JP2005537768A - 状態保持回路の電力消費量を減少させる方法、状態保持回路および電子装置 - Google Patents
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Abstract
待機モード中における状態保持回路の電力消費量を減らすための方法であって、アクティブ状態において、常用電源(VDD)および待機電源(VDD_STANDBY)を状態保持回路に供給し、アクティブ状態から待機状態へ移行するため、常用電源をグランドレベルまで減少させるとともに、待機電源(VDD_STANDBY)を維持し、それにより、待機モード中に状態を保持できる十分な電力を状態保持回路の回路素子(36,142,78,85)に対して供給し、待機状態からアクティブ状態へ移行するため、常用電源(VDD)をそのグランドレベルからそのアクティブレベルまで増大させることを含む方法が開示されている。待機モード中における状態保持回路の電力消費量を減らすための回路であって、少なくとも1つの制御信号を供給するための制御ユニット(1)と、少なくとも1つの入力信号を供給するためのデータ入力ユニット(3)と、少なくとも1つの出力信号を供給するためのデータ出力ユニット(7)と、待機モード中に回路の状態の少なくとも一部を保持するためのデータ記憶ユニット(5)と、アクティブモード中にデータ記憶ユニット(5)に電力を供給する常用電源と、アクティブモードおよび待機モード中にデータ記憶ユニット(5)の少なくとも一部へ電力を供給する待機電源とを備える状態保持回路が開示されている。
Description
本発明は、電力消費量を減らすための方法、回路、電子装置に関し、特に、待機モード中における状態保持回路の電力消費量を減らす方法、状態保持回路、電子装置に関する。
バッテリ作動する装置においては、特に、待機時間が長い状態保持回路においては、漏れ電力が益々大きな浪費のもとになってきている。漏れを回避するための1つの明らかな方法は、待機中に給電を中断することである。しかしながら、多くのシステムはその状態を維持しなければならず、状態がラッチまたは状態保持回路内に記憶されたデータによって規定される例えばデジタル回路において供給電圧を閉じることにより、状態が失われる。
米国特許第5,812,463号は、漏れ電流およびラッチアップに対する脆弱性を減らす高速で高電圧のラッチを提供している。ラッチは、プログラム電源と出力との間に切換えトランジスタを有している。ラッチ入力が出力をドライブするようにローレベルに移行されると、切換えトランジスタがラッチ入力によってOFFに切り換えられる。これにより、切換えトランジスタは、漏れ電流を減少させる。プログラム電源に結合される出力ドライバトランジスタが使用される。ラッチ出力がVcc電源により最初に引き上げられる。ラッチ出力が最初のレベルまで引き上げられた後、出力ドライバトランジスタがONになる。その後、出力ドライバトランジスタは、プログラム電源により出力端子を高出力電圧レネルまで引き上げる。Vcc電源を用いて最初に出力を引き上げると、装置のワット損が減少する。ラッチ回路は、ラッチアップを防止するための2つのプログラム電源と、n−ウェル電源と、局部電源とを更に備えている。ラッチが読み取りモードからプログラムモードに切り換えられると、局部電源が立ち上げられる前にn−ウェル電源がプログラム電圧へと立ち上げられる。ラッチがプログラムモードから読み取りモードに切り換えられると、n−ウェル電源電圧は、局部電源が立ち下げられて他の回路が放電されるまで立ち下げられない。これにより、n−ウェル電圧は、n−ウェルに結合されたp−拡散の電圧と少なくとも同じ大きさになり、これにより、ラッチアップが防止される。米国特許第5812463号は、メモリ回路に関するものである。一実施形態として、漏れが少ないラッチ回路が提案されている。開示された回路は、フラッシュメモリやEEPROM等の特定のタイプのメモリに適用できる。提案されたラッチ回路は、フラッスメモリの通常の回路と高電圧回路との境界面で使用されるレベルシフタである。
米国特許第5,955,913号は、第1のモード(低い電力を消費する)または第2のモード(比較的高い電力を消費する)のいずれかで選択的に動作可能な集積回路を開示している。回路は、MOSトランジスタと、少なくとも1つのトランジスタのための給電回路とを有している。両方のモードにおいて、給電回路は、各トランジスタの本体を所定の電圧(例えば、各トランジスタがPMOS装置である場合、5〜5.5ボルトの範囲の電圧Vcc)に保持する。給電回路は、第2のモードにおいてはこの所定の電圧を各トランジスタのソースに供給するが、第1のモードにおいては所定の電圧またはこれから僅かにオフセットされた電圧を各トランジスタのソースに供給する。幾つかの実施形態において、給電回路(第1のモード、最初の一時的な状態後)は、複数のPMOSトランジスタによって共有される1つのウェルに対して第1の電圧を供給するとともに、各PMOSのソースに対して第2の電圧を供給する。あるいは、給電回路(第1のモード、最初の一時的な状態後)は、複数のNMOSトランジスタのそれぞれの本体に対して第1の電圧を供給するとともに、各NMOS装置のソースに対して第2の電圧を供給する。第2の電圧は、第1のモードにおいてトランジスタ漏れ電流の所望の減少を達成できかつ第1のモードから第2のモードへの移行のための所望の電力アップ時間を得ることができるように選択された電圧降下分だけ第1の電圧からオフセットされていることが好ましい。好適な実施形態において、集積回路はフラッシュメモリアレーを有するメモリチップであり、電圧降下は1.4ボルト〜2ボルトの範囲であり、電圧降下は、1つのダイオード接続されたMOSトランジスタまたは互いに直列に接続された2つのダイオード接続されたMOSトランジスタを用いて実施される。
米国公開特許第2001/0038552A1号は、内部にPMOSトランジスタが形成されるn−ウェルと、内部にNMOSトランジスタが形成されるp−ウェルとを有するスタティックメモリセルを備えた半導体メモリを開示している。n−ウェルおよびp−ウェルは複数のブロックに分割されており、各ブロックは所定数のメモリセルを有している。n−ウェルおよびp−ウェルは、各ブロック内において、メモリセルが選択されたか否かに応じて変化する電圧を受ける。メモリセルが動作のために選択されると、メモリセル内の各トランジスタの閾値電圧が減少され、メモリセルから取り出される電流が増大する。メモリセルが選択されない場合には、メモリセルの漏れ電流を減らすために閾値電圧が増大される。この構成によれば、待機電流が抑えられ、メモリセルの動作速度が高まる。
米国特許第5955913号および米国公開特許第2001/0038552号は、バックバイアス電圧を使用してMOSスイッチの閾値電圧を電気的に増大させることにより漏れを減少させるという伝統的な考えを提案している。これらはそれぞれ実施形態としてメモリ回路を与えている。
米国特許第6,344,761B2号は、電流比較型ラッチにおいて、クロック信号が「L」レベルとなる電流比較型ラッチのリセットモード中に、高電位給電ラインから低電位給電ラインへと延びる電流径路に沿って配置されたトランジスタがOFFに切り換えられ、一方、高電位給電ラインを2つの出力端子に接続するトランジスタがONに切り換えられることにより、2つの各出力端子の電位を論理レベル(「H」レベルまたは「L」レベル)にし、それにより、貫通電流(through current)が高電位給電ラインから低電位給電ラインへ流れることを防止することについて開示している。したがって、リセットモード中の貫通電流を減らしつつ、高速でかつ高精度の電流比較が行なわれる。米国特許第6334761B2号は、アナログ・デジタル変換器等で使用できる電流比較型ラッチについて記載している。その目的は、リセット状態で流れる貫通電流を排除して電力消費量を減らす電流比較型ラッチであって、高速でかつ高精度の比較を行なうことができる電流比較型ラッチを提供することである。
米国公開特許第2002/0024873A1号は、横列デコーダから送られかつ電源電位Vccおよびグランド電位GNDの振幅を有するワードライン群指定信号を、高電圧Vppおよびマイナス電位Vbbの互いに相補的な論理信号WD,ZWDに変換するレベルコンバータを開示している。RXデコーダは、アドレス信号をデコードして、ワードライン群内の1つのワードラインを指定する振幅が(Vpp−Vbb)の信号を出力する。各ワードラインに対応して設けられたワードドライバは、レベル変換回路から送られた信号WD,ZWDにしたがって、ワードライン指定信号またはマイナス電位を対応するワードラインへ送信する。選択されなかったワードラインは、ワードドライバからマイナス電位Vbbを受ける。選択されたワードラインは、ワードドライバから高電圧Vppを受ける。ワードラインおよび/またはビットラインの電位変化によって引き起こされる場合がある選択されなかったメモリセル内のメモリトランジスタでのチャンネル漏れ電流を抑えることができ、また、メモリセルの電荷保持特性を向上させることができる。米国公開特許第2002/0024873号は、電荷の形態を成す情報を記憶するダイナミック半導体メモリ装置を開示している。このメモリは、メモリセルの電荷保持特性を向上させるための構造を備えている。
米国特許第6344761号および米国公開特許第20020024873号は、漏れ電流を低減しかつ以下の特徴を有する半導体メモリ装置に関するものである。低電位電源がOFFに切り換えられると、高電位電源に接続されたトランジスタがONに切り換えられ、貫通電流が防止される。NMOS装置のための別個の電源が設けられている。
本発明の目的は、待機モード中における電力消費特性が向上された方法、状態保持回路、電子装置を提供することである。
本発明の目的を達成するために、状態保持回路、例えばラッチ、フリップフロップ、または、他のデータ記憶素子の待機モード中における電力消費量を減らすための方法であって、アクティブ状態において、常用電源VDDおよび待機電源VDD_STANDBYを上記状態保持回路に供給し、上記アクティブ状態から待機状態へ移行するため、上記常用電源をグランドレベルまで減少させるとともに、上記待機電源VDD_STANDBYを維持し、それにより、待機モード中に状態を保持できる十分な電力を上記状態保持回路の回路素子に対して供給し、上記待機状態から上記アクティブ状態へ移行するため、上記常用電源VDDをそのグランドレベルからそのアクティブレベルまで増大させることを含む方法が開示される。この方法によれば、回路の状態を損なうことなく、デジタル回路に対して常用電源を閉じることができ、それにより、漏れがかなり減少し、例えばCMOS12技術においては約100のファクタ分だけ漏れが減少する。
本発明の好適な実施形態においては、アクティブ状態から待機状態への移行時に、上記待機電源VDD_STANDBYは、回路素子の状態を保持するのに十分な更に低い下位レベルへと減少され、アクティブモードに戻る際に、上記待機電源VDD_STANDBYは、上記下位電圧からそのアクティブレベルへと増大される。待機電源VDD_STANDBYが下位レベルに減少すると、待機モードにおける漏れ電力が減少する。
本発明の好適な実施形態においては、高い閾値電圧を有するトランジスタにより、待機モード中における回路素子の状態保持が行なわれる。高い閾値電圧を有するトランジスタを使用すると、漏れ電力が非常に少なくなる。
本発明の好適な実施形態においては、制御信号が待機モード中に保持される。
本発明の好適な実施形態においては、上記状態保持回路の外部にあっても良い手段により待機モード中に上記制御信号が所定のローレベルに保持される。しかしながら、本発明の更に好適な実施形態においては、待機モード中、上記状態保持回路内に設けられた手段により上記制御信号が保持される。そのような手段は、待機信号に接続されるゲート端子を有しかつ待機モード中にONに切り換えられるとともに待機モード以外の時にOFFに切り換えられるようになっている少なくとも1つのトランジスタを備えていても良く、上記トランジスタのドレイン端子またはソース端子が所定の電圧レベルを有するラインに接続され、上記電圧レベルで上記制御信号が保持されなければならない。上記電圧レベルがほぼグランドであっても良い。本発明の一実施形態において、上記トランジスタは、待機モード中にハイレベルでかつ待機モード以外の時にローレベルである待機信号に接続されたゲート端子と、グランドに接続されたソース端子とを有するnチャンネルMOSFETであっても良い。
本発明の更なる目的は、少なくとも1つの制御信号を供給するための制御ユニットと、少なくとも1つの入力信号を供給するためのデータ入力ユニットと、少なくとも1つの出力信号を供給するためのデータ出力ユニットと、待機モード中に回路の状態の少なくとも一部を保持するための回路素子を備えるデータ記憶ユニットと、アクティブモード中に常用電源から上記回路素子へと電源を結合するための第1の手段と、上記アクティブモードおよび上記待機モード中に待機電源から上記回路素子へと電源を結合するための第2の手段とを備える状態保持回路によって達成される。既知の低電力回路と比べると、本発明の状態保持回路は、状態保持回路が組み込まれる電子装置または回路の待機モードにおける電力消費量を著しく減らすことができる。
本発明の好適な実施形態においては、上記制御ユニットが上記常用電源および上記待機電源に接続される。制御ユニットが待機電源に接続されているため、待機モード中に制御信号が維持される。
本発明の好適な実施形態において、制御ユニットは、制御入力信号を受ける少なくとも1つの入力端子と、少なくとも1つの制御出力端子とを備えている。制御ユニットは、少なくとも1つの制御入力信号を処理できるとともに、少なくとも1つの出力制御信号を生成することができる。これは、様々な入力制御信号を使用できるため有益である。異なる出力端子を異なる制御信号をもって異なる回路素子に接続することができる。
本発明の好適な実施形態において、制御ユニットは、待機モード中に状態を保持するための少なくとも1つの状態保持スイッチを備えている。状態が制御信号のソースで直接に保持されるため、全ての制御ユニットが待機モード中に状態を保持するための少なくとも1つの状態保持スイッチを備えていることは、制御ユニットの有利な特徴である。
制御ユニットは、少なくとも1つの反転制御信号と少なくとも1つの非反転制御信号とを供給する少なくとも2つのインバータステージを備えていることが好ましい。
制御ユニットは、待機モード中に反転制御信号および/または非反転制御信号の状態を保持するようになっている。このため、制御ユニットは、待機電圧供給源に結合される。待機中における制御ユニットからの電流漏れを減らすため、制御ユニットは閾値電圧が高いトランジスタを備えていても良い。
本発明の他の好適な実施形態においては、上記データ記憶ユニットが上記常用電源および上記待機電源に接続されている。上記データ記憶ユニットは、反転制御信号および非反転制御信号に接続されていることが好ましい。
本発明の好ましい他の実施形態において、データ記憶ユニットは、反転データ入力信号を保持する少なくとも1つの状態保持スイッチおよび/または非反転データ入力信号を保持する少なくとも1つの状態保持スイッチを備えている。
本発明の更なる好適な実施形態において、データ記憶ユニットは、反転データ入力信号を保持するためのシリアル回路を備えている。
反転データ入力信号を保持するためのシリアル回路は、待機電源に接続された反転データ入力信号を保持する状態保持スイッチと、制御信号に接続された状態保持スイッチとを備えていることが好ましい。
データ記憶ユニットは、待機中に漏れ電流を減らすため、閾値電圧が高いトランジスタを備えていることが好ましい。
本発明の他の好適な実施形態において、データ記憶ユニットの状態保持スイッチは、閾値電圧が高いトランジスタである。閾値電圧が高いトランジスタの利点は、漏れ電力が非常に小さいという点である。
本発明の一実施形態においては、待機中に上記制御信号を所定のレベルに保持するための手段が設けられても良い。そのような手段は、制御ユニット内に含まれていても良く、また、待機モード中にハイレベルでありかつ待機モード以外の時にローレベルである待機信号に接続されていても良い。いずれにしても、回路は、上記アクティブモード中に更なる電流を回路に供給して、上記待機電源からの電流の所要量を減少させる手段を有していても良い。
本発明の更に他の目的は、常用電源と、待機電源と、上記常用電源に結合された第1の回路部と、上記常用電源および上記待機電源に結合された第2の回路部とを備えた電子装置であって、上記第2の回路部は、電子装置の待機モード中に上記第1の回路部の状態を保持するための状態保持回路を備え、上記状態保持回路は、少なくとも1つの制御信号を供給するための制御ユニットと、少なくとも1つの入力信号を供給するためのデータ入力ユニットと、少なくとも1つの出力信号を供給するためのデータ出力ユニットと、待機モード中に上記第1の回路部の状態の少なくとも一部を保持するためのデータ記憶ユニットとを備え、上記常用電源は、電子装置のアクティブモード中に回路素子へ電力を供給するようになっており、上記待機電源は、上記アクティブモードおよび上記待機モード中に上記回路素子へ電力を供給するようになっている電子装置によって実現される。そのような電子装置においては、第1の回路部および第2の回路部の両方において電力消費量を減少させることができる待機モードに入ることができる。第1の回路部は、第2の回路部の状態保持回路だけが待機電源に接続されたままになっている間、完全にOFFに切り換えられても良い。電子装置の全体またはその幾つかの部分をOFFに切り換えることを含んでいても良いこのような方法によれば、電子装置によるその待機モード中の電力消費量を大幅に減らすことができる。待機電源は、上記待機モード中に、回路素子に対して電力を減らして供給するようになっていることが有益である。これにより、電子装置のその待機モード中における電力消費量が更に減少する。
電子装置の好適な実施形態において、回路素子は第2の回路部の別個のウェル内に配置されている。これは、この別個のウェル内に配置されている回路素子、例えばp−ウェル内のnMOSトランジスタ、n−ウェル内のpMOSトランジスタまたは他のタイプの複数のウェル技術で実現される回路素子を、電子装置の他の部品から電気的に分離することができ、それにより、回路素子内に記憶されたデータに支障を来たすことなく、これらの他の部品からの電力漏れを更に減らすための手段、例えばバックバイアシング技術を用いることができるという利点を有している。
これらの利点および様々な他の利点並びに本発明を特徴付ける新規な特徴は、本明細書に添付されかつ本明細書の一部を成す請求の範囲に特に示されている。しかしながら、本発明、本発明の利点、本発明を使用することによって得られるものを更に良く理解するためには、本発明の好適な実施形態を図示して説明する本発明の一部を成す図面および付随する記述的内容を参照しなければならない。
図1の状態保持回路図は、pチャンネルを有するFETおよびnチャンネルを有するFETを備えている。pチャンネルを有するFETは、ゲート端子とソース端子との間の電圧がゼロよりも小さい時にONであり、ゲート端子とソース端子との間の電圧がゼロよりも大きい時にOFFである。nチャンネルを有するFETは、ゲート端子とソース端子との間の電圧がゼロよりも大きい時にONであり、ゲート端子とソース端子との間の電圧がゼロよりも小さい時にOFFである。
状態保持回路図は、トランジスタ36のゲート接点4およびトランジスタ38のゲート接点12に接続された入力端子2を備える制御ユニット1を示している。トランジスタ36はpチャンネルを有するFETであり、トランジスタ38はnチャンネルを有するFETである。トランジスタ36のソース端子6およびベース端子7は待機電源(予備電源)VDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ36のドレイン端子8はトランジスタ38のドレイン端子10に接続されている。トランジスタ38のソース端子14はグランドに接続されている。トランジスタ38は高い閾値電圧を有するトランジスタである。これは2つの文字Vtで示されている。
他の全てのトランジスタは、高い閾値電圧を有するトランジスタであり、同じ文字が記されている。トランジスタ36,38はインバータステージを形成している。端子2の反転制御信号CKPNIは、ドレイン端子8,10における出力である。トランジスタ36は、反転制御信号CKPNIを待機モード中に保持する。ドレイン端子8,10は、pチャンネルトランジスタ40のゲート接点22およびnチャンネルトランジスタ42のゲート接点30に接続されている。トランジスタ40のソース端子24は常用電源VDDに接続され、ベース端子25はVDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ40のドレイン端子26はトランジスタ42のドレイン端子28に接続されている。トランジスタ42のソース端子32はグランドに接続されている。制御信号および反転制御信号は一般に同期回路すなわちクロック回路内のクロック信号であるが、他の制御信号、例えば非同期回路で使用されるハンドシェイク信号も同様に許容できる点を強調しておく。
2つのトランジスタ40,42は他のインバータステージを形成する。このインバータステージは、反転制御信号CKPNIを反転して非反転制御信号CKPIにする。非反転制御信号CKPIは端子34に供給される。端子34はドレイン端子26,28に接続されている。
また、図1は状態保持回路のデータ入力ユニット3も示している。データ入力ユニット3は、pチャンネルトランジスタ70のゲート接点52およびnチャンネルトランジスタ75のゲート接点66に接続された入力端子50を備えている。トランジスタ70のソース端子54は常用電源VDDに接続されている。トランジスタ70のベース端子55はVDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ70のドレイン端子56は、ノード56において、pチャンネルトランジスタ72のソース端子に接続されている。トランジスタ72のゲート端子58は反転制御信号CKPNIに接続されている。トランジスタ72のベース端子71はVDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ72のドレイン接点は、ノード60において、nチャンネルトランジスタ74のドレイン接点に接続されている。トランジスタ74のゲート端子62は非反転制御信号CKPIに接続されている。トランジスタ74のソース端子は、ノード64において、nチャンネルトランジスタ75のドレイン端子に接続されている。トランジスタ75のソース端子はノード68においてグランドに接続されている。入力信号はノード60においてデータ記憶ユニットに供給される。
データ記憶ユニット5は、そのゲート128がノード60に接続されたpチャンネルトランジスタ142を備えている。トランジスタ142のソース端子130はVDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ142のドレイン端子132はnチャンネルトランジスタ144のドレイン端子122に接続されている。また、トランジスタ144のゲート端子124もノード60に接続されている。ソース端子126はグランドに接続されている。トランジスタ142,144はインバータステージを形成している。前述したように、トランジスタ142,144には文字Vtが記されており、したがって、トランジスタ142,144は高い閾値電圧を有する。トランジスタ142は、待機モードの場合、入力信号を保持する。ドレイン接点132,122は、2つのトランジスタ142,144によって形成されるインバータステージの出力部を表わしている。
ドレイン端子132,122に供給される信号Sは、端子50のデータ入力信号を表わしている。信号Sは、pチャンネルトランジスタ78のゲート端子82に接続されている。トランジスタ78は高い閾値電圧を有するトランジスタである。トランジスタ78のベース端子83はVDD_STANDBYに接続されている。pチャンネルトランジスタ85のゲート端子88は非反転制御信号CKPIに接続されている。トランジスタ85のベース端子87はVDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ78のソース端子80は、待機電源VDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ78のドレイン接点84はトランジスタ85のソース端子86に接続されている。トランジスタ138のゲート端子106は反転制御信号CKPNIに接続されている。トランジスタ138のドレイン端子104はトランジスタ85の端子90に接続されている。トランジスタ138のソース端子108はnチャンネルトランジスタ140のドレイン端子110に接続されている。トランジスタ140のソース端子114はグランドに接続されている。トランジスタ140のゲート端子112は信号Sに接続されている。トランジスタ140は高い閾値電圧を有するトランジスタである。
反転信号SNはドレイン端子90に供給される。この反転信号SNはデータ出力ユニット7に供給される。データ出力ユニット7は、pチャンネルトランジスタ162のゲート端子150およびnチャンネルトランジスタ164のゲート端子160で反転信号SNを受信する。トランジスタ162のソース端子152は常用電源VDDに接続されている。トランジスタ162のベース端子153はVDD_STANDBYに接続されている。トランジスタ162のドレイン端子154はトランジスタ164のドレイン端子156およびデータ出力端子166に接続されている。トランジスタ164のソース端子158はグランドに接続されている。トランジスタ162,164はインバータステージを形成している。
本回路は、(状態保持ラッチと呼ばれる)その状態が待機中に保持される必要がある複数のラッチ、および、組み合わせ論理、その状態が保持される必要がない複数のラッチ等を備えている。2つの電源が使用される。すなわち、一方の電源は常用電源(VDD)であり、他方の電源は待機電源(VDD_STANDBY)である。VDDはその状態が保持されない回路に給電し、一方、状態保持ラッチはVDDおよびVDD_STANDBYの両方を用いて給電される。アクティブ動作中、両方の電源がON状態となる。
待機状態にするため、VDDがグランドレベルまで減少されるとともに、VDD_STANDBYが状態保持ラッチの状態を維持するのに十分な更に低い電圧まで減少される。したがって、状態保持ラッチを除き、待機漏れ(standby leakage)は無い。待機電源VDD_STANDBYは、状態保持ラッチの状態を維持するために必要な電流を供給する。アクティブモードおよび待機モード中に非常に僅かな電流がVDD_STANDBYから引き出されるため、VDD_STANDBYのルーティング(経路指定)要件が緩和される。
図1の回路の動作は以下の通りであっても良い。まず、VDDおよびVDD_STANDBYの両方がONとなるアクティブモードについて考える。CLOCKがハイレベルの場合には、DATAINがノードS,SNの状態を決定する。CLOCKがローレベルになると、状態保持ラッチのフィードバックループが完成し、ノードS,SNの前の状態が維持される。ここで、待機モードに移行するため、常用電源VDDがグランドレベルまで下げられ、その後、VDD_STANDBYが更に低いレベル(状態を維持できる十分なレベル)まで減少される。VDDが下げられるため、制御信号、例えばCLOCKがグランドレベルを維持し、スイッチ36〜85がノードS,SN,CKPNI,CKPIの状態を維持する。
他のノードの電圧がグランドレベルに達し、これらがフローティング状態となる。したがって、待機中、VDD_STANDBYを得るスイッチに起因して僅かな漏れしかない。この僅かな漏れは、これらのスイッチを図1に示されるように高い閾値電圧Vtにすることにより更に減少される。ここで、アクティブモードに戻すため、VDD_STANDBYがそのアクティブレベルまで上げられ、その後、VDDがグランドレベルから元のアクティブレベルへと上げられる。待機中、制御信号、例えばCLOCKの状態が外部回路によって保持され、したがって、CLOCLがローレベルを維持する。回路のトポロジーは、ノードCKPNI,CKPI,S,SNの状態が維持されるようになっている。この時、回路はそのアクティブ動作を開始できる。
ラッチのP−スイッチの全ては、電源VDD_STANDBYに接続されたN−ウェル内に配置されている。これにより、待機モード中にPMOSのソース/ドレイン接合部に順方向バイアスがかけられることが回避される。
本発明によれば、回路の状態を損なうことなく、デジタル回路に対する通常の給電を中断することができ、それにより、かなりのファクタ分だけ、例えばCMOS12技術においては約100のファクタ分だけ漏れが減少する。状態保持ラッチはVtが高いスイッチを使用するため、漏れが非常に少ない。この方式を使用するデジタル回路においては、ロジックのための給電を待機中にOFFにできるため、大きな待機漏れコストを伴うことなくVtが低いスイッチを使用することにより速度に関して論理ゲートを最適化することができる。したがって、この方式によれば、性能が高まり、漏れが小さくなる。
前述したように、VDDが下げられると、制御信号、例えばCLOCKがグランドレベルに維持される。しかしながら、特に図1の回路が更に大きな構造内で使用される場合には、待機モード中に、制御ユニット1の外部入力がフローティング状態になることは言うまでもない。フローティング状態をそのままにしておくと、外部制御(すなわちCLOCK)信号が、クロストークすなわち漏れ効果により、更に高い電圧まで高めら、それにより、回路の制御ユニット1のワット損が大きくなる場合がある。
この問題を解決するための1つの方法は、制御信号(すなわちCLOCK)を低いレベルに保持するための外的手段を設けることである。あるいは、待機中に制御信号を低いレベルにしっかりと維持するための手段が制御回路1内に設けられることが更に好ましいかもしれない。
図面の図2を参照すると、そのような手段は、そのゲート端子201が更なる信号SBSに接続されたnチャンネルトランジスタ200を備えていても良い。信号SBSは、待機モード中にハイレベルとなりかつアクティブ動作モード中にローレベルとなる待機信号である。したがって、待機モードにおいて、トランジスタ200は、ONに切り換えられ、その結果、制御信号をローレベルに保持する。アクティブモードにおいては、待機信号SBSがローレベルであるため、トランジスタ200はOFFとなって回路動作に影響を与えない。そのため、図面の図2に示される実施形態においては、前述した電力損失を回避するために制御信号を外部からローレベルに保持する必要がない。
図面の図3を参照すると、本発明の他の典型的な実施形態は、図2のそれと多くの点で類似している。しかしながら、この場合、4つの更なるpチャンネルトランジスタ300,400,500,600が含まれている。これらの更なるトランジスタのうちの2つのトランジスタ300,400は制御ユニット1に設けられており、他の2つの更なるトランジスタ500,600はデータ記憶ユニット5に設けられている。トランジスタ400,600のゲート端子401,601はそれぞれ待機信号SBS(待機モード中にハイレベルとなりかつアクティブモード中にローレベルとなる)に接続されており、そのため、pチャンネルトランジスタ400,600はアクティブモード中にONとなりかつ待機モード中にOFFとなる。トランジスタ300,500のソース端子301,501はそれぞれ常用電源VDDに接続されている。
したがって、アクティブモード中、トランジスタを通り抜ける経路300−400,500−600は、電流を供給してノードCKPNI,Sをそれぞれ充電することができる。これにより、アクティブモード中に待機電源VDD_STANDBYからの電流の所要量が減少するという効果が得られる。実際に、トランジスタ300〜600を用いると、回路の有効電力の全てが常用電源VDDによって供給され、待機電源VDD_STANDBYは待機モード中に漏れ電力を供給するだけで済む。したがって、トランジスタ300〜500の存在下では、構造全体のルーティング領域を減らす通常の信号のようにVDD_STANDBYをルート付けることができる。待機モードにおいては、トランジスタ400,600がOFFとなって回路動作に影響を与えない。
図2および図3のそれぞれの回路の更なる特徴は図1の回路にわたってかなりの利点を与えることができるが、これらの更なる特徴が必要とされなくても良い状況も考えられる。例えば、待機電源VDD_STANDBYが必要な有効電流を供給できる構成においては、トランジスタ300〜600(図3)を付加しなくても良い。同様に、待機中に制御信号を外部からローレベルに維持する手段が図2または図3の構成に設けられる場合には、トランジスタ200(図2)の導入を避けることができる。
図面の図4および図5は、低電力デュアル電源フリップフロップ(DSF)回路の形態を成す本発明の2つの更なる典型的な実施形態を示している。この回路では、(従来の構成にわたる)待機漏れが最大で10倍減少することが、90nmCMOS技術に関して行なわれたシミュレーション結果から分かっている。そのため、アクティブモードにおいて、回路の性能および電力に対する影響は僅かである。
図4および図5の両方において、Dはデータピン(図1〜図3におけるDATAIN)を示しており、CPはクロックピン(図1におけるCLOCKおよび図2および図3におけるCONTROL)であり、Qは出力ピン(図1〜図3におけるDATAOUT)であり、SBSは前述したように待機信号ピンである。
当業者であれば分かるように、図4は、図2に示される実施形態と僅かに異なる構成を有する実施形態を示しているが、事実上、図2における実施形態と同等の実施形態を示している。両方の場合、PMOSトランジスタの全てがVDD_STANDBYに接続された同じn−ウェル内にある。なぜなら、それこそがフリップフロップ内で最も高い電位を常に保持する(待機状態でVDDが非常に低い電圧まで減少される場合であっても)からである。待機中に給電する必要がないフリップフロップ内のこれらのトランジスタはVDDに接続されている。これに対し、状態を保持するために絶対に給電を要するトランジスタはVDD_STANDBYに接続されている(これらは図4において円で囲まれている)。図示のように、スレーブラッチにおける逆並列接続されたインバータ構成は必然的にVDD_STANDBYによって給電されなければならない。なぜなら、それこそが状態が保持される場所だからである。また、CPピンの後の第1のインバータもVDD_STANDBYによって給電されなければならない。なぜなら、cpi(CKPI)信号およびcpn(CKPNI)信号がそれぞれローレベルおよびハイレベルに保持されて、逆並列接続されたスレーブラッチインバータが状態を保持するからである。他のフリップフロップはVDDによって給電される。
CPに到達するクロック信号が中断されないように、SBSピンはアクティブモード中にローに保持されなければならない。しかしながら、待機モードにおいては、CPが効果的に低い値に引き寄せられるようにSBSピンがハイレベルに保持されなければならない。それにより、フリップフロップの信頼性が高まり、cpnで低い値となりcpiで高い値となる(なお、待機中において出力Qが意味のある任意の値を有している必要はない。なぜなら、出力Qを監視するゲートが無いからである)。
図5は、図4と類似しているが、4つの別個のトランジスタ300,400,500,600(円で囲まれている)を有している。構成が僅かに異なるが、事実上、図3の構成と同等である。この場合、4つの別個のトランジスタ300,400,500,600は、互いに接続されており、SBS=0となるアクティブモード時にVDD_STANDBYから引き出される電流を大きく減少させるように構成されている。
表の最初の2つの横列は、CPに立ち上がりがある場合を示している。次の3つの横列は、出力QがDとは無関係な古い値に保持される最中におけるCP=立ち下がり,0,1をそれぞれ示している。なお、SBSおよびVddは、待機モードである最後の横列においてのみ変化している。このモードの間、D,CP,Qは、そのドライバが給電されていないため、高いインピーダンス状態へ移行する。しかしながら、状態はDSF内で安全に保たれる。SBSは待機モードを示すハイレベルに保持され、VDDはほぼゼロの値まで引き下げられる。Vdd−stbyは常にハイレベルに保持される。待機中、Vdd−stbyをそのアクティブモード(フル)値未満に下げることができることは言うまでもないが、この点についてはここではこれ以上詳しく説明しない。
DSF=sにより、別個のn−ウェル接点(ウェルコンタクト)が必要となるため、n−ウェルをVDDに対して接続する従来のレイアウトスタイルは使えない。トリプルウェルプロセスの場合、ライブラリセルは別個のn−ウェル接点およびp−ウェル接点を有していても良い。提案された典型的なレイアウト案は、標準的なセルにおけるものであり、図6に示されている。なお、4つの隣接するピン、すなわち、VDD,GND,VNW(n−ウェル電圧),VPW(p−ウェル電圧)がある。殆どの場合、図7に示されるように、コアの周囲に電源スイッチ(PSS)を容易に巻き付けることができる。拡大された挿入図はPSSの詳細を示している。この場合、外側にVDDがあり、内側にVDDコアがある。必要なPSS幅がコアの周長よりも短い場合には、PSSをセグメントに分けることができる。必要な幅が大きい場合には、PSSをコアの周囲で折り曲げることができる。
本発明は、待機漏れを低減しかつ待機状態を保持する必要がある全ての装置に適用できる。そのような電子装置の例が図2に示されている。電子装置200は第1の回路部240と第2の回路部260とを有している。第2の回路部は、少なくとも電子装置200の待機モード中に第1の回路部240の状態を維持するようになっている。このため、図1およびその詳細な説明に示されるような少なくとも1つの状態保持回路が第2の回路部260内に設けられる。無論、第2の回路部260が同様に他のタスクを有する他の回路素子を有していても良い。また、電子装置200は常用電源220と待機電源222とを有している。常用電源220は、電子装置200のアクティブモード中に導体230を介して第1の回路部240および第2の回路部260に電力を供給するようになっている。一方、待機電源222は、電子装置100の待機モード中に導体232を介して第2の回路部260またはその状態保持回路のデータ記憶ユニット5の少なくとも回路素子に待機電力を供給するようになっている。電子装置200の通常のアクティブモードにおいて、常用電源220および待機電源222によって供給される電力はほぼ同様の大きさである。実際には、アクティブモード中、待機電源222が常用電源220の不可欠な部分となる場合がある。しかしながら、電子装置200の待機モード中においては、常用電源220がOFFに切り換えられ、あるいは、第1および第2の回路部240,260が常用電源220から切り離されるとともに、第2の回路部160の状態保持部分だけが待機電源222に対して接続される。この場合、第2の回路部260の状態保持部分の電力消費量を最小限に抑えるため、待機電源222は電子装置200の供給電力と比べて少ない電力を供給することが好ましい。
これは、バッテリ給電式の電子装置において特に有利である。なぜなら、待機モード中の電力消費量が大幅に低減され、携帯電話やラップトップコンピュータ等の電子装置の動作サイクルの寿命すなわちバッテリの再充電が不要な時間を延ばすことができるからである。これにより、電子装置の商品価値が大きく高められる。それは、動作サイクル寿命がそのよう装置の最も重要な品質のうちの1つだからである。
以上の説明では、この文書によって取り上げられた本発明の新規な特徴および利点について述べてきた。しかしながら、この開示内容が多くの点で単なる例示的なものであることは言うまでもない。本発明の範囲を逸脱しない範囲で、特に形状、サイズ、部品の配置の点で詳細を変更することができる。無論、本発明の範囲は、添付の請求項に記載されている言語で規定される。
Claims (25)
- 待機モード中における状態保持回路の電力消費量を減らすための方法であって、
アクティブ状態において、常用電源および待機電源を前記状態保持回路に供給し、
アクティブ状態から待機状態へ移行するため、前記常用電源をグランドレベルまで減少させるとともに、前記待機電源を維持し、それにより、待機モード中に状態を保持できる十分な電力を前記状態保持回路の回路素子に対して供給し、
前記待機状態から前記アクティブ状態へ移行するため、前記常用電源をそのグランドレベルからそのアクティブレベルまで増大させる、
ことを含む方法。 - アクティブ状態から待機状態への移行時に、前記待機電源は、アクティブレベルから、状態を保持するのに十分な低いレベルへと減少され、前記アクティブモードに戻る際に、前記待機電源は、前記低いレベルから前記アクティブレベルへと増大される、請求項1に記載の方法。
- 前記待機電源のレベルを減少させる前記ステップは、前記常用電源がグランドレベルで安定した後に行なわれ、前記待機電源が前記アクティブモードに戻る際にそのアクティブレベルで安定した後に前記常用電源を前記アクティブレベルまで増大させるステップを更に含む、請求項2に記載の方法。
- 待機モード中に制御信号が保持される、請求項1に記載の方法。
- 待機モード中に前記制御信号が所定のローレベルに保持される、請求項4に記載の方法。
- 待機モード中、前記状態保持回路の外部にある手段により前記制御信号が保持される、請求項4または5に記載の方法。
- 待機モード中、前記状態保持回路内に設けられた手段により前記制御信号が保持される、請求項4または5に記載の方法。
- 待機モード中に前記制御信号を保持する前記手段は、待機信号に接続されるゲート端子を有しかつ待機中にONに切り換えられるとともに待機以外の時にOFFに切り換えられるようになっている少なくとも1つのトランジスタを備え、前記トランジスタのドレイン端子またはソース端子が所定の電圧レベルを有するラインに接続され、前記所定の電圧レベルで前記制御信号が保持されなければならない、請求項7に記載の方法。
- 前記電圧レベルがほぼグランドである、請求項8に記載の方法。
- 前記トランジスタは、待機中にハイレベルでかつ待機以外の時にローレベルである待機信号に接続されたゲート端子と、グランドに接続されたソース端子とを有するnチャンネルMOSFETである、請求項9に記載の方法。
- 少なくとも1つの制御信号を供給するための制御ユニットと、
少なくとも1つの入力信号を供給するためのデータ入力ユニットと、
少なくとも1つの出力信号を供給するためのデータ出力ユニットと、
待機モード中に回路の状態の少なくとも一部を保持するためのデータ記憶ユニットと、
アクティブモード中に常用電源から回路素子へと電源を結合するための第1の手段と、
前記アクティブモードおよび前記待機モード中に待機電源から前記データ記憶ユニットの少なくとも一部へと電源を結合するための第2の手段と、
を備える状態保持回路。 - 前記待機モード中に前記制御信号の状態を保持するために、前記制御ユニットが前記常用電源および前記待機電源に接続される、請求項11に記載の回路。
- 前記データ入力ユニットが前記常用電源に接続されている、請求項11に記載の回路。
- 前記データ入力ユニットが前記制御信号に接続されている、請求項11に記載の回路。
- 前記データ記憶ユニットが前記常用電源および前記待機電源に接続されている、請求項11に記載の回路。
- 前記データ記憶ユニットは、反転されたデータ入力信号を保持するためのシリアル回路を備えている、請求項11または15に記載の回路。
- 前記データ出力ユニットは、前記データ記憶ユニットから信号を受けるための少なくとも1つの入力端子と、前記状態保持ユニットから受けた信号を出力するための少なくとも1つの出力端子とを備えている、請求項11に記載の回路。
- 状態保持回路の選り抜きの回路素子は、選り抜きに属さない回路素子よりも高い閾値電圧を有している、請求項11から17のいずれか一項に記載の回路。
- 待機中に前記制御信号を所定のレベルに保持するための手段を備えている、請求項11から18のいずれか一項に記載の回路。
- 前記制御信号を保持するための前記手段が前記制御ユニット内に含まれている、請求項19に記載の回路。
- 前記制御信号を保持するための前記手段は、待機中にハイレベルでありかつ待機以外の時にローレベルである待機信号に接続されている、請求項19または20に記載の回路。
- 前記アクティブモード中に更なる電流を回路に供給して、前記待機電源からの電流の所要量を減少させる手段を有している、請求項11から21のいずれか一項に記載の回路。
- 常用電源と、
待機電源と、
前記常用電源に結合された第1の回路部と、
前記常用電源に結合された第2の回路部と、
を備えた電子装置であって、
前記第2の回路部は、電子装置の待機モード中に前記第1の回路部の状態の少なくとも一部を保持するための状態保持回路を備え、
前記状態保持回路は、
少なくとも1つの制御信号を供給するための制御ユニットと、
少なくとも1つの入力信号を供給するためのデータ入力ユニットと、
少なくとも1つの出力信号を供給するためのデータ出力ユニットと、
待機モード中に前記第1の回路部の状態の少なくとも一部を保持するためのデータ記憶ユニットと、
を備え、
前記常用電源は、電子装置のアクティブモード中に前記データ記憶ユニットへ電力を供給するようになっており、
前記待機電源は、前記アクティブモードおよび前記待機モード中に前記データ記憶ユニットの少なくとも一部へ電力を供給するようになっている、電子装置。 - 前記待機電源は、前記待機モード中に、前記状態保持回路の少なくとも一部に対して電力を減らして供給するようになっている、請求項23に記載の電子装置。
- 前記状態保持回路の選り抜きの回路素子は、前記第2の回路部の別個のウェル内に配置されている、請求項23に記載の電子装置。
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