JP2002050125A

JP2002050125A - 記録情報再生装置

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Publication number: JP2002050125A
Application number: JP2000228704A
Authority: JP
Inventors: Junichiro Tonami; 淳一郎戸波
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 2000-07-28
Filing date: 2000-07-28
Publication date: 2002-02-15
Anticipated expiration: 2020-07-28
Also published as: JP3818032B2

Abstract

(57)【要約】【課題】従来ゼロクロスサンプル値が０に収束するよ
うに可変係数フィルタのフィルタ係数を更新するように
しているため、微分系の信号に対応出来ないので収束が
遅く、誤判別が多く、またパーシャルレスポンス等化を
行っていないのでビタビ復号ができず、さらに積分系と
微分系の信号に対するシステムの両立が実現しなかっ
た。【解決手段】特性モードによりクロストーク除去に使
用する情報を０ポイント情報またはピークポイント情報
のいずれかから選択し、仮判別回路はパーシャルレスポ
ンス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）をピーク
ポイント情報と状態遷移とに基づいて行い、仮判別値と
波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号としてエ
ラー信号が０になるように制御することで、明確な値に
向かって装置の動作を収束させることができ、隣接トラ
ックからの再生信号に基づく擬似クロストーク信号が出
力され、再生トラックからの再生信号に減算される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は記録情報再生装置に
係り、特に光ディスクの記録情報信号を再生する記録情
報再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、高密度記録された光ディスク
の隣接する３つのトラックから別々のビームにより再生
した信号に基づいて、クロストーク除去を行うと共に中
央のトラックからＳ／Ｎ比の良好な再生信号を得るよう
にした、３ビーム法による記録情報再生装置が種々提案
されているが、クロストーク除去のためのプリアンブル
信号を予め記録しておくことなく、再生信号のクロスト
ーク除去を行うようにして記録容量を向上した３ビーム
法による記録情報再生装置が知られている（特開平９−
３２０２００号公報）。

【０００３】この従来の記録情報再生装置では、光ディ
スクの任意の一のトラックから一のビームにより再生し
た第１の読取信号と、その一のトラックの両側に隣接す
る２本のトラックから別々のビームにより再生した２つ
の第２の読取信号とを、それぞれサンプリングして第１
及び第２のサンプル値系列に変換し、そのうち第２のサ
ンプル値系列から可変係数フィルタによりクロストーク
成分を求め、上記の第１のサンプル値系列からこのクロ
ストーク成分を減算器で減算し、更にゼロクロスサンプ
ル抽出手段により、この減算器の出力サンプル値系列中
からゼロクロスサンプル値を抽出して、このゼロクロス
サンプル値が０に収束するようにフィルタ係数演算手段
により上記の可変係数フィルタのフィルタ係数を更新す
ると共に、判定手段により減算器の出力サンプル値系列
から再生信号の判定を行う構成である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の記録情報再生装置では、可変係数フィルタのフィルタ
係数の更新は、ＬＭＳ適応アルゴリズムを使用して誤差
信号が０になるようにしているが、上記の誤差信号は減
算器の出力サンプル値系列中から抽出したゼロクロスサ
ンプル値のみであり、収束が遅く、誤判別が多いという
問題がある。また、パーシャルレスポンス等化を行って
いないので、ビタビ復号ができず、益々高密度記録され
る傾向のある光ディスクから読み取ったＳ／Ｎの低い再
生信号のデータ復元を誤る可能性が高いという問題もあ
る。

【０００５】また、再生信号が光ディスクからＴＰＰ
（タンジェンシャルプッシュプル法）でよみだされた信
号や、ハードディスク及び磁気テープのように微分系の
特性を有する場合、図２に示すように、信号が０付近で
連続した値をとるので、ゼロクロス検出ではデータ変化
点を検出することが出来ない。つまり、クロストーク成
分の抽出が不可能であり、クロストーク除去は実現しな
かった。

【０００６】つまり、同一システムで、積分系と微分系
の特性を有する信号の両方に対応する場合には、２種類
のクロストーク除去システムを用意しなければならず、
回路規模・コストの点で問題となっていた。

【０００７】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
積分系の信号に対するクロストーク除去と、微分系の信
号に対するクロストーク除去を両立し得る記録情報再生
装置を提供することを目的とする。

【０００８】また、本発明の他の目的は、収束が速くし
かも確実に記録媒体の記録情報を再生し得る記録情報再
生装置を提供することを目的とする。

【０００９】また、本発明の他の目的は、高密度記録さ
れた記録媒体の記録情報をクロストーク除去を含む２次
元のパーシャルレスポンス等化を用いて正確に再生し得
る記録情報再生装置を提供することにある。

【００１０】更に、本発明の他の目的は、積分系の特徴
を有する信号を、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）に等化するた
めに有効な手段と、微分系の特徴を有する信号を、ＰＲ
（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）に等化するために有効な手段を
両立した再生装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は上述の問題点を
解決するために、記録媒体に記録されている再生すべき
任意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号
を復号する記録情報再生装置において、前記第１の再生
信号から、前記再生すべき任意の一の記録トラックに隣
接する少なくとも１つの記録トラックから読み取った第
２の再生信号を所定のフィルタリング特性を有するフィ
ルタで処理した信号を減算して出力する第１の減算手段
と、前記第一の再生信号がゼロクロスか否かを検出して
０ポイント情報を出力するゼロ検出手段と、前記第一の
再生信号がピークか否かを検出してピークポイント情報
を出力するピーク検出手段と、前記０ポイント情報と前
記ピークポイント情報を入力し、いずれかを選択して、
ポイント情報として出力する選択手段と、前記ポイント
情報がピークを示すタイミングにおける前記第１の減算
手段からの出力信号と所定の値との差分値をエラー信号
として出力する第２の減算手段と、前記エラー信号に基
づき、前記フィルタの前記フィルタリング特性を前記エ
ラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段
とを有することを特徴とする記録情報再生装置を提供す
る。また、本発明は上述の問題点を解決するために、記
録媒体に記録されている再生すべき任意の一の記録トラ
ックから読み取った第１の再生信号をトランスバーサル
フィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復
号する記録情報再生装置において、前記トランスバーサ
ルフィルタの出力信号から、前記再生すべき任意の一の
記録トラックに隣接する少なくとも１つの記録トラック
から読み取った第２の再生信号を所定のフィルタリング
特性を有するフィルタで処理した信号を減算して波形等
化後の再生信号を出力する第１の減算手段と、前記トラ
ンスバーサルフィルタの入力信号もしくは出力信号がゼ
ロクロスか否かを検出して０ポイント情報を出力するゼ
ロ検出手段と、前記トランスバーサルフィルタの入力信
号もしくは出力信号がピークか否かを検出してピークポ
イント情報を出力するピーク検出手段と、前記０ポイン
ト情報と前記ピークポイント情報とを入力し、いずれか
を選択してポイント情報として出力する選択手段と、前
記ポイント情報と前記波形等化後の再生信号とを受け、
前記パーシャルレスポンス等化の種類と前記再生信号の
ランレングス制限符号の種類により定まる状態遷移とに
基づいて波形等化信号の仮判別値を決定する仮判別手段
と、前記仮判別値と前記第１の減算手段からの出力信号
との差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段
と、前記エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフ
ィルタのタップ係数及び前記フィルタの前記フィルタリ
ング特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御
する係数生成手段とを有することを特徴とする記録情報
再生装置を提供する。さらに、本発明は上述の問題点を
解決するために、記録媒体上の記録トラック群のうち、
再生すべき任意の一の記録トラックから読み取った第１
の再生信号と、前記再生すべき任意の一の記録トラック
に隣接する少なくとも１つの記録トラックから読み取っ
た第２の再生信号とを得る読取手段と、前記第１の再生
信号および第２の再生信号をそれぞれ別々にディジタル
信号に変換して第１ディジタル再生信号および第２のデ
ィジタル再生信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記第
１のディジタル再生信号に対して所望のビットレートで
サンプリングしたディジタルデータをリサンプリング演
算して生成すると共に、ビットクロックを生成し、更に
前記第１のディジタル再生信号のゼロクロスリサンプリ
ング点を検出して０ポイント情報を出力する第１のリサ
ンプリング演算位相同期ループ回路と、前記第１のディ
ジタル再生信号に対して所望のビットレートでサンプリ
ングしたディジタルデータをリサンプリング演算して生
成すると共に、ビットクロックを生成し、更に前記第１
のディジタル再生信号のピークリサンプリング点を検出
してピークポイント情報を出力する第２のリサンプリン
グ演算位相同期ループ回路と、前記０ポイント情報と前
記ピークポイント情報とを入力し、いずれかを選択して
ポイント情報として出力する選択手段と、前記リサンプ
リング演算位相同期ループ回路の出力ディジタルデータ
を、第１のフィルタ係数に基づいて波形等化する第１の
トランスバーサルフィルタと、前記ポイント情報を、各
ビットサンプリングタイミングにおいて所定時間遅延さ
せる遅延回路と、前記パーシャルレスポンス等化の種類
を示すＰＲモード信号と前記再生信号のランレングス制
限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と前記遅延回路か
らの複数の前記ポイント情報と波形等化後の再生信号と
を入力として受け、前記ＰＲモード信号とＲＬＬモード
信号とで定まる状態遷移と前記複数のポイント情報のパ
ターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、
その仮判別値と前記波形等化後再生信号との差分値をエ
ラー信号として出力する仮判別手段と、前記仮判別手段
の出力エラー信号に基づき、前記第１のフィルタ係数を
前記エラー信号が最小になるように可変制御する第１の
係数生成手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第２の
ディジタル再生信号に対して前記リサンプリング演算位
相同期ループ回路の出力ビットクロックに基づいてリサ
ンプリング演算して、サンプリング信号を出力するリサ
ンプリング手段と、前記サンプリング信号を、第２のフ
ィルタ係数に基づいて別々にフィルタリングして、前記
再生すべき任意の一の記録トラックの少なくとも1方に
隣接する記録トラックの読取信号に対応した擬似クロス
トーク信号を出力する第２のトランスバーサルフィルタ
と、前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第
２のフィルタ係数を可変制御する第２の係数生成手段
と、前記第１のトランスバーサルフィルタの出力信号か
ら前記擬似クロストーク信号を減算して前記波形等化後
の再生信号を出力する減算回路とを有することを特徴と
する記録情報再生装置を提供する。

【００１２】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる記録情報再
生装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。この実
施の形態では、記録媒体の一例としての光ディスクの隣
接する３本の記録トラックに対し、３つのビームスポッ
トを別々に形成する公知の３ビーム法を用いる。すなわ
ち、図３に示すように、１回転当たり１本のトラックが
形成されている光ディスクの任意のトラックＴｉから記
録情報信号を再生するときは、再生専用の光ビームスポ
ットＢ０をトラックＴｉに形成し、トラックＴｉの両側
に隣接するトラックTi-1とTi+1のうち内周側トラックTi
-1にはビームスポットＢ１を形成し、外周側トラックTi
+1にはビームスポットＢ２を形成する。

【００１３】これら３つのビームスポットＢ０、Ｂ１、
Ｂ２は、中央のビームスポットＢ０を中心として、光デ
ィスクの回転方向上、ビームスポットＢ１が後方位置
（又は前方位置）に、ビームスポットＢ２が前方位置
（又は後方位置）に配置された状態を保ってトラッキン
グされることは周知の通りである。これら３つのビーム
スポットＢ０、Ｂ１、Ｂ２による反射光は、公知の光学
系を別々に通して読取信号に変換される。

【００１４】上記の読取信号のうち、中央の再生すべき
トラックＴｉの読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１１に
供給され、内周側の隣接トラックTi-1の読取信号は、図
１のＡ／Ｄ変換器１２に供給され、外周側の隣接トラッ
クTi+1の読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１３に供給さ
れる。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３は入力された読取
信号を、マスタークロックでサンプリングしてディジタ
ル信号に変換して、次段のＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１
５、１６に供給し、ここで振幅が一定に制御される自動
振幅制御（ＡＧＣ）及び２値コンパレートの閾値を適切
に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）させ
る。

【００１５】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４の出力信号は、リ
サンプリングＤＰＬＬ１７に供給される。リサンプリン
グＤＰＬＬ１７は、自分自身のブロックの中でループが
完結しているディジタルＰＬＬ（位相同期ループ）回路
で、入力信号に対し所望のビットレートでサンプリング
したディジタルデータをリサンプリング（間引き補間）
演算して生成し、遅延調整器２０を通してトランスバー
サルフィルタ２１に供給する。また、リサンプリング・
ＤＰＬＬ１７は、入力された特性モード信号に応じて、
積分系もしくは微分系の信号に応じた位相引き込み動作
を行っている。積分系の信号に対しては、リサンプリン
グデータのゼロクロスを検出しており、それにより得ら
れるポイント情報を遅延調整器２２を通して後述のタッ
プ遅延回路３２に供給する。また、微分系の信号に対し
ては、リサンプリングデータのピークを検出しており、
それにより得られるポイント情報を遅延調整器２２を通
して後述のタップ遅延回路３２に供給する。

【００１６】更に、リサンプリングＤＰＬＬ１７は、ビ
ットサンプリングのためのビットクロックＢＣＬＫを生
成すると共に、リサンプリング演算するための内分する
割合を示すパラメータＴ＿ratioを生成し、それらをリ
サンプリング回路１８及び１９にそれぞれ供給し、ここ
でＡＧＣ・ＡＴＣ回路１５及び１６よりのディジタル信
号をパラメータＴ＿ratioが示す割合でビットクロック
ＢＣＬＫでリサンプリング演算を行う。ビットクロック
ＢＣＬＫは、歯抜けクロック（Punctured Clock）であ
る。

【００１７】前記リサンプリング・ＤＰＬＬ１７にはこ
の実施の形態の要部となる特性モード信号が入力されて
おり、入力信号の特性（積分系・微分系）に応じて、位
相をロックさせる対象を、入力信号が積分系のときはゼ
ロクロス、微分系のときはピークに切り替えており、さ
らに、それに応じたポイント情報（積分系のときは０ポ
イント情報、微分系のときはピークポイント情報）を出
力する。

【００１８】仮判別回路３３には、同じく、前記特性モ
ード信号が入力されており、入力信号の特性（積分系・
微分系）に応じて、仮判別アルゴリズムを切り替えてい
る。なお、前記ポイント情報はビットサンプリングのデ
ータにおけるゼロクロスポイント、もしくは、ビットサ
ンプリングのデータにおける正又は負のピークをビット
クロック単位で示している。

【００１９】リサンプリング回路１８及び１９よりそれ
ぞれ取り出された信号は、遅延調整器２３、２４を通し
てトランスバーサルフィルタ２５、２６に供給される。
前記トランスバーサルフィルタ２１及び上記のトランス
バーサルフィルタ２５、２６は、それぞれ乗算器・低域
フィルタ（ＬＰＦ）２７、２８、２９よりフィルタ係数
（タップ係数）が入力されてそれに応じた特性のフィル
タリング処理を入力信号に対して行う。

【００２０】トランスバーサルフィルタ２１は、乗算器
・ＬＰＦ２７よりのタップ係数（フィルタ係数）に基づ
いて波形等化処理を行い、再生すべき所望のトラックか
らの読取信号の前後の信号との符号間干渉の影響を低減
する。このトランスバーサルフィルタ２１の出力波形等
化後読取信号は、後述の減算器３０及び３１を通して前
記仮判別回路３３に供給され、ここでタップ遅延回路３
２よりの遅延信号と、パーシャルレスポンス（ＰＲ）の
種類を示すＰＲモード信号と、光ディスクに記録されて
いる信号のランレングス制限符号長（最小反転間隔や最
大反転間隔）を示すＲＬＬモード信号とが入力され、こ
れらに基づいて仮判別結果を出力する。

【００２１】この仮判別結果と仮判別回路３３の入力信
号（減算器３１の出力信号）とが減算器３４において減
算され、その差分値がエラー信号としてインバータ３５
で極性を反転された後、乗算器・ＬＰＦ２７に供給さ
れ、ここでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力
と乗算されて相関が検出され、ＬＰＦで積分される。乗
算器・ＬＰＦ２７の出力積分値は、上記のエラー信号の
値を０にする、トランスバーサルフィルタ２１のフィル
タ係数（タップ係数）としてトランスバーサルフィルタ
２１に入力される。

【００２２】上記のトランスバーサルフィルタ２１、乗
算器・ＬＰＦ２７、仮判別回路３３、タップ遅延回路３
２、減算器３４、インバータ３５よりなるフィードバッ
クループは、よく知られるＬＭＳアルゴリズムを基本と
しているが、仮判別回路３３は、本発明者が提案した回
路であり、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判
別（収束目標設定）を行う。

【００２３】ここで、積分系のパーシャルレスポンス
（ＰＲ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，
ｂ，ｂ，ａ）の特性を図４（Ａ）に示す孤立波に付与し
て等化すると、その等化波形はよく知られているように
図４（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この
等化波形は、０，ａ，ａ＋ｂ，２ａ，２ｂ，ａ＋２ｂ，
２ａ＋２ｂの７値をとる。この７値をビタビ復号器に入
力すると、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信
号（出力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと
（１，７）ＲＬＬによって入力信号の"１"は２回以上続
かないことを利用すると、図４（Ｃ）に示すような状態
遷移図で表わすことができることが知られている。

【００２４】図４（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の
出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例
えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出
力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのと
き出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外
の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力
されればそれはエラーであることが分かる。

【００２５】図４（Ｄ）は、入力信号のランレングス制
限が（２、Ｘ）の場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５
からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっているこ
とが分かる。

【００２６】次に、微分系のパーシャルレスポンス（Ｐ
Ｒ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，−
ｂ，−ａ）の特性を図５（Ａ）に示す孤立波に付与して
等化すると、その等化波形はよく知られているように図
５（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等
化波形は、−（ａ＋ｂ），−ａ，０，ａ，ａ＋ｂの５値
をとる。この５値をビタビ復号器に入力すると、元のデ
ータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、
過去の信号の拘束を受け、これと（１，Ｘ）ＲＬＬによ
って入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用する
と、図５（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことが
できることが知られている。

【００２７】図５（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の
出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例
えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出
力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのと
き出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外
の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力
されればそれはエラーであることが分かる。

【００２８】図５（Ｄ）は、信号のランレングス制限が
（２，Ｘ）である場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５
からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっているこ
とが分かる。

【００２９】図６は上記の積分系のＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，
ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判
別器５１の出力する仮判定値との関係を示す図である。
同図において、一番上の行のＰＲモードは、端子４３を
介して仮判別回路２４に入力される信号の値を示してお
り、一番左の列のＲＬＬモードは、端子４４を介して仮
判別回路２４の仮判別器５１に入力される信号を示して
おり、ここではＲＬＬ（１，Ｘ）とＲＬＬ（２，Ｘ）を
示している。

【００３０】ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特
性がＰＲ（１，１）、ＰＲ（１，１，１，１）、ＰＲ
（１，２，２，１）、ＰＲ（１，３，３，１）、ＰＲ
（２，３，３，２）及びＰＲ（３，４，４，３）のいず
れであるかを示す。また、ＲＬＬ（１，Ｘ）は最小反転
間隔が"２"で、最大反転間隔が変調方式によって異なる
所定の値Ｘのランレングス制限規則を示し、ＲＬＬ
（２，Ｘ）は最小反転間隔が"３"で、最大反転間隔が変
調方式によって異なる所定の値Ｘのランレングス制限規
則を示している。

【００３１】ＲＬＬ（１，Ｘ）の場合は、図４と共に説
明したように、等化波形は、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で
は０，ａ，ａ＋ｂ，２ａ，２ｂ，ａ＋２ｂ，２ａ＋２ｂ
の７値をとり、これらに対応した各パーシャルレスポン
ス特性における仮判定値が図５に示されている。仮判定
値のうち、矢印の右側の値が上記の７値の中央値である
「ａ＋ｂ」が"０"になるようにオフセットしたときの値
を示す。ＲＬＬ（２，Ｘ）はＲＬＬ（１，Ｘ）と同様の
仮判定値を示すが、ＲＬＬ（１，Ｘ）の２ａ、２ｂで示
す２行の値は存在しない。これは、図４（Ｃ）の状態遷
移図のＳ５→Ｓ１、Ｓ２→Ｓ４の遷移が存在しないから
である（値２ａ、２ｂをとらないからである）。

【００３２】また、図６において、ＰＲ（１，１）はＰ
Ｒ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合である。
更に、図６において、ゲインＧはオフセット後の絶対値
の最大値（ａ＋ｂ）*を正規化するための乗算係数であ
り、Ａ／（ａ＋ｂ）*で表される（ただし、Ａは任意の
レベル）。

【００３３】図７は上記の微分系のＰＲ（ａ，ｂ，−
ｂ，−ａ）の特性と仮判別器５１の出力する仮判定値と
の関係を示す図である。同図において、一番上の行のＰ
Ｒモードは、端子４３を介して仮判別回路２４に入力さ
れる信号の値を示しており、一番左の列のＲＬＬモード
は、端子４４を介して仮判別回路２４の仮判別器５１に
入力される信号を示している。

【００３４】ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特
性がＰＲ（１，−１）、ＰＲ（１，１，−１，−１）、
ＰＲ（１，２，−２，−１）、ＰＲ（１，３，−３，−
１）、ＰＲ（２，３，−３，−２）及びＰＲ（３，４，
−４，−３）のいずれであるかを示す。特にＰＲ（１，
−１）は良く知られているＰＲ４（ＰａｒｔｉａｌＲｅ
ｓｐｏｎｓｅＣｌａｓｓIV）であり、ＰＲ（１，１，
−１，−１）は良く知られているＥＰＲ４（Ｅｘｔｅｎ
ｄｅｄＰａｒｔｉａｌＲｅｓｐｏｎｓｅＣｌａｓｓ
IV）である。

【００３５】また、図７において、ＰＲ（１，−１）は
ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合で
ある。更に、図５において、ゲインＧは絶対値の最大値
（ａ＋ｂ）を正規化するための乗算係数であり、Ａ／
（ａ＋ｂ）で表される（ただし、Ａは任意のレベル）。

【００３６】減算器３１からの波形等化再生信号は、現
在時刻における信号Ｄ３として取り扱われる。一方、リ
サンプリング・ＤＰＬＬ１７からのピークポイント情報
が遅延調整２２を介してタップ遅延回路３２に供給さ
れ、そのタップ遅延出力が仮判別回路３３に入力され
る。仮判別回路３３は後述のアルゴリズムに従って、パ
ーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標
設定）を行う。

【００３７】次に、積分系のモードにおける仮判別器３
３の動作について、図８のフローチャート等と共に更に
詳細に説明する。ここで、上記の０ポイント情報の値Ｚ
が"１"であるときはゼクロスポイントを示しており、こ
れは、図４（Ｃ）に示したＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の状
態遷移図では「ａ＋ｂ」という値で表わされており、状
態Ｓ１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程におい
て発生する。

【００３８】この場合、図４（Ｃ）中、右半分の状態Ｓ
２、Ｓ３及びＳ４は正の値の経路（ａ＋ｂ＝０に正規化
した場合、図５と共に説明したように、ａ＋２ｂ、２ａ
＋２ｂ、２ｂのいずれか）を辿り、左半分の状態Ｓ５、
Ｓ０及びＳ１は負の値の経路（ａ＋ｂ＝０に正規化した
場合、図５と共に説明したように、０、ａ、２ａのいず
れか）を辿るため、ゼロクロスポイントの前又は後の値
を参照することにより、正の経路なのか、負の経路なの
かが判別できる。

【００３９】しかも、あるゼロクロスポイントから次の
ゼロクロスポイントまでの間隔が分かれば、つまり状態
Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ
２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り
得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。

【００４０】また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」以外
の値、すなわちゼロクロスポイントでないときは、上記
の０ポイント情報の値Ｚは"０"である。この状態遷移図
から、ゼロクロスポイント（Ｚ＝１）は２つ連続して取
り出されることはなく、また、ＲＬＬ（１，Ｘ）の場合
は、隣接するＺ＝１の間には最低１つの"０"が存在する
（０ポイント情報の値Ｚが１→０→１と変化したとき、
すなわち、状態Ｓ２→Ｓ４→Ｓ５、あるいは状態Ｓ５→
Ｓ１→Ｓ２と遷移したとき）。なお、ＲＬＬ（２，Ｘ）
の場合は、隣接するＺ＝１の間には最低２つの"０"が存
在する。２ａ及び２ｂの値は存在しないからである。

【００４１】実際の信号では、ノイズ等の影響により、
ゼロクロスポイント自体の検出を誤ることも十分に予想
されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定ので
きる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収
束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、
単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。

【００４２】以上の点に着目し、仮判別器３３は、ビッ
トクロックの周期毎に入力されるポイント情報の値Ｚを
識別し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"
０"であるかどうか（図８のステップ６１）、上記の５
つの値のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図８のス
テップ６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみ
が"１"かどうか（図８のステップ６３）、上記の５つの
値のうちの最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"
０"かどうかを判別する（図６のステップ６４）。

【００４３】これらのパターンは、着目するポイント情
報の値Ｚの中央の値を"０"としたとき、前後両側の０ポ
イント情報の値Ｚがいずれも"０"である場合であり、こ
のときは信号波形が正側、又は負側に張り付いている場
合であるので、これらのパターンのいずれかを満たすと
きは、Ｐ＝（ａ＋ｂ）*×Ｇ（１）なる式により、大なる値Ｐを算出する（図８のステップ
６５）。ただし、（１）式及び後述の（２）、（３）式
中、Ｇは図６に示したゲイン、ａ*、ｂ*はＰＲ（ａ，
ｂ，ｂ，ａ）におけるａとｂの値を、中央値（ａ＋ｂ）
が０になるようにオフセットした後の値であることを示
す。これらａ*、ｂ*及びＧの値は、入力されるＰＲモー
ド信号入力されるＲＬＬモード信号により求められる既
知の値である。

【００４４】上記のパターンのいずれでもないときは、
連続する５クロック周期の５つの０ポイント情報の値Ｚ
が"０１０１０"であるかどうか判別し（図８のステップ
６６）、このパターンのときはＲＬＬモード信号に基づ
き、ＲＬＬ（１，Ｘ）のパーシャルレスポンス等化であ
るかどうか判定する（図６のステップ６７）。このパタ
ーンは、着目する中央値の０ポイント情報の値Ｚを"０"
としたとき、中央値の前後両側に隣接する２つのＺの値
がいずれも"１"の場合であり、これは前記したように、
ＲＬＬ（１，Ｘ）のときのみ発生する可能性があるの
で、ＲＬＬ（１，Ｘ）であるときはＰ＝（ｂ−ａ）*×Ｇ（２）なる式により、値Ｐを算出する（図８のステップ６
８）。なお、このときは、極性が２クロック目で瞬時に
変化するので、（２）式により小なる値Ｐが算出され
る。

【００４５】連続する５クロック周期の５つのポイント
情報の値Ｚが"０１０１０"でないときは、それら５つの
０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"、"１００１
０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれか
のパターンであるかどうか判別する（図８のステップ６
９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する５つの
０ポイント情報のうち中央値がゼロクロス点を示してお
らず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのポイント情
報の一方がゼロクロス点を示しているときである。

【００４６】上記の４つのパターンのどれかであると
き、あるいはステップ６７でＲＬＬモードが（１，Ｘ）
でないと判定されたときは、Ｐ＝ｂ*×Ｇ（３）なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７
３）。この場合、信号波形は短期間、同じ極性を保って
いるので、（１）式及び（２）式の中間レベルの値Ｐが
（３）式により算出される。

【００４７】上記のステップ６５、６８及び７３のいず
れかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ
４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０
以上であるかどうか判別する（図８のステップ７４）。
現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終
仮判定レベルＱをＰの値とし（図８のステップ７５）、
負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする
（図８のステップ７６）。

【００４８】なお、ステップ７２でポイント情報の値Ｚ
が"０１０００"でないと判定されたときは、最終仮判定
レベルＱを"０"とする（図８のステップ７７）。例え
ば、連続する５つのポイントＺの中央値が"１"の場合な
どがこの場合に相当する。

【００４９】次に、微分系における仮判別器３３による
動作について、図９のフローチャート等と共に更に詳細
に説明する。ここでは、簡単のため、信号のランレング
ス制限が（２，Ｘ）である場合について説明する。ここ
で、上記のポイント情報の値ＰＫが"１"であるときはピ
ークを示しており、これは、図５（Ｃ）に示したＰＲ
（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」又
は「−（ａ＋ｂ）」という値で表わされており、状態Ｓ
１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発
生する。

【００５０】この場合、図５（Ｃ）中、ピークの極性
は、サンプル点の極性で判別できる。しかも、あるピー
クから次のピークまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ
２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２
に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得
るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。

【００５１】また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」又は
「−（ａ＋ｂ）」以外の値、すなわちピークでないとき
は、上記のポイント情報の値ＰＫは"０"である。この状
態遷移図から、ピーク（ＰＫ＝１）は２つ連続して取り
出されることはなく、（２，Ｘ）の場合は、隣接するＰ
Ｋ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。

【００５２】実際の信号では、ノイズ等の影響により、
ピーク自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フ
ィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤
る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくは
ずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズ
は実用上問題ないと考えられる。

【００５３】以上の点に着目し、仮判別器３３は、ま
ず、端子４２、タップ遅延回路２３を介してビットクロ
ックの周期毎に入力されるポイント情報の値ＰＫを識別
し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"で
あるかどうか（図９のステップ６１）、上記の５つの値
のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図９のステップ
６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"か
どうか（図９のステップ６３）、上記の５つの値のうち
の最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどう
かを判別する（図９のステップ６４）。

【００５４】これらのパターンは、着目するポイント情
報の値ＰＫの中央の値を"０"としたとき、前後両側のポ
イント情報の値ＰＫがいずれも"０"である場合であり、
このときは信号波形０に張り付いている場合であるの
で、これらのパターンのいずれかを満たすときは、Ｑ＝０（１）なる式により、仮判別値Ｑを算出する（図９のステップ
６５）。

【００５５】上記のパターンのいずれでもないときは、
連続する５クロック周期の５つのピークポイント情報の
値ＰＫが"０１０１０"、"０１００１"、"１００１
０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれか
のパターンであるかどうか判別する（図９のステップ６
６、６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する
５つのピークポイント情報のうち中央値がピーク点を示
しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのポイ
ント情報のいずれかがピーク点を示しているときであ
る。

【００５６】上記の５つのパターンのどれかであるとき
は、Ｐ＝ａ×Ｇ（２）なる式により、値Ｐを算出する（図９のステップ７
３）。ただし、（２）式及び後述の（３）式中、Ｇは図
７に示したゲイン、ａ、ｂはＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）に
おけるａとｂの値を示す。これらａ、ｂ及びＧの値は、
端子４３を介して入力されるＰＲモード信号、端子４４
を介して入力されるＲＬＬモード信号により求められる
既知の値である。

【００５７】なお、ステップ７２でポイント情報の値Ｐ
Ｋが上記以外と判定されたときは、Ｐ＝（ａ＋ｂ）×Ｇ（２）なる式により、値Ｐを算出する（図９のステップ７
７）。例えば、連続する５つのピークＰＫの中央値が"
１"の場合などがこの場合に相当する。

【００５８】上記のステップ７３及び７７のいずれかで
値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７か
ら取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上で
あるかどうか判別する（図９のステップ７４）。現在時
刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定
レベルＱをＰの値とし（図９のステップ５）、負である
ときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図９のス
テップ７６）

【００５９】次に、積分系の上記の仮判別処理による波
形等化について、更に具体的に説明する。例えば、図１
０（Ａ）に実線で示す波形の等化後再生信号が、トラン
スバーサルフィルタ２１から取り出されて仮判別回路３
３に入力される場合、この仮判別回路３３にはリサンプ
リング・ＤＰＬＬ１７からは同図（Ａ）の波形の下部に
示すような値Ｚの０ポイント情報も入力される。ここ
で、図１０（Ａ）において、○印は記録媒体に記録され
たランレングス制限符号の本来のデータ点を示す。ま
た、×印はトランスバーサルフィルタ２１によりパーシ
ャルレスポンス等化するときの等化用のサンプル点を示
し、これは本来のデータ点から１８０°ずれている（他
の図１０（Ｂ）〜（Ｄ）、図１１、図１２も同様）。

【００６０】図１０（Ａ）において、連続する５つの０
ポイント情報の値Ｚがオール"０"のときと"１００００"
のときと"００００１"のときは前記（１）式に基づいて
等化され（図８のステップ６１〜６３、６５）、図１０
（Ｂ）に示すように、再生信号が本来と同様の波形で得
られる。なお、上記の（１）式〜（３）式の演算結果に
よる波形等化は、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚ
の３番目のタイミングで、波形等化信号Ｄ３の極性に応
じて行われることは図８に示した通りである。

【００６１】図１０（Ｃ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ
１７から取り出された連続する５つの０ポイント情報の
値Ｚが"１０００１"であるときの、トランスバーサルフ
ィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。こ
の場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚの３番目
のタイミングの、波形等化信号Ｄ３の値は正であるか
ら、このとき（１）式による波形等化が行われ（図８の
ステップ６４、６５、７４、７５）、図１０（Ｄ）に示
す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から
得られる。

【００６２】図１１（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ
１７から取り出された連続する５つの０ポイント情報の
値Ｚが"０１０１０"で、かつ、ＲＬＬ（１，Ｘ）である
ときと、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１
００１"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の
出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続
する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０１０"のとき
の波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（２）式によ
る正の値の波形等化が行われ（図８のステップ６６〜６
８、７４、７５）、"０１００１"のときの波形等化信号
Ｄ３の値は負であるから、（３）式による負の値の波形
等化が行われ（図８のステップ６９、７３、７４、７
６）、図１１（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバ
ーサルフィルタ２１から得られる。

【００６３】図１２（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ
１７から取り出された連続する５つの０ポイント情報の
値Ｚが"０１０００"であるときと、連続する５つの０ポ
イント情報の値Ｚが"０００１０"であるときのトランス
バーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例
を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値
Ｚが"０１０００"、"０００１０"のときはいずれも波形
等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の
値の波形等化が行われ（図８のステップ７１、７３〜７
５、又はステップ７２〜７５）、図１２（Ｂ）に示す等
化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得ら
れる。

【００６４】更に、図１２（Ｃ）はリサンプリング・Ｄ
ＰＬＬ１７から取り出された連続する５つの０ポイント
情報の値Ｚが"０１００１"であるときと、連続する５つ
の０ポイント情報の値Ｚが"１００１０"であるときのト
ランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形
の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情
報の値Ｚが"０１００１"、"１００１０"のときはいずれ
も波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式によ
る正の値の波形等化が行われ（図８のステップ６９、７
３〜７５、又はステップ７０、７３〜７５）、図１２
（Ｄ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィル
タ２１から得られる。

【００６５】このように、この実施の形態では、０ポイ
ント情報の値Ｚを参照し、状態遷移図から自と決定され
る値に等化するようにしたため、現在のサンプル点のレ
ベルに依存しない（他の目標値に近くても影響されな
い）正確な波形等化ができる。また、異なるパーシャル
レスポンス等化に対応でき、更に判定を誤る確率はスレ
ッショルドが固定の従来装置に比べて少ないので、収束
時間を短時間にできる。なお、本実施の形態は、ＲＬＬ
（２，Ｘ）にも同様に適用できる。図６と共に説明した
ように、ＲＬＬ（１，Ｘ）と略同様の状態遷移が行われ
るからである。

【００６６】次に、微分系の上記の仮判別処理による波
形等化について、更に具体的に説明する。例えば、図１
３（Ａ）に実線で示す波形の等化後再生信号が、トラン
スバーサルフィルタ２１から取り出されて仮判別回路３
３に入力される場合、この仮判別回路２４にはリサンプ
リング・ＤＰＬＬ１９からは同図（Ａ）の波形の下部に
示すような値ＰＫのピークポイント情報も入力される。
ここで、図１３（Ａ）において、○印はトランスバーサ
ルフィルタ２１によりパーシャルレスポンス等化すると
きの等化用のサンプル点を示している（他の図１３
（Ｂ）、図１４、図１５も同様）。

【００６７】図１３（Ａ）において、連続する５つのピ
ークポイント情報の値ＰＫがオール"０"のときと"１０
０００"のときと"００００１"のときは前記（１）式に
基づいて等化され（図９のステップ６１〜６３、６
５）、ＰＫが"０１０００"のときと"０００１０"のとき
は前記（２）式に基づいて等化され（図９のステップ７
１〜７２、７３、７４、７５）、ＰＫが"００１００"の
ときは前記（３）式に基づいて等化され（図９のステッ
プ７７、７４、７５）、図１３（Ｂ）に示すように、再
生信号が本来と同様の波形で得られる。なお、上記の
（１）式〜（３）式の演算結果による波形等化は、連続
する５つのピークポイント情報の値ＰＫの３番目のタイ
ミングで、波形等化信号Ｄ３の極性に応じて行われるこ
とは図９に示した通りである。

【００６８】図１４（Ａ）において、連続する５つのピ
ークポイント情報の値はリサンプリング・ＤＰＬＬ１
７から取り出された連続する５つのピークポイント情報
の値ＰＫが"１０００１"であるときの、トランスバーサ
ルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示
す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値ＰＫ
の３番目のタイミングの、波形等化信号Ｄ３の値は正で
あるから、このとき（１）式による波形等化が行われ
（図９のステップ６４、６５）、図１４（Ｂ）に示す等
化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得ら
れる。

【００６９】更に、図１５（Ａ）はリサンプリング・Ｄ
ＰＬＬ１７から取り出された連続する５つのピークポイ
ント情報の値ＰＫが"０１００１"であるときと、連続す
る５つの０ピークポイント情報の値ＰＫが"１００１０"
であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化
後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つ
の０ポイント情報の値ＰＫが"０１００１"、"１００１
０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正である
から、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図９
のステップ６９、７３〜７５、又はステップ７０、７３
〜７４、７６）、図１５（Ｂ）に示す等化後再生信号が
トランスバーサルフィルタ２１から得られる。

【００７０】このように、この実施の形態では、ピーク
ポイント情報の値ＰＫを参照し、状態遷移図から自と決
定される値に等化するようにしたため、現在のサンプル
点のレベルに依存しない（他の目標値に近くても影響さ
れない）正確な波形等化ができる。また、異なるパーシ
ャルレスポンス等化に対応でき、更に判定を誤る確率は
スレッショルドが固定の従来装置に比べて少ないので、
収束時間を短時間にできる。なお、本実施の形態は、Ｒ
ＬＬ（１，Ｘ）にも同様に適用できる。図７と共に説明
したように、ＲＬＬ（２，Ｘ）と略同様の状態遷移が行
われるからである。

【００７１】以上の仮判別処理により得られた仮判定レ
ベルＱは、図１の減算器３４に供給されて現在時刻の波
形等化信号Ｄ３との差分をとられてエラー信号とされ、
ＩＮＶ３５を介して乗算器・ＬＰＦ２７へ出力され、こ
こで乗算されてから高域周波数成分が除去され、トラン
スバーサルフィルタ２１にタップ係数として出力され
る。このようにして、減算器３４から取り出されるエラ
ー信号が０になるように、トランスバーサルフィルタ２
１のタップ係数が可変制御されることにより、トランス
バーサルフィルタ２１による波形等化を収束範囲を拡大
させて好適に行うことができる。

【００７２】このように、仮判別回路３３は、パーシャ
ルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、再生
信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード
信号と、タップ遅延回路３２からの複数のポイント情報
と、減算器３１の出力波形等化後再生信号とを入力とし
て受け、ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定まる状
態遷移と、複数のポイント情報のパターンとに基づき、
波形等化信号の仮判別レベルＱを算出する。この仮判定
レベルＱは目標値として図１の減算器３４に供給され、
実際の信号である波形等化後再生信号との差がとられて
エラー信号とされる。

【００７３】一方、図１のリサンプリング回路１８及び
１９よりそれぞれ取り出された信号は、遅延調整器２
３、２４により固定の遅延が与えられ、後述の擬似クロ
ストークとの時間合わせを粗く行われてトランスバーサ
ルフィルタ２５、２６に入力される。このトランスバー
サルフィルタ２５、２６にタップ係数（フィルタ係数）
を供給する乗算器・ＬＰＦ２８、２９は、前記減算器３
４から出力されるエラー信号が入力され、ここでトラン
スバーサルフィルタ２５、２６のタップ出力と乗算して
隣接トラック信号の相関を抽出し、更にその相関値をＬ
ＰＦで積分してトランスバーサルフィルタ２５、２６に
入力する。

【００７４】このようにして、トランスバーサルフィル
タ２５、２６のタップ係数（フィルタ係数）は、隣接ト
ラック信号の相関値に応じて更新され、トランスバーサ
ルフィルタ２５、２６からは内周側、外周側の各トラッ
クからの読取信号に対応した擬似クロストーク信号が取
り出される。これらのトランスバーサルフィルタ２５、
２６の出力擬似クロストーク信号は、トランスバーサル
フィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックか
らの再生信号に、減算器３０、３１でそれぞれ減算され
る。これにより、減算器３１からは、トランスバーサル
フィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックの
再生信号中のクロストークと相殺除去されて、Ｓ／Ｎの
良好な再生信号として出力される。この実施の形態は、
フィードバック処理であるため、安定な動作が実現でき
る。

【００７５】この実施の形態では、トランスバーサルフ
ィルタ２１を含む再生すべきトラックの再生信号の符号
間干渉除去ブロックと、トランスバーサルフィルタ２５
及び２６を含む隣接トラックからの再生信号に基づく擬
似クロストーク生成ブロックには、いずれも同一のエラ
ー信号を０にするべく各タップ係数（フィルタ係数）を
制御しているので、制御の衝突は発生しない。

【００７６】また、クロストーク成分がはっきり識別で
きるのは、所望トラックの再生信号が平坦のとき（反転
間隔が大きい状態）、つまり積分系の信号に関しては、
最大値もしくは最小値付近で、微分系の信号に関しては
０付近で連続している状態であり、従来のゼロクロス検
出では正しい検出が出来ないのに対し、この実施の形態
では、値が０又はａ＋ｂというような明確な値に向かっ
て収束させると同時に、これらの値からの誤差をエラー
信号として隣接トラック信号との相関をとり、クロスト
ーク成分を抽出するようにしているので、正確、かつ、
迅速な収束が可能である。つまり、ゼロクロスやピーク
ポイントだけでなく、パーシャルレスポンス等化に対応
したすべてのサンプリングポイントの情報からエラー信
号を抽出できるということが特徴である。

【００７７】また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用い
る場合、Ａ／Ｄ変換器１１に用いられるサンプリングク
ロックはビットクロックに同期しておらず、それは隣接
トラックの再生信号のサンプリングクロックについても
同様である。一定の位相ずれは擬似クロストーク発生器
でも吸収できる（トランスバーサルフィルタ２５、２６
自体もリサンプリング演算器と見ることができる。）
が、周波数がずれている場合などでは、サンプリング時
間間隔が一定にならないため、従来の擬似クロストーク
発生器では対応できない。

【００７８】一方、この実施の形態では、リサンプリン
グＤＰＬＬ１７により生成した、リサンプリング演算時
の内分割合Ｔ＿ratio及びビットクロックＢＣＬＫを利
用し、リサンプリング器１８、１９で隣接トラックから
の再生信号のリサンプリング演算を行うようにしている
ため、周波数ずれに対応できる。また、位相について
は、後段の遅延調整器２３、２４により粗く合わせ、後
はトランスバーサルフィルタ２５及び２６を用いた擬似
クロストーク発生器に任せるようにしている。これによ
り、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いることができ
る。なお、遅延調整器２３、２４をリサンプリング器１
８、１９の後段に配置したのは、この方が遅延用フリッ
プフロップの段数を少なくできるからで、機能的にはリ
サンプリング器１８、１９の前段に配置してもよい。

【００７９】リサンプリングＤＰＬＬ１７は独立にＡＧ
Ｃ・ＡＴＣ回路１４とトランスバーサルフィルタ２１を
含む再生すべきトラックの再生信号の符号間干渉除去ブ
ロックとの間に挟まれ、かつ、自分自身のブロックの中
でループが完結しているため、確実な収束が期待でき
る。一方、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いない場合
は、外付けの電圧制御発振器（ＶＣＯ）が必要であり、
またＡ／Ｄ変換器でビットサンプリングが行われるた
め、Ａ／Ｄ変換器を含んだＰＬＬループが形成され、Ａ
／Ｄ変換器として高速なものが要求されるのでコストが
高くなる。

【００８０】また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用い
ない場合は、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路を含んだＰＬＬループ
が形成されるため、各々が干渉し、適切な方向へ収束で
きない場合があり、更に、ＡＧＣループ、ＡＴＣルー
プ、ＰＬＬループをすべて外へ出し、アナログ回路で構
成することも考えられるが、電圧制御増幅器（ＶＣＡ）
の追加が必要で、またアナログ回路特有の経時変化・部
品ばらつきの悪影響を受ける。以上により、この実施の
形態のように、リサンプリングＤＰＬＬを用いる構成が
望ましいことが明らかであり、特に光ディスクでは記録
再生系が周波数特性において高域減衰特性を有するた
め、オーバーサンプリングに適している。

【００８１】次に、本発明の他の実施の形態について説
明する。図１６は本発明になる記録情報再生装置の第２
の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一
構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図
１６の第２の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜１３
と、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４〜１６の間にディジタルの
プリイコライザ（ＰｒｅＥＱ）３７〜３９を用いた点に
特徴がある。

【００８２】図１７は本発明になる記録情報再生装置の
第３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１７の第３の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜
１３の入力側にアナログのプリイコライザ（ＰｒｅＥ
Ｑ）４１〜４３を用いた点に特徴がある。

【００８３】図１８は本発明になる記録情報再生装置の
第４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１８の第４の実施の形態は、仮判別にポイント情
報を用いず固定の閾値を用いて判別する仮判別回路４５
を設けた点に特徴がある。すなわち、減算器３１から取
り出された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ復号
回路へ出力される一方、仮判別回路４５に供給され、こ
こで所定の閾値と比較されて０ポイントもしくはピーク
ポイントが検出され、この０ポイントもしくはピークポ
イントの連続パターン系列から前述したアルゴリズムで
仮判別を行う。このとき、リサンプリング・ＤＰＬＬ１
７には特性モードは必要ないので、供給していない。

【００８４】この仮判別回路４５による仮判別結果と仮
判別回路４５の入力信号（減算器３１の出力信号）とが
減算器３４において減算され、その差分値がエラー信号
としてインバータ３５で極性を反転された後、乗算器・
ＬＰＦ２７に供給され、上記のエラー信号の値を０にす
る、トランスバーサルフィルタ２１のフィルタ係数（タ
ップ係数）とされてトランスバーサルフィルタ２１に入
力される。この実施の形態では、リサンプリングＤＰＬ
Ｌ１７からのピークポイント情報を用いないので、遅延
調整器２２及びタップ遅延回路３２が不要となる。

【００８５】図１９は本発明になる記録情報再生装置の
第５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１９において、光ディスクに形成されたトラック
群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべ
きトラックＴｉの読取信号は、電圧制御増幅器（ＶＣ
Ａ）４７に入力され、内周側の隣接トラックＴi-1の読
取信号はＶＣＡ４８に入力され、外周側の隣接トラック
Ｔi+1の読取信号は、ＶＣＡ４９に入力されてレベル及
びＤＣが制御される。

【００８６】ＶＣＡ４７、４８、４９の各出力読取信号
は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２に供給されて
マスタークロックでサンプリングされてディジタル信号
に変換され、次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３、５
４、５５でイコライザ特性が付与された後、ＡＧＣ・Ａ
ＴＣ検出回路５６、５７、５８に供給され、ここで振幅
が一定に制御される自動振幅制御（ＡＧＣ）及び閾値を
適切に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）の
ための利得制御信号及びＤＣ制御信号が生成される。こ
の利得制御信号はＶＣＡ４７、４８、４９に供給され
て、その利得を可変制御する。これにより、この実施の
形態では、ＡＧＣとＡＴＣをアナログ回路と共に行うこ
とができる。

【００８７】図２０は本発明になる記録情報再生装置の
第６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１及
び図１３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図１６において、光ディスクに形成された
トラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の
再生すべきトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧ
Ｃ・ＡＴＣ回路６１に入力され、内周側の隣接トラック
Ｔi-1の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６２
に入力され、外周側の隣接トラックＴi+1の読取信号
は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６３に入力されて、
それぞれ振幅が一定に制御される。

【００８８】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の各
出力読取信号は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２
に供給されてマスタークロックでサンプリングされてデ
ィジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器５０の出力だけ
次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３でイコライザ特性が
付与される。この実施の形態は、ＡＧＣとＡＴＣをアナ
ログ回路であるＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の
みで行うようにしたものである。

【００８９】図２１は本発明になる記録情報再生装置の
第７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図２１の第７の実施の形態は、減算器３１の出力信
号のゼロクロスポイントを検出して０ポイント情報をポ
イント選択回路２０３に供給するゼロ検出器２０１と、
減算器３１の出力信号のピークポイントを検出してピー
クポイント情報をポイント選択回路２０３に供給するピ
ーク検出器２０２と、前記特性モードに応じて、前記０
ポイント情報と前記ピークポイントのうちいずれかを選
択し、ポイント情報としてタップ遅延回路３２に供給す
るポイント選択回路２０３からなる。前記特性モード
は、前記仮判別回路３３にも入力されており、仮判別ア
ルゴリズムを切り替えている。

【００９０】ゼロ検出器２０１は、例えば入力等化後再
生信号の極性が反転したときに、近傍の２つのサンプル
点のうち、より０に近い方を０ポイント情報としてポイ
ント選択回路２０３に供給する。

【００９１】ピーク検出器２０２は、例えば入力等化後
再生信号の隣接するサンプリングポイントの関係におけ
る傾きが反転したときに、ピークポイント情報としてポ
イント選択回路２３に供給する。

【００９２】これにより、図１と同様の仮判別アルゴリ
ズムに従って、仮判別結果が得られる。ポイント情報を
減算器３１からビタビ復号器へ出力される波形等化後再
生信号から抽出するようにした点に特徴がある。

【００９３】図２２は本発明になる記録情報再生装置の
第８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図２２に示す第８の実施の形態は、リサンプリング
ＤＰＬＬ１７、リサンプリング回路１８及び１９を用い
ないで、記録情報を再生するようにしたものである。す
なわち、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５、１６の各出力
ディジタル読取信号は、直接に遅延調整器２０、２３、
２４を通してトランスバーサルフィルタ２１、２５、２
６に供給される。

【００９４】減算器３１より取り出されたクロストーク
が除去され、かつ、波形等化された再生信号は、仮判別
回路３３に供給される一方、ゼロクロス検出・ピーク検
出・位相比較器６７に供給され、ここで積分系のときは
ゼロクロス検出、微分系のときはピーク検出され、その
検出点の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）６９よりのビ
ットクロックの位相とを位相比較して位相誤差信号とし
て生成される。この位相誤差信号は、ループフィルタ６
８を通してアナログ又はディジタルの電圧制御発振器
（ＶＣＯ）６９に制御電圧として印加され、その出力シ
ステムクロック周波数を可変制御する。ＶＣＯ６９の出
力システムクロックはビットクロックの自然数倍の周波
数であり、装置のクロックが必要な各ブロックに印加さ
れる。

【００９５】図２３は本発明になる記録情報再生装置の
第９の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図２３において、光ディスクに形成されたトラック
群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべ
きトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴ
Ｃ回路７１に入力され、内周側の隣接トラックＴｉ−１
の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２に入力
され、外周側の隣接トラックＴｉ＋１の読取信号は、ア
ナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７３に入力されて、それぞ
れ振幅が一定に制御されると共に閾値を適切に制御され
る。

【００９６】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７１の出力読取信号
は、次段の固定イコライザ（ＥＱ）４１でイコライザ特
性が付与された後、Ａ／Ｄ変換器１１に供給されてビッ
トクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換
される。また、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２、７３の各出力
読取信号は、Ａ／Ｄ変換器１２、１３に供給されてビッ
トクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換
される。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３の各出力ディジ
タル信号は、遅延調整器２０、２３、２４を通してトラ
ンスバーサルフィルタ２１、２５、２６に供給される。

【００９７】また、固定イコライザ４１の出力アナログ
信号は、位相比較器７４、ループフィルタ７５及び７６
からなるＰＬＬ回路に供給されてビットクロックの自然
数倍の周波数のシステムクロックとされる。

【００９８】遅延調整器２０の出力信号は、トランスバ
ーサルフィルタ２１と共にゼロ検出器２０４及びピーク
検出器２０５に入力し、ポイント選択回路２０６が、前
記特性モード信号に応じて、前記ゼロ検出器２０４から
出力された０ポイント情報及び前記ピーク検出器２０５
から出力されたピークポイント情報のうちいずれかを選
択し、ポイント情報としてタップ遅延回路３２に供給す
る点に特徴がある。

【００９９】図２４は本発明になる記録情報再生装置の
第１０の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。図２４に示す第１０の実施の形態は、ＡＴＣ・Ａ
ＧＣをアナログ回路のみで行い、ディジタルＶＣＯを用
いずに固定閾値判別を行う構成としたものである。図２
４において、減算器３１から取り出された波形等化後の
再生信号は、後段のビタビ復号回路へ出力される一方、
仮判別回路４５に供給され、ここで所定の閾値と比較さ
れてゼロクロスもしくはピークが検出され、このポイン
トの連続パターン系列から前述したアルゴリズムで仮判
別を行う。

【０１００】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、ゼロクロスもしくはピークに相当す
る信号のレベルのみに基づき、前記トランスバーサルフ
ィルタのタップ係数及び前記フィルタリングの特性を前
記エラー信号が最小になるように可変制御するようにし
てもよい。図２５は、この場合の第１１の実施の形態の
ブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１００
は固定の閾値を用いて判別をおこなう。遅延調整２２よ
り出力されたポイント情報は、タップ遅延回路ではな
く、エラー選択１０１に供給される。エラー選択１０１
は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピーク
のタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算
器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。

【０１０１】図２６は本発明になる記録情報再生装置の
第１２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。前記ポイント選択回路２０３から出力されたポイ
ント情報は、エラー選択１０４に供給される。エラー選
択１０４は、減算器３４より出力されたエラー信号よ
り、ゼロクロスもしくはピークのタイミングに対応した
エラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９
に供給している。前記特性モードは、前記仮判別回路１
０２にも入力されており、仮判別アルゴリズムを切り替
えている。

【０１０２】図２７は本発明になる記録情報再生装置の
第１３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。仮判別回路１０５は固定の閾値を用いて判別をお
こなう。ポイント選択回路２０６より出力されたポイン
ト情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０６
に供給される。エラー選択１０６は、減算器３４より出
力されたエラー信号より、ゼロクロスもしくはピークの
タイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器
・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。

【０１０３】図２８は本発明になる記録情報再生装置の
第１４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
６と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。仮判別回路１０７は固定の閾値を用いて判別をお
こなう。ポイント選択回路２０３より出力されたポイン
ト情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０９
に供給される。エラー選択１０９は、減算器３４より出
力されたエラー信号より、ゼロクロスもしくはピークの
タイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器
・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。

【０１０４】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、パーシャルレスポンス等化を用いず
に、クロストーク除去機能だけを用いることもできる。
図２９は、この場合の第１５の実施の形態のブロック図
を示す。同図中、図２５と同一構成部分には同一符号を
付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィル
タ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０
の出力が減算器３０に供給されている。

【０１０５】図３０は本発明になる記録情報再生装置の
第１６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
６と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、Ｉ
ＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供
給されている。

【０１０６】図３１は本発明になる記録情報再生装置の
第１７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、Ｉ
ＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供
給されている。

【０１０７】図３２は本発明になる記録情報再生装置の
第１８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２
８と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、Ｉ
ＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供
給されている。

【０１０８】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えばリサンプリング・ＤＰＬＬが
出力するポイント情報は、ＰＬＬ動作の後に、別途、ゼ
ロクロスもしくはピークを検出し、ポイント情報として
出力してもよい。

【０１０９】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えば図１に示す遅延調整器２０、
２３及び２４をＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５及び１６
の入力側に設けてもよいし、トランスバーサルフィルタ
２１、２５及び２６に余裕がある場合は、省略してもよ
い。

【０１１０】また、以上の実施の形態では再生すべきト
ラックの両側に隣接する２本のトラックに対する２ビー
ムの読取信号についてそれぞれ専用に擬似クロストーク
信号を生成する回路系を２系統設けているが、ビームの
光ディスクに対する照射角度を検出する公知のチルトセ
ンサを装置が有しているならば、チルトセンサの出力信
号に基づき、再生すべきトラックの両側に隣接する２本
のトラックに対する２ビームの読取信号のうち、クロス
トーク成分が多い方のみを選択するスイッチ回路を設け
ることにより、上記の擬似クロストーク信号生成回路系
を一系統のみとすることができる。

【０１１１】なお、上記の実施の形態では、仮判別器
は、図８及び図９のフローチャートと共に説明したよう
に、ビットクロックの周期毎に入力される、連続する５
つのポイント情報の値ＺもしくはＰＫに基づいて仮判別
結果を得ているが、連続する３つのピークポイント情報
の値ＰＫに基づいて仮判別結果を得ることもできる。図
３３及び図３４はこの場合のフローチャートを示す。こ
こでは動作説明は省略する。

【０１１２】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えば仮判別回路２４はＰＲモード
信号とＲＬＬモード信号の両方を可変としてエラー信号
を生成するようにしたが、いずれか一方又は両方を固定
してエラー信号を生成することもできる。

【０１１３】また、前記ＩＮＶ３５はトランスバーサル
フィルタ２１の係数を更新する際に、ネガティブフィー
ドバック（負帰還）にする目的で挿入しているものであ
り、その目的を達成する方法は他にも多く考えられ、代
表的な方法は次の通りである。ＩＮＶでトランスバー
サルフィルタ２１のタップ出力それぞれを反転する。
ＩＮＶで乗算器・ＬＰＦ２２の出力を反転する。トラ
ンスバーサルフイルタ２１内部のメイン信号の極性を変
えてつじつまを合わせる。ルーブ内各ブロックのうち
のいずれかの中で極性反転を行う。このとき、図８、図
９、図３３、図３４に示したフローチャートで使用され
ているＤ３の極性及びそのエラー出力の極性について配
慮されなければならないことは勿論である。

【０１１４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
積分系の信号に対するクロストーク除去と微分系の信号
に対するクロストーク除去が同一のシステム内で両立す
る。

【０１１５】また、本発明によれば、仮判別手段がパー
シャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設
定）を行い、この仮判別値と減算回路から取り出される
波形等化後再生信号との差分値をエラー信号として第１
乃至第３のフィルタ係数生成手段に供給して、エラー信
号が０になるように制御することで、明確な仮判別値
（０やａ＋ｂなど）に向かって装置の動作を収束させる
ことができ、すべてのポイント（サンプル値）が相関検
出の対象となる仮判別値からの誤差をエラー信号として
クロストーク成分との相関をとるようにしているため、
迅速な収束ができ、しかも誤った方向への収束をするこ
となく確実な波形等化ができる。また、本発明によれ
ば、パーシャルレスポンス等化を行っているので、後段
にビタビ復号器を用いることができ、正確な復号ができ
る。

【０１１６】また、本発明によれば、リサンプリング演
算位相同期ループ回路で生成したリサンプリング演算時
の内分割合及びビットクロックを利用し、リサンプリン
グ手段で隣接トラックからの再生信号のリサンプリング
演算を行うようにしているため、周波数ずれに対応でき
る。また、本発明によれば、リサンプリング演算位相同
期ループ回路を使用できることから、集積回路化が容易
で、部品点数の削減ができ、またオーバーサンプリング
に適しているので再生信号が高域減衰特性である光ディ
スク等の記録媒体の再生装置に適用して好適である。更
に、アナログ特有の経時変化、パラメータバラツキ等の
影響を受けない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２】積分系及び微分系の信号の一例の概略説明図で
ある。

【図３】３ビーム法によるビームスポットとトラックと
の位置関係の一例の概略説明図である。

【図４】積分系のパーシャルレスポンス特性の説明図で
ある。

【図５】微分系のパーシャルレスポンス特性の説明図で
ある。

【図６】ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス
制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を
示す図である。

【図７】ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性とランレン
グス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関
係を示す図である。

【図８】仮判別器の積分系に対する一例の動作説明用フ
ローチャートである。

【図９】仮判別器の微分系に対する一例の動作説明用フ
ローチャートである。

【図１０】本発明による積分系に対する波形等化前と波
形等化後の波形例を示す図（その１）である。

【図１１】本発明による積分系に対する波形等化前と波
形等化後の波形例を示す図（その２）である。

【図１２】本発明による積分系に対する波形等化前と波
形等化後の波形例を示す図（その３）である。

【図１３】本発明による微分系に対する波形等化前と波
形等化後の波形例を示す図（その１）である。

【図１４】本発明による微分系に対する波形等化前と波
形等化後の波形例を示す図（その２）である。

【図１５】本発明による微分系に対する波形等化前と波
形等化後の波形例を示す図（その３）である。

【図１６】本発明の第２の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１７】本発明の第３の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１８】本発明の第４の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１９】本発明の第５の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２０】本発明の第６の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２１】本発明の第７の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２２】本発明の第８の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２３】本発明の第９の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２４】本発明の第１０の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２５】本発明の第１１の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２６】本発明の第１２の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２７】本発明の第１３の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２８】本発明の第１４の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２９】本発明の第１５の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３０】本発明の第１６の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３１】本発明の第１７の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３２】本発明の第１８の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３３】仮判別器の積分系に対する別の例の動作説明
用フローチャートである。

【図３４】仮判別器の微分系に対する別の例の動作説明
用フローチャートである。

【符号の説明】

１１〜１３Ａ／Ｄ変換器１４〜１６ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１７リサンプリングＤＰＬＬ回路１８、１９リサンプリング回路２０、２２、２３、２４遅延調整器２１再生すべきトラックの再生信号の波形等化用トラ
ンスバーサルフィルタ２５、２６擬似クロストーク信号生成用トランスバー
サルフィルタ２７〜２９乗算器・ＬＰＦ３０、３１、３４減算器３２タップ遅延回路３２ａタップ遅延回路の一部回路３３仮判別回路４５、１００、１０２、１０５、１０７閾値固定の仮
判別回路２０１、２０４ゼロ検出器２０２、２０５ピーク検出器２０３、２０６ポイント選択回路１０１、１０４、１０６、１０９エラー選択

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】記録媒体に記録されている再生すべき任
意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を
復号する記録情報再生装置において、前記第１の再生信号から、前記再生すべき任意の一の記
録トラックに隣接する少なくとも１つの記録トラックか
ら読み取った第２の再生信号を所定のフィルタリング特
性を有するフィルタで処理した信号を減算して出力する
第１の減算手段と、前記第一の再生信号がゼロクロスか否かを検出して０ポ
イント情報を出力するゼロ検出手段と、前記第一の再生信号がピークか否かを検出してピークポ
イント情報を出力するピーク検出手段と、前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力
し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する
選択手段と、前記ポイント情報がピークを示すタイミングにおける前
記第１の減算手段からの出力信号と所定の値との差分値
をエラー信号として出力する第２の減算手段と、前記エラー信号に基づき、前記フィルタの前記フィルタ
リング特性を前記エラー信号が最小になるように可変制
御する係数生成手段とを有することを特徴とする記録情
報再生装置。
【請求項２】記録媒体に記録されている再生すべき任
意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を
トランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポン
ス等化した後に復号する記録情報再生装置において、前記トランスバーサルフィルタの出力信号から、前記再
生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも
１つの記録トラックから読み取った第２の再生信号を所
定のフィルタリング特性を有するフィルタで処理した信
号を減算して波形等化後の再生信号を出力する第１の減
算手段と、前記トランスバーサルフィルタの入力信号もしくは出力
信号がゼロクロスか否かを検出して０ポイント情報を出
力するゼロ検出手段と、前記トランスバーサルフィルタの入力信号もしくは出力
信号がピークか否かを検出してピークポイント情報を出
力するピーク検出手段と、前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報とを入力
し、いずれかを選択してポイント情報として出力する選
択手段と、前記ポイント情報と前記波形等化後の再生信号とを受
け、前記パーシャルレスポンス等化の種類と前記再生信
号のランレングス制限符号の種類により定まる状態遷移
とに基づいて波形等化信号の仮判別値を決定する仮判別
手段と、前記仮判別値と前記第１の減算手段からの出力信号との
差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段と、前記エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィル
タのタップ係数及び前記フィルタの前記フィルタリング
特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御する
係数生成手段とを有することを特徴とする記録情報再生
装置。
【請求項３】記録媒体上の記録トラック群のうち、再
生すべき任意の一の記録トラックから読み取った第１の
再生信号と、前記再生すべき任意の一の記録トラックに
隣接する少なくとも１つの記録トラックから読み取った
第２の再生信号とを得る読取手段と、前記第１の再生信号および第２の再生信号をそれぞれ別
々にディジタル信号に変換して第１ディジタル再生信号
および第２のディジタル再生信号を出力するＡ／Ｄ変換
手段と、前記第１のディジタル再生信号に対して所望のビットレ
ートでサンプリングしたディジタルデータをリサンプリ
ング演算して生成すると共に、ビットクロックを生成
し、更に前記第１のディジタル再生信号のゼロクロスリ
サンプリング点を検出して０ポイント情報を出力する第
１のリサンプリング演算位相同期ループ回路と、前記第１のディジタル再生信号に対して所望のビットレ
ートでサンプリングしたディジタルデータをリサンプリ
ング演算して生成すると共に、ビットクロックを生成
し、更に前記第１のディジタル再生信号のピークリサン
プリング点を検出してピークポイント情報を出力する第
２のリサンプリング演算位相同期ループ回路と、前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報とを入力
し、いずれかを選択してポイント情報として出力する選
択手段と、前記リサンプリング演算位相同期ループ回路の出力ディ
ジタルデータを、第１のフィルタ係数に基づいて波形等
化する第１のトランスバーサルフィルタと、前記ポイント情報を、各ビットサンプリングタイミング
において所定時間遅延させる遅延回路と、前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード
信号と前記再生信号のランレングス制限符号の種類を示
すＲＬＬモード信号と前記遅延回路からの複数の前記ポ
イント情報と波形等化後の再生信号とを入力として受
け、前記ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号とで定まる
状態遷移と前記複数のポイント情報のパターンとに基づ
き、波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と
前記波形等化後再生信号との差分値をエラー信号として
出力する仮判別手段と、前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第１の
フィルタ係数を前記エラー信号が最小になるように可変
制御する第１の係数生成手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第２のディジタル再生信
号に対して前記リサンプリング演算位相同期ループ回路
の出力ビットクロックに基づいてリサンプリング演算し
て、サンプリング信号を出力するリサンプリング手段
と、前記サンプリング信号を、第２のフィルタ係数に基づい
て別々にフィルタリングして、前記再生すべき任意の一
の記録トラックの少なくとも1方に隣接する記録トラッ
クの読取信号に対応した擬似クロストーク信号を出力す
る第２のトランスバーサルフィルタと、前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第２の
フィルタ係数を可変制御する第２の係数生成手段と、前記第１のトランスバーサルフィルタの出力信号から前
記擬似クロストーク信号を減算して前記波形等化後の再
生信号を出力する減算回路とを有することを特徴とする
記録情報再生装置。
【請求項４】前記仮判別回路は、前記ＰＲモード信号
及びＲＬＬモード信号の少なくとも一方を固定値として
前記波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と
前記波形等化後再生信号との差分値をエラー信号として
出力することを特徴とする請求項３記載の再生装置。
【請求項５】前記減算回路の出力波形等化後の再生信
号が入力され、その波形等化後再生信号のゼロクロスポ
イントを検出し、０ポイント情報として出力するゼロ検
出器と、ピークポイントを検出し、ピークポイント情報
として出力するピーク検出器と、前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力
し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する
選択手段と、前記遅延回路は請求項３で述べたポイント情報に代え
て、前記選択手段から出力されたポイント情報を遅延す
ることを特徴とする請求項３または請求項４いずれか一
項に記載の記録情報再生装置。
【請求項６】前記減算回路の出力波形等化後再生信号
が入力され、その波形等化後再生信号に基づいて前記ビ
ットクロックの自然数倍の周波数のシステムクロックを
生成する位相同期ループ回路を設け、前記リサンプリン
グ演算位相同期ループ回路及び前記リサンプリング手段
を削除して前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第１のディジ
タル再生信号および前記第２のディジタル再生信号を前
記第１のトランスバーサルフィルタおよび前記第２のト
ランスバーサルフィルタに別々に供給すると共に、前記
遅延回路は前記位相同期ループ回路内の位相比較器から
出力されるゼロクロスポイントを示すゼロポイント情報
もしくはピークポイントを示すピークポイント情報を遅
延することを特徴とする請求項３または請求項４いずれ
か一項に記載の記録情報再生装置。
【請求項７】前記読取手段からの前記第１の再生信号
に基づいて前記ビットクロックの自然数倍の周波数のシ
ステムクロックを生成する位相同期ループ回路と、前記Ａ／Ｄ変換手段から取り出された前記第１のディジ
タル再生信号のゼロクロスポイントを検出し、０ポイン
ト情報を出力するゼロ検出器と、前記第１のディジタル再生信号のピークポイントを検出
し、ピークポイント情報を検出するピーク検出器と、前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力
し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する
選択手段とを設け、前記リサンプリング演算位相同期ル
ープ回路及び前記リサンプリング手段を削除して前記Ａ
／Ｄ変換手段からの前記第１のディジタル再生信号およ
び前記第２のディジタル再生信号を前記第１のトランス
バーサルフィルタおよび前記第２のトランスバーサルフ
ィルタに別々に供給すると共に、前記遅延回路は前記ポ
イント選択手段からのポイント情報を遅延することを特
徴とする請求項３または請求項４いずれか一項に記載の
記録情報再生装置。
【請求項８】ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で示される特性
への等化と、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）で示される特
性への等化とを両立することを特徴とする請求項２乃至
請求項７のうちいずれか一項に記載の再生装置。
【請求項９】前記再生信号は、光ディスク媒体からＴ
ＰＰ法により再生した信号であることを特徴とする請求
項１乃至請求項８のうちいずれか一項に記載の再生装
置。