KR20010033023A - 디지털재생신호처리장치 - Google Patents

디지털재생신호처리장치 Download PDF

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Abstract

고주파 차단 특성의 디지털 레코딩 장치의 레코딩 매체로부터 신호를 읽어내는 디지털재생신호처리장치는 레코딩 매체(1)로부터 기록된 신호를 판독하는 판독헤드(2), 판독헤드(2)의 출력신호로부터 고주파 잡음을 제거하는 저역통과필터(3), 저역통과필터(3)로 여과된 아날로그 재생신호를 디지털 재생신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기(4), 신호의 주파수 응답이 재생신호를 읽기에 적합한 주파수 특성을 갖는 부분응답으로 균등화되도록 적응 균등화계수를 결정하는 적응 균등화계수 설정장치와 부분응답 시간 판정장치(7), FIR 필터(5)에서 판정을 위한 데이터로 나온 부분응답 균등화 데이터를 디코딩하는 비터비복호기(8)로 구성되어 제공된다. 따라서, 디지털 재생신호처리장치는 회로장치가 간단해지고 판독성능이 향상될 것이다.

Description

디지털재생신호처리장치{DIGITAL REPRODUCED SIGNAL PROCESSING APPARATUS}
최근 거의 반영구적으로 레코드를 저장할 수 있는 콤팩트디스크(이하 CD)와 디지털 다목적 디스크(이하 DVD)를 포함하는 디지털 레코딩 매체에 관심이 집중되어 왔다.
CD와 DVD에 기록된 신호를 재생시키는 데에는, 회로의 크기가 비교적 간단하고 작아 적은 비용으로 제작할 수 있어, 다양한 아날로그 재생신호 처리장치가 일반적으로 사용된다.
종래의 제1예로서, 도 7을 참조해 아날로그 DVD 재생신호처리장치를 설명한다.
도 7은 종래의 아날로그재생신호처리장치(Z)의 구성을 도시한 블록도(2)로, 아래 설명과 같이 재생신호가 흐르게 된다.
도 7에 도시한 것과 같이, 레코딩 매체(101)에서 판독헤드(102)로 판독한 아날로그 재생신호는 아날로그 필터(103)에 공급된다. 필터(103)는 그 신호에서 고주파 잡음성분을 제거하고 특정 주파수 범위의 신호를 강조하여 지터를 최소화한다.
그런 다음, 필터(103)에 의해 여과된 신호는 DC레벨제어회로(104)와 레벨비교기(105)로 전송된다.
DC레벨제어회로(104)는 여과된 아날로그 재생신호의 DC성분을 추출하고 이것을 비교기(105)에 넣어 슬라이스 레벨을 결정하는데 사용되도록 한다.
비교기(105)는 여과된 아날로그 재생신호가 슬라이스 레벨보다 더 큰지 적은지를 판단하여 그것의 이진판정을 이진데이터로 출력한다.
상기 이진데이터는 위상비교기(106)에 입력되어 전압제어발진기(108)에서 전달된 클럭신호와 위상이 비교된다. 위상 비교에서 발생한 위상에러신호는 루프필터(107)를 경유하여 전압제어발진기(108)로 전송되어 클럭신호의 발진을 제어하는데 사용된다.
아날로그재생신호처리장치(Z)에서 신호처리의 절차가 상기 설명과 같이 수행되는데 반해, CD나 DVD 레코드에서 읽은 재생신호는 적정하지만 만족스럽지 못한 레벨을 갖는다. 그러므로 더 높은 레벨의 신호를 처리하기 위한 개선된 재생신호처리장치를 개발하는 것이 바람직하다.
DVD 시스템은 부호어의 최소 부호길이가 3T인 "8 내지 14 변조"(이하 EFM) 부호나 EFM-플러스 부호에 바탕을 둔 신호를 사용한다. DVD 시스템의 광학부에서 주파수응답은 도 6에 도시된 바와 같다.
일반적으로, DVD 레코드는 고밀도이고 그 재생신호의 채널율이나 재생율은 도 6에 도시된 광학 시스템의 주파수응답에서보다 더 높은 주파수대에 설정된다. 광학 시스템의 주파수응답으로, 부호어의 어떠한 1T 신호라도 두드러지게 감쇄되는 레벨에서 재생될 수 있다. 좀더 명확하게, 예를 들어 FEM의 최소 부호길이를 3T로 설정하면, 최소 피트 길이가 3T인 것을 식별할 수 있다. 만일 길이가 1T인 피트가 재생율의 부호길이에 포함된다면, 그 신호의 크기가 너무 작아 식별되거나 발견될 수 없다. 즉, 1T 신호성분은 거의 재생레벨로 감쇄된다.
그러므로 DVD 시스템의 재생부의 S/N비(신호 대 잡음비)가 상당히 높다고 한다. 이러한 높은 S/N비와 최소 부호 길이로 제한된 EFM 신호를 사용하여, DVD 시스템은 고밀도 레코딩 성능을 제공한다.
자기디스크 시스템에 대해, 레코딩 밀도를 증가시키기 위해 "부분응답 최대 가능성"(이하 PRML)이라 불리는 유일한 재생신호처리방식이 사용되어 왔다.
PRML방식은 통신기술체계의 부분응답기술과 부호기술체계의 최대 가능성 복호 기술의 조합이다. 그러므로 PRML 재생신호의 부분응답과 매치 되는 주파수응답의 최적형의 부분응답을 선택할 필요가 있다.
예를 들어, 자기디스크의 재생신호는 도 8에 도시된 자기 레코딩 특성처럼 대역통과특성을 갖는다. 대역통과특성을 나타내는 자기 레코딩의 재생신호의 부분응답과 매치 되는 주파수응답의 부분응답은 (1, 0, -1)로 특성화된다. 도 8에 도시된 것처럼, 자기 레코딩의 재생신호의 주파수응답은 부분응답 (1, 0, -1)의 주파수응답과 매우 유사하고 고주파 대역을 강조하지 않고도 쉽게 균등해진다. 특히, 부분응답의 주파수 특성은 부호어와 밀접한 관련이 있다.
DVD 신호에 PRML방식을 적용하는 것은 PRML방식의 이점의 도움으로 DVD 매체상의 레코딩 밀도를 증가시키기 위해 시도되어 왔다. 그러므로 PRML방식으로 DVD 신호를 처리하기 위해 더 고성능으로 신호를 판독하는 개선된 디지털재생신호처리장치를 개발하는 것이 바람직하다.
도 9는 제2의 종래 기술로서, PRML방식의 신호가 기록된 자기광학디스크를 위한 디지털재생신호처리장치의 구성을 도시한 블록도이다. 신호처리장치(Y)에서의 재생신호 처리절차를 아래에 설명한다.
도 9에 도시한 것처럼, 판독헤드(202)가 읽은 아날로그 재생신호는 아날로그필터(203)에 인가되어 그 신호의 고주파 잡음은 차단되고 특정 대역의 신호성분이 부분응답 (1, 1)의 주파수 특성에 가깝도록 제어된다. 그런 다음 여과된 아날로그/디지털 변환기(209)로 전송된다.
DC레벨제어회로(204)는 아날로그 재생신호에서 DC성분을 추출하여 그것을 레벨비교기(205)로 전송해 슬라이스 레벨로 사용한다. 비교기(205)는 여과된 아날로그 재생신호와 슬라이스 레벨을 비교하여 그 비교신호를 위상비교기(206)로 보낸다.
위상비교기(206)는 비교신호와 전압제어발진기(208)로부터 공급된 클럭신호를 비교하여 그 위상에러신호를 루프필터(207)를 경유하여 전압제어발진기(208)로 전송한다. 또한 클럭신호는 아날로그/디지털 변환기(209)와 비터비복호기(210)에 인가된다.
여과된 아날로그 재생신호는 아날로그/디지털 변환기(209)에 의해 디지털신호로 변환되고 나서 부분응답 (1, 1) 형태의 비터비복호기(210)로 보내져 이진데이터로 변환된다.
도 10은 자기광학디스크로부터 재생된 신호의 주파수응답과 부분응답(1, 1)을 도시한 주파수응답도이다. 상기 도면에 나타난 것처럼, 두 특성곡선은 형태가 비슷하며 균등화로 고주파 대역을 강조하지 않아도 주파수특성이 좋다는 것을 나타낸다.
자기광학디스크가 PRML신호를 갖는 디지털재생신호처리장치(Y)는 제1의 종래 기술의 아날로그재생신호처리장치(Z)보다 더 높은 충실도로 그들의 레코딩 매체로부터 신호가 재생되게 한다.
그러나, 부분응답 (1, 1)을 사용하는 디지털재생신호처리장치(Y)는 여전히 DVD나 CD 시스템에 거의 호환될 수 없는 몇 가지 단점을 갖고 있다.
앞서 설명한 것처럼, DVD나 CD 시스템은 일반적으로 최소 부호길이가 3T인 EFM 코드나 EFM-플러스 코드를 사용한다. 그러나 EFM이나 EFM-플러스 코드는 고주파 대역에서 더 적은 정보를 갖고 있다. 따라서, DVD나 CD 시스템에서의 레코딩 비트율이 비교적 높게 설정되는데 반해, 재생신호의 주파수응답은 고주파 대역에서 두드러지게 감쇄된 레벨을 나타낸다. 이것은 DVD나 CD 시스템의 EFM이나 EFM-플러스 코드의 재생신호에 주파수응답의 부분응답 (1, 1)을 사용한 디지털신호처리에서 강조된 고주파 잡음을 발생시키므로, 높은 충실도로 재생신호를 판독하는 것이 억제된다.
부분응답의 차수가 증가하는 것은 주파수응답에서 고주파 대역을 강조하는 효과를 떨어뜨리기 때문에, 디지털재생신호처리장치에서 고주파 잡음이 강조되는 문제가 없어지도록 더 높은 차수의 부분응답이 사용된다. 그런, 부분응답의 차수가 높아질수록 장치의 회로구성이 더 복잡해질 것이다.
도 2는 부분응답뿐 아니라 DVD 재생신호의 주파수응답도 도시한다. 도 2에 도시된 것처럼, 수직축은 출력이득을 나타내고 수평축은 정규화된 주파수를 나타낸다. 광학 주파수응답에서 저주파 대역에서 신호가 출력되고 정규화된 주파수의 증가에 의해 출력이 떨어진다는 것이 명백하다; 0.3 이상의 주파수에서 출력이 거의 나타나지 않는다. 부분응답 (1, 1), (1, 2, 1), (1, 3, 3, 1)의 세 곡선은 다음 방정식 (1), (2), (3)에 의해 각각 표현된다. 1+D는 현재 신호와 1T만큼 지연된 신호의 합을 나타낸다.
1+D = 1+exp(-jw) ···(1)
(1+D)2= (1+exp(-jw))2···(2)
(1+D)3= (1+exp(-jw))3···(3)
이제 NRZ(non-return to zero) 코드를 기초로 판정레벨을 고려한다. NRZ 코드에 사용되는 판정레벨이 2(2-레벨로 표현됨)인데 반해, 부분응답 (1, 1)에는 3(3-레벨), 부분응답 (1, 2, 1)에는 5(5-레벨), 부분응답 (1, 3, 3, 1)에는 9(9-레벨)이다. 예를 들면, 부분응답 (1, 1)에 "011111000" 신호가 주어질 때, 이것은 1+D의 방정식 (1)에 따라 1T로 지연된 신호가 더해지므로 "x12222100x"로 표현되고, 여기서 x는 선행값과 다음값에 따라 0 또는 1이 된다. 그러므로 합은 세 숫자 "0", "1", "2"에 의해 표현되고 판정레벨의 수는 3이 된다. 만일 판정레벨의 수가 5나 9처럼 더 높은 수로 증가한다면, 판정을 어려워진다. 또한, 비터비복호기의 비터비 회로 장치는 판정레벨의 제곱에 비례해 증가된다.
종래의 디지털재생신호처리장치에서 부분응답 (1, 3, 3, 1)이 상기 문제를 제거하는데 사용된다 하더라도, 고주파 대역에서 강조가 감소하여 판정이 훨씬 더 어려워지고 비터비 회로의 전체적인 장치가 거대해질 것이다. 또한, DVD 재생신호의 주파수응답은 부분응답(1, 3, 3, 1)과 크게 달라 그 둘은 거의 동일해지지 않는다. 그러므로 부분응답(1, 3, 3, 1)을 사용하는 것은 바람직하지 않다.
앞서 언급한 문제 때문에, 다양한 아날로그재생신호처리장치들이 DVD 신호의 재생에 마지못해 이용되어 왔다.
본 발명은 디지털재생신호처리장치, 특히 최소 부호길이가 각각 광범위한 부호어에 바탕을 둔 디지털 레코드를 재생하는 재생 시스템으로 규정된, 디지털 재생신호처리회로용에 적합한 부분응답을 사용하는 디지털재생신호처리장치에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 디지털재생신호처리장치의 도식도이다.
도 2는 고차 부분응답의 주파수 특성과 DVD 재생신호의 주파수 특성을 도시한 특성 도표이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 사용된 FIR 필터의 도식도이다.
도 4는 부분응답의 다른 형태들을 도시한 도식적인 아이패턴(eye pattern)이다.
도 5는 부분응답 (3, 4, 4, 3) 형태의 비터비복호기의 도식도이다.
도 6은 DVD 시스템의 광학부에서의 주파수 응답을 도시한 도표이다.
도 7은 DVD 시스템에 대한 종래의 아날로그 재생신호처리장치의 도식도이다.
도 8은 자기디스크로부터의 자기 레코드 재생신호의 주파수 응답을 도시한 도표이다.
도 9는 자기 광학 디스크로부터의 PRML 재생신호를 처리하는 재생신호처리장치의 도식도이다.
도 10은 부분응답 (1, 1)의 주파수 특성과 자기 광학 디스크로부터의 재생신호의 주파수 응답을 도시한 도표이다.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호 설명〉
1 : 레코딩 매체 2 : 판독헤드
3 : 저역통과필터 4 : 아날로그/디지털 변환기
5 : FIR 필터 6 : 적응 균등화계수 설정장치
7 : 부분응답 시간 판정장치 8 : 비터비복호기
9 : 위상비교기 10 : 루프필터
11 : 디지털/아날로그 변환기 12 : 전압제어발진기
13 : 지연소자 14 : 승산기
15 : 가산기 16 : 브랜치 미터 계산기
17 : 경로 미터 계산기 18 : 경로 메모리
19 : 제어신호발생기
상기 문제를 해결하기 위해 최소 부호길이가 2T 이상인 부호어를 기반으로 한 고주파 차단 형태의 신호를 포착하는데 적합한 주파수 특성을 갖는 부분응답을 사용하여 단순한 회로구성을 갖는 디지털재생신호처리장치를 제공하는 것이 본 발명의 과제이다. 본 발명에 따르면, 유한 임펄스응답(이하 FIR) 필터를 사용한 디지털 재생신호의 균등화는 타깃 특성으로 (a, b, b, a) 형태의 부분응답을 사용하고 FIR필터는 두 개의 지연소자가 하나의 승산기에 접속되도록 지연소자 배열을 구성하므로, 전체 회로 장치가 현저히 감소될 수 있다. 특히, (3, 4, 4, 3) 형태의 부분응답은 DVD 신호의 주파수 응답의 균등화를 쉽게 하는데 사용된다.
본 발명의 실시에 대한 첫 번째 방식으로써, 고주파 차단 형태의 디지털 레코딩 장치의 레코딩 매체로부터 신호를 판독하는 디지털 재생신호처리장치는 기록된 신호를 판독해 그것을 아날로그 재생신호로써 내보내는 판독헤드와 아날로그 재생신호로부터 고주파 잡음을 제공하는 저역통과필터, 저역통과필터에 의해 여과된 아날로그 재생신호를 디지털 재생신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기, 적응균등화계수를 사용하여 디지털 재생신호를 여과하는 FIR 필터, 디지털 재생신호의 임펄스응답을 (a, b, b, a)로 정의된 부분응답의 임펄스 특성으로 균등화하여, FIR 필터에 의해 여과된 디지털 재생신호를 균등화된 디지털 재생신호로써 내보내기 위한 적응균등화계수를 결정하는 적응균등화계수 설정장치, 디지털 재생신호나 균등화된 디지털 재생신호의 위상에러신호를 검출하는 위상비교기, 시간적 데이터 판정신호를 만들어 적응균등화계수 설정장치와 위상비교기로 보낼 때 FIR 필터의 출력신호에 반응하는 부분응답 시간 판정장치, FIR 필터에서 나온 균등화된 디지털 재생신호를 판정을 위한 데이터로 디코딩하는 비터비복호기, 위상비교기에 의해 검출된 위상에러신호를 여과하는 루프필터, 여과된 위상에러신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환기, 클럭신호를 발생시켜 비터비복호기에 공급하는 발진을 위해 디지털/아날로그 변환기의 출력신호에 의해 제어되는 전압제어발진기로 구성된다. 그러므로 첫 번째 방식의 디지털 재생신호처리장치는 부분응답 재생을 수행할 수 있고, 다른 종래의 아날로그 재생장치와 비교할 때 판독동작이 개선되며, 회로장치의 크기를 줄이는 장점이 있다.
본 발명의 실시에 대한 제2방식으로써, 제1방식의 디지털재생신호처리장치는 FIR 필터가, 각각이 1T만큼 입력신호를 지연시키는 것으로 일렬로 서로 접속된 일련의 지연소자를 갖는 지연소자어레이와, 입력신호 또는 지연소자어레이의 적어도 둘 이상 연속한 지연소자 다음에 위치한 지연소자어레이의 노드로부터 나온 지연신호에 균등화계수를 곱하도록 각각이 구성된 복수의 승산기, 승산기의 출력신호들을 합하는 가산기로 구성되도록 수정된다.
본 발명의 실시에 대한 제3의 방식으로써, 제1방식의 디지털재생신호처리장치는 적응균등화계수 설정장치가 균등화에 대한 타깃이 (a, b, b, a) 형태의 임펄스 응답 또는 부분응답으로 제공되고, (a, b, b, a)에서 a와 b값을 변경하는 적응 균등화계수를 알맞은 때에 갱신하도록 배치되어 부분응답 시간 판정으로부터의 시간 데이터 판정신호와 균등화된 디지털 재생신호의 차의 제곱 평균이 최소가 되어 부분응답의 운하는 특성을 얻을 수 있도록 수정된다.
본 발명의 실시에 대한 제4의 방식으로써, 제1방식의 디지털재생신호처리장치는 부분응답 시간 판정장치가 더 낮은 차수의 부분응답 또는 2-레벨 검출의 레벨 판정에 의해 결정된 데이터를 적응 균등화에 사용하는 부분응답에 대한 판정레벨로 변환하는 기능과 영교차(zero-crossing) 범위를 임의로 확인하는 기능을 갖도록 수정된다.
본 발명의 실시에 대한 제5의 방식으로써, 제1방식의 디지털재생신호처리장치는 비터비복호기가 부분응답 (a, b, b, a)에 관해 비터비 판정레벨을 변화시키는 기능을 갖는 브랜치 미터 계산기와, 브랜치 미터 계산기의 출력신호를 축적하는 제어신호발생기로부터 공급된 선택신호에 반응하는 경로 미터 계산기와, 경로 미터 계산기의 출력신호와 브랜치 미터 계산기의 출력신호를 비교하여 선택된 가장 높은 확률의 경로를 나타내는 선택신호를 발생시키는 제어신호발생기와, 적응 균등화계수 설정이 (a, b, b, a) 형태의 부분응답과 호환되도록 상태 메모리를 갖는 경로 메모리로 구성되도록 수정된다.
본 발명의 실시에 대한 제6의 방식으로써, 제1방식의 디지털재생신호처리장치는 적응 균등화계수 설정장치의 균등화계수 갱신주기가 nT(n=1, 2, 3, ···) 간격으로 배치되도록 수정된다.
본 발명의 실시에 대한 제7의 방식으로써, 제1방식의 디지털재생신호처리장치는 비터비복호기가 부호 길이로 제한된 경로가 제거되고 비터비 판정레벨이 부분응답 (a, b, b, a)의 a와 b값을 변경함으로써 마음대로 수정될 수 있도록 배치되도록 수정된다.
본 발명의 실시에 대한 제8의 방식으로써, 제1 또는 제3 또는 제5 또는 제7방식의 디지털재생신호처리장치의 부분응답 (a, b, b, a)가 (3, 4, 4, 3)이 되도록 수정된다.
본 발명의 실시에 대한 제9의 방식으로써, 제1방식의 디지털재생신호처리장치는 고주파 차단 형태의 디지털 레코딩 장치의 레코딩 매체로부터 판독헤드로 신호를 판독하여, 저역통과필터를 사용해 그 신호의 고주파 잡음이 제거되고, 그 신호를 아날로그/디지털 변환기로 디지털 재생신호로 변환시키는 제1단계와, 제1단계에서 발생한 디지털 재생신호를 균등화된 디지털 재생신호가 되도록 적응 균등화계수에 의해 제어되는 FIR 필터를 사용해 여과하는 제2단계와, 적응 균등화계수를 결정하는 (a, b, b, a)로 특성화된 부분응답의 임펄스 특성으로 디지털 재생신호의 임펄스 응답을 균등화하여 균등화된 디지털 재생신호가 FIR 필터로부터 출력신호로써 내보내지는 제3단계화, FIR 필터에서 나온 균등화된 디지털 재생신호를 판정을 위한 데이터로 디코딩하는 제4단계로 구성되도록 제공된다. 그러므로 이 신호처리 방식은 종래의 아날로그 재생신호처리방식과 비교해 판독능력이 향상되고 회로장치가 현저히 감소된 향상된 디지털 재생신호처리장치를 구현하는데 최적이다.
본 발명의 실시에 대한 제10의 방식으로써, 제9방식의 디지털 재생신호처리방식은 제3단계가 FIR 필터로부터 균등화된 디지털 재생신호를 출력신호로써 내보내도록 적응 균등화계수를 결정하기 위해 (3, 4, 4, 3)으로 특성화된 부분응답의 임펄스 특성으로 제2단계에서 발생한 디지털 재생신호의 임펄스 응답을 균등화하도록 특징지어지고, 제4단계는 균등화된 재생신호를 부분응답 (3, 4, 4, 3)에 따라서 판정을 위한 데이터로 디코딩하게 특징지어지도록 수정된다.
본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조해 설명한다. 도 1은 본 발명의 제1의 실시예를 도시한 디지털재생신호처리장치(X)의 도식도이다. 재생신호처리장치에서 신호의 흐름은 아래에 설명된 바와 같다. 레코딩 매체(1)에 기록된 신호가 최소 부호길이가 2T 이상으로 한정된 부호어를 포함한다고 가정한다.
도 1에 도시한 것처럼, 판독헤드(2)에 의해 레코딩 매체로부터 판독된 아날로그 재생신호는 저역통과필터(3)로 들어가 고주파 잡음이 제거되고 나머지는 여과된 재생신호로써 내보내진다. 여과된 재생신호는 아날로그/디지털 변환기(4)로 들어가 디지털 재생신호로 변환된다.
디지털 재생신호는 FIR 필터(5)와 위상비교기(9)로 전송된다. FIR 필터(5)에서 나온 디지털 재생신호는 적응 균등화계수 설정장치(6)와 부분응답 시간 판정장치(7), 비터비복호기(8), 위상비교기(9)로 입력된다.
시간 판정장치(7)의 출력신호는 적응 균등화계수 설정장치(6)와 위상비교기 (9)에 입력된다. 설정장치(6)로부터 나온 균등화계수 신호는 FIR 필터(5)로 다시 들어간다.
위상비교기(9)는 시간 판정장치(7)의 출력신호를 FIR 필터(5)의 입력신호나 출력신호와 위상을 비교하여 위상에러신호를 발생시킨다. 위상에러신호는 루프필터 (10)에 입력되고 그 출력은 디지털/아날로그 변환기(11)로 전송된다.
디지털/아날로그 변환기(11)에서 발생된 아날로그 재생신호는 전압제어발진기(12)에 입력되어 입력재생신호에 반응해 클럭신호를 내보낸다.
이제 재생신호처리장치의 성분을 관련 도면을 참조해 좀더 상세히 설명한다.
FIR 필터(5)는 적응 균등화계수 설정장치(6)에 의해 결정된 균등화계수를 사용하여 아날로그/디지털 변환기(4)에 의해 발생한 디지털 재생신호를 여과하도록 제공되며, 도 3에 도시된 바와 같이, 지연소자(13a, 13b, ···) 그룹과 승산기 (14a, 14b, ···) 그룹과 하나의 가산기(15)로 구성된다. 지연소자(13)는 각각 1T(한 클럭주기)만큼 지연된 클럭신호에 의해 트리거 되는 데이터 플립-플롭이다.
종래의 FIR 필터는 출력이 승산기(14)에 접속된 각 지연소자(13)를 갖고 있는데 반해, 이 실시예에서 승산기(14b)는 두 지연소자의 출력, 예를 들어 13a와 13b의 출력에 접속된다. 재생신호의 주파수 응답에 관한 임펄스 응답은 고주파 차단 형태의 고밀도 레코딩 장치에서 상대적으로 시간이 확대되기 때문에, FIR 필터 (5)는 FIR 필터(5) 앞에 제공된 저역통과필터(3)에서 그룹 지연을 보정할 수 있도록 가능한 한 길게 시간 크기를 증가시키도록 설계된다.
광범위한 시간 크기를 갖는 FIR 필터(5)의 회로소자 장치는 각 지연소자가 하나의 승산기에 수반된다면 규모가 증가한다. 레코딩 매체(1)에 기록된 신호는 최소 부호길이가 2T 이상으로 제공되어 1T보다 작은 주파수 성분을 갖게 된다. 또한, 재생신호가 고주파 차단 형태일 때, 그 주파수응답은 여과동작에 어떠한 효과도 주지 않는다. 좀 더 자세히 말하면, 하나의 승산기에 두 개의 지연소자를 접속하는 것은 고주파 범위에서 FIR 필터(5)의 여과동작을 더 많이 혹은 더 적게 제한할 수 있다. 그러나 고주파 범위에 있는 재생신호 성분은 에러율에 어떠한 동작도 발생시키지 않는다. 그러므로 하나의 승산기에 두 개의 지연소자를 접속하는 것은 여과동작에 거의 영향을 미치지 않는다.
위에 설명한대로, 제1의 실시예는 하나의 승산기에 두 개의 지연소자를 접속하므로 전체적인 회로소자 장치가 반으로 줄어든다. 승산기는 FIR 필터(5) 성분중 지연소자와 가산기에 비해 크기 때문에, 그들의 수를 줄이는 것은 FIR 필터회로장치의 크기를 최소화하는데 크게 기여한다. 또한, 적응 균등화계수 설정장치(6)는 가산기(14a, 14b, ···)에서 가산계수를 설정하는 회로이며 가산기를 줄이는 것은 적응 균등화계수 설정장치(6)의 회로장치를 반으로 감소시키는 것이므로, 장치의 전체적인 회로장치 또한 감소시킬 수 있다.
적응 균등화계수 설정장치(6)는 FIR 필터(5)에 의해 여과된 디지털 재생신호의 임펄스 응답을 (a, b, b, a)(이하 부분응답(a, b, b, a))로 특성화된 부분응답과 동일하게 만드는데 사용되는 최적의 적응 균등화계수를 결정하도록 제공되어 균등화된 디지털 재생신호를 갖는다. FIR 필터(5)의 균등화 모델은 부분응답 (a, b, b, a)이다.
이제 적응 균등화계수 설정장치(6)에 의해 결정된 부분응답 (a, b, b, a)의 사용을 설명한다.
표 1
표 1은 부분응답의 주파수 특성에 대한 판정레벨의 설정을 도시한다. 표 1에 도시한 것처럼, 부분응답 (1, 2, 1)에 대한 판정레벨의 수는 최소 부호길이가 1T인 경우는 5이고 3T인 경우는 4이다. 유사하게, 부분응답 (1, 3, 3, 1)에 대한 판정레벨의 수는 7에서 5로 감소되고 부분응답 (3, 4, 4, 3)에 대해서는 9에서 5로 감소한다.
부분응답 (a, b, b, a)가 부분응답 (1, 2, 1)에 비해 최소 부호 길이 1T에서보다 3T에서 판정레벨의 수를 더 감소시킨다는 것이 분명하다. 또한, 회로장치를 고려하여, 부분응답 (a, b, b, a)에서는 두 값 a와 b에 관계없이 최소 부호 길이가 2T인 경우 판정레벨의 수는 7이고 3T인 경우엔 5이므로 다른 형태의 부분응답에도 동일한 회로장치가 사용될 수 있다.
위에서 언급한 장점과 관련해서, 상기 실시예는 (a, b, b, a) 형태의 부분응답을 사용한다. (1, 2, 2, 1)과 (3, 4, 4, 3) 두 형태의 부분응답은 전송이득이 0인 지점이 아날로그/디지털 변환 주파수 또는 나이퀴스트 주파수 1/2T 보다 더 낮은 주파수 상에 존재하고 이득이 그 지점 뒤에서 다시 증가하는 특징을 갖는다. 부분응답 (3, 4, 4, 3)의 주파수 특성을 DVD 매체 상에 광학적으로 기록된 신호의 주파수 특성과 거의 비슷하다. 도 2로부터 명백하게, 부분응답 (3, 4, 4, 3)의 주파수 특성은 DVD 재생신호의 주파수 응답과 더 낮은 주파수 범위에서 매우 비슷하다. 그러나, 전환점은 다른 형태의 부분응답에서보다 많이 저주파 쪽으로 이동되고 강조 효과를 일으켜 다른 형태의 부분응답에 비해 주파수 특성이 두드러지게 된다.
본 실시예에서 균등기로 작동하는 FIR 필터(5)는 도 3에 도시된 것처럼 출력의 곱이 2T 간격으로 내보내지도록 설계된 구조를 가지며 고주파 범위 강조로 인한 주파수 응답의 하락이 거의 일어나지 않는다.
부분응답 (a, b, b, a)의 (3, 4, 4, 3) 형태의 사용 외에 또, 본 실시예의 이점은 DVD 신호의 주파수 응답과 부분응답의 주파수 특성간의 균등화가 아이패턴에서 보아 쉽게 행해질 수 있다는 것이다.
도 4a 내지 4e는 부분응답의 다른 형태를 도시한 도식적인 아이패턴도이다. 도 4c에 도시한 부분응답 (1, 3, 3, 1)에 대해서, 상단 끝과 하단 끝 각각 두 레벨간 거리는 작고 아이패턴의 두 레벨은 거의 분리되지 않으므로, (1, 3, 3, 1)로 균등화하는 것이 어려울 것이다. 도 4d에 도시된 부분응답 (1, 2, 2, 1)은 도 4c에 도시한 아이패턴에서보다 더 넓은 간격을 가진 두 레벨을 갖는다. 도 4e에 도시한 부분응답 (3, 4, 4, 3)의 아이패턴은 두 레벨이 훨씬 더 넓은 간격을 두었기 때문에 DVD 신호의 주파수 응답으로 쉽게 균등화할 수 있다는 것을 나타낸다. 그러므로 본 실시예에서는 부분응답 (3, 4, 4, 3)을 사용하는 것이 더 좋다.
이제 도 1에 도시한 본 발명의 실시예에서 적응 균등화계수 설정장치(6)의 기능과 결정된 적응 균등화계수에 대해 간략히 설명할 것이다.
적응 균등화계수 설정장치(6)는 최소 평균 제곱의 알고리즘(이하 LMS)을 사용하여 적응 균등화계수를 계산하는 시간 판정레벨을 필요로 한다. LMS는 원하는 응답과 전송선 응답 사이의 제곱에러를 최소화하는 피드백 기능을 제공한다. 원하는 응답은 적응균등화계수 설정장치(6)의 시간 판정레벨로 표현된다. 또한, 전송선 응답은 FIR 필터(5)로부터 수신되어 부분응답의 주파수 특성으로 균등화된 디지털 재생신호이다. 설정장치(6)는 시간 판정레벨과 균등화된 디지털 재생신호의 차이를 균등화에러신호로 간주한다. 보다 자세히, 적응 균등화계수 설정장치(6)는 FIR 필터(5)의 균등화계수를 갱신하기 위해 균등화에러 신호의 제곱을 최소화하는 적응 균등화를 수행한다. 균등화계수 설정을 위한 LMS 방정식은 아래 (4)로 나타낸다.
P(n(t+1)) = P(nt) + (Ak X E(nt) X X(nt)) ···(4)
(여기서 t=0, 1, 2, ···)
또한 P(nt)는 현재 계수, P(n(t+1))은 갱신된 계수, Ak는 탭이득, E(nt)는 균등화에러, X(nt)는 FIR 입력신호로 나타낸다.
방정식 (4)에서 n=1이라고 가정하면, 적응 균등화계수 설정장치(6)는 각각의 비율로 피드백 동작을 수행한다. n=2일 때, 설정장치(6)는 한 클럭을 건너뛰게 한다. 설정장치(6)에서, n의 선택은 균등화계수 갱신 주기를 nT 간격으로 짧아지게 한다.
시간 판정 레벨이 잘못된 경우, 시간 판정 레벨과 전송선 응답간의 차이를 나타내는 균등화에러신호 또는 균등화 디지털 재생신호는 부정확해진다. 균등화에러신호가 부정확한 경우, LMS 계산을 오류가 발생한다. 따라서, 적응 균등화계수 설정장치(6)에 의한 적응 균등화계수의 결정은 불가능하다. 좀더 명확하게, 시간 판정 레벨을 잘못 처리할 확률은 잘못된 균등화 에러신호를 발생시켜 LMS 계산이 잘못된다.
도 1에 도시한 비터비복호기(8)의 출력신호는 시간 판정 레벨로써 사용되며, FIR 필터(5)로 여과된 뒤 균등화된 디지털 재생신호에서보다 판정에 대한 신뢰도가 높아진다. 그러나, LMS는 피드백 계산으로, 판정레벨의 결정이 지연될 때, 루프 특성이 떨어진다. 그러므로 비터비복호기(8)의 출력신호를 LMS에 대한 시간 판정레벨로써 사용하는 것은 바람직하지 못하다.
보정을 위해, 본 발명의 실시예(도 1)는 부분응답 시간 판정장치(7)를 사용한다. 시간 판정장치(7)는 FIR 필터(5)의 출력신호로부터 LMS에 대한 시간 판정레벨을 결정한다. 좀더 상세하게, 실제 DVD 재생신호의 파동형은 정측과 부측의 진폭이 0레벨 이상 달라 비대칭형으로 나타난다. 이것은 부분응답 (3, 4, 4, 3)의 적용에 상관없이 아이패턴을 차단한다. 출력신호 레벨이 측정되더라도, LMS는 잘못된 판정을 계산해 균등화는 실패한다.
비터비 디코딩없이 LMS 동작을 통해, 임계수가 적으면 적을수록, 잘못된 판정을 할 확률이 더 감소한다. 좀더 자세히, 레벨 판정에서, 예를 들면, 임계치 이상 S/N 신호의 식별에서, 비터비 디코딩 없이 임계수가 작을 경우, 잘못된 판정을 할 확률이 감소한다.
본 실시예에서 부분응답 시간 판정장치(7)는 부분응답 (1, 1)에 대한 판정레벨로부터 부분응답 (3, 4, 4, 3)에 대한 시간 판정 레벨을 계산한다. 이것은 부분응답 (1, 1)이 5개의 임계치를 갖는 부분응답 (3, 4, 4, 3)에 비해 단지 3개의 임계치를 가져 잘못된 판정을 할 확률이 낮아지기 때문이다. 부분응답 시간 판정장치(7)없이 직접 임계치를 사용하는 것도 가능하다. 그러나, 임계치로 5가 사용될 때, 잘못된 판정을 할 확률이 증가하고 이와 같이 높은 차수의 부분응답의 회로장치가 거대해질 것이다. 그러므로 처리속도와 회로장치의 크기면에서 시간 판정장치(7)에 부분응답 (1, 1)에 대한 판정레벨을 사용하는 것이 바람직하다. 게다가, 아래 설명처럼, 시간 판정레벨의 사용은 상기 문제에 거의 영향을 미치지 못하여 부분응답 (1, 1)에 대한 판정레벨은 시간 판정레벨로써 사용될 수 있다.
부분응답 (1, 1)과 (3, 4, 4, 3) 형태의 전송 특성은 방정식 (5)와 (6)으로 각각 표현된다.
(1, 1)의 전송특성 = (1+D) ···(5)
(3, 4, 4, 3)의 전송특성 = (3 + 4D + 4D2+ 3D3) ···(6)
부분응답 (3, 4, 4, 3)의 전송특성은 방정식 (7)에 나타낸 것처럼 부분응답 (1, 1)에 대해 세 판정레벨로 결정된 결과와 특정 값의 곱으로 계산된다.
(1+D) X (3 + D + 3D2) = (3 + 4D + 4D2+ 3D3) ···(7)
시간 판정은 두 개의 판정레벨을 사용해 계산된다. 2개의 판정레벨을 갖는 판정에 대한 전송 특성은 1이고 결정된 부분응답 (3, 4, 4, 3)의 전송특성은 방정식 (6)으로 표현된다. 따라서, 2-레벨 검출기가 회로에 제공되어, 방정식 (6)에 2-레벨 검출기의 판정으로부터 주어진 결과를 곱하므로써 계산된다.
이런 방식으로, 시간 판정레벨은 안정적으로 획득될 수 있지만, 균등화된 부분응답 (3, 4, 4, 3)에 대한 5 판정레벨의 판정으로부터 계산될 것을 분리할 수 없다. 부분응답 (a, b, b, a)에 대한 a와 b 두 값 또는 승산계수는 임의로 결정될 수 있다. 부분응답 (a, b, b, a)의 a와 b 두 값 또는 승산계수는 마음대로 결정될 수 있다.
부분응답 시간 판정장치(7)는 또한 영교차 판정신호와 경사 판정신호가 위상비교기(9)(도 1)에 공급되도록 설계된다. 이러한 판정신호들은 부분응답 (1, 1)에 대한 시간 판정레벨에 의해 정의된 판정신호로부터 발생한다. 부분응답 시간 판정장치(7)의 작동은 위상비교를 필요로 하는 적응 균등화와 영교차 검출에 대한 시간 판정레벨을 일관되게 제공한다. 따라서, 위상비교기(9)는 성능이 향상된다. 또한 시간 판정장치(7)에 균등화계수 설정장치(6)를 접속해 사용하는 것은 재생신호에 적합한 원하는 형태의 부분응답의 선택을 처리하는 것을 가능하게 하고 승산기가 드문드문해져 승산기가 줄어 회로장치의 차수 감소에 기여한다.
위상비교기(9)는 영교차 판정신호의 조합으로부터 위상에러신호와 경사 판정신호, FIR 필터(5)로 여과되기 전의 디지털 재생신호, 균등화 뒤의 디지털 재생신호를 발생시킨다. FIR 필터(5)로부터 나온 균등화된 디지털 재생신호는 위상에러를 검출하기에 유리한 정보를 갖고 있지만 FIR 필터(5)로 여과하는 것은 시간 낭비가 될 수 있으므로 PLL(위상고정루프)의 성능에 영향을 미치는 지연을 발생시키게 된다. 좀더 상세하게, 피드백 제어루프에서 피드백 지연이 증가할 때, 시스템에 대한 위상차가 감소하여 이득의 증가가 억제되고 풀-인 특성과 외부 장애에 대한 반응을 손상시킨다.
FIR 필터(5)로 여과되기 전의 디지털 재생신호는 시스템에서 지연이 없고 루프 지연을 허용하지 않는다. 그러나, 신호는 균등화가 쉽지 않고 신호기반 위상에러신호는 약간의 모순을 포함한다. 본 실시예에서 위상비교기(9)는 여과된 신호와 여과되지 않은 신호를 둘 다 수신하도록 설계된다. 좀더 상세히, PLL에서의 루프지연 감소와 좋은 질의 위상에러취득간에 서로 두 신호가 교환된다.
마지막으로, 비터비복호기(8)를 간략하게 설명한다. 도 5는 본 실시예에서 (3, 4, 4, 3)의 부분응답을 갖는 비터비복호기(8)의 도식도이다. 비터비복호기(8)는 브랜치 미터 계산기(16)와 경로 미터 계산기(17), 경로 메모리(18), 제어신호 발생기(19)로 이루어진다.
브랜치 미터 계산기(16)는 부호어의 최소 부호 길이를 제한하여 부분응답 (a, b, b, a)에 대한 상태수로부터 감소된 상태수의 미터계산을 한다. 미터계산기(16)는 부분응답 (a, b, b, a)에 대한 비터비 판정레벨을 변경하기 위한 수단으로 제공된다.
본 실시예에서 브랜치 미터 계산기(16)에 따르면, 부분응답 (3, 4, 4, 3)을 기반으로 한 모든 경로 조합 또는 부분 존재 확률의 계산은 현재 신호와 비터비 판정레벨간의 차이 또는 기하학적 거리 계산을 의미한다. 판정에 사용되는 기하학적 거리는 다음과 같이 표현된다.
(X - A)2, (X - B)2, (X - C)2, (X - D)2, (X - E)2
X는 비터비 입력신호이고 A, B, C, D, E는 비터비 판정레벨이다.
비터비 판정레벨 수가 5이면 최소 부호 길이 3T를 사용하여 그 수를 감소시킴으로써 실현된다.
본 실시예의 브랜치 미터 계산기(16)에서, 비터비 판정레벨 A, B, C, D, E는 임의로 변경될 수 있다.
예를 들면, 부분응답 (3, 4, 4, 3)에서 A=7, B=4, C=0, D=-4, E=-7이다. 부분응답 (1, 2, 2, 1)에서 A=3, B=4, C=0, D=-4, E=-3이 설정된다.
경로 미터 계산기(17)는 브랜치 미터 계산기(16)로 결정된 기하학적 거리에서 경로 누적을 수행한다. 제어신호발생기(19)는 브랜치 미터 계산기(16)의 출력신호와 경로미터계산기(17)의 출력신호를 비교하여 존재확률이 더 높은 경로의 선택을 나타내는 선택신호를 내보낸다. 제어신호발생기(19)로부터의 선택신호에 반응하여, 경로미터계산기(17)는 부분미터계산기(16)의 출력을 누적한다.
경로메모리(18)는 제어신호발생기(19)로부터의 선택신호에 반응하는 상태의 선택을 수행하여 비터비 복호기(8)의 출력신호로써 가장 높은 확률의 결과를 내보내는 상태 메모리의 필요수로 구성된다.
위에서 설명한 도 5에 도시된 본 실시예의 비터비복호기(8)는 균등화 필터(5)에서 부분응답 (3, 4, 4, 3)을 사용하여 아이패턴에서 두 레벨간의 간격이 증가될 수 있고 고밀도 레코딩으로부터의 재생신호의 주파수 응답이 부분응답의 주파수 특성에 근접할 수 있으므로, 더 유리한 결과를 제공한다.
또한, 비터비복호기(8)는 비터비 판정레벨을 기하학적 거리로 변경할 수 있으므로, 비터비 디코딩의 특성이 변경된다. 좀더 상세히, 비터비복호기(8) 또는 비터비 경로에서 데이터 상태의 변화가 두드러지게 제어되어, 과회로장치는 현저히 감소될 수 있다. 더구나, 비터비 판정레벨은 비터비 회로가 복잡한 신호특질에 의해 적응적으로 변경될 수 있어 재생 데이터의 질 향상에 유리하게 기여하도록 수정된다.
본 발명에 따르면, 비터비 판정레벨을 수정하는 것은 하나의 신호회로가 (a, b, b, a) 형태의 부분응답에 이용될 수 있게 해준다. (예를 들면, (1, 2, 2, 1)과 (3, 4, 4, 3) 두 형태의 부분응답으로 동일 회로를 실현할 수 있다.) 또한, 부호어의 최소 부호 길이가 특정 레벨의 제한에 사용되는 것처럼, 예를 들면, 부분응답 (3, 4, 4, 3)에 대한 상태수는 10에서 6으로 유리하게 감소될 수 있다.
본 발명의 상기 실시예가 실질적으로 디지털재생신호처리장치의 제1의 성분에 초점을 맞춰 설명되었다 하더라도, 본 발명의 또 다른 실시예에서 따른 신호처리 방식의 설명이 추가될 것이다. 그 방식은 고주파차단 형태의 디지털 레코딩 장치에 저장된 신호가 판독헤드에 의해 판독되어, 저역통과필터를 통과해 아날로그 재생신호의 고주파 범위가 제거되고, 디지털 재생신호가 되도록 아날로그에서 디지털로 변환되는 제1단계에서부터 시작한다. 제2단계에서, 제1단계에서 발생한 디지털 재생시호는 FIR 필터를 통과하는데, 균등화된 디지털 재생신호가 되도록 주어진 적응 균등화계수를 사용하여 여과된다. 제3단계에서, 디지털 재생신호의 임펄스 응답은 임펄스 응답이 (a, b, b, a)인 부분응답의 주파수 특성으로 균등화되어 적응 균등화계수의 설정과 갱신을 수행하여 균등화된 디지털 재생신호는 FIR 필터의 출력신호로써 내보내질 수 있다. 제4단계에서, FIR 필터에서 나온 균등화된 디지털 재생신호는 판정을 위한 데이터로 디코딩 된다. 본 발명에 따른 디지털 재생신호를 처리하는 방식은 이상 설명한 바와 같이 4단계로 구성된다.
위의 4단계에서처럼, 본 발명에 따른 디지털 재생신호처리장치는 부호어의 최소 부호길이가 2T이상으로 제한된 고주파 차단 형태의 디지털 레코딩 매체 상에 저장된 신호를 판독하여, 종래의 아날로그 재생신호처리장치와 비교할 때 신호인식이 매우 향상될 수 있도록 부분응답의 재생을 제공한다.

Claims (10)

  1. 고주파 차단 형태의 디지털 레코딩 장치의 레코딩 매체 상에 기록된 신호를 읽어내는 디지털재생신호처리장치에 있어서,
    상기 기록된 신호를 읽어 아날로그 재생신호로써 내보내는 판독헤드,
    상기 아날로그 재생신호로부터 고주파 잡음을 제거하는 저역통과필터,
    상기 저역통과필터에 의해 여과된 상기 아날로그 재생신호를 디지털 재생신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기,
    상기 디지털 재생신호를 적응 균등화계수를 사용해 여과하는 FIR 필터,
    상기 디지털 재생신호의 임펄스 응답을 (a, b, b, a)로 정의된 부분응답의 임펄스 응답 특성으로 균등화하고 적응 균등화계수를 결정하여 상기 FIR 필터에 의해 여과된 디지털 재생신호를 균등화된 디지털 재생신호로써 내보내는 적응 균등화계수 설정장치,
    상기 디지털 재생신호 또는 상기 균등화된 디지털 재생신호로부터 위상에러신호를 검출하는 위상비교기,
    상기 FIR 필터의 출력신호에 응답하여, 시간 데이터 판정신호를 발생시켜 상기 적응 균등화계수 설정장치와 위상비교기에 보내는, 부분응답 시간 판정장치,
    상기 FIR 필터로부터 나온 상기 균등화된 디지털 재생신호를 판정 데이터로 복호하는 비터비복호기,
    상기 위상비교기에서 검출된 위상에러신호를 여과하는 루프필터,
    상기 여과된 위상에러신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환기, 및
    발진을 위해 상기 디지털/아날로그 변환기의 출력신호에 의해 제어되어 클럭신호를 발생시켜 상기 비터비복호기로 보내는 전압제어발진기로 구성된 디지털재생신호처리장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 FIR 필터는,
    각각이 1T만큼 입력신호를 지연시키는 것으로 일렬로 서로 접속된 일련의 지연소자를 갖는 지연소자어레이,
    상기 입력신호, 또는 상기 지연소자어레이의 적어도 둘 이상 연속한 지연소자 다음에 위치한 상기 지연소자어레이의 노드로부터 나온 지연신호에 상기 균등화계수를 곱하도록 각각이 구성된 복수의 승산기, 및
    상기 승산기의 출력신호를 합하는 가산기로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털재생신호처리장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 적응 균등화계수 설정장치는,
    균등화의 타깃이 되는 (a, b, b, a) 형태의 임펄스 응답 또는 부분응답이 제공되고, 상기 부분응답 시간 판정 장치로부터의 시간 데이터 판정신호와 균등화된 디지털 재생신호의 차의 제곱평균이 최소가 되도록 (a, b, b, a)에서 a와 b값을 변화시키는 적응 균등화계수를 적시에 갱신하도록 구성되어, 부분응답의 원하는 특성이 얻어질 수 있는 것을 특징으로 하는 디지털재생신호처리장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 부분응답 시간 판정장치는,
    더 낮은 차수의 부분응답 또는 2-레벨 검출을 갖는 레벨 판정에 의해 결정된 데이터를 적응 균등화에 사용되는 부분응답에 대한 판정레벨로 변환하는 기능을 가지며 또한 영교차 영역을 일시적으로 확인하는 기능을 갖는 것을 특징으로 하는 디지털재생신호처리장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 비터비복호기는,
    부분응답 (a, b, b, a)에 관해 비터비 판정레벨을 변화시키는 수단을 갖는 브랜치 미터 계산기,
    제어신호발생기로부터 공급된 선택신호에 응답하여 상기 브랜치 미터 계산기의 출력신호를 누적하는 경로미터 계산기,
    상기 미터 계산기의 출력신호와 상기 브랜치 미터 계산기의 출력신호를 비교하여 가장 높은 확률로 선택된 경로를 표시하는 선택신호를 발생시키는 제어신호발생기, 및
    상태 메모리를 가져, 적응 균등화계수 설정은 (a, b, b, a) 형태의 부분응답과 호환되는 경로 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털재생신호처리장치.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 적응 균등화계수 설정장치는 균등화계수의 갱신 주기는 nT(n=1, 2, 3, ···)간격으로 성기게 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털재생신호처리장치.
  7. 제5항에 있어서,
    이 장치내의 상기 비터비복호기는 부호 길이에 의해 제한된 경로가 제거되고 부분응답 (a, b, b, a)에서 a와 b값을 변화시킴으로써 비터비 판정레벨이 임의로 변경될 수 있도록 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털재생신호처리장치.
  8. 제1항 또는 제3항 또는 제5항 또는 제7항에 있어서, 상기 부분응답 (a, b, b, a)는 (3, 4, 4, 3)인 것을 특징으로 하는 디지털재생신호처리장치.
  9. 고주파 차단 특성의 디지털 레코딩 장치의 레코딩 매체 상에 기록된 신호를 읽어내어 처리하는 디지털 재생신호처리방법에 있어서,
    저역통과필터를 사용하여 레코딩 매체로부터 판독헤드로 읽은 신호를 여과하여 그 신호의 고주파 잡음을 제거하고 아날로그에서 디지털재생신호로 변환하는 제1단계,
    상기 제1단계에서 취득된 디지털 재생신호를 적응 균등화계수에 따른 FIR 필터를 사용해 여과하여 균등화된 디지털 재생신호를 발생시키는 제2단계,
    디지털 재생신호의 임펄스 응답을 (a, b, b, a)로 특징지어진 부분응답의 임펄스 응답으로 균등화하여 균등화된 디지털 재생신호가 상기 FIR 필터로부터 출력신호로써 내보내지는 제3단계, 및
    상기 FIR 필터로부터 판정 데이터로 내보내진 균등화된 디지털 재생신호를 해독하는 제4단계로 구성된 디지털재생신호처리방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제3단계는 FIR 필터로부터 균등화된 디지털 재생신호를 출력신호로써 내보내도록 적응 균등화계수를 결정하기 위해 상기 제2단계에서 발생한 디지털 재생신호의 임펄스 응답을 (3, 4, 4, 3)으로 특성화된 부분응답의 임펄스 응답 특성으로 균등화하고, 상기 제4단계는 균등화된 디지털 재생신호를 부분응답 (3, 4, 4, 3)에 따라서 판정을 위한 데이터로 디코딩하도록 특징지어진 디지털재생신호처리방법.
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