DE69805670T2

DE69805670T2 - Verzögerungsschaltung mit Pulsformung

Info

Publication number: DE69805670T2
Application number: DE69805670T
Authority: DE
Inventors: Masaki Furuchi
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 1997-02-06
Filing date: 1998-02-06
Publication date: 2002-09-26
Anticipated expiration: 2018-02-07
Also published as: EP0858161B1; US6121813A; KR19980071403A; EP0858161A2; EP0858161A3; KR100291259B1; DE69805670D1; JPH10224191A; TW395090B; JP3338758B2

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine digitale Schaltung, insbesondere eine digitale Schaltung, bei welcher ein Stromversorgungsrauschen verringert ist.
Verzögerungsschaltungen, bei welchen die Lade-/Entladezeit unter Einsatz von Invertern, Widerständen und Kondensatoren verwendet wird, um beliebige Verzögerungssignale zu erhalten, sind bei digitalen Schaltung weit verbreitet. Beispielsweise offenbart US 5 055 706 A eine Signalverzögerungsschaltung nach dem Oberbegriff von Anspruch 1. Diese konventionelle Verzögerungsschaltung besteht aus einem ersten CMOS Inverter, einem ersten Transfergatter, einer ersten Lade-/Entladekondensatorschaltung, einem zweiten CMOS Inverter, einem zweiten Transfergatter, einer zweiten Lade-/Entladekondensatorschaltung und einer Ausgangsschaltung, welche aus CMOS Invertern auf zwei Stufen aufgebaut ist. Eine Verzögerung wird durch die erste und zweite Lade-/Entladekondensatorschaltung und das erste und zweite Transfergatter durchgeführt, wenn ein Eingangssignal, welches dem CMOS Inverter zugeführt wird, von einem niedrigen Pegel auf einen hohen Pegel ansteigt wird.
Ähnliche Verzögerungsschaltungen sind aus EP 0 589 763 A, welche eine Verzögerungsschaltung offenbart, die eine spezielle logische Schaltung verwendet, und aus US 5 180 938 A, welche eine Signalverzögerungsschaltung mit spezifizierten Transistorschwellenpegeln offenbart, bekannt.
Wie es in Fig. 7 dargestellt ist, umfaßt eine konventionelle Verzögerungsschaltung einen Inverter 101 mit einem p-Kanal Transistor 3 und einem n-Kanal Transistor 4, einen Inverter 102 mit einem p-Kanal Transistor 5 und einem n-Kanal Transistor 6, einen Widerstand 7, welcher zwischen dem Ausgangsanschluß des Inverters 101 und dem Eingangsanschluß des Inverters 102 geschaltet ist, einen Kondensator 8, welcher zwischen Erdpotential und einem Anschluß des Widerstandes 7 eingefügt ist, einen Eingangsanschluß 1, der mit dem Gate des Inverters 101 verbunden ist, und einen Ausgangsanschluß 2 zum Abrufen der Ausgangssignale des Inverters 102.
Der Widerstand 7 und der Kondensator 8 bilden eine Integrierschaltung 103. Zusätzlich sind die Source-Anschlüsse der p- Kanal Transistoren 3 und 5 mit einer Energieversorgung Vdd verbunden, und die Source-Anschlüsse der n-Kanal Transistoren 4 und 6 sind beide mit Erdpotential verbunden.
Wie allgemein bekannt ist, wird ein Eingangssignal Vin, welches am Eingangsanschluß 1 anliegt, durch den Inverter 101 invertiert und ausgegeben. Das invertierte und ausgegebene Signal wird durch die Integrierschaltung 103 integriert und seine Wellenform wird geglättet. Die Wellenform wird durch Eingabe des modifizierten Signals in den Inverter 102 wieder hergestellt. Der Inverter 102 legt am Ausgangsanschluß 2 ein Ausgangssignal Vout an, welches die gleiche Phase wie das Eingangssignal Vin hat, aber um td gegenüber dem Eingangssignal verzögert ist.
Der Betrieb der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7 wird nun näher mit Bezug auf das Signalwellenformdiagramm in Fig. 8 beschrieben.
Es wird angenommen, daß das Eingangssignal Vin sich auf einem Erdpotentialpegel zum Zeitpunkt t0 in Fig. 8b befindet. In diesem Fall ist der p-Kanal Transistor 3 eingeschaltet und die Integrierschaltung 103 wird durch die Energieversorgung über den p-Kanal Transistor 3 geladen. Aus diesem Grund nimmt das Signal v1 am Ausgangsende 9 der Integrierschaltung 103 eine Energieversorgungsspannung Vdd(0) an, wie es in Fig. 8c gezeigt ist. Als Folge davon wird der n-Kanal Transistor 6 eingeschaltet, und das Ausgangssignal Vout erreicht den Erdpotentialpegel, wie es in Fig. 8d gezeigt ist.
Wenn das Eingangssignal Vin danach von Erdpotentialpegel auf die Energieversorgungsspannung Vdd(0) zum Zeitpunkt t1 ansteigt, wie es in Fig. 8b gezeigt ist, wird der p-Kanal Transistor 3 ausgeschaltet und der n-Kanal Transistor 4 eingeschaltet. Aus diesem Grund wird die am Kondensator 8 gesammelte Ladung an Erde über den Widerstand 7 und dem n-Kanal Transistor 4 abgeführt. Unter der Annahme, daß der Betriebswiderstand des n- Kanal Transistors 4 gegenüber dem Widerstand R des Widerstandes 7 ausreichend niedrig ist und daher vernachlässigt werden kann, kann die nachfolgende Berechnung durchgeführt werden.
v1 = Vdd(0)·exp(-t/CR) (1)
wobei C die Kapazität des Kondensators 8 und t die Zeit ist.
Falls angenommen wird, daß der Schwellenwert des Inverters 102 Vdd(0)/2 ist, kann die Zeit td, welche das Ausgangssignal Vout benötigt, um vom Erdpotentialpegel zu der Energieversorgungsspannung Vdd(0) zu wechseln, unter Verwendung der Gleichung (1) berechnet werden; und die nachfolgende Gleichung (2) kann verwendet werden, falls v1 = Vdd(0)/2.
td = CR·1n2 (2)
Speziell führt der Inverter 2 eine Inversion durch, und das Ausgangssignal Vout nimmt die Energieversorgungsspannung Vdd(0) an, wie es in Fig. 8d gezeigt ist, wenn eine Verzögerungszeit td nach dem Zeitpunkt t1 vergangen ist, und das Signal v1 nimmt von der Energieversorgungsspannung Vdd(0) auf Vdd(0)/2 ab, wie es in Fig. 8c gezeigt ist.
In ähnlicher Weise eilt das Ausgangssignal Vout dem Eingangssignal Vin um die Verzögerungszeit td hinterher, welche auf der Grundlage von Gleichung 2 berechnet wird, und das Ausgangssignal Vout nimmt ab, wie es in Fig. 8d gezeigt ist, wenn das Eingangssignal Vin von der Energieversorgungsspannung Vdd(0) auf den Erdpotentialpegel zum Zeitpunkt t2 abfällt, wie es in Fig. 8b gezeigt ist. Folglich kann der CR-Wert zum Erhalten der notwendigen Verzögerungszeit td in der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7 unter Verwendung von Gleichung 2 berechnet werden.
Die Betriebsweise einer Verzögerungsschaltung wird nun für einen Fall beschrieben, bei welchem ein Rauschen einer Energieversorgung überlagert ist.
Es wird nun angenommen, daß ein Spitzenrauschen, welches mehrere Nanosekunden bis mehrere zehnfache von Nanosekunden andauert, der Energieversorgung zu einem Zeitpunkt t3 in Fig. 8a überlagert ist. Da die Zeitkonstante der Integrierschaltung 103 wesentlich größer als die Dauer des Spitzenrauschens ist, reagiert die Integrierschaltung 103 nicht auf das Spitzenrauschen, und das Signal v1 behält die Energieversorgungsspannung Vdd unverändert über den Zeitpunkt t3 hinaus bei, wie es in Fig. 8c gezeigt ist.
Andererseits sind die Source-Anschlüsse des p-Kanal Transistors und des n-Kanal Transistors mit der Energieversorgung bzw. mit Erdpotential verbunden, und der Inverter 102 hat eine hohe Ansprechgeschwindigkeit, um auf Spitzenrauschen zu reagieren und zu ermöglichen, daß der Schwellenwert sich schnell zusammen mit Änderungen der Energieversorgungsspannung ändert.
Als Folge erreicht der Schwellenwert des Inverters 102 Vdd(0) zu einem Zeitpunkt t4, wenn die Energieversorgungsspannung 2Vdd(0) zum Zeitpunkt t4 in Fig. 8 beträgt, und die Energieversorgungsspannung Vdd(0), welche als ein hoher Pegel für den Inverter 102 dienen sollte, geht auf niedrigen Pegel über, wobei der Inverter 102 einen hohen Pegel ausgibt, welcher der Energieversorgungsspannung entspricht, anstelle der Ausgabe des erwarteten Erdpotentialpegels, und es tritt eine Funktionsstörung auf.
Weil die konventionelle Verzögerungsschaltung, wie sie vorstehend beschrieben wurde, von der Art ist, daß eine einzige Elektrode, deren Kapazität die Verzögerungszeit bestimmt, entweder mit dem Erdpotentialpegel oder mit dem Energieversorgungspegel verbunden ist, verändert die Zeitkonstante, die durch CR bestimmt ist, nur langsam das Ausgangssignal der Integrierschaltung, welche aus Kondensatoren und Widerständen aufgebaut ist, in Proportion zum Spitzenrauschen.
Andererseits verändert sich der Schwellenwert eines Inverters sofort, derart, daß der Schwellenwert des Inverters, welcher am Ausgang der Integrierschaltung anliegt, schnell ansteigt, wenn ein Rauschen der Energieversorgung überlagert ist.
Aus diesem Grund besteht ein Nachteil im Stand der Technik darin, daß die Spannung, welche durch die Integrierschaltung ausgegeben wird und als ein hoher Pegel für den Inverter dienen sollte, einen niedrigen Pegel annimmt, und der Ausgang der Verzögerungsschaltung abrupt auf einen hohen Pegel, welcher der Energieversorgungsspannung folgt, ansteigt, was eine Funktionsstörung bewirkt.
Funktionsstörungen basierend auf solchen Schwankungen der Energieversorgungsspannung treten im allgemeinen nicht nur in Verzögerungsschaltungen sondern auch in digitalen Schaltungen auf.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine digitale Schaltung bereitzustellen, welche mit Erdpotential und mit einer Energieversorgung verbunden ist, und bei welcher keine Funktionsstörung auftritt, wenn ein Rauschen überlagert ist.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Verzögerungsschaltung bereitzustellen, bei welcher die gewünschte Verzögerungszeit eingestellt werden kann, ohne die Fläche des Layouts zu vergrößern.
Die Verzögerungsschaltung nach der vorliegenden Erfindung, welche einen Eingangsanschluß zum Eingeben von Impulssignalen und einen Ausgangsanschluß zum Ausgeben verzögerter Impulssignale aufweist, umfaßt:
einen ersten Inverter zum Invertieren eines vom Eingangsanschluß empfangenen Impulssignals,
eine Integrierschaltung, welche mit einem Widerstand und einem ersten Kondensator ausgestattet und ausgebildet ist, um das Impulssignal, welches vom ersten Inverter empfangen wird, zu integrieren,
einen zweiten Kondensator, der mit der Energieversorgung und dem ersten Kondensator verbunden ist,
einen zweiten Inverter zum Invertieren des von der Integrierschaltung und dem zweiten Kondensator ausgegebenen Signals, wenn die Spannung des Signals höher oder niedriger als ein vorgegebener Schwellenwert ist, wobei der zweite Inverter mit CMOS Transistoren ausgestattet ist, und wobei die Gates eines n-Kanal Transistors und eines p-Kanal Transistors mit dem ersten bzw. zweiten Kondensator verbunden sind, die Source des p-Kanal Transistors mit der Energieversorgung verbunden ist, und die Drains der Transistoren mit solchen Kanälen mit dem Ausgangsanschluß verbunden sind,
wobei der Schwellenwert des zweiten Inverters auf den Wert "Energieversorgungsspannung/a" eingestellt ist, wobei a eine Konstante von 1 oder größer ist, und das Kapazitätsverhältnis C2/C1 des ersten Kondensators C1 und des zweiten Kondensators C2 auf den Wert "a-1" eingestellt ist.
Um eine Wellenform umzuformen bzw. zurück zu formen, wird ein Eingangssignal mit der Energieversorgungsspannung als Referenzwert verglichen, und das Eingangssignal und die Energieversorgungsspannung werden entsprechend den Vergleichsergebnissen geschaltet. Falls ein Rauschen an der Energieversorgungsspannung zu diesem Zeitpunkt anliegt, wird die Vergleichsreferenz geändert, indem ein nicht-benötigtes Impulssignal angelegt oder ein benötigtes Impulssignal eliminiert wird. Die Spannungssteuerschaltung verändert den Ausgang der Wellenformmodifikationsschaltung entsprechend den Änderungen in der Referenz, wenn ein in der Energieversorgungsspannung enthaltenes Rauschen am Ausgang der Wellenformmodifikationsschaltung anliegt. Daher treten keine Funktionsstörungen auf, wenn ein Eingangssignal mit der Energieversorgungsspannung als ein Referenzwert verglichen wird, um eine Wellenform umzuformen.
Eine Verzögerungsschaltung mit einer Integrierschaltung kann als digitale Schaltung verwendet werden. Die Verzögerungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Verzögerungsschaltung zum Verzögern von eingegebenen Impulssignalen; sie umfaßt den oben erwähnten Widerstand zum Empfangen eines Signalimpulses, den ersten Kondensator, der in Serie mit diesem Widerstand geschaltet ist, den zweiten Kondensator, dessen ein Ende parallel mit dem ersten Kondensator geschaltet und dessen anderes Ende mit der Energieversorgungsspannung verbunden ist, welche dem hohen Pegel des oben genannten Impulssignals entspricht, und einen Schalter mit einem Ausgangsanschluß, welcher mit dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators und des oben genannten zweiten Kondensators verbunden ist.
In diesem Fall verbindet der Schalter die oben genannte Energieversorgung mit dem Ausgangsanschluß, wenn das von dem oben genannten Verbindungspunkt empfangene Signal den vorgegebenen Schwellenwert übersteigt, und verbindet den oben genannten Verbindungspunkt mit dem Ausgangsanschluß, wenn das von dem oben genannten Verbindungspunkt empfangene Signal unterhalb des vorgegebenen Schwellenwertes abfällt.
In diesem Fall wird ein Kondensator als Spannungssteuerschaltung angepaßt. Das Rauschen der Energieversorgungsspannung kann so an den Ausgang einer RC-Schaltung (Integrierschaltung) angelegt und ausgegeben werden. Da der Schwellenwert des Schalters weiterhin mit Schwankungen der Energieversorgungsspannung schwankt, verhindern gleichzeitige Schwankungen des Eingangssignals und des Referenzwertes das Auftreten von Funktionsstörungen aufgrund der Anwesenheit des zweiten Kondensators, wenn das Rauschen der Energieversorgungsspannung am Ausgang der Integrierschaltung anliegt. Zusätzlich nimmt die Fläche des Layouts nicht zu, da die Anordnung lediglich eine Verbindung der Kondensatoren und der Energieversorgung umfaßt. Das Produkt ist geeignet zur Verwendung als eine integrierte Halbleiterschaltung, wenn der Schalter aus CMOS Transistoren aufgebaut ist.
Zusätzlich wird die Zeitkonstante der Integrierschaltung durch die Kapazität der Kondensatoren bestimmt. Die Zeitverzögerung wird durch diese Zeitkonstante und durch den Schwellenwert des Schalters bestimmt. Um die Kapazität der Kondensatoren mit dem Ziel eines Zuordnens einer spezifischen Verzögerungszeit einzustellen, kann die Kapazität, welche zuvor durch eine einzelne konventionelle Kapazität realisiert wird, als eine Summe von Kapazitäten der oben genannten ersten und zweiten Kondensatoren erhalten werden. Mit anderen Worten wird die Summe der Kapazitäten derart eingestellt, daß sie gleich derjenigen Kapazität ist, welche erhalten wird, wenn die Zeitkonstante einer Integrierschaltung, welche in Verbindung mit dem Schwellenwert eines CMOS Transistors bestimmt ist, mit einem einzelnen Kondensator verwirklicht wird.
Die Verhältnisse (Verhältniszahlen) werden derart gewählt, daß der Schwellenwert des Schalters, bei welchem die Konstante a gleich 1 oder größer ist, auf den Wert "Energieversorgungsspannung/a" und das Kapazitätsverhältnis des ersten Kondensators und des oben genannten zweiten Kondensators auf den Wert "a-1" eingestellt wird. Die Ausgabe der Integrierschaltung und der Schwellenwert des Schalters sind daher einander gleich. Beispielsweise sind die Kapazitäten des ersten und zweiten Kondensators einander gleich, wenn der Schwellenwert die Hälfte der Energieversorgungsspannung beträgt.
Nach einem weiteren Merkmal wird die konventionelle digitale Schaltung, bei welcher der Kondensator, welcher die Verzögerungszeit bestimmt, allein mit Erdpotential verbunden ist, in eine Anordnung abgeändert, bei welcher der Kondensator in eine Mehrzahl von Kondensatoren aufgeteilt ist, ohne den Gesamtkapazitätswert zu verändern. Einige der aufgeteilten Kondensatoren sind mit Erdpotential verbunden und die übrigen sind mit einer Energieversorgung verbunden, wodurch sich eine Verzögerungszeit ergibt, welche gleich der Verzögerungszeit der konventionellen Verzögerungsschaltung ist, aber ein Auftreten von Funktionsstörungen verhindert wird, selbst wenn ein Rauschen einem Erdpotential und der Energieversorgung überlagert ist. Dabei wird die Fläche des Layouts nicht vergrößert.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, welches die Struktur eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm, welches die Struktur einer Integrierschaltung und einer Verzögerungsschaltung nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm, welches die Struktur einer digitalen Schaltung nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
Fig. 4a bis 4d sind Signalwellenformdiagramme, welche die Betriebsweise der Verzögerungsschaltung veranschaulichen;
Fig. 5a und 5b sind Ersatzschaltungsdiagramme der Integrierschaltung;
Fig. 6 ist ein Diagramm, welches die Art und Weise veranschaulicht, in welcher der Schwellenwert des Inverters 102 und die Ausgangsspannung einer Integrierschaltung 104 von der Energieversorgungsspannung abhängen;
Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm, welches eine konventionelle digitale Schaltung veranschaulicht; und
Fig. 8a bis 8d sind Signalwellenformdiagramme, welche die Betriebsweise der konventionellen digitalen Schaltung veranschaulichen.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nun mit Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. Die digitale Schaltung gemäß Fig. 1 umfaßt eine Wellenformmodifikationsschaltung zum Verändern von Anstieg und Abfall des ausgegebenen Impulssignals, einen Schalter zum Anschließen einer Energieversorgung und eines Ausgangsanschlusses, wenn die Spannung der modifizierten Wellenform den zu der Energieversorgungsspannung zugehörigen Schwellenwert übersteigt, wie nachfolgend im Detail erläutert wird, und zum Trennen bzw. Abklemmen der oben erwähnten Energieversorgung und des Ausgangsanschlusses, wenn der Schwellenwert nicht überschritten wird, und eine Spannungssteuerschaltung zum Verändern der Ausgangsspannung der oben erwähnten Wellenformmodifikationsschaltung in Übereinstimmung mit den Spannungsänderungen der Energieversorgung. Das Anlegen der veränderlichen Energieversorgungsspannung an den Ausgang der Wellenformmodifikationsschaltung durch die Spannungssteuerschaltung verhindert das Auftreten von Funktionsstörungen, selbst wenn der Schwellenwert des Schalters entsprechend den Schwankungen der Energieversorgungsspannung schwankt.
Ein Kondensator ist mit der Leitung der oben erwähnten Energieversorgung und der Ausgangsleitung der oben erwähnten Wellenformmodifikationsschaltung verbunden, was als die Spannungssteuerschaltung verwendet wird. Die Kapazität der durch den Kondensator gelieferten Ladung bildet eine bestimmte Kapazität in Bezug auf das Verhältnis des Schwellenwertes und der Energieversorgungsspannung des oben erwähnten Schalters. Speziell schwankt die Kapazität dieses Kondensators mit den Änderungen im Verhältnis von Schwellenwert zu Energieversorgungsspannung.
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm, welches die Struktur der Integrierschaltung und der Verzögerungsschaltung veranschaulicht, welche für die vorliegende Erfindung verwendet werden. Die Integrierschaltung 104 umfaßt einen Widerstand 4 zum Empfangen eines Impulssignals, einen ersten Kondensators (C2) 11, welcher in Serie mit dem Widerstand 7 geschaltet ist, und einen zweiten Kondensator (C1) 10, dessen ein Ende parallel mit dem ersten Kondensator 11 geschaltet und das andere Ende mit der Energieversorgungsspannung Vdd, welche dem hohen Pegel des oben genannten Impulssignals entspricht, verbunden ist, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Die Ausgabe V2 der mit dem zweiten Kondensator 10 ausgestatteten Integrierschaltung wird ausgegeben, während die durch die Energieversorgung Vdd erzeugte Rauschkomponente anliegt. Aus diesem Grund wird die Rauschkomponente absorbiert und eine Funktionsstörung wird verhindert, wenn ein Schaltvorgang in Verbindung mit einem Energieversorgungsspannungsabfall von der Integrierschaltung 104 durchgeführt wird. Speziell schwankt die Eingangsspannung entsprechend den Schwankungen der Referenzspannung, wenn die Energieversorgungsspannung und die Eingangsspannung durch einen Komparator verglichen werden, oder wenn ein Inverter oder eine NOT-Schaltung durch einen vorgeschriebenen Schwellenwert, welcher durch das Energieversorgungsspannungverhältnis bestimmt ist, aktiviert werden. Ein nicht korrektes Schalten wird dadurch verhindert.
In der Integrierschaltung 104, wie in Fig. 2 gezeigt, wird eine Verzögerungsschaltung durch Anschließen eines Schalters 102 gebildet, welcher durch einen vorgeschriebenen Schwellenwert aktiviert wird, der durch das Energieversorgungsspannungsverhältnis bestimmt ist. Dieser Schalter weist einen Ausgangsanschluß auf, welcher mit dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators 11 und des oben genannten zweiten Kondensators 10 verbunden ist. Zusätzlich verbindet der Schalter 102 die oben genannte Energieversorgung mit dem Ausgangsanschluß, wenn das Signal, welches von dem oben genannten Verbindungspunkt empfangen wird, einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt, und er trennt die oben genannte Energieversorgung von dem Ausgangsanschluß, wenn das von dem oben genannten Verbindungspunkt empfangene Signal unterhalb des vorgegebenen Schwellenwertes fällt. In einem Ausführungsbeispiel ist diese Schaltung 102 aus einem Inverter oder einer NOT-Schaltung aufgebaut, welche durch einen vorgegebenen Schwellenwert aktiviert werden. Das Signal, welches durch die NOT-Schaltung 101 invertiert wird, wird durch die Integrierschaltung 104 integriert. Der Schalter 102 wird aktiviert, wenn die Ausgangsspannung der Integrierschaltung 104 sich mit dem vorgeschriebenen Schwellenwert überschneidet. Das Impulssignal wird daher um eine Verzögerungszeit verzögert, welche der Zeitkonstante der Integrierschaltung entspricht.
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm, welches ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Der Aufbau der Inverter 101 und 102, des Eingangsanschlusses 101 und des Ausgangsanschlusses 2 ist der gleiche wie derjenige bei der konventionellen Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7.
Eine Integrierschaltung 104 umfaßt einen Widerstand 7 und Kondensatoren 10 und 11. Der gemeinsame Verbindungspunkt der Kondensatoren 10 und 11 wird mit dem Ausgangsanschluß 12 der Integrierschaltung 104 verbunden; und die anderen Elektroden der Kondensatoren 10 und 11 werden mit Erdpotential und einer Energieversorgung verbunden.
Die Betriebsweise der Verzögerungsschaltung gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist im wesentlichen die gleiche wie die Betriebsweise der konventionellen Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 8.
Speziell wird ein Eingangssignal Vin, welches am Eingangsanschluß 1 eingegeben wurde, durch einen Inverter 101 invertiert und ausgegeben. Das invertierte und ausgegebene Signal wird durch die Integrierschaltung 104 integriert und dessen Wellenform wird geglättet. Die Wellenform wird sodann durch Eingeben dieses Signals in den Inverter 102 wieder geformt. Der Inverter 102 gibt an den Ausgangsanschluß 2 ein Ausgangssignal Vout mit derselben Phase wie das Eingangssignal Vin, welches aber gegenüber dem Eingangssignal um td verzögert ist.
Die Betriebsweise der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 3 wird nun im Detail mit Bezugnahme auf das in Fig. 4 veranschaulichte Signalwellenformdiagramm beschrieben.
Wenn angenommen wird, daß das Eingangssignal Vin zum Zeitpunkt t0 in Fig. 4b auf einem Erdpotentialpegel ist, ist der p-Kanal Transistor 3 eingeschaltet, und die Integrierschaltung 104 wird durch die Energieversorgung über den p-Kanal Transistor 3 geladen. Aus diesem Grund nimmt das Signal v2 am Ausgangsende 12 der Integrierschaltung 104 eine Energieversorgungsspannung Vdd (0) an, wie in Fig. 4c gezeigt. Als Folge wird der n-Kanal Transistor 6 eingeschaltet, und das Ausgangssignal Vout erreicht den Erdpotentialpegel, wie es in Fig. 4d gezeigt ist. Dabei ist SW eine Ersatzschaltbilddarstellung des Inverters 101.
Wenn sodann das Eingangssignal Vin vom Erdpotentialpegel auf die Energieversorgungsspannung Vdd(0) zum Zeitpunkt t1 ansteigt, wie es in Fig. 4b gezeigt ist, wird der p-Kanal Transistor 3 ausgeschaltet, und der n-Kanal Transistor 4 wird eingeschaltet. Aus diesem Grund wird die am Kondensator 10 gesammelte Ladung zur Erde über den Transistor 7 und den n-Kanal Transistor 4 abgeleitet. In diesem Vorgang wird die am Kondensator 11 gesammelte Ladung zur selben Zeit abgeführt.
Unter der Annahme, daß der Betriebswiderstand des n-Kanal Transistors 4 im Verhältnis zu dem Widerstand R des Widerstandes 7 ausreichend niedrig ist und daher vernachlässigt werden kann, kann die Zeitkonstante der Integrierschaltung 104 auf der Grundlage des Ersatzschaltdiagramms des Integrierschaltung 104 gemäß Fig. 5b berechnet werden.
In Fig. 5b können die nachfolgenden Gleichungen erhalten werden.
i1 = i2 + i3 (3)
V1 + V2 = Vdd (4)
V2 = R·i3 (5)
i1 = C1·(dV1/dt) (6)
i2 = C2·(dV2/dt) (7)
wobei i1 und 12 die Ströme sind, welche durch die Kondensatoren 10 bzw. 11 fließen. V1 und V2 sind die Spannungen an den Kondensatoren 10 bzw. 11; Vdd ist die Energieversorgungsspannung; und i3 ist der Strom, welcher durch den Widerstand 7 fließt.
Die nachfolgende Gleichung wird durch Herleiten der Ausgangsspannung V2 der Integrierschaltung 104 aus den Gleichungen (3) bis (7) erhalten.
V2 = Vdd·exp(-t/(R·(C1 + C2))) (8)
Zusätzlich kann die Zeit td', welche die Ausgangsspannung Vout benötigt, um vom Erdpotentialpegel auf die Energieversorgungsspannung Vdd(0) zu wechseln, unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet, welche ähnlich der Gleichung (2) ist.
td' = (C1 + C2)R·1n2 (9)
wobei Vdd(0)/2 der Schwellenwert des Inverters 102 ist.
Wie es in Fig. 4d gezeigt ist, nimmt in ähnlicher Weise das Ausgangssignal Vout ab, während es dem Eingangssignal Vin um die Verzögerungszeit td nacheilt, welche unter Verwendung der Gleichung 9 berechnet wird, wenn das Eingangssignal Vin von der Energieversorgungsspannung Vdd(0) auf den Erdpotentialpegel zum Zeitpunkt t2 abfällt, wie es in Fig. 4b gezeigt ist. Es ist daher möglich, unter Verwendung der Gleichung 9 den Faktor (C1 + C2)R zu berechnen, der notwendig ist, um die notwendige Verzögerungszeit td für die Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 3 zu erhalten.
Aus Gleichung 9 erkennt man auch, daß die Zeitkonstante durch eine Summe der Kapazitäten C1 und C2 der Kondensatoren 10 und 11 bestimmt ist. Es kann daher derselbe Verzögerungswert td' wie der Verzögerungswert td einer konventionellen Verzögerungsschaltung erzielt werden, ohne den Flächenbereich der Kondensatoren durch Teilen der Kapazität des Kondensators 8 zu erhöhen, bei welchen die Zeitkonstante durch die konventionelle Integrierschaltung 103 gemäß Fig. 7 bestimmt ist, d. h. durch eine Konfiguration der Integrierschaltung 104, derart, daß C = C1 + C2.
Die Betriebsweise der Verzögerungsschaltung wird nun für einen Fall beschrieben, bei welchem ein Rauschen der Energieversorgung überlagert ist.
Es wird angenommen, daß ein Spitzenrauschen, welches mehrere Nanosekunden bis mehrere zehnfache von Nanosekunden andauert, der Energieversorgung zu einem Zeitpunkt t3 in Fig. 4a in derselben Weise überlagert ist wie in Fig. 8a. Kein Strom fließt durch den Inverter 101, weil die Rauschimpulse zu diesem Zeitpunkt in der Ersatzschaltung der Integrierschaltung 104 sehr eng sind. Die Ersatzschaltung der Integrierschaltung 104 kann daher als eine angenommen werden, bei welcher SW in Fig. 5a nicht mit der Energieversorgung oder Erdpotential verbunden ist. Folglich kann die Ausgangsspannung V2 der Integrierschaltung 104 durch die folgende Gleichung angenähert werden.
V2 = Vdd/(1 + C2/C1) (10)
wobei Vdd die Energieversorgungsspannung ist, welche durch Rauschüberlagerung auf einer konstanten Energieversorgungsspannung Vdd(0) erhalten wird.
Andererseits wird der Schwellenwert Vt des Inverters 102 als Vdd/2 gebildet. Daher sind der Schwellenwert Vt des Inverters 102 und V2, dargestellt durch Gleichung 10, in Fig. 6 gezeigt. Der durch Symbol 20 gekennzeichnete Verlauf bezieht sich auf V2 und auf Vt bei C1 = C2. Symbol 21 kennzeichnet Vt bei C2/C1 > 1; Symbol 22 bezeichnet V1 bei C2/C1 < 1.
Wie es in Fig. 6 gezeigt ist, sind die Ausgangsspannung V2 der Integrierschaltung 104 und der Schwellenwert Vt des Inverters 102 einander gleich, wenn C2/C1 = 1, d. h. wenn C1 = C2. Folglich arbeitet der Inverter 102 unter Verwendung der Ausgangsspannung V2 der Integrierschaltung 104 als hohen Pegel, selbst wenn ein Spitzenrauschen der Energieversorgung überlagert ist. Im Ergebnis wird der Inverter 102 nicht auf einen niedrigen Pegel invertiert, und die Verzögerungsschaltung gemäß dem in den Fig. 1 bis 3 gezeigten Ausführungsbeispiel weist keine Funktionsstörung auf, wenn ein Rauschen der Energieversorgung überlagert ist.
Ein Verfahren zum Bestimmen des C2/C1-Verhältnisses der Kapazität C2 und Kapazität C1 wird nachfolgend für einen Fall beschrieben, bei welchem der Schwellenwert Vt des Inverters 102 gleich der Vdd/a ist (wobei a eine Konstante von 1 oder größer ist).
Die Ausgangsspannung V2 der Integrierschaltung 104 ist durch die nachfolgende Gleichung gegeben.
V2 = Vdd·C1/(C1 + C2) (11)
Unter der Annahme, daß die Ausgansspannung V2 und der Schwellenwert Vt des Inverters 102 einander gleich sind, kann nachfolgendes erhalten werden.
Vdd/a = Vdd·C1/(C1 + C2) (12)
Darauf basierend trifft nachfolgendes zu.
C2/C1 = a - 1 (13)
Speziell sind die Ausgangsspannung V2 der Integrierschaltung 104 und der Schwellenwert Vt des Inverters 102 einander gleich, und es werden keine Funktionsstörungen durch die Überlagerung von Rauschen von Erdpotential und auf der Energieversorgung verursacht, wenn der Schwellenwert Vt des Inverters 102 gleich Vdd/a ist und das Verhältnis von Kapazität C2 und Kapazität C1 die Gleichung 13 erfüllt.
Die Erfindung kann in anderen spezifischen Formen ausgeführt werden. Die vorliegenden Ausführungsbeispiele sind lediglich beispielhaft zu verstehen und nicht einschränkend; vielmehr wird der Schutzbereich der Erfindung durch die beigefügten Ansprüche bestimmt.

Claims

1. Verzögerungsschaltung mit einem Eingangsanschluß zur Eingabe von Impulssignalen und einem Ausgangsanschluß zum Ausgabe verzögerter Impulssignale, umfassend:

einen ersten Inverter (101) zum Invertieren eines vom Eingangsanschluß empfangenen Impulssignals,

eine Integrierschaltung (104), welche mit einem Widerstand (105) und einem ersten Kondensator (C2) ausgestattet und ausgebildet ist, um das Impulssignal, welches vom ersten Inverter (101) empfangen wird, zu integrieren,

einen zweiten Kondensator (C1), der mit der Energieversorgung (100) und dem ersten Kondensator (C2) verbunden ist,

einen zweiten Inverter (102) zum Invertieren des von der Integrierschaltung (104) und dem zweiten Kondensator (C1) ausgegebenen Signals, wenn die Spannung des Signals höher oder niedriger als ein vorgegebener Schwellenwert ist, wobei der zweite Inverter (102) mit CMOS Transistoren ausgestattet ist, und wobei die Gates eines n-Kanal Transistors (6) und eines p-Kanal Transistors (5) mit dem ersten bzw. zweiten Kondensator (C1, C2) verbunden sind, die Source des p-Kanal Transistors (5) mit der Energieversorgung (100) verbunden ist, und die Drains der Transistoren mit solchen Kanälen mit dem Ausgangsanschluß (2) verbunden sind,

dadurch gekennzeichnet, daß:

der Schwellenwert des zweiten Inverters (102) auf den Wert "Energieversorgungsspannung/a" eingestellt ist, wobei a eine Konstante von 1 oder größer ist, und das Kapazitätsverhältnis C2/C1 des ersten Kondensators C1 und des zweiten Kondensators C2 auf den Wert "a-1" eingestellt ist.

2. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher die Source des n-Kanal Transistors (6) geerdet ist.

3. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher die Summe der Kapazitäten des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) auf das selbe Niveau wie die Kapazität eingestellt ist, welche erhalten wird, wenn ein einzelner Kondensator verwendet wird, um die Zeitkonstante der Integrierschaltung zu realisieren, welche in Verbindung mit dem Schwellenwerten der CMOS Transistoren festgelegt wird.

4. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher die Summe der Kapazitäten des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) auf das selbe Niveau wie C eingestellt ist, um die Zeitkonstante einer Integrierschaltung (104) festzulegen, wobei C die Kapazität eines einzelnen Kondensators zum Bestimmen der Zeitkonstante der Integrierschaltung ist.

5. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher der Schwellenwert des zweiten Inverters (102) auf 1/2 der Energieversorgungsspannung eingestellt ist; und das Kapazitätsverhältnis des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators (C1, C2) auf 1 : 1 eingestellt ist.

6. Integrierte Halbleiterschaltung mit einer Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1.