JP4072746B2 - 再生装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は再生装置に係り、特に光ディスク等の記録媒体から再生された、ランレングス制限符号を波形等化する波形等化回路を備えた再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ランレングス制限符号が高密度記録された光ディスク等の記録媒体から当該ランレングス制限符号を再生する再生装置では、再生信号の波形歪を除去するために、パーシャルレスポンス（以下、ＰＲともいう）等化特性を持つ波形等化回路を使用するものが従来より知られている（特開平１０−１０６１６１号公報）。図２４はこの従来の再生装置の一例のブロック図を示す。同図において、光ディスク１より記録／再生系２により再生されたランレングス制限符号は、トランスバーサルフィルタ３に供給され、ここでパラメータ設定器５内のタップ係数決定器６より入力されるタップ係数に基づいて、ＰＲ等化される。
【０００３】
Ｘ値選定器１０は、トランスバーサルフィルタ３での例えばＰＲ（１，Ｘ，Ｘ，１）等化における符号間干渉値であるＸの値を再生波形の特性に基づいて選定するもので、誤り率判定器９の判定結果から順次Ｘｉを求め、最終的に誤り率が許容値を満たすＸの値を選定する。等化目標波形作成器８は、パラメータ設定用二値データ用メモリ７から与えられる二値データと、Ｘ値選定器１０で選定された、ＰＲ等化における符号間干渉付与値のＸの値とから等化後目標波形を作成し、タップ係数決定器６に与えられる。
【０００４】
光ディスク１には予めパラメータ設定用二値データ用メモリ７に対応するビットが記録されている。タップ係数決定器６はこのビットに対応する再生波形と等化後目標波形とから、再生波形が等化後目標波形に一致するようなタップ係数を求めてトランスバーサルフィルタ３に入力する。識別点信号レベル決定器１１は、Ｘ値選定器１０から与えられるＸの値に基づいて識別点信号レベルを求め、これをＭＬ復号器４に供給する。ＭＬ復号器４はトランスバーサルフィルタ３から取り出された等化後再生波形を、上記の識別点信号レベルを基準にして二値データに復号して出力する。
【０００５】
ＭＬ復号器４から取り出された復号データは、誤り率判定器９に供給され、ここでパラメータ設定用二値データ用メモリ７からのパラメータ設定用二値データと比較されて誤り率が求められ、その誤り率が許容値を満たしているか否かの判定結果がＸ値選定器１０に供給される。誤り率判定器９で誤り率が許容値を満たしていると判定された段階で、その時のタップ係数及び識別点信号レベルを用いたＰＲ（１，Ｘ，Ｘ，１）ＭＬ方式により、ＰＲ等化及び最尤復号が行われる。また、従来、最小符号反転間隔が２以上の定数に制限されたランレングス制限符号による再生信号を等化した上で、符号反転間隔を拘束条件としてもつような最尤検出を行う光ディスク信号再生方式で、符号の反転位置の直前又は直後の点のうちで最小符号反転間隔をもつデータ列に対応する点を除く振幅と、符号の反転位置の振幅のみを対象として、三値等化する再生装置も知られている（特開平７−１９２２７０号公報）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来の再生装置は、光ディスクから再生される代表的な積分特性に対して等化することが出来るが、微分特性の信号に対しては、等化することが出来ず、例えば、ＴＰＰ（タンジェンシャルプッシュプル）法などで読み出された信号に対しては、対応出来なかった。（原理的に読み取りが非常に厳しい浅溝書き換え可能ディスクの読み取り専用領域に記録されているプリエンボス信号は、通常の再生では信号は殆ど再生することが出来ないが、ＴＰＰ法で読み出してビタビ復号した場合には良好なエラーレートが得られる。）つまり、２種類の等化システムを用意しなければならず、回路規模・コストの点で問題となっていた。
【０００７】
また、再生装置が行うＰＲ等化が、目標値が多値となるため、細かいスレッショルド比較が誤り率判定器９で必要となり、ノイズや歪によって判定が難しくなるという問題がある。従って、複数種類の信号が入力される機器（例えばＣＤ、ＤＶＤなどの再生装置）では、再生する信号の性質によってランレングスや等化したいＰＲ特性等が異なるため、スレッショルドを合わせるための制御が煩雑となり、波形等化を安定に行うまでの収束時間が長くかかる可能性がある。
【０００８】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、積分系と微分系の特性をもつ再生信号に対し、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で示される特性への等化と、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）で示される特性への等化を両立するとともに、ノイズや歪の影響なくより高品質なＰＲ等化による波形等化を行い得る再生装置を提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、収束範囲の拡大及び収束時間の短縮を実現し得る再生装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上述の問題点を解決するために本発明は、次の構成を有する再生装置を提供する。
（１） 記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
前記トランスバーサルフィルタに入力される波形等化後の再生信号からゼロクロスポイントか否かを示す０ポイント情報をビットクロックに同期して出力するゼロ検出手段と、
前記トランスバーサルフィルタに入力される波形等化後の再生信号からピークか否かを示すピークポイント情報をビットクロックに同期して出力するピーク検出手段と、
前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する選択手段と、
前記選択手段より出力される前記ポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
前記遅延回路からの複数の前記ポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、パーシャルレスポンス等化の種類と再生信号のランレングス制限符号の種類で定まる状態遷移と前記複数のポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
前記仮判別回路の出力エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有し、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で示される特性への等化と、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）で示される特性への等化を両立することを特徴とする再生装置。
（２） 前記ゼロ検出手段は、前記記録媒体から再生された前記ランレングス制限符号をＡ／Ｄ変換器によりシステムクロックでサンプリングして得たディジタル信号を入力信号として受け、所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成して前記トランスバーサルフィルタに供給すると共に、入力ディジタル信号のゼロクロスポイントか否かを検出して前記０ポイント情報を出力するリサンプリング・ＤＰＬＬにより構成されており、
前記ピーク検出手段は、前記記録媒体から再生された前記ランレングス制限符号を前記Ａ／Ｄ変換器によりシステムクロックでサンプリングして得たディジタル信号を入力信号として受け、所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成して前記トランスバーサルフィルタに供給すると共に、入力ディジタル信号のピークポイントか否かを検出して前記ピークポイント情報を出力するリサンプリング・ＤＰＬＬにより構成されていることを特徴とする（１）記載の再生装置。
（３） 記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
前記トランスバーサルフィルタから出力された波形等化後の再生信号からゼロクロスポイントか否かを示す０ポイント情報をビットクロックに同期して出力するゼロ検出手段と、
前記トランスバーサルフィルタから出力された波形等化後の再生信号からピークか否かを示すピークポイント情報をビットクロックに同期して出力するピーク検出手段と、
前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する選択手段と、
前記検出手段より出力される前記ポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
前記遅延回路からの複数の前記ポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、パーシャルレスポンス等化の種類と再生信号のランレングス制限符号の種類で定まる状態遷移と前記複数のポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
前記仮判別回路の出力エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有し、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で示される特性への等化と、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）で示される特性への等化を両立することを特徴とする再生装置。
（４） 復号する手段にはビタビ復号器を用いており、前記パーシャルレスポンス等化が切り替わるのに対応して、前記ビタビ復号器の処理を切り替えることを特徴とする（１）乃至（３）のいずれかに記載の再生装置。
（５） 同一の前記記録媒体内に存在する複数の信号の特性に対し、等化再生を両立することを特徴とする（１）乃至（４）のいずれかに記載の再生装置。
（６） 前記再生信号の少なくとも一つは、光ディスク媒体からＴＰＰ法により再生した信号であることを特徴とする（１）乃至（５）のいずれかに記載の再生装置。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる再生装置の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、ランレングス制限符号が高密度記録された光ディスク１５からＰＤヘッドアンプ１６で光電変換及び増幅されたランレングス制限符号（ディジタル信号）は、直流阻止回路１６で直流成分が阻止され、続いて図示しないディジタルアナログ変換するＡ／Ｄ変換器を通してＡＧＣ回路１７で振幅が一定になるように自動利得制御（ＡＧＣ）された後、リサンプリング・ＤＰＬＬ（ディジタルＰＬＬ）１９に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換器を設ける位置は、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９の前であればどこであってもよい。
【００１１】
リサンプリング・ＤＰＬＬ１９は、自分自身のブロックの中でループが完結しているディジタルＰＬＬ回路で、Ａ／Ｄ変換器により固定のシステムクロックでサンプリングされている入力信号に対し所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成し、本実施の形態の要部を構成する後述の自動等化回路２０に供給する。なお、ここでリサンプリングとは、ビットクロックのタイミングにおけるサンプリングデータを、システムクロックのタイミングでＡ／Ｄ変換したデータより間引き補間演算をして求めることをいう。また、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９は、入力された特性モード信号に応じて、積分系もしくは微分系の信号に応じた位相引き込み動作を行っている。積分系の信号に対しては、リサンプリングデータのゼロクロスを検出しており、それにより得られるポイント情報を自動等化回路２０に供給する。また、微分系の信号に対しては、リサンプリングデータのピークを検出しており、それにより得られるポイント情報を自動等化回路２０に供給する。
【００１２】
積分系の信号が入力される場合、上記ポイント情報は、ビットサンプリングのデータが、ゼロレベルとクロスするポイントをビットクロック単位で示している。更に、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９は、このポイント情報が示すゼロクロスポイントに相当する位相１８０°のリサンプリングデータの値に基づいて、それが０になるように、リサンプリングのタイミング、つまり周波数及び位相をロックさせる。
【００１３】
微分系の信号が入力される場合、上記ポイント情報は、ビットサンプリングのデータにおける、正または負のピークレベルをビットクロック単位で示している。更に、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９は、このピークポイント情報が示すピークに相当するリサンプリングデータの値に基づいて、それがビットサンプリングの位置で最大（負方向の場合は最小）になるように、リサンプリングのタイミング、つまり周波数及び位相をロックさせる。自動等化回路２０は、特性モード信号に応じて、等化する特性を選択し、目的のＰＲ等化を行う。
【００１４】
自動等化回路２０によりＰＲ特性が付与された等化後再生波形は、復号回路３８に供給されて、例えばビタビ復号される。このビタビ復号の回路構成は公知であり、例えば等化後再生波形のサンプル値からブランチメトリックを計算するブランチメトリック演算回路と、そのブランチメトリックを１クロック毎に累積加算してパスメトリックを計算するするパスメトリック演算回路と、パスメトリックが最小となる、最も確からしいデータ系列を選択する信号を記憶するパスメモリとよりなる。このパスメモリは、複数の候補系列を格納しており、パスメトリック演算回路からの選択信号に従って選択した候補系列を復号データ系列として出力する。特性モード信号に応じて、信号及び等化特性より決定する状態遷移が変化するので、ビタビ復号も、それに応じて処理を切り替え、適した復号を行う。
【００１５】
ＥＣＣ回路３９は、上記の復号回路３８からの復号データ系列中の誤り訂正符号を用いて、その誤り訂正符号の生成要素の符号誤りを訂正し、誤りの大幅に低減された復号データを出力する。以上の構成において、本実施の形態は自動等化回路２０の構成に特徴を有するものであり、以下、この自動等化回路２０について更に詳細に説明する。
【００１６】
図２は本発明装置の要部の自動等化回路の第１の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付してある。図２に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する図２の第１の実施の形態の自動等化回路２０ａは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からのリサンプリング・データに対してＰＲ等化特性を付与するトランスバーサルフィルタ２１と、このトランスバーサルフィルタ２１の係数をエラー信号に応じて可変する乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）２２と、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からのポイント情報を遅延するタップ遅延回路２３と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号とタップ遅延回路２３からの遅延信号とに基づいて前記エラー信号を生成する仮判別回路２４と、前記エラー信号を極性反転して乗算器・ＬＰＦ２２に供給するインバータ（ＩＮＶ）２５とからなる。例えば、タップ遅延回路２３は複数の所定の遅延時間を設定しており、３つ以上の遅延信号を異なるタップから出力するように構成されている。
【００１７】
前記リサンプリング・ＤＰＬＬ１９にはこの実施の形態の要部となる特性モード信号が入力されており、入力信号の特性（積分系・微分系）に応じて、位相をロックさせる対象を、入力信号が積分系のときはゼロクロス、微分系のときはピークに切り替えており、さらに、それに応じたポイント情報（積分系のときは０ポイント情報、微分系のときはピークポイント情報）を出力する。
【００１８】
前記仮判別回路２４には、同じく、前記特性モード信号が入力されており、入力信号の特性（積分系・微分系）に応じて、仮判別アルゴリズムを切り替えている。
上記のタップ遅延回路２３及び仮判別回路２４は、この実施の形態のもうひとつの要部をなす回路部で、例えば図３に示す如き回路構成とされている。同図において、端子４１を介してトランスバーサルフィルタ２１からの波形等化再生信号が仮判別器５１に入力される。また、仮判別器５１、減算器５２及びＤ型フリップフロップ５３により上記の仮判別回路２４が構成されている。仮判別器５１には、端子４１を介して入力されるトランスバーサルフィルタ２１からのデータと、タップ遅延回路２３の出力データと、端子４３を介して入力される後述のＰＲモード信号と、端子４４を介して入力される後述のＲＬＬモード信号、及び端子４７を介して入力される前記特性モード信号が入力される。
【００１９】
仮判別器５１は論理回路により構成されており、入力された信号に基づいて、後述のアルゴリズムに従ってパーシャルレスポンス特性の性質を巧みに利用した仮判別動作を行う。減算器５２は端子４１からの入力データＤ３から、仮判別器５１からの仮判別結果を差し引いてエラー信号を生成する。Ｄ型フリップフロップ５３は、データ入力端子に入力される減算器５２からのエラー信号を、クロック端子に入力される端子４５からのマスタクロックに同期して、かつ、ビットクロックがハイレベルのときにラッチし、これをＱ出力端子から端子５４及び図２のＩＮＶ２５を介して図２の乗算器・ＬＰＦ２２へ出力する。
【００２０】
なお、Ｄ型フリップフロップ４７やタップ遅延回路２３内のＤ型フリップフロップの各イネーブル端子（図示省略）には端子４０を介してビットクロックがそれぞれ入力されており、また、各クロック端子には端子４５を介してシステムクロックがそれぞれ入力され、更に各クリア端子には端子４６を介してリセット信号がそれぞれ入力される。このように、タップ遅延回路２３及び仮判別回路２４は、いずれもディジタル回路で構成されるため、アナログ特有の経時変化・パラメータばらつきの影響を受けることがなく、信頼性が高く、しかも回路規模も殆ど増えることのない構成である。
【００２１】
ここで、積分系のパーシャルレスポンス（ＰＲ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性を図４（Ａ）に示す孤立波に付与して等化すると、その等化波形はよく知られているように図４（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等化波形は、０，ａ，ａ＋ｂ，２ａ，２ｂ，ａ＋２ｂ，２ａ＋２ｂの７値をとる。この７値をビタビ復号器に入力すると、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと（１，７）ＲＬＬによって入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用すると、図４（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことができることが知られている。
【００２２】
図４（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力されればそれはエラーであることが分かる。
【００２３】
図４（Ｄ）は、入力信号のランレングス制限が（２、Ｘ）の場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっていることが分かる。
【００２４】
次に、微分系のパーシャルレスポンス（ＰＲ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性を図５（Ａ）に示す孤立波に付与して等化すると、その等化波形はよく知られているように図５（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等化波形は、−（ａ＋ｂ），−ａ，０，ａ，ａ＋ｂの５値をとる。この５値をビタビ復号器に入力すると、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと（１，Ｘ）ＲＬＬによって入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用すると、図５（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことができることが知られている。
【００２５】
図５（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力されればそれはエラーであることが分かる。
【００２６】
図５（Ｄ）は、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっていることが分かる。
【００２７】
図６は上記の積分系のＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器５１の出力する仮判定値との関係を示す図である。同図において、一番上の行のＰＲモードは、端子４３を介して仮判別回路２４に入力される信号の値を示しており、一番左の列のＲＬＬモードは、端子４４を介して仮判別回路２４の仮判別器５１に入力される信号を示しており、ここではＲＬＬ（１，Ｘ）とＲＬＬ（２，Ｘ）を示している。
【００２８】
ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特性がＰＲ（１，１）、ＰＲ（１，１，１，１）、ＰＲ（１，２，２，１）、ＰＲ（１，３，３，１）、ＰＲ（２，３，３，２）及びＰＲ（３，４，４，３）のいずれであるかを示す。また、ＲＬＬ（１，Ｘ）は最小反転間隔が"２"で、最大反転間隔が変調方式によって異なる所定の値Ｘのランレングス制限規則を示し、ＲＬＬ（２，Ｘ）は最小反転間隔が"３"で、最大反転間隔が変調方式によって異なる所定の値Ｘのランレングス制限規則を示している。
【００２９】
ＲＬＬ（１，Ｘ）の場合は、図４と共に説明したように、等化波形は、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）では０，ａ，ａ＋ｂ，２ａ，２ｂ，ａ＋２ｂ，２ａ＋２ｂの７値をとり、これらに対応した各パーシャルレスポンス特性における仮判定値が図５に示されている。仮判定値のうち、矢印の右側の値が上記の７値の中央値である「ａ＋ｂ」が"０"になるようにオフセットしたときの値を示す。ＲＬＬ（２，Ｘ）はＲＬＬ（１，Ｘ）と同様の仮判定値を示すが、ＲＬＬ（１，Ｘ）の２ａ、２ｂで示す２行の値は存在しない。これは、図４（Ｃ）の状態遷移図のＳ５→Ｓ１、Ｓ２→Ｓ４の遷移が存在しないからである（値２ａ、２ｂをとらないからである）。
【００３０】
また、図６において、ＰＲ（１，１）はＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合である。更に、図６において、ゲインＧはオフセット後の絶対値の最大値（ａ＋ｂ）*を正規化するための乗算係数であり、Ａ／（ａ＋ｂ）*で表される（ただし、Ａは任意のレベル）。
【００３１】
図７は上記の微分系のＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性と仮判別器５１の出力する仮判定値との関係を示す図である。同図において、一番上の行のＰＲモードは、端子４３を介して仮判別回路２４に入力される信号の値を示しており、一番左の列のＲＬＬモードは、端子４４を介して仮判別回路２４の仮判別器５１に入力される信号を示している。
【００３２】
ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特性がＰＲ（１，−１）、ＰＲ（１，１，−１，−１）、ＰＲ（１，２，−２，−１）、ＰＲ（１，３，−３，−１）、ＰＲ（２，３，−３，−２）及びＰＲ（３，４，−４，−３）のいずれであるかを示す。特にＰＲ（１，−１）は良く知られているＰＲ４（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ＣｌａｓｓIV）であり、ＰＲ（１，１，−１，−１）は良く知られているＥＰＲ４（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｐａｒｔｉａｌ ＲｅｓｐｏｎｓｅＣｌａｓｓIV）である。
【００３３】
また、図７において、ＰＲ（１，−１）はＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合である。更に、図５において、ゲインＧは絶対値の最大値（ａ＋ｂ）を正規化するための乗算係数であり、Ａ／（ａ＋ｂ）で表される（ただし、Ａは任意のレベル）。
【００３４】
次に、再び図３に戻って図３に示す回路の動作について説明するに、端子４１を介して入力されたトランスバーサルフィルタ２１からの波形等化再生信号は、現在時刻における信号Ｄ３として取り扱われる。一方、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からのピークポイント情報が端子４２を介してタップ遅延回路２３に供給され、そのタップ遅延出力が仮判別器５１に入力される。仮判別器５１は後述のアルゴリズムに従って、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）を行う。
【００３５】
減算器５２は端子４１よりの現在時刻信号Ｄ３から仮判別器５１により得られた判別結果を減算してエラー信号を演算し、そのエラー信号をＤ型フリップフロップ５３でラッチした後出力端子５４を介して図２のインバータ２５で極性反転させた後、乗算器・ＬＰＦ２２へ出力する。インバータ２５で極性反転されたエラー信号は、乗算器・ＬＰＦ２２でトランスバーサルフィルタ２１からのタップ出力と乗算された後高域周波数成分が除去された後、上記のエラー信号を０にするようなタップ係数（フィルタ係数）としてトランスバーサルフィルタ２１へ出力される。
【００３６】
次に、積分系仮判別器５１による動作について、図８のフローチャート等と共に更に詳細に説明する。ここで、上記の０ポイント情報の値Ｚが"１"であるときはゼロクロスポイントを示しており、これは、図４（Ｃ）に示したＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」という値で表わされており、状態Ｓ１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発生する。
【００３７】
この場合、図４（Ｃ）中、右半分の状態Ｓ２、Ｓ３及びＳ４は正の値の経路（ａ＋ｂ＝０に正規化した場合、図５と共に説明したように、ａ＋２ｂ、２ａ＋２ｂ、２ｂのいずれか）を辿り、左半分の状態Ｓ５、Ｓ０及びＳ１は負の値の経路（ａ＋ｂ＝０に正規化した場合、図５と共に説明したように、０、ａ、２ａのいずれか）を辿るため、ゼロクロスポイントの前又は後の値を参照することにより、正の経路なのか、負の経路なのかが判別できる。
【００３８】
しかも、あるゼロクロスポイントから次のゼロクロスポイントまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。
【００３９】
また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」以外の値、すなわちゼロクロスポイントでないときは、上記の０ポイント情報の値Ｚは"０"である。この状態遷移図から、ゼロクロスポイント（Ｚ＝１）は２つ連続して取り出されることはなく、また、ＲＬＬ（１，Ｘ）の場合は、隣接するＺ＝１の間には最低１つの"０"が存在する（０ポイント情報の値Ｚが１→０→１と変化したとき、すなわち、状態Ｓ２→Ｓ４→Ｓ５、あるいは状態Ｓ５→Ｓ１→Ｓ２と遷移したとき）。なお、ＲＬＬ（２，Ｘ）の場合は、隣接するＺ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。２ａ及び２ｂの値は存在しないからである。
【００４０】
実際の信号では、ノイズ等の影響により、ゼロクロスポイント自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。
【００４１】
以上の点に着目し、仮判別器５１は、まず、端子４２、タップ遅延回路２３を介してビットクロックの周期毎に入力されるポイント情報の値Ｚを識別し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"であるかどうか（図８のステップ６１）、上記の５つの値のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図８のステップ６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"かどうか（図８のステップ６３）、上記の５つの値のうちの最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどうかを判別する（図６のステップ６４）。
【００４２】
これらのパターンは、着目するポイント情報の値Ｚの中央の値を"０"としたとき、前後両側の０ポイント情報の値Ｚがいずれも"０"である場合であり、このときは信号波形が正側、又は負側に張り付いている場合であるので、これらのパターンのいずれかを満たすときは、
Ｐ＝（ａ＋ｂ）*×Ｇ （１）
なる式により、大なる値Ｐを算出する（図８のステップ６５）。ただし、（１）式及び後述の（２）、（３）式中、Ｇは図６に示したゲイン、ａ*、ｂ*はＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）におけるａとｂの値を、中央値（ａ＋ｂ）が０になるようにオフセットした後の値であることを示す。これらａ*、ｂ*及びＧの値は、端子４３を介して入力されるＰＲモード信号、端子４４を介して入力されるＲＬＬモード信号により求められる既知の値である。
【００４３】
上記のパターンのいずれでもないときは、連続する５クロック周期の５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０１０"であるかどうか判別し（図８のステップ６６）、このパターンのときはＲＬＬモード信号に基づき、ＲＬＬ（１，Ｘ）のパーシャルレスポンス等化であるかどうか判定する（図６のステップ６７）。このパターンは、着目する中央値の０ポイント情報の値Ｚを"０"としたとき、中央値の前後両側に隣接する２つのＺの値がいずれも"１"の場合であり、これは前記したように、ＲＬＬ（１，Ｘ）のときのみ発生する可能性があるので、ＲＬＬ（１，Ｘ）であるときは
Ｐ＝（ｂ−ａ）*×Ｇ （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図８のステップ６８）。なお、このときは、極性が２クロック目で瞬時に変化するので、（２）式により小なる値Ｐが算出される。
【００４４】
連続する５クロック周期の５つのポイント情報の値Ｚが"０１０１０"でないときは、それら５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"、"１００１０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれかのパターンであるかどうか判別する（図８のステップ６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する５つの０ポイント情報のうち中央値がゼロクロス点を示しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのポイント情報の一方がゼロクロス点を示しているときである。
【００４５】
上記の４つのパターンのどれかであるとき、あるいはステップ６７でＲＬＬモードが（１，Ｘ）でないと判定されたときは、
Ｐ＝ｂ*×Ｇ （３）
なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７３）。この場合、信号波形は短期間、同じ極性を保っているので、（１）式及び（２）式の中間レベルの値Ｐが（３）式により算出される。
【００４６】
上記のステップ６５、６８及び７３のいずれかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるかどうか判別する（図８のステップ７４）。現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定レベルＱをＰの値とし（図８のステップ７５）、負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図８のステップ７６）。
【００４７】
なお、ステップ７２でポイント情報の値Ｚが"０１０００"でないと判定されたときは、最終仮判定レベルＱを"０"とする（図８のステップ７７）。例えば、連続する５つのポイントＺの中央値が"１"の場合などがこの場合に相当する。
【００４８】
以上の仮判別処理により得られた仮判定レベルＱは、図３の減算器５２に供給されて現在時刻の波形等化信号Ｄ３との差分をとられてエラー信号とされ、前述したように、Ｄ型フリップフロップ５３でラッチされた後出力端子５４及び図２のＩＮＶ２５を介して図２の乗算器・ＬＰＦ２２へ出力され、ここで乗算されてから高域周波数成分が除去され、トランスバーサルフィルタ２１にタップ係数として出力される。このようにして、図３の減算器５２から取り出されるエラー信号が０になるように、トランスバーサルフィルタ２１のタップ係数が可変制御されることにより、トランスバーサルフィルタ２１による波形等化を収束範囲を拡大させて好適に行うことができる。
【００４９】
次に、微分系における仮判別器５１による動作について、図９のフローチャート等と共に更に詳細に説明する。ここでは、簡単のため、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合について説明する。ここで、上記のポイント情報の値ＰＫが"１"であるときはピークを示しており、これは、図５（Ｃ）に示したＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」という値で表わされており、状態Ｓ１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発生する。
【００５０】
この場合、図５（Ｃ）中、ピークの極性は、サンプル点の極性で判別できる。しかも、あるピークから次のピークまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。
【００５１】
また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」以外の値、すなわちピークでないときは、上記のポイント情報の値ＰＫは"０"である。この状態遷移図から、ピーク（ＰＫ＝１）は２つ連続して取り出されることはなく、（２，Ｘ）の場合は、隣接するＰＫ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。
【００５２】
実際の信号では、ノイズ等の影響により、ピーク自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。
【００５３】
以上の点に着目し、仮判別器５１は、まず、端子４２、タップ遅延回路２３を介してビットクロックの周期毎に入力されるポイント情報の値ＰＫを識別し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"であるかどうか（図９のステップ６１）、上記の５つの値のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図９のステップ６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"かどうか（図９のステップ６３）、上記の５つの値のうちの最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどうかを判別する（図９のステップ６４）。
【００５４】
これらのパターンは、着目するポイント情報の値ＰＫの中央の値を"０"としたとき、前後両側のポイント情報の値ＰＫがいずれも"０"である場合であり、このときは信号波形０に張り付いている場合であるので、これら
のパターンのいずれかを満たすときは、
Ｑ＝０ （１）
なる式により、仮判別値Ｑを算出する（図９のステップ６５）。
【００５５】
上記のパターンのいずれでもないときは、連続する５クロック周期の５つのピークポイント情報の値ＰＫが"０１０１０"、"０１００１"、"１００１０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれかのパターンであるかどうか判別する（図９のステップ６６、６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する５つのピークポイント情報のうち中央値がピーク点を示しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのポイント情報のいずれかがピーク点を示しているときである。
【００５６】
上記の５つのパターンのどれかであるときは、
Ｐ＝ａ×Ｇ （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図９のステップ７３）。ただし、（２）式及び後述の（３）式中、Ｇは図７に示したゲイン、ａ、ｂはＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）におけるａとｂの値を示す。これらａ、ｂ及びＧの値は、端子４３を介して入力されるＰＲモード信号、端子４４を介して入力されるＲＬＬモード信号により求められる既知の値である。
【００５７】
なお、ステップ７２でポイント情報の値ＰＫが上記以外と判定されたときは、
Ｐ＝（ａ＋ｂ）×Ｇ （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図９のステップ７７）。例えば、連続する５つのピークＰＫの中央値が"１"の場合などがこの場合に相当する。
【００５８】
上記のステップ７３及び７７のいずれかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるかどうか判別する（図９のステップ７４）。現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定レベルＱをＰの値とし（図９のステップ７５）、負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図９のステップ７６）
【００５９】
以上の仮判別処理により得られた仮判定レベルＱは、図３の減算器５２に供給されて現在時刻の波形等化信号Ｄ３との差分をとられてエラー信号とされ、前述したように、Ｄ型フリップフロップ５３でラッチされた後出力端子５４及び図２のＩＮＶ２５を介して図２の乗算器・ＬＰＦ２２へ出力され、ここで乗算されてから高域周波数成分が除去され、トランスバーサルフィルタ２１にタップ係数として出力される。このようにして、図３の減算器５２から取り出されるエラー信号が０になるように、トランスバーサルフィルタ２１のタップ係数が可変制御されることにより、トランスバーサルフィルタ２１による波形等化を収束範囲を拡大させて好適に行うことができる。
【００６０】
次に、積分系の上記の仮判別処理による波形等化について、更に具体的に説明する。例えば、図１０（Ａ）に実線で示す波形の等化後再生信号が、トランスバーサルフィルタ２１から取り出されて仮判別回路２４に入力される場合、この仮判別回路２４にはリサンプリング・ＤＰＬＬ１９からは同図（Ａ）の波形の下部に示すような値Ｚの０ポイント情報も入力される。ここで、図１０（Ａ）において、○印は記録媒体に記録されたランレングス制限符号の本来のデータ点を示す。また、×印はトランスバーサルフィルタ２１によりパーシャルレスポンス等化するときの等化用のサンプル点を示し、これは本来のデータ点から１８０°ずれている（他の図１０（Ｂ）〜（Ｄ）、図１１、図１２も同様）。
【００６１】
図１０（Ａ）において、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚがオール"０"のときと"１００００"のときと"００００１"のときは前記（１）式に基づいて等化され（図８のステップ６１〜６３、６５）、図１０（Ｂ）に示すように、再生信号が本来と同様の波形で得られる。なお、上記の（１）式〜（３）式の演算結果による波形等化は、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚの３番目のタイミングで、波形等化信号Ｄ３の極性に応じて行われることは図８に示した通りである。
【００６２】
図１０（Ｃ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"１０００１"であるときの、トランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚの３番目のタイミングの、波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、このとき（１）式による波形等化が行われ（図８のステップ６４、６５、７４、７５）、図１０（Ｄ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６３】
図１１（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０１０"で、かつ、ＲＬＬ（１，Ｘ）であるときと、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０１０"のときの波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（２）式による正の値の波形等化が行われ（図８のステップ６６〜６８、７４、７５）、"０１００１"のときの波形等化信号Ｄ３の値は負であるから、（３）式による負の値の波形等化が行われ（図８のステップ６９、７３、７４、７６）、図１１（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６４】
図１２（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０００"であるときと、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０００１０"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０００"、"０００１０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図８のステップ７１、７３〜７５、又はステップ７２〜７５）、図１２（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６５】
更に、図１２（Ｃ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"であるときと、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"１００１０"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"、"１００１０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図８のステップ６９、７３〜７５、又はステップ７０、７３〜７５）、図１２（Ｄ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６６】
このように、この実施の形態では、０ポイント情報の値Ｚを参照し、状態遷移図から自と決定される値に等化するようにしたため、現在のサンプル点のレベルに依存しない（他の目標値に近くても影響されない）正確な波形等化ができる。また、異なるパーシャルレスポンス等化に対応でき、更に判定を誤る確率はスレッショルドが固定の従来装置に比べて少ないので、収束時間を短時間にできる。なお、本実施の形態は、ＲＬＬ（２，Ｘ）にも同様に適用できる。図６と共に説明したように、ＲＬＬ（１，Ｘ）と略同様の状態遷移が行われるからである。
【００６７】
次に、微分系の上記の仮判別処理による波形等化について、更に具体的に説明する。例えば、図１３（Ａ）に実線で示す波形の等化後再生信号が、トランスバーサルフィルタ２１から取り出されて仮判別回路２４に入力される場合、この仮判別回路２４にはリサンプリング・ＤＰＬＬ１９からは同図（Ａ）の波形の下部に示すような値ＰＫのピークポイント情報も入力される。ここで、図１３（Ａ）において、○印はトランスバーサルフィルタ２１によりパーシャルレスポンス等化するときの等化用のサンプル点を示している（他の図１３（Ｂ）、図１４、図１５も同様）。
【００６８】
図１３（Ａ）において、連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫがオール"０"のときと"１００００"のときと"００００１"のときは前記（１）式に基づいて等化され（図９のステップ６１〜６３、６５）、ＰＫが"０１０００"のときと"０００１０"のときは前記（２）式に基づいて等化され（図９のステップ７１〜７２、７３、７４、７５）、ＰＫが"００１００"のときは前記（３）式に基づいて等化され（図９のステップ７７、７４、７５）、図１３（Ｂ）に示すように、再生信号が本来と同様の波形で得られる。なお、上記の（１）式〜（３）式の演算結果による波形等化は、連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫの３番目のタイミングで、波形等化信号Ｄ３の極性に応じて行われることは図９に示した通りである。
【００６９】
図１４（Ａ）において、連続する５つのピークポイント情報の値 はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫが"１０００１"であるときの、トランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値ＰＫの３番目のタイミングの、波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、このとき（１）式による波形等化が行われ（図９のステップ６４、６５）、図１４（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００７０】
更に、図１５（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１９から取り出された連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫが"０１００１"であるときと、連続する５つの０ピークポイント情報の値ＰＫが"１００１０"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値ＰＫが"０１００１"、"１００１０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図９のステップ６９、７３〜７５、又はステップ７０、７３〜７４、７６）、図１５（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００７１】
このように、この実施の形態では、ピークポイント情報の値ＰＫを参照し、状態遷移図から自と決定される値に等化するようにしたため、現在のサンプル点のレベルに依存しない（他の目標値に近くても影響されない）正確な波形等化ができる。また、異なるパーシャルレスポンス等化に対応でき、更に判定を誤る確率はスレッショルドが固定の従来装置に比べて少ないので、収束時間を短時間にできる。なお、本実施の形態は、ＲＬＬ（１，Ｘ）にも同様に適用できる。図７と共に説明したように、ＲＬＬ（２，Ｘ）と略同様の状態遷移が行われるからである。
【００７２】
図１６はこの再生装置の復号回路の出力信号のアイパターンの一例を示す。同図において、縦軸は量子化レベル、横軸は時間を示す。図１６（Ａ）に示す例はＰＲモード信号の値が「６」、すなわちＰＲ（３，４，４，３）で、かつ、ＲＬＬ（２，Ｘ）の例で、２ａ＋２ｂ、ａ＋２ｂ、ａ＋ｂ、ａ及び０の値に短時間で収束していることが分かる。図１６（Ｂ）に示す例はＰＲモード信号の値が「１」、すなわちＰＲ（１，１）で、かつ、ＲＬＬ（２，Ｘ）の例であり、ａ＋２ｂ、ａ＋ｂ、ａの値に短時間で収束していることが分かる。
【００７３】
図１７はこの再生装置の微分系の入力信号に対する出力信号のアイパターンの一例を示す。同図において、縦軸は量子化レベル、横軸は時間を示す。図１６に示す例はＰＲモード信号の値が「２」、すなわちＰＲ（１，１，−１，−１）で、かつ、ＲＬＬ（２，Ｘ）の例で、ａ＋ｂ、ａ、０，−ａ、−（ａ＋ｂ）の値に短時間で収束していることが分かる。
【００７４】
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。図１８は本発明装置の要部の自動等化回路の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１８に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第２の実施の形態の自動等化回路２０ｂは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９ａからのリサンプリング・データに対してＰＲ等化特性を付与するトランスバーサルフィルタ２１と、このトランスバーサルフィルタ２１の係数をエラー信号に応じて可変する乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）２２と、タップ遅延回路２３と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号とタップ遅延回路２３からの遅延信号とに基づいて前記エラー信号を生成して乗算器・ＬＰＦ２２に供給する仮判別回路２４と、前記リサンプリングデータのピークを検出してピークポイント情報を出力するピーク検出器１００と、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９ａが出力する（前記ポイント情報ではなく）０ポイント情報と前記ピークポイント情報を受け、入力された前記特性モードによっていずれかを選択して、ポイント情報を出力し、タップ遅延回路２３に供給するポイント選択回路１０１からなる。
【００７５】
ピーク検出器１００は、例えば入力等化後再生信号の極性が反転したときに、近傍の２つのサンプル点のうち、より０に近い方をピークポイント情報としてポイント選択回路２３に供給する。これにより、この実施の形態も、図２の実施の形態と同様の動作を行う。
【００７６】
ところで、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９、１９ａは、その入力側にはＡＧＣ回路やＡＴＣ回路が設けられ、その出力側には自動等化回路２０（２０ａ、２０ｂ）が設けられているが、自分自身でループが完結しているために、確実な収束が期待でき、また外付けの回路も不要であるので構成が簡単であり、更に、ディジタル回路であるので信頼性が高いという利点を有する。しかし、本発明はこれに限らず、以下の実施の形態のようにリサンプリング・ＤＰＬＬを使用しない構成にも適用できる。
【００７７】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図１９は本発明装置の要部の自動等化回路の第３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１１に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第２の実施の形態の自動等化回路２０ｂは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９ａからのリサンプリング・データに対してＰＲ等化特性を付与するトランスバーサルフィルタ２１と、このトランスバーサルフィルタ２１の係数をエラー信号に応じて可変する乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）２２と、タップ遅延回路２３と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号とタップ遅延回路２３からの遅延信号とに基づいて前記エラー信号を生成して乗算器・ＬＰＦ２２に供給する仮判別回路２４と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号のゼロクロスポイントを検出して０ポイント情報をポイント選択回路１０３に供給するゼロ検出器２６と、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号のピークポイントを検出してピークポイント情報をポイント選択回路１０３に供給するピーク検出器１０２と、前記特性モードに応じて、前記０ポイント情報と前記ピークポイントのうちいずれかを選択し、ポイント情報としてタップ遅延回路２３に供給するポイント選択回路１０３からなる。前記特性モードは、前記仮判別回路２４にも入力されており、仮判別アルゴリズムを切り替えている。
【００７８】
ゼロ検出器２６は、例えば入力等化後再生信号の極性が反転したときに、近傍の２つのサンプル点のうち、より０に近い方を０ポイント情報としてポイント選択回路２３に供給する。これにより、この実施の形態も、図２の実施の形態と同様の動作を行う。
【００７９】
図２０は本発明装置の要部の自動等化回路の第４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２０に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第３の実施の形態の自動等化回路２０ｃは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からの信号ではなく、再生信号に対しＡ／Ｄ変換及び自動利得制御をし、更にＤＣ制御（ＡＴＣ制御）を施した信号を入力信号として受け、トランスバーサルフィルタ２１の等化後再生信号が入力されるゼロクロス検出・ピーク検出・位相比較器３１により、前記特性モード信号に応じて、０ポイント情報もしくはピークポイント情報に相当するポイント情報がタップ遅延回路２３に供給される点に特徴がある。
【００８０】
ピーク検出・位相比較器３１は、トランスバーサルフィルタ２１の等化後
再生信号をゼロクロス検出またはピーク検出し、その検出ゼロクロス点もしくは検出ピーク点の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３よりのビットクロックの位相とを位相比較して位相誤差信号を生成する。この位相誤差信号はループフィルタ３２を通して電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３に制御電圧として印加され、その出力システムクロック周波数を可変制御する。ＶＣＯ３３のシステムクロックは上記のビットクロックを含み、装置のクロックが必要な各ブロックに印加される。
【００８１】
ループフィルタ３２及びＶＣＯ３３はディジタルでもアナログでも構成可能であり、アナログの場合はＤ／Ａ変換を行うインターフェースが必要となる。この実施の形態も上記の各実施の形態と同様の特長を有する。
【００８２】
図２１は本発明装置の要部の自動等化回路の第５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２１に示すように、図１の自動等化回路２０に相当する第５の実施の形態の自動等化回路２０ｄは、リサンプリング・ＤＰＬＬ１９からの信号ではなく、必要に応じてプリイコライズされた再生信号に対しＡ／Ｄ変換器３４によりＡ／Ｄ変換されたディジタル信号をトランスバーサルフィルタ２１と共にゼロ検出器２７及びピーク検出器１０４に入力し、前記特性モード信号に応じて、前記ゼロ検出器２７から出力された０ポイント情報及び前記ピーク検出器１０４から出力されたピークポイント情報のうちいずれかを選択し、ポイント情報としてタップ遅延回路２３に供給する点に特徴がある。
【００８３】
Ａ／Ｄ変換器３４の入力再生信号は、位相比較器３５に供給されてピーク
点の位相と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３７からのビットクロックの位相とが位相比較されて位相誤差信号に変換された後、ループフィルタ３６を通して電圧制御発振器（ＶＣＯ）３７に制御電圧として印加され、その出力システムクロック周波数を可変制御する。ループフィルタ３６及びＶＣＯ３７はディジタルでもアナログでも構成可能であり、アナログの場合はＤ／Ａ変換を行うインターフェースが必要となる。ＶＣＯ３７のシステムクロックは上記のビットクロックを含み、装置のクロックが必要な各ブロックに印加される。遅延合わせは必要に応じて行う。
【００８４】
一方、ピーク検出器１０４は、例えば信号の傾き（微分）の極性が反転したときに、直前のタイミングをピークポイント情報としてタップ遅延回路２３に供給する。この実施の形態も上記の各実施の形態と同様の特長を有する。
【００８５】
なお、上記の実施の形態では、仮判別器５１は、図８及び図９のフローチャートと共に説明したように、端子４２、タップ遅延回路２３を介してビットクロックの周期毎に入力される、連続する５つのポイント情報の値ＺもしくはＰＫに基づいて仮判別結果を得ているが、連続する３つのピークポイント情報の値ＰＫに基づいて仮判別結果を得ることもできる。図２２及び図２３はこの場合のフローチャートを示す。ここでは動作説明は省略する。
【００８６】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えば仮判別回路２４はＰＲモード信号とＲＬＬモード信号の両方を可変としてエラー信号を生成するようにしたが、いずれか一方又は両方を固定してエラー信号を生成することもできる。
【００８７】
また、前記ＩＮＶ２５はトランスバーサルフィルタ２１の係数を更新する際に、ネガティブフィードバック（負帰還）にする目的で挿入しているものであり、その目的を達成する方法は他にも多く考えられ、代表的な方法は次の通りである。▲１▼ＩＮＶでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力それぞれを反転する。▲２▼ＩＮＶで乗算器・ＬＰＦ２２の出力を反転する。▲３▼トランスバーサルフイルタ２１内部のメイン信号の極性を変えてつじつまを合わせる。▲４▼ルーブ内各ブロックのうちのいずれかの中で極性反転を行う。このとき、図６、図１４に示したフローチャートで使用されているＤ３の極性及びそのエラー出力の極性について配慮されなければならないことは勿論である。
【００８８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、特性モードを切り替えることにより、回路規模を増大させることなく積分系と微分系の特性を有する信号の双方に対応することができ、現在のサンプル点のレベルに依存することなく、ピークサンプルを状態遷移から決定される収束目標値との誤差であるエラー信号を生成して出力し、このエラー信号に基づいてトランスバーサルフィルタのタップ係数を可変制御することで、パーシャルレスポンス波形等化特性から外れたエラー信号を最小にするような制御を行うようにしたため、異なるパーシャルレスポンス特性に対応できると共に、収束範囲を従来のタップ係数固定値の波形等化回路に比し収束範囲を拡大できる。
【００８９】
また、本発明によれば、従来のタップ係数固定値の波形等化回路に比べ判定を誤る確率が低いので、従来に比べて収束時間を短縮できる。更に、本発明によれば、最小反転間隔２と３のいずれのランレングス制限符号に対応でき、また、ディジタル回路で構成できるため、アナログ回路に比べて信頼性が高く、また回路規模も殆ど増大することのない構成にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明になる再生装置の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明装置の要部の自動等化回路の第１の実施の形態のブロック図である。
【図３】図２中のタップ遅延回路と仮判別回路の一実施の形態の回路図である。
【図４】積分系のパーシャルレスポンス特性の説明図である。
【図５】微分系のパーシャルレスポンス特性の説明図である。
【図６】ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を示す図である。
【図７】ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を示す図である。
【図８】図３中の仮判別器の積分系に対する一例の動作説明用フローチャートである。
【図９】図３中の仮判別器の微分系に対する一例の動作説明用フローチャートである。
【図１０】本発明による積分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その１）である。
【図１１】本発明による積分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その２）である。
【図１２】本発明による積分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その３）である。
【図１３】本発明による微分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その１）である。
【図１４】本発明による微分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その２）である。
【図１５】本発明による微分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その３）である。
【図１６】本発明による再生装置の復号回路の出力信号のアイパターンの一例を示す図である。
【図１７】本発明による再生装置の復号回路の出力信号のアイパターンの一例を示す図である。
【図１８】本発明装置の要部の自動等化回路の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１９】本発明装置の要部の自動等化回路の第３の実施の形態のブロック図である。
【図２０】本発明装置の要部の自動等化回路の第４の実施の形態のブロック図である。
【図２１】本発明装置の要部の自動等化回路の第４の実施の形態のブロック図である。
【図２２】図３中の仮判別器の積分系に対する他の例の動作説明用フローチャートである。
【図２３】図３中の仮判別器の微分系に対する他の例の動作説明用フローチャートである。
【図２４】従来の再生装置の一例のブロック図である。
【符号の説明】
１５ 光ディスク
１９ リサンプリング・ＤＰＬＬ
２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ、２０ｅ 自動等化回路
２１ 復号回路
２１ トランスバーサルフィルタ
２２ 乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
２３ タップ遅延回路
２３ａ タップ遅延回路の要部
２４ 仮判別回路
２６、２７、２８ ピーク検出器
３１ ピーク検出・位相比較器
３３、３７ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３５ 位相比較器
１００、１０２、１０４ ピーク検出器
１０１、１０３、１０５ ポイント選択回路

Claims (6)

1. 記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
   前記トランスバーサルフィルタに入力される波形等化後の再生信号からゼロクロスポイントか否かを示す０ポイント情報をビットクロックに同期して出力するゼロ検出手段と、
   前記トランスバーサルフィルタに入力される波形等化後の再生信号からピークか否かを示すピークポイント情報をビットクロックに同期して出力するピーク検出手段と、
   前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する選択手段と、
   前記選択手段より出力される前記ポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
   前記遅延回路からの複数の前記ポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、パーシャルレスポンス等化の種類と再生信号のランレングス制限符号の種類で定まる状態遷移と前記複数のポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
   前記仮判別回路の出力エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有し、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で示される特性への等化と、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）で示される特性への等化を両立することを特徴とする再生装置。
2. 前記ゼロ検出手段は、前記記録媒体から再生された前記ランレングス制限符号をＡ／Ｄ変換器によりシステムクロックでサンプリングして得たディジタル信号を入力信号として受け、所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成して前記トランスバーサルフィルタに供給すると共に、入力ディジタル信号のゼロクロスポイントか否かを検出して前記０ポイント情報を出力するリサンプリング・ＤＰＬＬにより構成されており、
   前記ピーク検出手段は、前記記録媒体から再生された前記ランレングス制限符号を前記Ａ／Ｄ変換器によりシステムクロックでサンプリングして得たディジタル信号を入力信号として受け、所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデータを生成して前記トランスバーサルフィルタに供給すると共に、入力ディジタル信号のピークポイントか否かを検出して前記ピークポイント情報を出力するリサンプリング・ＤＰＬＬにより構成されていることを特徴とする請求項１記載の再生装置。
3. 記録媒体に記録されているランレングス制限符号を再生した再生信号をトランスバーサルフィルタを用いてパーシャルレスポンス等化した後に復号する再生装置において、
   前記トランスバーサルフィルタから出力された波形等化後の再生信号からゼロクロスポイントか否かを示す０ポイント情報をビットクロックに同期して出力するゼロ検出手段と、
   前記トランスバーサルフィルタから出力された波形等化後の再生信号からピークか否かを示すピークポイント情報をビットクロックに同期して出力するピーク検出手段と、
   前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する選択手段と、
   前記検出手段より出力される前記ポイント情報を所定時間だけ遅延した少なくとも３つの遅延信号として出力する遅延回路と、
   前記遅延回路からの複数の前記ポイント情報と、前記トランスバーサルフィルタから出力される波形等化後の再生信号とを入力として受け、パーシャルレスポンス等化の種類と再生信号のランレングス制限符号の種類で定まる状態遷移と前記複数のポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と前記波形等化後の再生信号との差分値をエラー信号として出力する仮判別回路と、
   前記仮判別回路の出力エラー信号に基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有し、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で示される特性への等化と、ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）で示される特性への等化を両立することを特徴とする再生装置。
4. 復号する手段にはビタビ復号器を用いており、前記パーシャルレスポンス等化が切り替わるのに対応して、前記ビタビ復号器の処理を切り替えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の再生装置。
5. 同一の前記記録媒体内に存在する複数の信号の特性に対し、等化再生を両立することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の再生装置。
6. 前記再生信号の少なくとも一つは、光ディスク媒体からＴＰＰ法により再生した信号であることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の再生装置。

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