の波形を持つ信号との間に含まれてよく、スイッチング転移の間にフリーホイーリングスイッチ５４ａおよび５４ｂを通って導通コイル５２ａおよび５２ｂから流れる可能性のある、シュートスルー電流を減少させてよい。応答時間の総時間は、リップル電流を減少させるため、また、出力におけるエネルギー転送を改良するために、最小化されてよい。導通スイッチ５２ａおよび５２ｂの、結合された導通時間は、ほぼ１００％にまで近づいているので、出力コンデンサ５８へ流れるリップル電流の振幅は無視できる程度となり、出力にフィルタリングをかける出力コンデンサ５８はより小さくて済む。
Figure 2006101697
Figure 2006101697
昇圧型コンバータのためのコイル５６ａおよび５６ｂは、密接に結合しており、好ましくは、ほぼ１の結合係数Ｋを有してよい。コイル５６ａおよび５６ｂは、単一の磁気コアに共に巻回され、高い値の結合係数を与えるコイルアセンブリー５７を形成してよい。高い結合係数であることの利点は、２対１レギュレータ２０および連結コイルレギュレータ１０において、高い結合係数である場合に利点があることと同様である。
例えば同期調整器や離散的な調整器等、あらゆる型のスイッチが、フリーホイーリングスイッチ５４ａおよび５４ｂとして使用されてよい。
図４（ａ）は、連結コイルレギュレータ１０の一実施形態である１対−１レギュレータ６０の一例を示す。１対−１レギュレータ６０は、入力電圧ＶＤＤを入力電圧の振幅を反転した絶縁された出力電圧ＶＯＵＴへと変換するために、開ループとして動作してよい。
図４（ｂ）は、一実施形態の１対−１レギュレータ６０の一例の回路図を示す。１対−１レギュレータ６０は、入力電圧を反転した電圧を生成するために、およそ５０％のデューティーサイクルで動作する２つのフライバックレギュレータを有するという点を除いて、１対−１レギュレータ６０は２対１レギュレータ２０と同様であり、対応する番号６０〜６８の部材は、２対１レギュレータ２０と同様に機能する。
図５は、連結コイルレギュレータ７０の一例を示しており、連結コイルレギュレータ７０は、導通スイッチ７２ａおよび７２ｂからの出力信号を調整するための同期調整器７４ａおよび７４ｂを有するという点を除いて、１対２レギュレータ５０と同様であり、対応する番号７０から〜７８の部材は、１対２レギュレータ５０と同様に機能する。同期調整器７４ａおよび７４ｂは、出力信号に関連した損失を効果的に減らすことができ、これにより、連結コイルレギュレータ７０のエネルギー効率を増加させてよい。複数の同期調整器が、連結コイルレギュレータにおける昇圧型の構成に例示されているが、これらの同期調整器は、連結コイルレギュレータ１０のあらゆる実施形態において、フリーホイーリング調整器として使用されてよい。
図６(ａ)は、入力電圧を出力電圧Ｖｏｕｔへと変換するための他の一例である連結コイルレギュレータ１２０を示す。連結コイルレギュレータ１２０は、結合係数がほぼ１である４つの連結されたコイル１２６ａ〜１２６ｄを有するという点を除いて、２対１レギュレータ２０と同様であり、対応する番号１２０から〜１２８の部材は、２対１レギュレータ２０と同様に機能する。連結コイル１２６ａ〜１２６ｄのそれぞれは、各コイルはそれぞれが個別に制御可能であるような巻数を有しており、所定回数Ｎ１〜Ｎ４だけ巻かれてよい。各コイルにおける他のコイルに対する巻数の比率は、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を制御するために変化させられてよい。例えば、ある形態において、巻数は、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝Ｎ４が成立するように設定されてよく、この場合、出力電圧の振幅は、実質的に、入力電圧の４分の１に等しい。他の形態においては、巻数は、Ｎ１＝Ｎ２、Ｎ３＝Ｎ４、かつＮ１＝２＊Ｎ３、が成立するように設定されてよく、この場合、出力電圧の振幅は、入力電圧の３分の１にほぼ等しい。
図６（ｂ）は、入力電圧を出力電圧Ｖｏｕｔへ変換するための他の一例である連結コイルレギュレータ１３０を示す。連結コイルレギュレータ１３０は、結合係数がほぼ１である４つの連結されたコイル１３６ａ〜１３６ｄを有するという点を除いて、１対２レギュレータ５０と同様であり、対応する番号１３０から１３８の部材は、１対２レギュレータ５０と同様に機能する。連結コイル１３６ａ〜１３６ｄのそれぞれは、各コイルはそれぞれが個別に制御可能であるような巻数を有しており、所定回数Ｎ１〜Ｎ４だけ巻かれてよい。各コイルにおける、他のコイルに対する巻数の比率は、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を制御するために変化させてよい。
図６（ｃ）は、入力電圧を出力電圧Ｖｏｕｔへと変換するための他の一例である連結コイルレギュレータ１４０を示す。連結コイルレギュレータ１４０は、結合係数がほぼ１である４つの連結されたコイル１４６ａ〜１４６ｄを有するという点を除いて、１対−１レギュレータ６０と同様であり、対応する番号１４０から〜１４８の部材は、１対−１レギュレータ６０と同様に機能する。連結コイル１４６ａ〜１４６ｄのそれぞれは、各コイルはそれぞれが個別に制御可能であるような巻数を有しており、所定回数Ｎ１〜Ｎ４だけ巻かれてよい。各コイルにおける、他のコイルに対する巻数の比率は、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を制御するために変化させられてよい。
図１６（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成する４対１レギュレータ１５０の一例を示す。４対１レギュレータ１５０は、Ｖｉｎの振幅の約４分の１の絶縁された電圧として、Ｖｏｕｔを生成するために開ループとして動作してよい。４対１レギュレータ１５０は、位相信号φ１〜φ４をバッファリングするための４つのドライバ１５２ａ〜１５２ｄを有してよく、これらの位相信号は、それそれのドライバ１５２ａ〜１５２ｄに対応している。ドライバ１５２ａ〜１５２ｄは、格子ネットワーク状に配置される６つの連結コイル１５６ａ〜１５６ｆと接続されてよい。
好ましくは、連結コイル１５６ａ〜ｂ、１５６ｃ〜ｄ、および１５６ｅ〜ｆのそれぞれのペアは、互いが約１の結合係数（Ｋ）を有する、密接な結合であってよい。好ましくは、結コイル１５６ａ〜ｂ、１５６ｃ〜ｄ、および１５６ｅ〜ｆのそれぞれのペアは、対応する共通の磁気コアに巻かれ、１５６ａ〜ｂ、１５６ｃ〜ｄ、および１５６ｅ〜ｆの間で高い結合係数を与えるコイルアセンブリーを形成してよい。各巻線における極性は、それぞれペアとなったコイル１５６ａ〜ｂ、１５６ｃ〜ｄ、および１５６ｅ〜ｆを流れる直流電流が実質的に打ち消され、対応するコイルアセンブリーの磁気コアを流れる直流電流がほぼ零になるように、選択される。別の形態において、全てのコイル１５６ａ〜ｆは、単一の磁気コアに巻かれてもよい。
コストを低減するため、或いは、４対１レギュレータ１５０の体積を減らすために、ドライバ１５２ａ〜ｄは、単一の半導体チップに有利に含まれて良い。各位相信号は、オン状態およびオフ状態を有し、デューティーサイクルはおよそ２５％であってよい。各位相信号は、ある形態においては、交互的なタイミングシーケンスＰＳ１で配列されてよく、他の形態では、逐次的なタイミングシーケンスＰＳ２で配列されてもよい。交互タイミングシーケンスＰＳ１においては、位相信号φ１、φ３、φ２、φ４が、それぞれ、ドライバ１５２ａ、１５２ｂ、１５２ｃ、１５２ｄへ印加される（図１６Ｂ参照）。逐次タイミングシーケンスＰＳ２においては、位相信号φ１、φ２、φ３、φ４が、それぞれ、ドライバ１５２ａ、１５２ｂ、１５２ｃ、１５２ｄへ印加される。連結コイル１５６ａ〜ｆは、好ましくは、約１の結合係数を有しており、同等な構造の磁気コアに、実質的に同じ回数の巻数で巻かれてよい。出力コンデンサ１５８は、ノイズとリップル電圧とを低減するために、出力電圧にフィルタをかけてよい。２対１レギュレータ２０と同様に、リップル電流は微小であり、また入力におけるキャパシタンスは、出力キャパシタンスと共に作用するので、コンデンサ１５８の値を、低減させることができる。
図１６（ｂ）は、４対１レギュレータ１５０の一例に関する波形を示す。図の位相信号φ１〜φ４は、各位相信号φ１〜φ４におけるタイミングの関係を示している。各位相信号φ１〜φ４は、実質的には、デューティーサイクル２５％であり、Ｖｉｎの振幅を有してよい。信号ＰＳ２−Ａは、φ１〜φ４の位相信号ＰＳ２がドライバ１５２ａ〜１５２ｄへ印加された場合における、図１６ＡのノードＡでの波形を示す。信号ＰＳ２−Ｂは、φ１〜φ４の位相信号ＰＳ２がドライバ１５２ａ〜１５２ｄへ印加された場合における、図１６ＡのノードＢでの波形を示す。シグナルＰＳ２−ＡおよびＰＳ２−Ｂの各振幅は、およそＶｉｎ／２であってよい。
信号ＰＳ１−Ａは、φ１〜φ４の位相信号ＰＳ１がドライバ１５２ａ〜１５２ｄへ印加された場合における、図１６ＡのノードＡでの波形を示す。信号ＰＳ１−Ｂは、φ１〜φ４の位相信号ＰＳ２がドライバ１５２ａ〜１５２ｄへ印加された場合における、図１６ＡのノードＢでの波形を示す。シグナルＰＳ１−ＡおよびＰＳ１−Ｂの各振幅は、およそＶｉｎ／２であってよい。信号ＰＳ１−ＡおよびＰＳ１−Ｂの信号周波数は、ＰＳ２ーＡおよびＰＳ２−Ｂの周波数信号の略２倍の周波数となり、ＰＳ１のタイミングシーケンスが、ＰＳ２のタイミングシーケンスと対に用いられる場合に、より小さなインダクタンス値につながる。
図１６（ｃ）は、入力電圧Ｖｉｎから、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する連結コイルレギュレータ１６０の一例を示す。連結コイルレギュレータ１６０は、降圧型の構成であり、格子回路状に配置された多段のコイル１６６を有してよく、1段からＮ段まで、いくつ段数を有してもよい。連結コイルレギュレータ１６０は、Ｖｉｎ／（２Ｎ）に略等しい絶縁された電圧として、Ｖｏｕｔを生成するために、開ループとして動作してよい。連結コイルレギュレータ１６０は、位相信号φ１〜φ２Ｎをバッファリングするために、複数のドライバ１６２を有してよく、これらの位相信号は、各ドライバ１６２に対応している。各位相信号φ１〜φ２Ｎは、実質的に、（１００／２Ｎ）％のデューティーサイクルと、振幅Ｖｉｎとを有してよい。位相信号は、４対１レギュレータ１５０と共に示したＰＳ１やＰＳ２のように、いかようなタイミングシーケンスで配列されてもよい。
各ステージにおけるペアのコイル１６７は、好ましくは、互いに、ほぼ1の結合係数（Ｋ）を有する密接な結合であってよい。好ましくは、複数のコイル１６７の各ペアは、共通の磁気コアに巻かれ、対応する各ペア１６６の間で高い結合係数を与える複数のコイルアセンブリーを形成してよい。例えば、第２ステージは、２つのコイルアセンブリーを有し、第３ステージは、４つのコイルアセンブリーを有してよい。各巻線における極性は、コイル１６７の各ペアを流れる直流電流が実質的に打ち消され、対応するコイルアセンブリーの磁気コアを流れる直流電流がほぼ零になるように、選択される。他の形態においては、コイル１６６の全てが、単一の磁気コアに巻かれてよい。
図７（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎから、調整された出力電圧Ｖｏｕｔを生成するレギュレータシステム２００の一例を示す。レギュレータシステム２００は、低ドロップアウトレギュレータ、ＬＤＯ（Ｌｏｗ Ｄｒｏｐｏｕｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）、２０２と、このＬＤＯ２０２と直列に接続された連結コイルレギュレータ２０４と含む。ＬＤＯ２０２は、そのＬＤＯの出力であるＶｘを、一つ以上のフィードバック信号の関数として制御してよい。ある形態において、連結コイルレギュレータ２０４の出力からのフィードバック信号２０６は、Ｖｏｕｔのサンプルを、基準電圧と比較するためにＬＤＯ２０２へと伝達してよい。ＬＤＯ２０２は、Ｖｏｕｔを基準電圧と比較する機能として、ＬＤＯ電圧Ｖｘを調整してよい。連結コイルレギュレータ２０４は、Ｖｘの固定された比率の関数として、Ｖｏｕｔを生成してもよい。例えば、２対１レギュレータが連結コイルレギュレータ２０４に使用されている場合、Ｖｏｕｔの振幅はは、Ｖｘのほぼ半分の振幅に等しい。他の例において、１対２レギュレータが連結コイルレギュレータ２０４に使用されている場合、Ｖｏｕｔの振幅は、Ｖｘのほぼ２倍の振幅に等しい。他の形態においては、多重のフィードバック信号が、レギュレータシステム２００における多重ループ制御に用いられてもよい。例えば一つのフィードバック信号を、多重のフィードバック信号から選択しながら、各フィードバックループの応答時間を変化させる加重フィードバック信号など、いかなる多重ループ制御技法も使用してもよい。例えば、ＶｘからＬＤＯ２０２への内側のフィードバックループは、ＶｏｕｔからＬＤＯ２０２への外側のループよりも遅く設定されてよい。全ての型のリニアーレギュレータが、低ドロップアウトレギュレータとして使用されてよい。ある形態においては、ＬＤＯ２０２と連結コイルレギュレータ２０４とは、単一の集積回路２０１内に、出力コイルおよび連結コイルの為の分離されたそれぞれのコイルアセンブリーとして製造されてもよい。他の形態においては、連結コイルレギュレータ２０４が入力電圧Ｖｉｎから中間電圧Ｖｘを生成し、ＬＤＯ２０２が、出力電圧Ｖｏｕｔを生成するように、連結コイルレギュレータ２０４とＬＤＯ２０２との順番を逆転させてもよい。低ドロップアウトレギュレータ２０２は、Ｖｏｕｔからフィードバック信号を受信し、中間電圧からはフィードフォワード信号を受信してよい。
図７（ｂ）は、出力ＶｘのＬＤＯを形成するために、基準アンプ２１４と、ＦＥＴ２１６とを組み合わせたレギュレータシステム２１０の好ましい一形態を示す。２対１レギュレータ２１２は、Ｖｘから出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、この場合、Ｖｏｕｔの振幅は、Ｖｘのほぼ半分の振幅に等しい。出力コンデンサ２１４は、２対１レギュレータ２１２からの出力にフィルタをかけてよい。レギュレータシステム２１０は、ＬＤＯには、電流Ｉｘの供給を要求するだけであって、この電流Ｉｘは、出力電流Ｉｏｕｔの半分の振幅であり、これにより、ＦＥＴ２０４のコストを低減すると共に、ＬＤＯに必要とされるヒートシンクの容量を低減する。コンデンサ２１８は、おそらくはＬＤＯの安定性を改良するために、ＦＥＴ２１６の出力箇所に含まれていてもよい。ある典型的なレギュレータシステム２１０では、Ｖｉｎは、３．３Ｖであり、Ｖｏｕｔは、１．２〜１．５Ｖの範囲であってよい。他の典型的な他レギュレータシステム２１０では、Ｖｉｎは、２．５Ｖであり、Ｖｏｕｔは、０．８〜１．２Ｖの範囲であってよい。
図８は、入力電圧Ｖｉｎのほぼ４分の１の振幅に等しい出力電圧Ｖｏｕｔを生成する、２つのステージレギュレータシステム３００の一例を示す。第１ステージ２対１レギュレータ３０２は、第２ステージ２対１レギュレータ３０４と直列に接続される。第１ステージ２対１レギュレータ３０２は、第２ステージ２対１レギュレータ３０４の２倍の電圧、および２分の１の電流で動作してよい。２つのステージ３０２および３０４は、異なる電圧で動作するので、ステージ３０２および３０４のそれぞれで使用される半導体プロセスは、動作電圧に合わせて最適化されてよい。例えば、第１ステージ２対１レギュレータ３０２は、０．５μｍの論理トランジスタプロセスを使用して作成され、一方で、第２ステージ２対１レギュレータ３０４は、０．２５μｍの論理トランジスタプロセスで作成されてよい。レギュレータの各ステージで使用されるプロセスをそのステージにおける電圧に基づいて選択するというやり方は、例えば直列型や並列型やタップ型の組み合わせなどいかなる構成の連結コイルレギュレータに対して適用されてよく、これと同様に、いずれの形態の連結コイルレギュレータに対しても適用されてよい。各連結コイルレギュレータのために使用されるプロセスを最適化することによって、ダイサイズは減少し、コストの実質的な削減へとつながる。
図９（ａ）は、低電圧出力を生成する低電圧高電流レギュレータ３２０（ＶＬＶＨＣレギュレータ）の一例を示す。降圧型レギュレータ３２２は、降圧型レギュレータ３２２と、それに続く２対１レギュレータ３２４とを含む。ある形態においては、降圧型レギュレータ３２２と２対１レギュレータ３２４とは、単一の集積回路２０１内に、出力コイルおよび連結コイルの為の分離されたそれぞれのコイルアセンブリーとして製造されてもよい。降圧型レギュレータ３２２は、例えば一つ以上の出力相を持った従来の降圧型コンバータ等、いずれの型の降圧型コンバータであってもよい。降圧型レギュレータ３２２の出力を制御するための一つ以上のフィードバック信号は、例えば２対１レギュレータ３２４の出力および降圧型レギュレータ３２２の出力のように、降圧型レギュレータ３２２における様々な箇所から降圧型レギュレータ３２２へと伝達されてよい。降圧型レギュレータ３２２の出力電流は、単一の降圧コンバータがＶｉｎを直接Ｖｏｕｔへと変換したと仮定した場合の電流の振幅の半分になるので、降圧型レギュレータ３２２の出力デバイスは、単一の降圧コンバータのみでＶｏｕｔを生成する場合と比較して、少なくとも約２分の１へ大きさへと有利に減少させることができる。ここで、出力デバイスは、例えば出力コンデンサや出力コイルなどを含んでよい。２対１レギュレータ３２４におけるリップル電圧は、降圧型レギュレータ３２２におけるルップル電圧から、約２分の１に減少させられてよく、これにより、より小さな出力デバイスが、降圧型レギュレータ３２２の為に使用されてよい。更に、コンデンサの体積効率は、一般的には、コンデンサの電圧定格と直接関係があるので、通常は、コンデンサの電圧定格が増加するにつれて、コンデンサの体積は、（ＶＨ／ＶＬ）の２乗で減少する。ここでＶＨは、高い側の電圧定格であり、ＶＬは低い側の電圧定格である。更にコイルの体積は、そのコイルの中を直接流れる電流の２乗に関連があるので、コイルの最大定格電流が減少するにつれて、コイルの体積は減少する。ある例においては、多重のフィードバック信号が、ＶＬＶＨＣレギュレータ３２０の制御に使われてよい。例えば多重のフィードバック信号から一つのフィードバック信号を選択し、各フィードバックループの応答時間を変化させるといった加重フィードバック信号など、いかなる多重ループ制御技法も使用してもよい。例えば、降圧型コンバータから出力された降圧型レギュレータ３２２への内側のフィードバックループは、Ｖｏｕｔから降圧型レギュレータ３２２への外側のループよりも遅く設定されてよい。
更に、ＶＬＶＨＣレギュレータ３２０の全体的な出力効率は、ＶｉｎをＶｏｕｔへと変換するために１つの非絶縁型の降圧型コンバータが用いられたと仮定した場合より低くてよい。図９（ｂ）は、ＶｉｎからＶｏｕｔを生成する非絶縁型の降圧型コンバータにおいて導通スイッチを通って流れる電流Ｉｄｓの波形３２６を示す。降圧コンバータのデューティーサイクルは、ＶＬＶＨＣレギュレータ３２０のデューティーサイクルのほぼ４分の１であってよい。デューティーサイクルがより小さいので、導通スイッチを流れるピーク電流Ｉｄｓは、ＶＬＶＨＣレギュレータ３２０の導通スイッチを流れるピーク電流のほぼ４倍となり、これにより、ＶＬＶＨＣレギュレータ３２０における降圧型コンバータのスイッチング損失の約４倍の損失となる。非絶縁型の降圧コンバータの導通スイッチにおける消費電力の波形３２８、Ｐｄは、導通スイッチのスイッチングの間に、高いスイッチング損失が発生していることを示している。
図１０(ａ)は、低電圧を生成するための低電圧高電流レギュレータ３４０（ＶＬＶＨＣレギュレータ）の他の例を示す。２つ以上の連結コイルレギュレータ３４２および３４４を有するという点を除いて、ＶＬＶＨＣレギュレータ３４０は、ＶＬＶＨＣレギュレータ３２０と同様である。連結コイルレギュレータ３４２および３４４は、好ましくは、電源３４６における出力デバイスのサイズを有利に縮小するために降圧型であるが（例えば、２対１レギュレータ、３対１レギュレータ、４対１レギュレータなど）、しかしながら、本発明の範囲は、例えば２倍の昇圧比を有する連結コイルレギュレータの形態を含んでよい。
図１０（ｂ）は、低電圧高圧レギュレータ３７０（ＶＬＶＨＣレギュレータ）の他の例を示す。２つ以上の連結コイルレギュレータ３７２および３７４を電源３７６の前段に有するという点を除き、ＶＬＶＨＣレギュレータ３７０は、ＶＬＶＨＣレギュレータ３４０と同様である。連結コイルレギュレータ３７２および３７４は、例えば、降圧型の構成（２対１レギュレータ、３対１レギュレータ、および４対１レギュレータ等）、昇圧型の構成（１対２レギュレータ等）、或いはフライバック型の構成（１対ー１レギュレータ）であってよい。
図１１は、入力電圧Ｖｉｎを、いくつかの出力電圧Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ３へと変換するためのマルチステージ・レギュレータシステム３５０の一例を示す。マルチステージ・レギュレータシステム３５０は、２つ以上の連結コイルレギュレータ３５４〜３６０と接続された、例えば降圧型コンバータなどの電源３５２を含む。マルチステージ・レギュレータシステム３５０は、Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ３等の幾つかの中間的な電圧を有利に生成し、一方で、電源３５２の出力デバイスのコストを減らすことにより、全体的な実装コストを最小化する。
図１２(ａ)および図１２（ｂ）は、パワーアンプ４０４から、例えばスピーカ４０２のような負荷へ電力を供給するための、単一の供給アンプシステム４００および４１０をそれぞれ示す。従来の単一の供給アンプシステムは、負荷を駆動する信号から生じる信号の直流成分を削除するために、負荷とパワーアンプとに直列に接続された大きな、直流阻止用のコンデンサを含む。単一の供給アンプシステム４００は、第２の供給電圧Ｖｏ２を、第一の供給電圧ＶＤＤから生成するために、連結コイルレギュレータを有利に使用してよい。第２の供給電圧は、負荷４０２の両端に直流電圧が生じるのを排除するために用いられてよい。
ある例において、２対１レギュレータ４０６は、電圧Ｖｏ２を生成してもよく、Ｖｏ２は、ＶＤＤの振幅の約２分の１である。直流電圧が負荷４０２の両端に発生しないようにするために、負荷４０２をバイアスするためにＶｏ２の一端に、電圧Ｖｏ２が印加されてよく、これにより、直流阻止用コンデンサを設置する必要性が無くなる。ある例においては、２対１レギュレータ４０６と、パワーアンプ４０４は、単一の集積回路４０１に製造されてよい。
他の例において、１対ー２レギュレータ４０８は、−ＶＤＤの電圧を生成してもよく、ここで、−ＶＤＤの電圧は、高圧側の供給電圧ＶＤＤとは逆電圧であって、パワーアンプ４０４のために生成される。−ＶＤＤの電圧は、パワーアンプ４０４にとって、パワーアンプ４０４を、電源供給用のデュアルアンプにするために、低圧側の供給電圧として利用されてもよい。この場合、パワーアンプ４０４は、中央でほぼ零ボルトであって直流成分が含まれない出力を生成してもよく、これにより、直流阻止用コンデンサを設置する必要性はなくなる。ある例においては、１対−１レギュレータ４０８とパワーアンプ４０４とは、単一の集積回路４１１に製造されてもよい。
図１３は、２４ボルトバッテリー５０２により電力を供給される車両用電気システム５００を示す。１対２レギュレータ５００は、２４Ｖ（ボルト）負荷５０２と１２Ｖ負荷５０６の両者を混合して有する。例えば、エンジン、コンプレッサ、ファン、ライトおよびエアーコンディショニングのような自動車における基礎的な電気系統は、全て２４Ｖバッテリー５０２により駆動される。ところが、例えばステレオ、コンピュータ、タバコ充電器、およびカーナビゲーションシステム（グローバル・ポジショニング・システム）のような自動車のためのアクセサリーは、１２Ｖ自動車システムで設計されているので、電源供給には１２Ｖを与える必要がある。２対１レギュレータ５０８は、１２Ｖを必要とする従来の自動者アクセサリー用品力が、１対２レギュレータ５００において使用することができるように、２４Ｖバッテリー５０２に由来する１２Ｖ電力を低いコストで供給してよい。
図１７（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎからの出力電圧Ｖｏｕｔを生成するためのオートセンシングレギュレータ５１０の一例を示す。オートセンシングレギュレータ５１０は、１対２レギュレータ５００において、２対１レギュレータ５０８として使われることに特に適している。オートセンシングレギュレータ５１０は、入力電圧を検出し、２対１レギュレータ５２０を制御するためのオートセンサ５３０を有する。２対１レギュレータは、２対１レギュレータ２０と同様であって、対応する番号５２０〜５２８の部材は２対１レギュレータ２０と同様に機能する。オートセンサ５３０は、入力電圧の振幅の関数として、２対１レギュレータ５２０を自動的に制御してよい。例えば、Ｖｉｎが予め定められた電圧レベルより大きい場合、２対１レギュレータ５２０がＶｉｎの約２分の１の出力電圧を生成するように、オートセンサ５３０は、導通スイッチ５２２ａおよび５２２ｂのデューティーサイクルをそれぞれ５０％にセットしてよく、或いは、Ｖｉｎが予め定められた電圧レベルよりも小さい場合、ＶｏｕｔがＶｉｎと略同じになるように、オートセンサ５３０は、導通スイッチ５２２ａおよび５２２ｂをオン状態にセットしてもよい。
図１７（ｂ）は、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成するためのオートセンシングレギュレータ５４０の一例を示す。オートセンシングレギュレータ５４０は、入力電圧の振幅の関数として、入力電圧を検知する共に従来の降圧型コンバータ５５０制御するためのオートセンサ５６０を含む。ここで、いかなる型の降圧型コンバータであっても使用することができる。降圧型コンバータ５５０は、導通スイッチ５５２、フリーホイーリングダイオード５５４、出力コイル５５６、および出力コンデンサ５５８を有する。ある例においては、Ｖｉｎが所定の電圧レベルよりも小さい場合、オートセンサは、導通スイッチ５５２を連続的にオン状態としてよく、Ｖｉｎが所定の電圧レベルよりも大きい場合には、オートセンサ５６０は、一定の出力電圧を維持するように、様々なデューティーサイクルで導通スイッチが駆動されることを可能にしてもよい。
図１４は、高速ラインドライバアセンブリ６０２（ＤＤＲ）電力を供給するためのドライバ電源システム６００を示す。２対１レギュレータ６０４は、ＶＤＤＱ電圧から、ＶＴＴ電圧を生成してよい。ＶＴＴ電圧は、ＶＤＤＱ電圧の約２分の１である。２対１レギュレータ６０４は、従来のレギュレータが必要するものよりもずっと小さな出力用フィルタコンデンサを、有利に利用してよい。ＶＴＴ電圧は、ターミネータ６０６ａおよび６０６ｂ、そしてＤＤＲ６０２に、電力を供給してよい。ＶＤＤＱ電圧の正確に２分の１の大きさの電圧ではないＶＴＴ電圧を補償するために、ＤＤＲ６０２のための基準電圧ＶＲＥＦ６０８をＶＴＴ電圧から取ってよい。更に、ノイズ成分を減衰させるために、フィルタ６１０は、基準電圧６０８にフィルタをかけてもよい。
図１５(ａ)は、トロイドに巻かれた連結コイル７００の一例を示す。連結コイルレギュレータ７００の巻線は、巻線中を流れる直流電流が打ち消されるように配置される。連結コイルレギュレータ７００内を流れる、重なりあった直流電流を最小化するために、トロイドでの飽和が防止され、フェライトのような高い透磁率を持つ材料が、コアでの損失を減らすために使用されてよい。
図１５（ｂ）は、平面的なアセンブリに巻かれた連結コイル７１０の一例を示す。連結コイル７１０は、機能的には連結コイルレギュレータ７００と同等であって巻線中を流れる直流電流が打ち消されるように巻線が配置され、またフェライトのような高透磁率の材料がコアに使用されてよい。
本発明の多くの実施例が、記載された。しかしながら、本発明の思想と範囲から逸脱することない範囲において、様々な変更がなされてよいと理解されるべきである。したがって、他の実施形態は、特許請求の範囲の範囲内にある。
ある形態における連結コイルレギュレータのブロック図の一例である。 ある形態における導通スイッチの概略図の一例である ある形態における２対１降圧型レギュレータのブロック図の一例である。 ある形態における２対１降圧型レギュレータの回路図の一例である。 ある形態における２対１降圧型レギュレータに関連する複数の波形を示す。 ある形態における１対２昇圧型レギュレータのブロック図の一例である。 ある形態における１対２昇圧型レギュレータの回路図の一例である。 ある形態における２対−１降圧型レギュレータのブロック図の一例である ある形態における２対−１１降圧型レギュレータの回路図の一例である ある形態における、同期調整器を有した１対２昇圧型レギュレータの回路図の一例である。 ある形態における、４つの連結コイルを有した、降圧型の構成をした連結型コイルレギュレータの概略図の一例である。 ある形態における、４つの連結コイルを有した、昇圧型の構成をした連結型コイルレギュレータの概略図の一例である。 ある形態における、４つの連結コイルを有した、フライバック型の構成をした連結型コイルレギュレータの概略図の一例である。 ある形態における、２対１レギュレータと組み合された低ドロップデバイスのブロック図の一例である。 ある形態における、２対１レギュレータと組み合された低ドロップデバイスの概略図の一例である。 ある形態における、マルチステージ・システムのブロック図の一例を示す。 ある形態における、２対１レギュレータと組み合された、降圧型レギュレータのブロック図の一例である。 ある形態における、降圧型コンバータの導通スイッチにおける電流損失および電力損失を図示したものである。 ある形態における、降圧型レギュレータと直列に接続されたマルチステージの２対１レギュレータのブロック図の一例である。 他の形態における、降圧型レギュレータと直列に接続されたマルチステージの２対１レギュレータのブロック図の一例である。 ある形態における、多段連結コイルレギュレータを有したレギュレータシステムのブロック図の一例である。 ある形態におけるアンプシステムのブロック図の一例である。 他の形態におけるアンプシステムのブロック図の一例である。 ある形態における車両用電気システムのブロック図の一例である。 ある形態における高速ドライバの為の電力システムのブロック図の一例である。 ある形態における連結コイルを図示したものである。 ある形態における連結コイルを図示したものである。 ある形態における、入力電圧の約４分の１の出力電圧を生成する降圧型の構成の連結コイルレギュレータの概略図の一例である。 ある形態における、降圧型の構成の連結コイルレギュレータに対応する複数の信号の、タイミング図の一例である。 他の形態における、連結コイルを有する降圧型の構成の連結コイルレギュレータの概略図の一例である。 ある形態における、入力電圧の関数として出力電圧の振幅を自動的に制御する、オートセンシングな連結コイルレギュレータの概略図の一例である。 ある形態における、入力電圧の関数として出力電圧の振幅を自動的に制御する、オートセンシングな降圧型コンバータの概略図の一例である。

Claims (65)

  1. 入力電圧の電源から出力電圧を有する出力へとエネルギーを伝達するための連結コイルレギュレータであって、
    前記電源の入力電圧から前記出力へのエネルギーを伝達する少なくとも２つの導通スイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチと通じ、共通のコアに巻かれ、自身に流れる直流電流を打ち消すように極性を有し、結合係数は実質的に１であるような少なくとも２つのコイルと、
    非伝達周期の間に電流のための経路を提供する、前記少なくとも２つの導通スイッチと通信する少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチを制御し、それぞれ略５０％のデューティーサイクルを有する複数の駆動信号を生成する駆動信号生成器と
    を備えた連結コイルレギュレータ。
  2. 増幅された信号を生成する増幅システムであって、
    請求項１に記載の連結コイルレギュレータを備え、更に
    入力信号からシングルエンドな信号を生成するために設置された電力増幅器を備え、
    前記電力増幅器は、前記入力電圧から電力を受け取り、
    前記連結コイルレギュレータは、前記入力電圧から第２の電圧を受け取り、
    前記第２の電圧および前記シングルエンドな信号は、前記増幅された信号を形成するために結合される、増幅システム。
  3. 第１の電圧負荷と第２の電圧負荷とを有する車両に電力を供給するための車両用電気システムであって、
    請求項１に記載の連結コイルレギュレータを備え、更に
    前記車両の前記第１の電圧負荷へ第１の電圧電力を供給するバッテリーを備え、
    前記連結コイルレギュレータは、前記第２の電圧負荷へと出力される前記第１の電圧電力から第２の電圧電力を生成する、車両用電気システム。
  4. 前記バッテリーは、電圧振幅を有しており、
    前記車両電力システムは、前記バッテリーにおける前記電圧振幅の関数として、前記連結コイルレギュレータを制御する自動センサを更に備えた
    請求項３に記載の車両用電気システム。
  5. 前記バッテリーにおける前記電圧振幅が所定の電圧よりも実質的に大きい場合に、前記自動センサは、前記連結コイルレギュレータを制御し、前記バッテリーの電圧レベルの略半分に等しい電圧レベルを持った前記第２の電圧電力を生成する請求項４に記載の車両用電気システム。
  6. 前記バッテリーにおける前記電圧振幅が前記所定の電圧よりも小さい場合に、前記自動センサは、前記連結コイルレギュレータを制御し、前記バッテリーの電圧レベルに略等しい電圧レベルを持った前記第２の電圧電力を生成する請求項５に記載の車両用電気システム。
  7. 高速ラインドライバアセンブリに電力を供給するためのドライバ電力システムであって、
    請求項１に記載の連結コイルレギュレータを備え、更に
    第１の電圧を前記ドライバアセンブリへと供給するための出力を有した第１の電力供給を備え、
    前記連結コイルレギュレータは、前記第１の電圧から、第２の電圧を出力において生成し、前記第２の電圧を前記ドライバアセンブリへ供給するドライバ電力システム。
  8. フィルタリングされた基準電圧を前記ドライバアセンブリへと伝達するための前記第２の電圧に接続されたフィルタを更に備える請求項７に記載のドライバ電力システム。
  9. 請求項１における連結コイルレギュレータから出力電圧を生成するためのオートセンシングレギュレータであって、
    前記入力電圧の振幅を検出する自動センサを更に備え、
    前記連結コイルレギュレータは、前記自動センサに対して応答可能に、前記出力電圧を生成し、
    前記入力電圧が基準電圧よりも実質的に大きい場合に、前記出力電圧は前記入力電圧半分に実質的に等しく、前記入力電圧が基準電圧以下である場合に、前記出力電圧は前記入力電圧に実質的に等しい、オートセンシングレギュレータ。
  10. 前記少なくとも２つの導通スイッチ、前記少なくとも２つのコイル、および前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチのそれぞれは、前記出力電圧が、前記入力電圧の前記振幅の実質的に半分となる、降圧型の構成に接続され、
    前記降圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの降圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの降圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源から、当該コイルを経由して、前記出力へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が前記コイルを経由して前記出力へと流れるために導通パスを提供する請求項１、２、３、７、または９に記載の連結コイルレギュレータ。
  11. 前記少なくとも２つの導通スイッチ、前記少なくとも２つのコイル、および前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、前記出力電圧が、前記入力電圧の前記振幅の実質的に２倍となる、昇圧型の構成に接続され、
    前記昇圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの昇圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの昇圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源の高位側から、当該コイルを経由して、前記入力電圧の低位側へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が、入力電圧の前記電源の前記高位側から前記コイルを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項１に記載の連結コイルレギュレータ。
  12. 前記少なくとも２つの導通スイッチ、前記少なくとも２つのコイル、および前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、前記出力電圧が、前記入力電圧を反転した電圧となる、１対−１型の構成に接続され、
    前記１対−１型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つのフライバック型レギュレータを有しており、
    それぞれのフライバック型レギュレータは、フリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源の高位側から、当該コイルを経由して、前記入力電圧の低位側へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が、前記出力から前記コイルを経由して前記出力電圧の低位側へと流れるために、導通パスを提供する請求項１、２、または３に記載の連結コイルレギュレータ。
  13. 前記出力電圧は、負荷へ電力を供給し、
    動作周波数を有するクロック信号を生成するための周波数生成器を更に備え、
    前記駆動信号は当該クロック信号と同期し、当該動作周波数は前記負荷の変化に応答して制御可能である、請求項１に記載の連結コイルレギュレータ。
  14. 前記少なくとも２つのコイルのそれぞれは、それぞれが直列コイルの間に共通ノードを含んだペアとなった直列コイルを有し、
    前記導通スイッチは、前記ペアとなった直列コイルに対応する前記共通ノードとつながった請求項１に記載の連結コイルレギュレータ。
  15. 前記少なくとも２つの導通スイッチ、複数のペアとなった複数の直列コイル、および複数のフリーホイーリングスイッチのそれぞれは、降圧型の構成に接続され、当該降圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの降圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの降圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよび前記複数のペアとなった複数の直列コイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源から、当該ペアとなった直列コイルを経由して、前記出力へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が当該直列コイルの１つを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項１４に記載の連結コイルレギュレータ。
  16. 前記少なくとも２つの導通スイッチ、前記少なくとも２つのコイル、および前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチのそれぞれは、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの昇圧型レギュレータを有する昇圧型の構成に接続され、
    前記昇圧型レギュレータのそれぞれは、
    それぞれの昇圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源の高位側から、当該コイルを経由して、前記入力電圧の低位側へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が、入力電圧の前記電源の前記高位側から前記コイルを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項１４に記載の連結コイルレギュレータ。
  17. 前記少なくとも２つの導通スイッチ、前記少なくとも２つのコイル、および前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つのフライバック型レギュレータを有するフライバック型の構成に接続され、
    前記フライバック型レギュレータのそれぞれは、フリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源の高位側から、当該コイルを経由して、前記入力電圧の低位側へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が、前記出力から前記コイルを経由して前記出力電圧の低位側へと流れるために、導通パスを提供する請求項１４に記載の連結コイルレギュレータ。
  18. 前記少なくとも２つのコイルのそれぞれは、所定の巻数を有しており、ペアとなった直列コイルのそれぞれの前記巻数の巻数比は、前期出力電圧を前記入力電圧で割った電圧比となるように選択される請求項１４に記載の連結コイルレギュレータ。
  19. 前記少なくとも２つのコイルのそれぞれは、前記出力電圧が、前記入力電圧の４分の１に実質的に等しくなるように、実質的に等しい巻数を有しており、
    前記少なくとも２つの導通スイッチ、複数のペアとなった２つの直列コイル、および前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、降圧型の構成に接続され、当該降圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの降圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの降圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびペアとなった直列コイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源から、当該ペアとなった直列コイルを経由して前記出力へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が当該直列コイルの１つを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項１８に記載の連結コイルレギュレータ。
  20. 前記直列コイルは、前記導通スイッチの１つと通じた第１のコイルと、前記出力と通じた第２のコイルとを有し、
    前記直列コイルの巻数比は、前記第１のコイルの巻数を、前記第２のコイルの巻数で割ることで定義され、
    前記直列コイルの巻数比は、前記電圧比が実質的に１／３となるように、略１／２に等しい請求項１８に記載の連結コイルレギュレータ。
  21. 請求項１に記載の連結コイルレギュレータを備えた電力システムであって、
    前記連結コイルレギュレータの入力電圧である第１の出力を有する低ドロップアウトレギュレータと、
    前記連結コイルレギュレータの出力電圧から前記低ドロップアウトレギュレータへと接続されたフィードバック信号と
    を更に備え、
    当該低ドロップアウトレギュレータは、前記フィードバック信号に応答して前記第１の出力を調整する電力システム。
  22. 前記少なくとも２つの導通スイッチで合成された導通時間が、ほぼ１００％に近づいた請求項１、２、３、７、または９に記載の連結コイルレギュレータ。
  23. 前記少なくとも２つの導通スイッチは、第１の駆動信号を受け取る第１の導通スイッチと、第２の駆動信号を受け取る第２の導通スイッチとを有し、
    前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、第２の駆動信号を受け取る第１のフリーホイーリングスイッチと、第１の駆動信号を受け取る第２のフリーホイーリングスイッチとを有し、
    前記第１および第２の駆動信号は、前記導通スイッチの個数で、３６０度を割った値に等しい位相ずれを持った同一の信号である
    請求項１、２、３、７、または９に記載の連結コイルレギュレータ。
  24. 前記導通スイッチの１つにおける第１の導通時間は、非導通時間によって、前記導通スイッチにおける別の１つにおける第２の導通時間から分離されており、
    前記非導通時間の継続時間は、前記第１の導通時間および前記第２の導通時間の両方の継続時間よりも、実質的に短い請求項１、２、３、７、または９に記載の連結コイルレギュレータ。
  25. 前記結合係数は、実質的に、少なくとも０．９９である請求項１、２、３、７、または９に記載の連結コイルレギュレータ。
  26. 入力電圧の電源から出力電圧を有する出力へとエネルギーを伝達するための連結コイルレギュレータであって、
    通電時間を制御する少なくとも２つの位相信号と、
    前記少なくとも２つの位相信号に応答して、入力電圧の前記電源からエネルギーを伝達する少なくとも２つのドライバと、
    前記少なくとも２つのドライバと前記出力との間で通じた連結コイルの格子回路とを備え、当該格子回路は、少なくとも１以上のＮ個のステージを有し、当該各ステージにおける複数のペアとなったコイルは、実質的に１に等しい結合係数をそれぞれ有しており、
    前記位相信号のそれぞれは、実質的に、１００％／２Ｎのデューティーサイクルを持ち、前記出力電圧は、前記入力電圧を２Ｎで割った値と実質的に等しい連結コイルレギュレータ。
  27. 少なくとも２つの前記位相信号における少なくとも１つは、実質的に２Ｎであり、及び／又は、前記少なくとも２つのドライバは実質的に２Ｎである請求項２６に記載の連結コイルレギュレータ。
  28. 前記格子回路のあるステージにおける前記複数のペアとなったコイルは、当該格子回路における各ステージにおいて、その前段の２倍の数のコイルを有するように、当該格子回路での前のステージにおけるコイルとつながった請求項２６に記載の連結コイルレギュレータ。
  29. 前記複数のペアとなったコイルは、それぞれ、対応する単一の磁気コア構造体に巻かれる請求項２６に記載の連結コイルレギュレータ。
  30. Ｎは２に等しく、前記出力電圧は実質的には前記入力電圧の４分の１に等しく、前記複数のペアとなったコイルのそれぞれは対応する単一の磁気コア構造体に巻かれ、前記複数の位相信号は、逐次的および交互的なタイミングシーケンスから構成されたグループより選択された、所定のタイミングシーケンスで配列される請求項２６に記載の連結コイルレギュレータ。
  31. 前記交互的なタイミングシーケンスを有する前記格子回路における中間周波数は、前記逐次的なタイミングシーケンスを有する前記格子回路における前記中間周波数よりも大きい請求項３０に記載の連結コイルレギュレータ。
  32. 入力電圧の電源から出力電圧を有する出力へとエネルギーを伝達するためのレギュレータシステムであって、
    前記入力電圧から中間的な電圧を生成する低ドロップアウトレギュレータと、
    前記中間的な電圧から前記出力電圧を生成する連結コイルレギュレータとを備え、
    前記低ドロップアウトレギュレータは、前記出力電圧からのフィードバック信号に応答して、前記出力電圧が所定のレベルに調整されるように前記中間的な電圧を調整するレギュレータシステム。
  33. 前記低ドロップアウトレギュレータは、
    前記フィードバック信号と、基準電圧とを比較する基準アンプと、
    前記基準アンプに応答して前記中間的な電圧を調整する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とを有する請求項３２に記載のレギュレータシステム。
  34. 前記中間的な電圧から前記低ドロップアウトレギュレータへの、少なくとも別のフィードバック信号を有する、多重ループ制御システムを更に備えた請求項３２に記載のレギュレータシステム。
  35. 前記多重ループ制御システムは、前記出力電圧を制御するための前記中間的な電圧および前記出力電圧からの複数のフィードバック信号の１つを重み付けする回路を有する請求項３４に記載のレギュレータシステム。
  36. 前記多重ループ制御システムは、前記出力電圧を制御するための前記中間的な電圧および前記出力電圧からの複数のフィードバック信号の１つを選択する回路を有する請求項３４に記載のレギュレータシステム。
  37. 前記多重ループ制御システムは、前記中間的な電圧を制御する遅い内側のループと、前記出力電圧を制御する早い外側のループとを有する請求項３４に記載のレギュレータシステム。
  38. 前記連結コイルレギュレータは、
    前記電源の入力電圧から前記出力へのエネルギーを伝達する少なくとも２つの導通スイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチと通じ、共通のコアに一緒に巻かれ、自身に流れる直流電流を打ち消すように極性を有し、結合係数は実質的に１であるような少なくとも２つのコイルと、
    非伝達周期の間に電流のための経路を提供する、前記少なくとも２つの導通スイッチと通信する少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチを制御し、それぞれ略５０％のデューティーサイクルを有する複数の駆動信号を生成する駆動信号生成器と
    を備えた請求項３２に記載のレギュレータシステム。
  39. 前記少なくとも２つの導通スイッチ、前記少なくとも２つのコイル、および前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチのそれぞれは、前記出力電圧が前記入力電圧の前記振幅の実質的に半分となる降圧型の構成に接続され、
    前記降圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの降圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの降圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源から、当該コイルを経由して、前記出力へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が前記コイルを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項３８に記載のレギュレータシステム。
  40. 前記導通スイッチの１つにおける第１の導通時間は、非導通時間によって、前記導通スイッチにおける別の１つにおける第２の導通時間から分離されており、
    前記非導通時間の継続時間は、前記第１の導通時間および前記第２の導通時間の両方の継続時間よりも実質的に短く、
    前記少なくとも２つの導通スイッチで合成された導通時間が、ほぼ１００％に近づいた請求項３８に記載のレギュレータシステム。
  41. 前記少なくとも２つの導通スイッチは、第１の駆動信号を受け取る第１の導通スイッチと、第２の駆動信号を受け取る第２の導通スイッチとを有し、
    前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、第２の駆動信号を受け取る第１のフリーホイーリングスイッチと、第１の駆動信号を受け取る第２のフリーホイーリングスイッチとを有し、
    前記第１および第２の駆動信号は、前記導通スイッチの個数で、３６０度を割った値に等しい位相ずれを持った同一の信号である
    請求項３８に記載のレギュレータシステム。
  42. 入力電圧の電源から出力電圧を有する出力へとエネルギーを伝達する多段式レギュレータシステムであって、
    第１の形状を有し、前記入力電圧から中間的な電圧を生成する第１の連結コイルレギュレータと、
    第２の形状を有し、前記中間的な電圧から前記出力電圧を生成する第２の連結コイルレギュレータとを備え、
    前記第１の形状は、前記第２の形状とは等しくない多段式レギュレータシステム。
  43. 前記第１の連結コイルレギュレータおよび前記第２の連結コイルレギュレータのそれぞれは、降圧型の構成に配置され、前記第１の形状は、前記第２の形状よりも大きいか、或いは、実質的に等しい請求項４２に記載の多段式レギュレータシステム。
  44. 前記第１の連結コイルレギュレータおよび前記第２の連結コイルレギュレータのそれぞれは、
    前記電源の入力電圧から前記出力へのエネルギーを伝達する少なくとも２つの導通スイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチと通信し、共通のコアに一緒に巻かれ、自身に流れる直流電流を打ち消すように極性を有し、結合係数は実質的に１であるような少なくとも２つのコイルと、
    非伝達周期の間に電流のための経路を提供する、前記少なくとも２つの導通スイッチと通じた少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチを制御し、それぞれ略５０％のデューティーサイクルを有する複数の駆動信号を生成する駆動信号生成器と
    を備えた請求項４２に記載の多段式レギュレータシステム。
  45. 前記第１の連結コイルレギュレータおよび前記第２の連結コイルレギュレータのそれぞれは、各連結コイルレギュレータの前記出力電圧が、対応する各連結コイルレギュレータの前記入力電圧の前記振幅の実質的に半分となる降圧型の構成に接続され、
    各連結コイルレギュレータの為の前記降圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの降圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの降圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源から、当該コイルを経由して、前記出力へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が前記コイルを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項４４に記載の多段式レギュレータシステム。
  46. 前記導通スイッチの１つにおける第１の導通時間は、非導通時間によって、前記導通スイッチにおける別の１つにおける第２の導通時間から分離されており、
    前記非導通時間の継続時間は、前記第１の導通時間および前記第２の導通時間の両方の継続時間よりも実質的に短く、
    前記少なくとも２つの導通スイッチで合成された導通時間が、ほぼ１００％に近づいた請求項４４に記載の多段式レギュレータシステム。
  47. 前記少なくとも２つの導通スイッチは、第１の駆動信号を受け取る第１の導通スイッチと、第２の駆動信号を受け取る第２の導通スイッチとを有し、
    前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、第２の駆動信号を受け取る第１のフリーホイーリングスイッチと、第１の駆動信号を受け取る第２のフリーホイーリングスイッチとを有し、
    前記第１および第２の駆動信号は、前記導通スイッチの個数で、３６０度を割った値に等しい位相ずれを持った同一の信号である
    請求項４４に記載の多段式レギュレータシステム。
  48. 入力電圧の電源から出力電圧を有する出力へとエネルギーを伝達するレギュレータシステムであって、
    前記入力電圧から中間的な電圧を生成する第１の連結コイルレギュレータと、
    前記中間的な電圧から前記出力電圧を生成する降圧型コンバータと、
    前記降圧型コンバータの前記出力電圧を検出するフィードバック信号と
    を備え、
    前記降圧型コンバータは、前記フィードバック信号に応答して前記出力電圧を制御するレギュレータシステム。
  49. 前記中間的な電圧から前記降圧型コンバータへのフィードフォワード信号を有する多重ループ制御システムを更に備え、
    当該多重ループ制御システムは、前記出力電圧を制御するために前記出力電圧および前記中間的な電圧からの、前記フィードバック信号および前記フィードフォワード信号の重み付けをする回路を有する請求項４８に記載のレギュレータシステム。
  50. 前記第１の連結コイルレギュレータは、
    前記電源の入力電圧から前記出力へのエネルギーを伝達する少なくとも２つの導通スイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチと通じ、共通のコアに一緒に巻かれ、自身に流れる直流電流を打ち消すように極性を有し、結合係数は実質的に１であるような少なくとも２つのコイルと、
    非伝達周期の間に電流のための経路を提供する、前記少なくとも２つの導通スイッチと通信する少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチを制御し、それぞれ略５０％のデューティーサイクルを有する複数の駆動信号を生成する駆動信号生成器と
    を備えた請求項４８に記載のレギュレータシステム。
  51. 前記第１の連結コイルレギュレータは、前記出力電圧が、前記中間的な電圧の略半分と等しくなるように、降圧型の構成に配置され、
    前記降圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの降圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの降圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源から、当該コイルを経由して、前記出力へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が前記コイルを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項５０に記載のレギュレータシステム。
  52. 前記降圧型のコンバータと前記第１の連結コイルレギュレータとの間に接続された第２の連結コイルレギュレータを更に備える請求項５１に記載のレギュレータシステム。
  53. 前記導通スイッチの１つにおける第１の導通時間は、非導通時間によって、前記導通スイッチにおける別の１つにおける第２の導通時間から分離されており、
    前記非導通時間の継続時間は、前記第１の導通時間および前記第２の導通時間の両方の継続時間よりも実質的に短く、
    前記少なくとも２つの導通スイッチで合成された導通時間が、ほぼ１００％に近づいた請求項５０に記載のレギュレータシステム。
  54. 前記少なくとも２つの導通スイッチは、第１の駆動信号を受け取る第１の導通スイッチと、第２の駆動信号を受け取る第２の導通スイッチとを有し、
    前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、第２の駆動信号を受け取る第１のフリーホイーリングスイッチと、第１の駆動信号を受け取る第２のフリーホイーリングスイッチとを有し、
    前記第１および第２の駆動信号は、前記導通スイッチの個数で、３６０度を割った値に等しい位相ずれを持った同一の信号である
    請求項５０に記載のレギュレータシステム。
  55. 入力電圧の電源から出力電圧を有する出力へとエネルギーを伝達するレギュレータシステムであって、
    前記入力電圧から中間的な電圧を生成する降圧型コンバータと、
    前記中間的な電圧から前記出力電圧を生成する第１の連結コイルレギュレータと、
    前記第１の連結コイルレギュレータの前記出力電圧を検出するフィードバック信号と
    を備え、
    前記降圧型コンバータは、前記フィードバック信号に応答して、前記第１の連結コイルレギュレータの前記出力電圧が調整されるように、前記中間的な電圧を制御する、レギュレータシステム。
  56. 前記中間的な電圧から前記降圧型コンバータへの、すくなくとも別のフィードバック信号を有する多重ループ制御システムを更に備えた請求項５５に記載のレギュレータシステム。
  57. 前記多重ループ制御システムは、前記出力電圧を制御するために前記出力電圧および前記中間的な電圧からの複数の前記フィードバック信号に重み付けをする回路を有する請求項５６に記載のレギュレータシステム。
  58. 前記多重ループ制御システムは、前記出力電圧を制御するために前記出力電圧および前記中間的な電圧からの複数の前記フィードバック信号の１つを選択する回路を有する請求項５６に記載のレギュレータシステム。
  59. 前記多重ループ制御システムは、前記中間的な電圧を制御する遅い内側のループと、前記出力電圧を制御する早い外側のループとを有する請求項５６に記載のレギュレータシステム。
  60. 前記第１の連結コイルレギュレータは、
    前記電源の入力電圧から前記出力へのエネルギーを伝達する少なくとも２つの導通スイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチと通信し、共通のコアに一緒に巻かれ、自身に流れる直流電流を打ち消すように極性を有し、結合係数は実質的に１であるような少なくとも２つのコイルと、
    非伝達周期の間に電流のための経路を提供する、前記少なくとも２つの導通スイッチと通信する少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチと、
    前記少なくとも２つの導通スイッチを制御し、それぞれ略５０％のデューティーサイクルを有する複数の駆動信号を生成する駆動信号生成器と
    を備えた請求項５５に記載のレギュレータシステム。
  61. 前記第１の連結コイルレギュレータは、前記出力電圧が、前記中間的な電圧の略半分と等しくなるように、降圧型の構成に配置され、
    前記降圧型の構成は、それぞれが約５０％のデューティーサイクルで動作する２つの降圧型レギュレータを有しており、
    それぞれの降圧型レギュレータはフリーホイーリングスイッチおよびコイルと通じた導通スイッチを含み、当該導通スイッチは、導通期間において、前記入力電圧の前記電源から、当該コイルを経由して、前記出力へと電流を伝達し、当該フリーホイーリングスイッチは、非導通期間において、電流が前記コイルを経由して前記出力へと流れるために、導通パスを提供する請求項６０に記載のレギュレータシステム。
  62. 前記降圧型のコンバータと接続される第２の連結コイルレギュレータを更に備える請求項６１に記載のレギュレータシステム。
  63. 前記第２の連結コイルレギュレータは、前記降圧型のコンバータと前記第１の連結コイルレギュレータとの間に直列に接続され、
    前記第１および前記第２の連結コイルレギュレータのそれぞれは、前記出力電圧が、前記中間的な電圧の実質的に４分の１に等しくなるように、降圧型の構成に配置される請求項６２に記載のレギュレータシステム。
  64. 前記導通スイッチの１つにおける第１の導通時間は、非導通時間によって、前記導通スイッチにおける別の１つにおける第２の導通時間から分離されており、
    前記非導通時間の継続時間は、前記第１の導通時間および前記第２の導通時間の両方の継続時間よりも実質的に短く、
    前記少なくとも２つの導通スイッチで合成された導通時間が、ほぼ１００％に近づいた請求項６０に記載のレギュレータシステム。
  65. 前記少なくとも２つの導通スイッチは、第１の駆動信号を受け取る第１の導通スイッチと、第２の駆動信号を受け取る第２の導通スイッチとを有し、
    前記少なくとも２つのフリーホイーリングスイッチは、第２の駆動信号を受け取る第１のフリーホイーリングスイッチと、第１の駆動信号を受け取る第２のフリーホイーリングスイッチとを有し、
    前記第１および第２の駆動信号は、前記導通スイッチの個数で、３６０度を割った値に等しい位相ずれを持った同一の信号である
    請求項６０に記載のレギュレータシステム。
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US (1) US7760525B2 (ja)
EP (3) EP1508959A3 (ja)
JP (2) JP4435647B2 (ja)
CN (2) CN1591265B (ja)
DE (1) DE602004030192D1 (ja)
TW (2) TWI361342B (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010283972A (ja) * 2009-06-04 2010-12-16 Hitachi Ltd スイッチング電源システム

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7190152B2 (en) * 2004-07-13 2007-03-13 Marvell World Trade Ltd. Closed-loop digital control system for a DC/DC converter
US7315463B2 (en) * 2004-09-30 2008-01-01 Intel Corporation Apparatus and method for multi-phase transformers
US7788510B2 (en) * 2004-11-29 2010-08-31 Marvell World Trade Ltd. Low voltage logic operation using higher voltage supply levels
US7504808B2 (en) * 2005-06-30 2009-03-17 Intel Corporation Multiphase transformer for a multiphase DC-DC converter
US20070097571A1 (en) * 2005-07-07 2007-05-03 Intel Corporation Multiphase voltage regulation using paralleled inductive circuits having magnetically coupled inductors
JP2007068392A (ja) * 2005-07-26 2007-03-15 Internatl Rectifier Corp 複数の結合インダクタを有する多相バックコンバータ
JP4833763B2 (ja) * 2006-08-08 2011-12-07 本田技研工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラム
US20080100143A1 (en) * 2006-11-01 2008-05-01 O2Micro Inc. Power management system with charger/boost controller
DE102008034109B4 (de) * 2008-07-21 2016-10-13 Dspace Digital Signal Processing And Control Engineering Gmbh Schaltung zur Nachbildung einer elektrischen Last
JP2010124638A (ja) * 2008-11-21 2010-06-03 Sanken Electric Co Ltd 電源装置
US7907430B2 (en) * 2008-12-18 2011-03-15 WaikotoLink Limited High current voltage regulator
WO2010089888A1 (ja) * 2009-02-09 2010-08-12 トヨタ自動車株式会社 電源システム
TWI427914B (zh) * 2010-10-14 2014-02-21 Holtek Semiconductor Inc 電壓轉換裝置
US8773085B2 (en) * 2011-03-22 2014-07-08 Ledillion Technologies Inc. Apparatus and method for efficient DC-to-DC conversion through wide voltage swings
US9110488B2 (en) 2011-06-07 2015-08-18 International Business Machines Corporation Wide-bandwidth linear regulator
DE112011105699T5 (de) 2011-10-01 2014-07-24 Intel Corporation Spannungsregler
US9766678B2 (en) * 2013-02-04 2017-09-19 Intel Corporation Multiple voltage identification (VID) power architecture, a digital synthesizable low dropout regulator, and apparatus for improving reliability of power gates
US9417643B2 (en) * 2013-03-15 2016-08-16 Qualcomm Incorporated Voltage regulator with variable impedance element
FR3023427B1 (fr) * 2014-07-04 2016-07-15 Valeo Vision Convertisseur elevateur-abaisseur de tension a circuit de protection
US9287701B2 (en) 2014-07-22 2016-03-15 Richard H. Sherratt and Susan B. Sherratt Revocable Trust Fund DC energy transfer apparatus, applications, components, and methods
WO2016014703A2 (en) * 2014-07-22 2016-01-28 Sherratt, Richard Dc energy transfer apparatus, applications, components, and methods
US9979356B2 (en) * 2014-12-17 2018-05-22 Nxp Usa, Inc. Magnetically coupled load modulation
US9966853B2 (en) 2015-10-05 2018-05-08 Maxim Integrated Products, Inc. Method and apparatus for multi-phase DC-DC converters using coupled inductors in discontinuous conduction mode
US10193442B2 (en) 2016-02-09 2019-01-29 Faraday Semi, LLC Chip embedded power converters
JP6271099B1 (ja) * 2016-08-04 2018-01-31 三菱電機株式会社 直流電圧変換回路
US10206431B2 (en) * 2016-11-18 2019-02-19 Rai Strategic Holdings, Inc. Charger for an aerosol delivery device
US10025334B1 (en) 2016-12-29 2018-07-17 Nuvoton Technology Corporation Reduction of output undershoot in low-current voltage regulators
WO2018148218A1 (en) * 2017-02-08 2018-08-16 Faraday Semi, LLC Chip embedded power converters
US10916396B2 (en) * 2017-08-24 2021-02-09 Yazaki Corporation Load controller and load control method
JP2019057991A (ja) * 2017-09-20 2019-04-11 トヨタ自動車株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US11245329B2 (en) * 2017-09-29 2022-02-08 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Power module
CN107544605B (zh) * 2017-10-16 2023-11-28 佛山科学技术学院 一种数模混合多环路衬底动态偏置ldo电路
US10205377B1 (en) 2018-04-09 2019-02-12 Stmicroelectronics S.R.L. Active clamp flyback converter control with reduced current
US10386877B1 (en) 2018-10-14 2019-08-20 Nuvoton Technology Corporation LDO regulator with output-drop recovery
US11476759B2 (en) * 2018-12-21 2022-10-18 Cirrus Logic, Inc. Current control for a boost converter with dual anti-wound inductor
US10504848B1 (en) 2019-02-19 2019-12-10 Faraday Semi, Inc. Chip embedded integrated voltage regulator
US11069624B2 (en) 2019-04-17 2021-07-20 Faraday Semi, Inc. Electrical devices and methods of manufacture
IT201900006000A1 (it) 2019-04-17 2020-10-17 St Microelectronics Srl Un procedimento per operare un convertitore flyback avente un clamp attivo, corrispondente circuito di controllo e convertitore flyback
CN110445365A (zh) * 2019-07-29 2019-11-12 南京理工大学 采用耦合电感的高功率密度功率因数校正变换器
CN114730658A (zh) * 2020-01-20 2022-07-08 华为技术有限公司 一种电感、电压转换电路及电子设备
US11063516B1 (en) 2020-07-29 2021-07-13 Faraday Semi, Inc. Power converters with bootstrap
US11990839B2 (en) 2022-06-21 2024-05-21 Faraday Semi, Inc. Power converters with large duty cycles

Family Cites Families (116)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3579214A (en) 1968-06-17 1971-05-18 Ibm Multichannel magnetic head with common leg
US3529233A (en) * 1968-10-08 1970-09-15 Adams Russel Co Inc Lattice type phase shifting network
US3851375A (en) 1972-05-08 1974-12-03 Philips Corp Method of bonding together mouldings of sintered oxidic ferromagnetic material
US4020439A (en) 1974-02-09 1977-04-26 U.S. Philips Corporation Inductive stabilizing ballast for a gas and/or vapor discharge lamp
JPS5217808A (en) 1975-07-31 1977-02-10 Olympus Optical Co Ltd Manufacturing method of magnetic head
DE2714426C3 (de) 1977-03-31 1981-02-26 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Als Tiefpaß- oder als Laufzeitglied ausgebildetes passives Schaltungsglied
US4214198A (en) 1977-09-01 1980-07-22 Dynamote Corporation Electrical power unit
GB2014380B (en) 1978-02-01 1982-09-08 Ici Ltd Control circuit for energising an electrically ignited load
US4245286A (en) 1979-05-21 1981-01-13 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Buck/boost regulator
US4384321A (en) 1980-04-29 1983-05-17 California Institute Of Technology Unity power factor switching regulator
JPS57193007A (en) 1981-10-23 1982-11-27 Tdk Corp Magnetic core
DE3220737A1 (de) 1982-06-02 1983-12-08 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Streufeldarme funk-entstoerdrossel
JPS58224420A (ja) 1982-06-23 1983-12-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 磁気ヘツドおよびその製造方法
US4536733A (en) 1982-09-30 1985-08-20 Sperry Corporation High frequency inverter transformer for power supplies
US4527032A (en) 1982-11-08 1985-07-02 Armco Inc. Radio frequency induction heating device
US4475143A (en) 1983-01-10 1984-10-02 Rogers Corporation Decoupling capacitor and method of manufacture thereof
US4583068A (en) 1984-08-13 1986-04-15 At&T Bell Laboratories Low profile magnetic structure in which one winding acts as support for second winding
DE3433886A1 (de) * 1984-09-14 1986-03-27 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Steuereinrichtung fuer einen gleichstrom-halbleitersteller
JPS6178111A (ja) 1984-09-25 1986-04-21 Matsushita Electric Works Ltd 磁心の製法
US4616142A (en) 1984-12-31 1986-10-07 Sundstrand Corporation Method of operating parallel-connected semiconductor switch elements
JPH0424649Y2 (ja) 1985-02-18 1992-06-11
US4801912A (en) 1985-06-07 1989-01-31 American Precision Industries Inc. Surface mountable electronic device
US4803609A (en) 1985-10-31 1989-02-07 International Business Machines Corporation D. C. to D. C. converter
DE3622190A1 (de) 1986-03-14 1988-01-07 Philips Patentverwaltung Spulenkern
JP2694350B2 (ja) 1988-11-04 1997-12-24 太陽誘電株式会社 磁芯の製造方法
JPH02251107A (ja) 1989-03-24 1990-10-08 Murata Mfg Co Ltd チョークコイル
US4897773A (en) 1989-05-03 1990-01-30 The Lincoln Electric Company Inverter output circuit
US5006782A (en) 1989-06-15 1991-04-09 International Rectifier Corporation Cascaded buck converter circuit with reduced power loss
CA2053648A1 (en) 1990-10-29 1992-04-30 Robert Philbrick Alley High-frequency, high-leakage-reactance transformer
US5187428A (en) 1991-02-26 1993-02-16 Miller Electric Mfg. Co. Shunt coil controlled transformer
US5079498A (en) 1991-03-26 1992-01-07 Vickers Systems Limited Digital pulse-width-modulation generator for current control
US5303115A (en) 1992-01-27 1994-04-12 Raychem Corporation PTC circuit protection device comprising mechanical stress riser
US5186647A (en) 1992-02-24 1993-02-16 At&T Bell Laboratories High frequency electrical connector
US5204809A (en) 1992-04-03 1993-04-20 International Business Machines Corporation H-driver DC-to-DC converter utilizing mutual inductance
US5509691A (en) 1992-10-26 1996-04-23 Gao Gesellschaft Fur Automation Und Organisation Mbh Security element in the form of threads or strips to be embedded in security documents and a method for producing and testing the same
AU5667194A (en) 1992-11-10 1994-06-08 Motorola, Inc. Switching regulator and amplifier system
US5444600A (en) 1992-12-03 1995-08-22 Linear Technology Corporation Lead frame capacitor and capacitively-coupled isolator circuit using the same
US5402329A (en) * 1992-12-09 1995-03-28 Ernest H. Wittenbreder, Jr. Zero voltage switching pulse width modulated power converters
JPH06260869A (ja) 1993-03-04 1994-09-16 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> ノイズフィルタ
IT1265122B1 (it) 1993-06-23 1996-10-31 Fiar Fabbrica Italiana Apparec Convertitore di corrente continua ad elevata efficienza
US5500629A (en) 1993-09-10 1996-03-19 Meyer Dennis R Noise suppressor
US5475296A (en) 1994-04-15 1995-12-12 Adept Power Systems, Inc. Digitally controlled switchmode power supply
US5481238A (en) 1994-04-19 1996-01-02 Argus Technologies Ltd. Compound inductors for use in switching regulators
JP3599205B2 (ja) 1995-09-12 2004-12-08 Ｔｄｋ株式会社 ノイズ抑制用インダクタ素子
EP0953992A1 (en) 1995-08-15 1999-11-03 Bourns Multifuse (Hong Kong), Ltd. Surface mount conductive polymer devices and methods for manufacturing such devices
US5636107A (en) 1995-11-15 1997-06-03 International Power Devices, Inc. DC-DC converters
FR2743458B1 (fr) * 1995-11-30 1998-03-27 Sgs Thomson Microelectronics Circuit de transmission de signaux
US5654881A (en) * 1996-03-01 1997-08-05 Lockheed Martin Corporation Extended range DC-DC power converter circuit
US5808537A (en) 1996-09-16 1998-09-15 Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho Inductor core for transferring electric power to a conveyor carriage
US5877611A (en) 1996-10-09 1999-03-02 Lucent Technologies Inc. Simple and efficient switching regulator for fast transient loads such as microprocessors
GB9622344D0 (en) 1996-10-28 1997-01-08 Norweb Plc Inductor
US6054764A (en) 1996-12-20 2000-04-25 Texas Instruments Incorporated Integrated circuit with tightly coupled passive components
US5889373A (en) 1996-12-30 1999-03-30 General Electric Company Fluorescent lamp ballast with current feedback using a dual-function magnetic device
DE19701618A1 (de) * 1997-01-17 1998-07-23 Focke & Co Vorrichtung zum Herstellen von Zigaretten-Packungen
CA2278250A1 (en) 1997-01-24 1998-07-30 Fische, Llc High efficiency power converter
US6144269A (en) 1997-06-10 2000-11-07 Fuji Electric Co., Ltd. Noise-cut LC filter for power converter with overlapping aligned coil patterns
JP3302620B2 (ja) 1997-06-18 2002-07-15 タケチ工業ゴム株式会社 ノイズ吸収装置
US6512437B2 (en) 1997-07-03 2003-01-28 The Furukawa Electric Co., Ltd. Isolation transformer
JP3344695B2 (ja) 1997-07-29 2002-11-11 株式会社村田製作所 ノイズ抑制部品
JPH1174125A (ja) 1997-08-29 1999-03-16 Fuji Elelctrochem Co Ltd ビーズインダクタ
FR2768527B1 (fr) 1997-09-18 2000-07-13 Sgs Thomson Microelectronics Regulateur de tension
EP1023736B1 (de) 1997-10-14 2002-05-29 Vacuumschmelze GmbH Drossel zur funkentstörung
US6023154A (en) 1997-10-28 2000-02-08 International Rectifier Corporation Parallel and interwoven buck converter for high efficiency, low voltage power supply
JPH11146638A (ja) 1997-11-05 1999-05-28 Meidensha Corp 電力変換器
JP3618534B2 (ja) 1997-11-28 2005-02-09 同和鉱業株式会社 光通信用ランプ装置とその製造方法
US6049264A (en) 1997-12-09 2000-04-11 Siemens Automotive Corporation Electromagnetic actuator with composite core assembly
JPH11204354A (ja) 1998-01-17 1999-07-30 Kobe:Kk ノイズ遮断変圧器
US6184666B1 (en) 1998-03-09 2001-02-06 3Dlabs Inc. Ltd. Buck converter with parallel switches
US6348744B1 (en) 1998-04-14 2002-02-19 Conexant Systems, Inc. Integrated power management module
JP4020177B2 (ja) 1998-05-21 2007-12-12 三菱電機株式会社 変成器
US6057665A (en) 1998-09-18 2000-05-02 Fire Wind & Rain Technologies Llc Battery charger with maximum power tracking
US6104248A (en) * 1998-10-23 2000-08-15 Carver; Robert W. Audio amplifier with tracking power supply utilizing inductive power converters
US6043634A (en) 1998-12-22 2000-03-28 Intel Corporation Interleaved switching regulator
US6084790A (en) * 1999-01-07 2000-07-04 Astec International Limited Circuit to ensure equal current sharing and switching losses between parallel power devices
US6683522B2 (en) 1999-02-24 2004-01-27 Milli Sensor Systems & Actuators, Inc. Planar miniature inductors and transformers
AR024092A1 (es) 1999-05-26 2002-09-04 Abb Ab Dispositivos de induccion con entrehierros distribuidos
JP3366916B2 (ja) 1999-06-03 2003-01-14 スミダコーポレーション株式会社 インダクタンス素子
US6545450B1 (en) 1999-07-02 2003-04-08 Advanced Energy Industries, Inc. Multiple power converter system using combining transformers
US6246592B1 (en) 1999-08-10 2001-06-12 Texas Instruments Incorporated Unique power supply architecture with cascaded converters for large input-to-output step-down ratio
US6259235B1 (en) 1999-08-26 2001-07-10 Tyco Electronics Logistics Ag Active clamp for power converter and method of operation thereof
US6272025B1 (en) * 1999-10-01 2001-08-07 Online Power Supply, Inc. Individual for distributed non-saturated magnetic element(s) (referenced herein as NSME) power converters
US6215290B1 (en) 1999-11-15 2001-04-10 Semtech Corporation Multi-phase and multi-module power supplies with balanced current between phases and modules
JP3402361B2 (ja) * 1999-12-28 2003-05-06 横河電機株式会社 スイッチング電源
US6255805B1 (en) * 2000-02-04 2001-07-03 Motorola, Inc. Device for electrical source sharing
US6229289B1 (en) 2000-02-25 2001-05-08 Cadence Design Systems, Inc. Power converter mode transitioning method and apparatus
US6459349B1 (en) 2000-03-06 2002-10-01 General Electric Company Circuit breaker comprising a current transformer with a partial air gap
US6166527A (en) 2000-03-27 2000-12-26 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency in a buck-boost switching regulator
US6329801B1 (en) 2000-04-24 2001-12-11 Volterra Semiconductor Corporation Switching regulator control system and method
DE10024853A1 (de) * 2000-05-19 2001-11-29 Siemens Ag Vorrichtung zur Aufrechterhaltung einer Versorgungsspannung
JP3669905B2 (ja) 2000-08-03 2005-07-13 松下電器産業株式会社 ドロップアウト検出回路
US6392902B1 (en) 2000-08-31 2002-05-21 Delta Electronics, Inc. Soft-switched full-bridge converter
JP2002095166A (ja) 2000-09-08 2002-03-29 Toshiba Corp 電力潮流制御装置
DE60137058D1 (de) 2000-09-20 2009-01-29 Det Int Holding Ltd Planares induktives element
EP1325545A4 (en) 2000-09-22 2004-11-24 Flex Multi Fineline Electronix ELECTRONIC TRANSMITTER / INDUCTIVITY COMPONENTS AND METHOD FOR THEIR PRODUCTION
IL138834A0 (en) 2000-10-03 2001-10-31 Payton Planar Magnetics Ltd A magnetically biased inductor or flyback transformer
US6784644B2 (en) 2001-02-22 2004-08-31 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multiphase clamp coupled-buck converter and magnetic integration
JP3872331B2 (ja) 2001-03-07 2007-01-24 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電源回路
US6362986B1 (en) 2001-03-22 2002-03-26 Volterra, Inc. Voltage converter with coupled inductive windings, and associated methods
WO2002095775A1 (en) 2001-05-21 2002-11-28 Milli Sensor Systems & Actuators, Inc. Planar miniature inductors and transformers and miniature transformers for millimachined instruments
US6512352B2 (en) 2001-06-07 2003-01-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Active clamp step-down converter with power switch voltage clamping function
US6995685B2 (en) 2001-09-25 2006-02-07 Landis+Gyr, Inc. Utility meter power arrangements and methods
DE10156963A1 (de) * 2001-11-20 2003-06-05 Fritz Frey Schaltungsanordnung zum zuverlässigen Schalten von Stromkreisen
US6677735B2 (en) 2001-12-18 2004-01-13 Texas Instruments Incorporated Low drop-out voltage regulator having split power device
CN1437308A (zh) * 2002-02-08 2003-08-20 张法曾 零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源
US6703815B2 (en) 2002-05-20 2004-03-09 Texas Instruments Incorporated Low drop-out regulator having current feedback amplifier and composite feedback loop
US7052480B2 (en) 2002-04-10 2006-05-30 Baxter International Inc. Access disconnection systems and methods
US6686823B2 (en) 2002-04-29 2004-02-03 Pri Automation, Inc. Inductive power transmission and distribution apparatus using a coaxial transformer
US6822427B2 (en) * 2002-05-01 2004-11-23 Technical Witts, Inc. Circuits and circuit elements for high efficiency power conversion
JP2003332141A (ja) 2002-05-15 2003-11-21 Tdk Corp チップ型コモンモードチョークコイル
US20030227366A1 (en) 2002-06-05 2003-12-11 Chang-Liang Lin Inductor structure and manufacturing method for the inductor structure
US6738274B2 (en) 2002-09-09 2004-05-18 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Power supply with integrated bridge and boost circuit
US6798177B1 (en) 2002-10-15 2004-09-28 Arques Technology, Inc. Boost-buck cascade converter for pulsating loads
KR100498233B1 (ko) 2002-10-31 2005-07-01 한국전자통신연구원 선입선출 메모리 회로 및 그 구현 방법
US6853568B2 (en) * 2003-05-20 2005-02-08 Delta Electronics, Inc. Isolated voltage regulator with one core structure
JP2005252783A (ja) 2004-03-05 2005-09-15 Mitsubishi Electric Corp 光送信機
JP4945301B2 (ja) 2007-04-26 2012-06-06 株式会社日立製作所 取水・送水計画立案装置、取水・送水計画立案システムおよび取水・送水計画立案方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2010283972A (ja) * 2009-06-04 2010-12-16 Hitachi Ltd スイッチング電源システム

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