JP2000123487A - デジタル再生信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高域減衰型のデジタル記録装置に記録され
た、最小符号長の制約が２Ｔ以上の符号語を利用した再
生信号を読み出すのに適した周波数特性を有するパーシ
ャルレスポンスを利用し、かつ簡潔な回路規模を有する
デジタル再生信号処理装置を提供する。 【解決手段】 記録媒体１に記録された再生信号を読み
だす読み取りヘッド２と、低域周波数通過フィルタ３
と、アナログ／デジタル変換器４と、ＦＩＲフィルタ５
と、適応等化係数設定器６と、パーシャルレスポンス仮
判定器７と、位相比較器９と、ビダビ復号器８と、ルー
プフィルタ１０と、デジタル／アナログ変換器１１と、
電子制御発信器１２と、を備えたデジタル再生信号処理
装置Ｘとした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はデジタル再生信号処
理装置に関するものであり、特に最小符号長の長い符号
語を用いたデジタル記録の再生装置に用いる、デジタル
再生信号処理回路に適したパーシャルレスポンスを使っ
たデジタル再生信号処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、コンパクトディスク（Ｃｏｍｐａ
ｃｔ Ｄｉｓｋ、以下「ＣＤ」とする。）やデジタルバ
ーサタイルディスク（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉ
ｌｅＤｉｓｋ、以下「ＤＶＤ」とする。）等が、記録を
半永久的に保存できる、という点から大変注目を集めて
いる。そして、ＣＤやＤＶＤに記録された再生信号を再
生する装置として、回路規模が比較的簡単で小さく、安
価に製造出来る、等の理由により、アナログ式の再生信
号処理装置が利用されている。

【０００３】そこでまず、第１の従来例として、ＤＶＤ
用のアナログ再生信号処理装置について、図７を参照し
つつ簡単に説明する。図７は従来のアナログ再生信号処
理装置Ｚの構成例を示した図であるが、このアナログ再
生信号処理装置Ｚにおける再生信号の流れは以下の通り
である。即ち、読み取りヘッド１０２によって記録媒体
１０１から読み出されたアナログ再生信号は、アナログ
フィルタ１０３に入力される。

【０００４】アナログフィルタ１０３に入力されたアナ
ログ再生信号は、アナログフィルタ１０３によって高域
ノイズがカットされると共に、ジッターが最小になるよ
うに、特定帯域の信号成分が強調される。フィルタリン
グされたアナログ再生信号はＤＣレベルコントロール回
路１０４とレベルコンパレータ１０５に入力される。Ｄ
Ｃレベルコントロール回路１０４では、フィルタリング
されたアナログ再生信号のＤＣ成分が抽出される。この
抽出されたＤＣ成分は、レベルコンパレータ１０５のス
ライスレベルとしてレベルコンパレータ１０５に入力さ
れる。

【０００５】レベルコンパレータ１０５では、フィルタ
リングされたアナログ再生信号と、スライスレベルとを
比較し、２値判別を行い、２値化データとして出力す
る。この出力された２値化データは、位相比較器１０６
に入力され、電圧制御発振器１０８から出力されてくる
クロック信号と位相比較される。

【０００６】位相比較器１０６から出力された位相誤差
信号はループフィルタ１０７に入力される。ループフィ
ルタ１０７の出力は電圧制御発振器１０８に入力され
る。電圧制御発振器１０８は、ループフィルタ１０７の
出力に比例したクロック信号を位相比較器１０６に出力
する。

【０００７】アナログ再生信号処理装置Ｚにおける信号
は以上のように処理されるが、このアナログ再生信号処
理装置Ｚは、ＣＤやＤＶＤ等に記録された再生信号をあ
る程度は読み出しているものの、この読み出す性能が必
ずしも高いものであるとは言えない。そこで、さらにＣ
ＤやＤＶＤに記録された再生信号をより良く読み出せる
性能を有する再生信号処理装置の開発が望まれている。

【０００８】ここで、ＤＶＤ本体について述べると、Ｄ
ＶＤは、エイトトゥーフォーティーンモジュレーション
（Ｅｉｇｈｔ ｔｏ Ｆｏｕｒｔｅｅｎ Ｍｏｄｕｒａ
ｔｉｏｎ、以下「ＥＦＭ」とする。）符号、或いはＥＦ
Ｍ−Ｐｌｕｓ符号のような、最小符号長が３Ｔの符号語
を利用した再生信号を用いている。そしてＤＶＤに用い
られる再生信号の周波数特性は図６に示す通りである。

【０００９】元来、ＤＶＤの記録は高密度である。そし
てＤＶＤから読み出される再生信号のチャネルレート、
即ち再生レートも図６に示した光学系の周波数特性に比
較して高い周波数に設定されている。このような光学系
の再生周波数特性なので、もしも符号語の中に１Ｔ信号
が存在していても、その再生信号は完全に減衰しきって
いる状態となっている。つまり、ＥＦＭのように最小符
号長が３Ｔに設定されている場合、通常、識別できる最
小ピット長は光ディスクの場合で３Ｔ程度に設定される
ので、再生レートの符号語中に１Ｔの長さのピットが存
在した場合、これをピックアップしようとしてもこの信
号が極めて小さいため、識別が大変困難であり、故に１
Ｔ信号は完全に減衰しきっている状態となるのである。

【００１０】このことよりＤＶＤは元来再生系のＳＮ
（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅｒａｔｉｏ、（信号
対雑音比））が良い、と言える。そしてＳＮが良い、と
いう特性と、最小符号長を制限したＥＦＭ系の符号を利
用して、ＤＶＤでは高密度記録が可能となっている。

【００１１】近年その一方で、磁気ディスク等において
は、その線記録密度を高めるために、パーシャルレスポ
ンスマキシマムライクリーフッド（Ｐｅｒｔｉａｌ Ｒ
ｅｓｐｏｎｓｅ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｙｈｏｏ
ｄ、以下「ＰＲＭＬ」とする。）と呼ばれる再生信号処
理方式が、盛んに導入されはじめた。

【００１２】ちなみに、このＰＲＭＬ方式とは、通信系
の技術であるパーシャルレスポンスと、符号理論のマキ
シマムライクリーフッド（最尤復号）を組み合わせた再
生信号処理方式である。そしてこのＰＲＭＬ方式を用い
た再生信号処理では、再生信号の持つ周波数特性に合致
した周波数特性を有するパーシャルレスポンスの型を選
択する必要がある。

【００１３】例えば、磁気ディスクの磁気再生信号は、
図８に示すような磁気再生信号周波数特性を示すが、こ
の磁気再生信号周波数特性はバンドパス特性を示す。そ
してこのバンドパス特性を示している磁気再生信号周波
数特性に合致した周波数特性を有するパーシャルレスポ
ンスとして、パーシャルレスポンス（１、０、−１）が
挙げられる。図８に示すように、再生信号周波数特性
と、パーシャルレスポンス（１、０、−１）の有する周
波数特性が類似しているので、特に高域強調を行わなく
てもこれらを簡単に等化出来ることが判る。尚、パーシ
ャルレスポンスの周波数特性は、符号語と密接に関係し
ている、という特徴を有している。

【００１４】このようなＰＲＭＬ方式を生かして、ＤＶ
Ｄの記録密度をより高めるために、最近ではＤＶＤの再
生信号に対してもＰＲＭＬ方式の導入が試みられてい
る。そしてこのＤＶＤに記録された、ＰＲＭＬ方式を用
いた再生信号の処理に対して、より読み取り性能の高
い、デジタル式の再生信号処理装置の開発が望まれてい
る。

【００１５】そこで、次に第２の実施例として、このＰ
ＲＭＬ方式を用いた再生信号を記録した光磁気ディスク
用のデジタル式再生信号処理装置について、図９を参照
しつつ簡単に説明する。図９は、ＰＲＭＬ方式を用いた
再生信号を記録した光磁気ディスク用のデジタル再生信
号処理装置Ｙの構成例を示した図であるが、このデジタ
ル再生信号処理装置Ｙにおける再生信号の流れは以下の
通りである。尚、このデジタル再生信号処理装置Ｙはパ
ーシャルレスポンス（１、１）を利用しているが、その
理由は後述する。

【００１６】読み取りヘッド２０２によって記録媒体２
０１から読み出されたアナログ再生信号は、アナログフ
ィルタ２０３に入力される。アナログフィルタ２０３に
入力されたアナログ再生信号は、高域ノイズをカットす
ると共に、パーシャルレスポンス（１、１）の周波数特
性に近くなるように、特定帯域の信号成分がコントロー
ルされる。

【００１７】フィルタリングされたアナログ再生信号
は、ＤＣレベルコントロール回路２０４と、レベルコン
パレータ２０５と、アナログ／デジタル変換器２０９に
入力される。ＤＣレベルコントロール回路２０４では、
フィルタリングされたアナログ再生信号のＤＣ成分が抽
出される。

【００１８】抽出されたＤＣ成分は、レベルコンパレー
タ２０５のスライスレベルとしてレベルコンパレータ２
０５に入力される。レベルコンパレータ２０５では、フ
ィルタリングされたアナログ再生信号と、スライスレベ
ルの比較を行い、比較信号を出力する。この比較信号は
位相比較器２０６に入力され、電圧制御発振器２０８か
ら出力されてくるクロック信号と位相比較される。

【００１９】位相比較器２０６から出力された位相誤差
信号はループフィルタ２０７に入力される。ループフィ
ルタ２０７の出力は電圧制御発振器２０８に入力され
る。電圧制御発振器２０８は、ループフィルタ２０７の
出力に比例したクロック信号をアナログ／デジタル変換
器２０９及びビタビ復号器２１０に対して出力する。

【００２０】アナログ／デジタル変換器２０９は、電圧
制御発振器２０８の出力するクロック信号のタイミング
で、フィルタリングされたアナログ再生信号をサンプリ
ングし、デジタル信号に変換する。変換されたデジタル
信号は、パーシャルレスポンス（１、１）型のビタビ復
号器２１０に入力され、２値データ化される。

【００２１】ここで、図１０に光磁気ディスクの光磁気
再生信号周波数特性と、パーシャルレスポンス（１、
１）の周波数特性を示す。この図より判るように、両方
の曲線は類似しているので、等化を行う際に極端な高域
強調を行わずとも良好な再生特性が得られる。ゆえに、
上述の再生信号処理装置ではパーシャルレスポンス
（１、１）を用いているのである。

【００２２】このように、ＰＲＭＬ方式を用いた再生信
号を記録した磁気ディスク用のデジタル再生信号処理装
置Ｙを用いれば、第１の従来例に示したアナログ再生信
号処理装置を用いるよりも、より忠実に、記録媒体に記
録された再生信号を読み出すことができる。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述
の、パーシャルレスポンス（１、１）を利用したデジタ
ル再生信号処理装置Ｙでは、ＤＶＤやＣＤの再生信号特
性に対して適用し難い、という問題点を有している。こ
の問題点について簡単に説明すると、ＤＶＤやＣＤでは
最小符号長が３ＴのＥＦＭ符号或いはＥＦＭ−Ｐｌｕｓ
符号を利用した再生信号を用いていることは先述した通
りであるが、このＥＦＭ符号或いはＥＦＭ−Ｐｌｕｓ符
号は、符号自体の高域成分が少なく、一方ＤＶＤやＣＤ
の記録ビットレートは高めに設定してあるため、再生信
号特性は高域が極端に減衰した周波数特性を示す。

【００２４】従って、このＥＦＭ符号或いはＥＦＭ−Ｐ
ｌｕｓ符号を用いたＤＶＤやＣＤの再生信号の周波数特
性に、先述した、パーシャルレスポンス（１、１）を利
用したデジタル再生信号処理を適用した場合、高域ノイ
ズの強調が強くなってしまい、再生信号が忠実に読み取
れない、という問題が生じてしまうのである。

【００２５】そこで、パーシャルレスポンスの次数を高
次にするほど、その周波数特性は高域の強調特性が少な
くなる、という特徴を利用して、高次のパーシャルレス
ポンスをデジタル再生信号処理装置に利用すれば、高域
ノイズの強調が強くなる、という問題は解消できるが、
パーシャルレスポンスの次数を高次にするほど、回路構
成自体が極端に複雑になる、という欠点が新たに生じて
しまう。

【００２６】この回路構成自体が複雑になる点につい
て、さらに説明する。図２は、高次のパーシャルレスポ
ンスの周波数特性とＤＶＤの再生周波数特性を示したも
のである。図中、縦軸は出力ゲインを、横軸は規格化周
波数を示し、例えば光特性を示した曲線からは、光特性
は低周波数領域では信号が出力されるが、規格化周波数
が０．１、０．２、…、と増加するにつれて信号出力が
減衰し、０．３以上となると殆ど信号が出力されない、
ということが判る。

【００２７】そして、図中パーシャルレスポンス（１、
１）、パーシャルレスポンス（１、２、１）、パーシャ
ルレスポンス（１、３、３、１）の曲線は、それぞれ以
下に示す式（１）、式（２）、式（３）で表される。
尚、式中において「１＋Ｄ」とは現在の信号と１Ｔ遅延
した信号を加算することを意味している。

【００２８】

【数１】

【００２９】

【数２】

【００３０】

【数３】

【００３１】ここでＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔ
ｏ Ｚｅｒｏ）符号を前提に判定レベルを考えると、Ｎ
ＲＺ符号では判定レベルが２値であるのに対して、パー
シャルレスポンス（１、１）では３値判定レベルである
のに対して、パーシャルレスポンス（１、２、１）では
５値判定レベル、パーシャルレスポンス（１、３、３、
１）では９値判定レベルになる。

【００３２】各パーシャルレスポンスの判定レベルにつ
いて簡単に説明しておくと、パーシャルレスポンス
（１、１）において、例えば「０１１１１１０００」と
いう信号が入力した場合、式（１）よりパーシャルレス
ポンス（１、１）の場合は「１＋Ｄ」、即ち１Ｔ遅延し
た信号と加算されるので、「０１１１１１０００」と
「ｘ０１１１１１０００」とが加算され、その結果「ｘ
１２２２２１００ｘ」となる（「ｘ」は不定値であ
る。）。つまり、ここで数値は「０」と「１」と「２」
の「３値」で表されることになるので、パーシャルレス
ポンス（１、１）は３値判定レベルとなる。パーシャル
レスポンス（１、２、１）及びパーシャルレスポンス
（１、３、３、１）も同様にして、それぞれ５値判定レ
ベル、９値判定レベル、となるのである。このように判
定レベルが多値になると判別が複雑になるばかりでな
く、ビタビ復号器のビタビ回路の回路規模も判定レベル
の自乗で増加してしまう。

【００３３】つまり、先の問題を解消するためにデジタ
ル再生信号処理装置にパーシャルレスポンス（１、３、
３、１）を適用したとしても、高域強調は少なくなるも
のの、判別が複雑になり、ビタビ回路の回路規模も巨大
なものとなってしまう。そして、図２に示すように、パ
ーシャルレスポンス（１、３、３、１）の周波数特性と
ＤＶＤの再生周波数特性はまだ類似には程遠いため、こ
れらを等化することは非常に困難であり、故にパーシャ
ルレスポンス（１、３、３、１）の適用も好ましいもの
ではなかった。

【００３４】以上のような諸問題のため、結局ＤＶＤの
再生にはアナログ式の再生信号処理装置を用いざるを得
なかったのである。そこで、本発明はかかる事情に鑑み
てなされたものであり、その目的は、高域減衰型のデジ
タル記録装置に記録された、最小符号長の制約が２Ｔ以
上の符号語を利用した再生信号を読み出すのに適した周
波数特性を有するパーシャルレスポンスを利用し、かつ
簡潔な回路規模を有するデジタル再生信号処理装置を提
供することである。

【００３５】

【課題を解決するための手段】上記課題を達成するた
め、本発明の請求項１に記載のデジタル再生信号処理装
置では、高域減衰型のデジタル記録装置に記録された、
最小符号長の制約が２Ｔ以上の符号語を利用した再生信
号を読み出すデジタル再生信号処理装置であって、少な
くとも、前記再生信号を読み出してアナログ再生信号と
して出力する読み取りヘッドと、前記アナログ再生信号
の高域ノイズをカットする低域周波数通過フィルタと、
前記低域周波数通過フィルタでフィルタリングされたア
ナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタ
ル変換器と、前記デジタル再生信号を適応等化係数に応
じたフィルタ処理を行うＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐ
ｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタと、前記ＦＩＲ
フィルタでフィルタリングされたデジタル再生信号のイ
ンパルス応答特性を、（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の形で表され
るインパルス応答からなるパーシャルレスポンスの型に
等化し、前記ＦＩＲフィルタでフィルタリングされたデ
ジタル再生信号を等化後デジタル再生信号として出力す
るための適応等化係数を設定する適応等化係数設定器
と、前記デジタル再生信号、或いは前記等化後デジタル
再生信号から位相誤差を検出する位相比較器と、前記適
応等化係数設定器と前記位相比較器に仮データ判定出力
を行うパーシャルレスポンス仮判定器と、前記ＦＩＲフ
ィルタから出力されるパーシャルレスポンス等化データ
を判定データに復号するビタビ復号器と、前記位相比較
器で検出された位相誤差をフィルタリングするループフ
ィルタと、前記フィルタリングされた位相誤差をアナロ
グ再生信号に変換するデジタル／アナログ変換器と、前
記デジタル／アナログ変換器の出力に比例したクロック
信号を出力する電圧制御発振器と、を備えたことを特徴
とする。

【００３６】また請求項２に記載のデジタル再生信号処
理装置では、請求項１に記載のデジタル再生信号処理装
置において、前記ＦＩＲフィルタが、入力信号を１Ｔず
つ遅延する縦続接続された複数の遅延素子と、前記遅延
素子によって遅延された信号と、外部より入力される等
化係数を掛け合わせる複数の乗算器と、前記複数の乗算
器の出力を加算する加算器と、から構成されていること
を特徴とする。

【００３７】そして請求項３に記載のように、請求項２
に記載のデジタル再生信号処理装置において、前記ＦＩ
Ｒフィルタが、前記遅延素子２個以上の間隔をおいて前
記乗算器が挿入されている形態で構成されていることは
好ましい実施の形態である。

【００３８】請求項４に記載のデジタル再生信号処理装
置では、請求項１に記載のデジタル再生信号処理装置に
おいて、前記適応等化係数設定器が、目標とする等化タ
ーゲットは、少なくとも、（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の形で表
されるインパルス応答からなるパーシャルレスポンスの
型とし、前記パーシャルレスポンス仮判定器による仮デ
ータ判定出力と、前記等化後デジタル再生信号出力との
誤差の自乗平均を最低にするように前記適応等化係数を
随時更新し、かつ、前記ａ及びｂの値を調整することに
より、パーシャルレスポンス特性を任意に変化可能とし
たことを特徴とする。

【００３９】また、請求項５に記載のように、請求項４
記載のデジタル再生信号処理装置において、前記適応等
化係数設定器が、等化係数の更新周期をｎＴ毎に間引き
して行うことは、好ましい実施の形態である。

【００４０】請求項６に記載のデジタル再生信号処理装
置では、請求項１に記載のデジタル再生信号処理装置に
おいて、前記パーシャルレスポンス仮判定器が、次数の
低いパーシャルレスポンス検出、或いは２値検出によっ
て、レベル判定したデータから、適応等化にしようする
パーシャルレスポンスレベルでの判定値に変換し出力す
る機能と、次数の低いパーシャルレスポンス検出、或い
は２値検出によって、レベル判定したデータから、ゼロ
クロス領域を仮判定する機能と、を有することを特徴と
する。

【００４１】請求項７に記載のデジタル再生信号処理装
置では、請求項１に記載のデジタル再生信号処理装置に
おいて、前記ビタビ復号器が、ブランチメトリック演算
器と、パスメトリック演算器と、パスメモリと、から構
成され、（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の形で表されるインパルス
応答からなるパーシャルレスポンスの型に対応可能であ
ることを特徴とする。

【００４２】また請求項８に記載のように、請求項７に
記載のデジタル再生信号処理装置において、前記ビタビ
復号器が、符号長制約によって制限されるパスを削減し
て構成され、かつ前記パーシャルレスポンスの型のイン
パルス応答を表す（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の、ａ及びｂの変
化によってビタビ判定レベルを任意に変化可能としたこ
とは、好ましい実施の形態である。

【００４３】そして請求項９に記載のように、請求項１
に記載のデジタル再生信号処理装置において、請求項２
又は請求項３に記載のＦＩＲフィルタと、請求項４又は
請求項５に記載の適応等化係数設定器と、請求項６に記
載のパーシャルレスポンス仮判定器と、請求項７又は請
求項８に記載のビタビ復号器との、いずれか２つ以上を
同時に用いたこともまた好ましい実施の形態である。

【００４４】さらに請求項１０に記載のように、請求項
１又は請求項４、又は請求項７から請求項９のいずれか
１項に記載のデジタル再生信号処理装置において、前記
（ａ、ｂ、ｂ、ａ）を（３、４、４、３）としたことも
また、好ましい実施の形態である。

【００４５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。尚、ここで示す実施の
形態はあくまでも一例であって、必ずしもこの実施の形
態に限定されるものではない。

【００４６】（実施の形態１）まず、本発明に係るデジ
タル再生信号処理装置の一例を第１の実施の形態とし
て、図を参照しつつ説明する。図１は第１の実施の形態
に係るデジタル再生信号処理装置Ｘの構成図であるが、
このデジタル再生信号処理装置Ｘにおける再生信号の流
れは以下の通りである。尚、記録媒体１は高域減衰型の
デジタル記録装置であって、これに記録された再生信号
は、最小符号長の制約が２Ｔ以上の符号語を利用したも
のとする。

【００４７】読み取りヘッド２によって記録媒体１から
読み出されたアナログ再生信号は、低域周波数通過フィ
ルタ３に入力される。低域周波数通過フィルタ３に入力
されたアナログ再生信号は、高域ノイズをカットされて
から出力される。

【００４８】このフィルタリングされたアナログ再生信
号は、アナログ／デジタル変換器４に入力されて、デジ
タル再生信号に変換される。このデジタル再生信号は、
ＦＩＲフィルタ５と、位相比較器９に入力される。ＦＩ
Ｒフィルタ５から出力されるデジタル再生信号は、適応
等化係数設定器６と、パーシャルレスポンス仮判定器７
と、位相比較器９と、ビタビ復号器８と、に入力され
る。

【００４９】パーシャルレスポンス仮判定器７の出力
は、適応等化係数設定器６と、位相比較器９と、に入力
される。適応等化係数設定器６から出力される等化係数
はＦＩＲフィルタ５に入力される。

【００５０】位相比較器９は、パーシャルレスポンス仮
判定器７からの出力と、ＦＩＲフィルタ５に入力される
信号、或いはＦＩＲフィルタ５から出力される信号のい
ずれかと、から位相誤差信号を生成する。この位相誤差
信号はループフィルタ１０に入力され、ループフィルタ
１０の出力は、デジタル／アナログ変換器１１に入力さ
れる。

【００５１】デジタル／アナログ変換器１１で変換され
たアナログ再生信号は電子制御発信器１２に入力され、
電子制御発信器１２はこの入力されたアナログ再生信号
に従ってクロック信号を出力する。

【００５２】以下、このように構成されるデジタル再生
信号処理装置Ｘの各構成部材について、図面を参照しつ
つ説明する。まずＦＩＲフィルタ５について説明する
と、このＦＩＲフィルタ５は、アナログ／デジタル変換
器４で変換されたデジタル再生信号を、適応等化係数設
定器６で決定される適応等化係数に応じてフィルタ処理
する為のものであり、このＦＩＲフィルタ５は図３に示
す通り、遅延素子１３、１３、…、と、乗算器１４、１
４、…、と加算器１５と、で構成される。

【００５３】遅延素子１３として、データフリップフロ
ップが用いられているが、このデータフリップフロップ
は、クロックが入力されると１個の素子につき１Ｔの遅
延を行う、という機能を有している。

【００５４】次に遅延素子１３と乗算器１４の接続関係
について説明すると、通常のＦＩＲフィルタでは１個の
遅延素子１３の出力に対して、１個の乗算器１４を接続
する構成としてもよいが、本実施の形態においては、２
個の遅延素子１３、１３の出力に対して１個の乗算器１
４が接続されている構成となっている。これは、本実施
の形態で用いる高域減衰型の高密度記録機器において
は、再生信号の周波数特性におけるインパルス応答の時
間広がりが広いため、またＦＩＲフィルタ５の前段に存
在する低域周波数通過フィルタ３の群遅延特性を補正す
るために、出来るだけ時間幅の長いＦＩＲフィルタ５を
構成しなければならない、という理由によるものであ
る。

【００５５】また、長い時間幅を有するＦＩＲフィルタ
５を構成する際に、１個の遅延素子１３毎に１個の乗算
器１４を接続していたのでは、ＦＩＲフィルタ５の回路
規模が増大してしまうが、記録媒体１に記録された再生
信号が、本実施の形態のように最小符号長の制約が２Ｔ
以上である場合、符号自体に１Ｔの周波数成分が少な
く、周波数特性も高域減衰型である再生信号を利用して
いるので、フィルタ処理に影響を及ぼさない。つまり、
２個の遅延素子１３毎に１個の乗算器１４を接続するこ
とにより、ＦＩＲフィルタ５の制御できる周波数帯域
は、高域において制限されてしまうが、そもそもこの帯
域における再生信号成分はエラーレートに大きな影響を
及ぼさない成分であり、よって２個の遅延素子１３毎に
１個の乗算器１４を接続しても、フィルタ処理に影響を
及ぼさないのである。

【００５６】以上の理由により、本実施の形態において
は、２個の遅延素子１３毎に１個の乗算器１４を接続す
る、という構造にしたので、回路規模を半減できる、と
いう効果を得ることが出来る。これは、ＦＩＲフィルタ
５を構成する素子のうち、遅延素子１３及び加算器１５
に比べて乗算器１４の回路規模が大きいからであり、こ
の回路規模の大きい乗算器１４を削減することは、ＦＩ
Ｒフィルタ５の回路規模の削減に大きく寄与することに
なる。また、ＦＩＲフィルタ５自体の回路規模のみなら
ず、適応等化係数設定器６の回路規模削減効果も大き
い。即ち、適応等化係数設定器６は乗算器１４の乗算係
数を設定する回路であるので、乗算器１４が半分になれ
ば、適応等化係数設定器６の回路規模も半分になるの
で、回路規模削減効果が大きくなる。

【００５７】次に、適応等化係数設定器６について説明
すると、これはＦＩＲフィルタ５でフィルタリングされ
たデジタル再生信号のインパルス特性を、（ａ、ｂ、
ｂ、ａ）の形で表されるインパルス応答からなるパーシ
ャルレスポンスの型（以下、「パーシャルレスポンス
（ａ、ｂ、ｂ、ａ）」とする。）に等化し、等化後デジ
タル再生信号とするのに最適な適応等化係数を決定する
ものである。

【００５８】つまり、ＦＩＲフィルタ５で等化する等化
ターゲットは、パーシャルレスポンス（ａ、ｂ、ｂ、
ａ）である、といえる。そこで次に、パーシャルレスポ
ンス（ａ、ｂ、ｂ、ａ）を適応等化係数設定器６に利用
する理由について簡単に説明する。

【００５９】

【表１】

【００６０】この表１は各種パーシャルレスポンスの周
波数特性の判定レベル値を示したものである。そして判
定レベル値が大きくなる程、回路規模も大きくなる。

【００６１】そして表１より、パーシャルレスポンス
（１、２、１）では、最小符号長が１Ｔの時に５値を示
す判定レベル値は、最小符号長が３Ｔの時は４値となる
ことが判る。同様に、パーシャルレスポンス（１、２、
２、１）では、判定レベル値が７値であったものが５値
に、パーシャルレスポンス（１、３、３、１）及びパー
シャルレスポンス（３、４、４、３）では９値であった
ものが５値となることが判る。

【００６２】このことより、パーシャルレスポンス
（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の場合は、パーシャルレスポンス
（１、２、１）の場合に比較して、判定レベル値の削減
率が大きいと判断できる。さらに回路の観点から見て
も、パーシャルレスポンス（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の形式で
あれば、ａ及びｂの値に関わらず、全て同一構成の回路
を利用できる、という利点もある。

【００６３】以上の点から、本実施の形態ではパーシャ
ルレスポンス（ａ、ｂ、ｂ、ａ）を利用しているのであ
る。そして、この表に示した、パーシャルレスポンス
（ａ、ｂ、ｂ、ａ）のうち、図２に示すように、パーシ
ャルレスポンス（１、２、２、１）及びパーシャルレス
ポンス（３、４、４、３）の周波数特性は、いわゆる一
般的にはナイキスト周波数と呼ばれている周波数であ
る、アナログ／デジタル変換周波数の１／２である１／
２Ｔの周波数より低い周波数で、伝送ゲインが０となる
ポイントが存在し、またこの０となるポイントを境にし
て再び伝送ゲインが増す、という特徴を有している。

【００６４】中でも、パーシャルレスポンス（３、４、
４、３）の周波数特性は、低域においてはＤＶＤに光記
録された再生信号の周波数特性に最も近い特性を示して
いる。つまり、図２より判るように、低域におけるパー
シャルレスポンス（３、４、４、３）の周波数特性は、
ＤＶＤの再生信号の周波数特性に近づいている。しか
し、折り返しポイントも他のパーシャルレスポンスの周
波数特性に比べて低域に移っているため、高域において
は他のパーシャルレスポンスの周波数特性に比べて強調
特性が強くなる。

【００６５】しかし、本実施の形態における、等化器に
相当するＦＩＲフィルタ５は、先述した通り、２Ｔ毎の
出力で乗算を行う構造としているので、ＦＲＩフィルタ
５自体に高域強調の機能が備わっておらず、故に本実施
の形態では高域強調による特性悪化は生じない。

【００６６】以上の点から、本実施の形態ではパーシャ
ルレスポンス（ａ、ｂ、ｂ、ａ）を、中でもパーシャル
レスポンス（３、４、４、３）を利用しているのであ
る。

【００６７】また、パーシャルレスポンス（３、４、
４、３）を利用する理由として、上述した理由に加え、
アイパターンの観点から、ＤＶＤの周波数特性とパーシ
ャルレスポンスの周波数特性の等化が行い易い、という
理由もある。この点について簡単に説明する。

【００６８】図４はアイパターンの簡略図を示したもの
である。この中で、図４（ｃ）に示したパーシャルレス
ポンス（１、３、３、１）であれば、上下の２値間の間
隔が小さく、またこの２値間のアイパターンは開き難い
ので、このパーシャルレスポンスを用いた等化は困難で
ある。図４（ｄ）に示したパーシャルレスポンス（１、
２、２、１）であれば、上下の２値の間隔は図４（ｃ）
のアイパターンよりも広くなるが、図４（ｅ）に示した
パーシャルレスポンス（３、４、４、３）のアイパター
ンであれば、さらに上下の２つの間隔が広がり、その結
果ＤＶＤの周波数特性との等化を行い易くなる。このよ
うに、本実施の形態であれば、パーシャルレスポンス
（３、４、４、３）を利用することが最も望ましいとい
える。

【００６９】そこで、パーシャルレスポンス（３、４、
４、３）を利用した、本実施の形態における適応等化係
数設定器６が設定する適応等化係数について簡単に説明
する。この適応等化係数設定器６では、最小二乗平均
（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ、以下「ＬＭ
Ｓ」とする）というアルゴリズムを用いて適応等化係数
を算出するため、ＬＭＳで利用する仮判定値が必要とな
る。

【００７０】このＬＭＳとは、「望みの応答」と「伝送
路の応答」の自乗誤差を最低にするフィードバック動作
であり、適応等化係数設定器６において「望みの応答」
とは仮判定値であり、「伝送路の応答」とは、ＦＩＲフ
ィルタ５から入力され、パーシャルレスポンスの周波数
特性と等化されたデジタル再生信号である。そして適応
等化係数設定器６において、仮判定値と等化後デジタル
再生信号の差を、等化誤差信号として処理する。このよ
うに、適応等化係数設定器６は、この等化誤差信号の自
乗値を最低にするように、ＦＩＲの等化係数を随時更新
する適応等化を行う。ちなみに、ＬＭＳの等化係数設定
式は次の式（４）のように表される。

【００７１】

【数４】

【００７２】この式（４）において、例えばｎを１とす
れば、適応等化係数設定器６には毎レートのフィードバ
ックが働き、ｎを２とすると、適応等化係数設定器６は
１クロック間引きした動作を行う。このように適応等化
係数設定器６においては、ｎの値を選択することにより
等化係数の更新周期をｎＴ毎に間引きして行うことが可
能となる。

【００７３】しかし、仮判定値が誤っていた場合、仮判
定値と伝送系の応答、即ち等化後デジタル再生信号の差
からなる等化誤差信号は異常となる。等化誤差信号が異
常となると、ＬＭＳの動作自体が異常になり、即ち適応
等化係数設定器６による適応等化係数の算出が不可能と
なる。つまり、仮判定値を誤る確立が高くなると、等化
誤差信号が異常になり、ついにはＬＭＳ動作が異常にな
ってしまう。

【００７４】当然、最終的なビタビ復号器８が出力する
判定値を用いれば、この値はＦＩＲフィルタ５でフィル
タリングされた等化後デジタル信号を基にしたレベル判
定による仮判定値よりも信頼性は高いが、ＬＭＳはフィ
ードバック系であり、判定値検出ディレイが長くなった
場合、ループ特性が悪化する、という問題があるため、
最終的にビタビ復号器８が出力する判定値をＬＭＳの仮
判定値としては使用できない。

【００７５】そこで、本実施の形態ではパーシャルレス
ポンス仮判定器７を備えている。このパーシャルレスポ
ンス仮判定機７は、ＦＩＲフィルタ５でフィルタリング
された、しかしまだ等化されていないデジタル再生信号
のＦＩＲフィルタ５における出力時の出力レベルを基
に、前述したＬＭＳの仮判定値を決定している。

【００７６】これについてさらに説明をすると、実際の
ＤＶＤの再生信号の波形を観察した場合、再生信号の種
類によっては、再生信号の上下が著しく非対称の場合が
ある。このような再生信号を記録したＤＶＤに対して
は、例えパーシャルレスポンス（３、４、４、３）をし
ようしても上下のアイパターンが閉じてしまうので、こ
のまま強引に、前述のような出力レベルの検出を行って
も、ＬＭＳが誤判定を起こしてしまう可能性があり、ひ
いては等化が出来なくなる可能性がある。

【００７７】このＬＭＳの行う判定は、ビタビ復号がな
い場合は、閾値が少ないほど判定に誤りが生じる可能性
が低くなる。つまり、レベル判定を行う場合、例えば同
一のＳＮ信号を閾値により判別した場合、ビタビ復号が
なければ閾値が少ないほど、判定誤差が生じる確率が低
くなる、ということである。

【００７８】そこで、本実施の形態では、パーシャルレ
スポンス仮判定器７は、パーシャルレスポンス（１、
１）による判定値を用いてパーシャルレスポンス（３、
４、４、３）の仮判定値を導出するように構成してい
る。これは、パーシャルレスポンス（１、１）の場合の
閾値は２値であり、パーシャルレスポンス（３、４、
４、３）の場合の閾値が５値であることに比べて閾値が
少ないので、判定誤差が生じる確率が低くなるからであ
る。また、パーシャルレスポンス仮判定器７を用いず
に、直接パーシャルレスポンス（３、４、４、３）の閾
値を用いることも考えられるが、この場合は先述の通
り、閾値が５値であるため判定誤差の生じる確率が高く
なり、またパーシャルレスポンスの次元が高いため回路
規模が大きくなるので、結局処理速度、回路規模の観点
から、パーシャルレスポンス仮判定器７を用いており、
ここでパーシャルレスポンス（１、１）による判定値を
用いているのである。さらに、以下に述べるように、こ
のように仮判定値を用いても、処理上の問題が生じる可
能性も低いので、パーシャルレスポンス（１、１）によ
る判定値を仮判定値として採用出来るのである。

【００７９】この点について説明する。まず、パーシャ
ルレスポンス（１、１）の伝達特性、及びパーシャルレ
スポンス（３、４、４、３）の伝達特性は式（５）及び
式（６）に示す通りである。

【００８０】

【数５】

【００８１】

【数６】

【００８２】そこで、これらの式より、パーシャルレス
ポンス（３、４、４、３）の伝達特性を得るためには、
パーシャルレスポンス（１、１）で３値判定した結果に
一定値を乗じればよい。乗じた結果を式（７）に示す。

【００８３】

【数７】

【００８４】以上説明した方法以外にも、この仮判定は
２値検出によっても行うことが出来る。つまり、２値判
別の伝達特性は「１」であり、目標とするパーシャルレ
スポンス（３、４、４、３）の伝達特性は式（６）の通
りであるから、パーシャルレスポンス（３、４、４、
３）の伝達特性を得るためには、特に図示はしないが、
予め回路中に２値検出器を準備しておき、この２値検出
器で２値判定した結果を式（６）で乗じればよい。

【００８５】このようにすれば、等化ターゲットである
パーシャルレスポンス（３、４、４、３）の値を直接５
値判定により導出した場合と比較しても、さほどパーシ
ャルレスポンス（３、４、４、３）の値から乖離してい
ない安定した仮判定値を得ることが出来る。尚、パーシ
ャルレスポンス（ａ、ｂ、ｂ、ａ）に用いる「ａ」
「ｂ」、即ち乗算係数を任意の値に設定することも考え
られる。

【００８６】さらに、パーシャルレスポンス仮判定器７
は、位相比較器９にゼロクロスレベル判別信号と傾き判
別信号を出力するように構成されている。このゼロクロ
スレベル判別信号と傾き判別信号は、前述同様にして、
パーシャルレスポンス（１、１）を用いた仮判定値によ
る判別信号より生成される。

【００８７】このようなパーシャルレスポンス仮判定器
７を用いることで、適応等化での安定な仮判定値を得る
ことができるとともに、位相比較に用いられるゼロクロ
ス検出も安定しておこなわれ、その結果性能の良い位相
比較器９を提供できる。さらに、このようなパーシャル
レスポンス仮判定器７が接続する適応等化係数設定器６
を用いることで、再生信号に適したパーシャルレスポン
スを自由に選択できるとともに、間引き処理による回路
規模の削減をも可能とする。

【００８８】そして、位相比較器９では、ゼロクロスレ
ベル判別信号と傾き判別信号と、ＦＩＲフィルタ５に入
力される直前のデジタル再生信号と、ＦＩＲフィルタ５
出力直後の等化後デジタル再生信号と、より位相誤差信
号を生成する。

【００８９】この位相比較器９において、ＦＩＲフィル
タ５の前後から２種類の信号が入力されるように構成さ
れている理由について説明する。まずＦＩＲフィルタ５
の出力信号は等化後デジタル再生信号なので、位相誤差
を求める良品質の情報であると言えるが、ＦＩＲフィル
タ５の処理に時間がかかり、遅延が生じると、ＰＬＬ
（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ（位相同期ルー
プ））性能に悪影響を及ぼしてしまう、という問題点が
ある。つまり、ＰＬＬはフィードバック制御系であり、
フィードバックディレイが増加すれば、系の位相余裕が
減少し、ゲインが上げられなくなり、そのため引き込み
性能、外乱応答特性が低下してしまうのである。

【００９０】一方、ＦＩＲフィルタ５へ入力されるデジ
タル再生信号は、ＦＩＲフィルタ５による遅延は生じな
いので、ＰＬＬのループディレイを少なくできるので、
この点においてはＰＬＬの性能向上を望むことができる
が、このデジタル再生信号は、まだ充分な等化が行われ
ていないため、位相誤差信号に若干の誤差を生じてしま
う可能性がある、という問題点がある。

【００９１】そこで、本実施の形態における位相比較器
９では、これら両方の信号が入力されるように構成し、
ＰＬＬのループディレイを少なくしたい場合と、高品質
の位相誤差の情報が必要な場合とに応じて、入力された
これら両方の信号を切換えて使用する機能を設けてい
る。

【００９２】最後にビタビ復号器８について簡単に説明
する。図５は本実施の形態に用いられる、パーシャルレ
スポンス（３、４、４、３）型のビタビ復号器８の構成
図である。このビタビ復号器８は、ブランチメトリック
１６と、パスメトリック１７と、パスメモリ１８と、制
御信号生成器１９と、よりなる。

【００９３】ブランチメトリック１６では、パーシャル
レスポンス（３、４、４、３）に基づく、全てのパスの
組合せ、即ちブランチの存在確率を求める。このブラン
チの存在確率を求めることは、現在の信号とビタビ判定
レベルとの差、即ちユークリッド距離を求めることにほ
かならない。

【００９４】パスメトリック１７では取りうる可能性の
あるパスの存在確率、即ちブランチメトリック１６で求
めたユークリッド距離の各パスの累計計算を行う。この
計算は、パスメトリック１７の出力が確定するまで行わ
れる。パスメモリ１８は、データが確定するまで入力デ
ータが保存される。そしてパスメモリ１８から判定デー
タが出力される。制御信号生成器１９は、パスメトリッ
ク１７と、パスメモリ１８を制御する信号を生成し、生
成信号を出力してこれらを制御する。

【００９５】このように、本実施の形態におけるビタビ
復号器８は、パーシャルレスポンス（３、４、４、３）
を利用可能としているので、アイパターンを拡大するこ
とが出来るだけでなく、より高密度記録の再生信号周波
数をパーシャルレスポンスの周波数特性に近づけること
が可能となるので好ましい。

【００９６】さらにまた、このビタビ復号器８を用いる
ことで、ビタビ判定レベルを変化させればユークリッド
距離が変化し、これに伴ってビタビ復号特性が変化する
ので、ビタビ復号器８のデータの状態推移、即ちビタビ
パスを制限可能とし、そのため回路規模を格段に削減で
き、またビタビ判定レベルを変化させることによって、
信号品質に応じてビタビ回路を適応的に変化可能とし、
ひいては再生データの品質向上に有効なものとなるの
で、大変好ましい。

【００９７】

【発明の効果】以上のように、本発明に係るデジタル再
生信号処理装置によれば、最小符号長の制約が２Ｔ以上
の符号語を利用した、高域減衰型のデジタル記録装置に
記録された再生信号を読み出すデジタル再生信号処理装
置において、パーシャルレスポンス再生を実現可能と
し、従来のアナログ再生方式に比較して、格段に読み取
り性能の良いデジタル再生信号処理装置を得ることが出
来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の形態に係るデジタル再
生信号処理装置の構成図である。

【図２】 高次パーシャルレスポンスの周波数特性とＤ
ＶＤの再生周波数特性を示した図である。

【図３】 ＦＩＲフィルタの構成図である。

【図４】 各種パーシャルレスポンスのアイパターンの
簡略図である。

【図５】 パーシャルレスポンス（３、４、４、３）型
ビタビ復号器の構成図である。

【図６】 ＤＶＤの光学系の周波数特性を示した図であ
る。

【図７】 従来のＤＶＤ用アナログ式再生信号処理装置
の構成図である。

【図８】 磁気ディスクにおける磁気再生信号の周波数
特性を示した図である。

【図９】 光磁気ディスクに応用されたＰＲＭＬ式再生
信号を処理する再生信号処理装置の構成図である。

【図１０】 光磁気ディスクの再生信号の周波数特性と
パーシャルレスポンス（１、１）の周波数特性を示した
図である。

【符号の説明】

Ｘ デジタル再生信号処理装置 １ 記録媒体 ２ 読み取りヘッド ３ 低域通過フィルタ ４ アナログ／デジタル変換器 ５ ＦＩＲフィルタ ６ 適応等化係数設定器 ７ パーシャルレスポンス仮判定器 ８ ビタビ復号器 ９ 位相比較器 １０ ループフィルタ １１ デジタル／アナログ変換器 １２ 電圧制御発振器 １３ 遅延素子 １４ 乗算器 １５ 加算器 １６ ブランチメトリック １７ パスメトリック １８ パスメモリ １９ 制御信号生成器 Ｚ アナログ再生信号処理装置 １０１ 記録媒体 １０２ 読み取りヘッド １０３ アナログフィルタ １０４ ＤＣレベルコントロール回路 １０５ レベルコンパレータ １０６ 位相比較器 １０７ ループフィルタ １０８ 電圧制御発振器 Ｙ デジタル再生信号処理装置 ２０１ 記録媒体 ２０２ 読み取りヘッド ２０３ アナログフィルタ ２０４ ＤＣレベルコントロール回路 ２０５ レベルコンパレータ ２０６ 位相比較器 ２０７ ループフィルタ ２０８ 電圧制御発振器 ２０９ アナログ／デジタル変換器 ２１０ ビタビ復号器

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高域減衰型のデジタル記録装置に記録さ
   れた、最小符号長の制約が２Ｔ以上の符号語を利用した
   再生信号を読み出すデジタル再生信号処理装置であっ
   て、 少なくとも、 前記再生信号を読み出してアナログ再生信号として出力
   する読み取りヘッドと、 前記アナログ再生信号の高域ノイズをカットする低域周
   波数通過フィルタと、 前記低域周波数通過フィルタでフィルタリングされたア
   ナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタ
   ル変換器と、 前記デジタル再生信号を適応等化係数に応じたフィルタ
   処理を行うＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒ
   ｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタと、 前記ＦＩＲフィルタでフィルタリングされたデジタル再
   生信号のインパルス応答特性を、（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の
   形で表されるインパルス応答からなるパーシャルレスポ
   ンスの型に等化し、前記ＦＩＲフィルタでフィルタリン
   グされたデジタル再生信号を等化後デジタル再生信号と
   して出力するための適応等化係数を設定する適応等化係
   数設定器と、 前記デジタル再生信号、或いは前記等化後デジタル再生
   信号から位相誤差を検出する位相比較器と、 前記適応等化係数設定器と前記位相比較器に仮データ判
   定出力を行うパーシャルレスポンス仮判定器と、 前記ＦＩＲフィルタから出力されるパーシャルレスポン
   ス等化データを判定データに復号するビタビ復号器と、 前記位相比較器で検出された位相誤差をフィルタリング
   するループフィルタと、 前記フィルタリングされた位相誤差をアナログ再生信号
   に変換するデジタル／アナログ変換器と、 前記デジタル／アナログ変換器の出力に比例したクロッ
   ク信号を出力する電圧制御発振器と、 を備えたことを特徴とする、 デジタル再生信号処理装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のデジタル再生信号処理
   装置において、 前記ＦＩＲフィルタが、 入力信号を１Ｔずつ遅延する縦続接続された複数の遅延
   素子と、 前記遅延素子によって遅延された信号と、外部より入力
   される等化係数を掛け合わせる複数の乗算器と、 前記複数の乗算器の出力を加算する加算器と、 から構成されていることを特徴とする、 デジタル再生信号処理装置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載のデジタル再生信号処理
   装置において、 前記ＦＩＲフィルタが、 前記遅延素子２個以上の間隔をおいて前記乗算器が挿入
   されている形態で構成されていることを特徴とする、 デジタル再生信号処理装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載のデジタル再生信号処理
   装置において、 前記適応等化係数設定器が、 目標とする等化ターゲットは、少なくとも（ａ、ｂ、
   ｂ、ａ）の形で表されるインパルス応答からなるパーシ
   ャルレスポンスの型とし、 前記パーシャルレスポンス仮判定器による仮データ判定
   出力と、前記等化後デジタル再生信号出力との誤差の自
   乗平均を最低にするように前記適応等化係数を随時更新
   し、 かつ、前記ａ及びｂの値を調整することにより、パーシ
   ャルレスポンス特性を任意に変化可能としたことを特徴
   とする、 デジタル再生信号処理装置。
5. 【請求項５】 請求項４記載のデジタル再生信号処理装
   置において、 前記適応等化係数設定器が、 等化係数の更新周期をｎＴ毎に間引きして行うことを特
   徴とする、 デジタル再生信号処理装置。
6. 【請求項６】 請求項１に記載のデジタル再生信号処理
   装置において、 前記パーシャルレスポンス仮判定器が、 次数の低いパーシャルレスポンス検出、或いは２値検出
   によってレベル判定したデータから、前記適応等化に使
   用するパーシャルレスポンスの判定値に変換し出力する
   機能と、 次数の低いパーシャルレスポンス検出、或いは２値検出
   によって、レベル判定したデータから、ゼロクロス領域
   を仮判定する機能と、 を有することを特徴とする、 デジタル再生信号処理装置。
7. 【請求項７】 請求項１に記載のデジタル再生信号処理
   装置において、 前記ビタビ復号器が、 ブランチメトリック演算器と、パスメトリック演算器
   と、パスメモリと、から構成され、（ａ、ｂ、ｂ、ａ）
   の形で表されるインパルス応答からなるパーシャルレス
   ポンスの型に対応可能であることを特徴とする、 デジタル再生信号処理装置。
8. 【請求項８】 請求項７に記載のデジタル再生信号処理
   装置において、 前記ビタビ復号器が、 符号長制約によって制限されるパスを削減して構成さ
   れ、かつ前記パーシャルレスポンスの型のインパルス応
   答を表す（ａ、ｂ、ｂ、ａ）の、ａ及びｂの変化によっ
   てビタビ判定レベルを任意に変化可能としたことを特徴
   とする、 デジタル再生信号処理装置。
9. 【請求項９】 請求項１に記載のデジタル再生信号処理
   装置において、 請求項２又は請求項３に記載のＦＩＲフィルタと、 請求項４又は請求項５に記載の適応等化係数設定器と、 請求項６に記載のパーシャルレスポンス仮判定器と、 請求項７又は請求項８に記載のビタビ復号器との、 いずれか２つ以上を同時に用いたことを特徴とする、 デジタル再生信号処理装置。
10. 【請求項１０】 請求項１又は請求項４、又は請求項７
    から請求項９のいずれか１項に記載のデジタル再生信号
    処理装置において、 前記（ａ、ｂ、ｂ、ａ）を（３、４、４、３）としたこ
    とを特徴とする、デジタル再生信号処理装置。