DE69629226T2

DE69629226T2 - Differenzverstärker

Info

Publication number: DE69629226T2
Application number: DE69629226T
Authority: DE
Inventors: Tetsurou Hirakata-shi Ohmori; Yoshito Otsu-shi Date; Takashi Kusatsu-shi Koizumi; Yoshio Otsu-shi Imamura; Osamu Takatsuki-shi Sarai
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1995-02-27
Filing date: 1996-02-24
Publication date: 2004-04-22
Anticipated expiration: 2016-02-25
Also published as: EP0729226A2; JPH08298445A; US5841317A; DE69629226D1; TW307951B; KR960032880A; CN1134624A; CN1057648C; EP0729226B1; JP3537569B2; KR100189711B1; EP0729226A3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Differenzialverstärker, der z. B. in einem kapazitiven Digital/Analog-(D/A)-Umsetzer verwendet wird, der in einem Flüssigkeitskristall-(LC)-Treiber zum Antreiben einer TFT-Matrix-Farb-LCD-Tafel eingebaut ist und digitale Farbbildsignale in analoge Spannungssignale umsetzt. Wenn diese Art des Differenzialverstärkers beinhaltet ist, werden mehrere Einrichtungen regelmäßig auf einem einzelnen Halbleitersubstrat in Bezug auf die Spalten der TFT-Matrix-Farb-LCD-Tafel in Reihe angeordnet.
2. Beschreibung des Standes der Technik
Die US 5,027,013 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen eines ECL-Ausgangssignals für eine kapazitive Last, wobei eine Differenzialverstärkung eines Eingangssignals mit einer ersten Ausgabe eines Differenzialverstärkers, der zum Begründen eines Spannungspegels zwischen Spannungsgrenzen V_CC und V_ee an dem Ausgang eines Ausgangstreibers angeschlossen ist, bezüglich Änderungen in der ersten Verstärkerausgabe erzeugt wird. Ein absenkender Transistor bzw. ein Pull-down-Transistor ist mit seinem Kollektor an den Ausgang des Ausgangstreibers angeschlossen, wobei der Emitter an die V_ee Spannungsquelle angeschlossen und die Basis mittels eines anhebenden Kondensators mit dem zweiten Verstärkerausgang verbunden ist. Eine Spannungsklemmschaltung, die einen Klemmschaltungstransistor umfasst, dessen Basis zum Erhalten einer vorbestimmten Steuerspannung angeschlossen ist, besitzt einen Emitter, der an den anhebenden Kondensator und an die Basis des absenkenden Transistors angeschlossen ist, und einen Kollektor, der an die V_CC Spannungsquelle angeschlossen ist. Der Klemmschaltungstransistor wird in der Darlington-Anordnung betrieben, um eine minimale Entladungsimpedanz an der Basis des absenkenden Transistors zu erzeugen. Ein Rückflusskondensator ist zwischen der Basis des Klemmschaltungstransistors und dem ersten Verstärkerausgang zum Beschleunigen der Betriebsfunktion des Klemmschaltungstransistors angeschlossen.
Aus der JP 05315853 A ist eine Emitternachlaufschaltung bekannt, um ein Anheben und Absenken eines Pegels an einem Ausgangsanschluss durch Ausgestalten eines Emitters eines Emitternachfolge-NPN-Transistors in einer aktiven Absenkungsanordnung mit hoher Geschwindigkeit zu erzielen. Wenn sich eine Differenzialausgabe einer Differenzialschaltung von einem HOCH- zu einem NIEDRIG-Pegel ändert, wird die Antriebsleistung der Emitternachlaufschaltung reduziert, wobei eine Spannung zwischen einem Spannungsteilungsausgang einer Spannungsteilungsschaltung und einer Spannung an einem Ausgangsanschluss erhöht wird und erheblich eine Schwellspannung eines PMOSFET überschreitet, der leitend ist. Als Ergebnis wird ein Strom zu einer Basis des absenkenden NPN-Transistors, der eingeschaltet ist, zugeführt und der Ausgangsanschluss wird über den Transistor mit einer Energieversorgung verbunden. Deshalb wird ein Lastkondensator schnell entladen und der Pegel an dem Ausgangsanschluss wird durch die Entladung des Kondensators schnell abgesenkt, wodurch der Pegel mit hoher Geschwindigkeit auf den NIEDRIG-Pegel umgeschaltet wird.
Ein weiterer bekannter Differenzialverstärker ist in 12 gezeigt, wobei der Verstärker eine Differenzialschaltung 1 und eine Ausgangsschaltung 2 umfasst. Die Differenzialschaltung 1 verbindet den Source-Anschluss eines p-Kanal MOS Transistors 11 mit der Energieversorgung V_DD, führt eine konstante Arbeitspunktspannung V_bias zu dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 und veranlasst deshalb den p-Kanal MOS Transistor 11 als eine Konstantstromversorgung zu arbeiten.
Die Source-Anschlüsse der zwei anderen p-Kanal MOS Transistoren 12 und 13 sind gemeinsam an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 angeschlossen. Der Drain-Anschluss eines n-Kanal MOS Transistors 14 ist an den Drain-Anschluss des einen p-Kanal MOS Transistors 12 angeschlossen und der Drain-Anschluss eines anderen n-Kanal MOS Transistors 15 ist an dem Drain-Anschluss des anderen p-Kanal MOS Transistors 13 angeschlossen.
Die Source-Anschlüsse der n-Kanal MOS Transistoren 14 und 15 sind gemeinsam an die Masse angeschlossen und die Gate-Anschlüsse der n-Kanal MOS Transistoren 14 und 15 sind gemeinsam an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transis tors 13, d. h. an den Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 15, angeschlossen.
Die Ausgangsschaltung 2 verbindet den Source-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21, welcher ein p-Kanal MOS Transistor ist, mit der Energieversorgung V_DD und legt eine konstante Arbeitspunktspannung V_bias an den Gate-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21. Der Drain-Anschluss des Steuertransistors 22, der ein n-Kanal MOS Transistor ist, ist an den Drain-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21 angeschlossen, der Source-Anschluss ist geerdet und der Gate-Anschluss ist an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 angeschlossen, welcher der Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1 ist.
Ein nicht invertierender Eingangsanschluss 16 ist außerdem dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 zugeordnet, ein invertierender Eingangsanschluss 17 ist dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 13 zugeordnet und ein Ausgangsanschluss 23 ist der Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22 (d. h. ihrem gemeinsamen Drain-Anschluss) zugeordnet.
Die Betriebsfunktion des so offenbarten Differenzialverstärkers wird als nächstes beschrieben.
Die Differenzialschaltung 1 dieses Differenzialverstärkers gibt die Ausgangsspannung V_X aufgrund der Differenz zwischen der Spannung V+, die an den nicht invertierenden Eingangsanschluss 16 gelegt wird, und der Spannung V–, die an den invertierenden Eingangsanschluss 17 gelegt wird, aus. Der Konstantstromquellen-Transistor 21 der Ausgangsschaltung 2 gibt einen Konstantstrom (Entladestrom) i_A aus, welcher entweder zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt oder durch den Steuertransistor 22 als ein Durchflussstrom hindurchfließt. Der Strom i_B (hereinfließender Strom), der zu dem Steuertransistor 22 fließt, verändert sich entsprechend der Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 und ist die Summe des Stroms i_A (Durchflussstrom), der den Konstantstromquellen-Transistor 21 durchfließt, und dem Strom i_O, der von dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Als Ergebnis kann der Strom i_O von dem Ausgangsanschluss 23 (oder der Strom –i_O, der zu dem Ausgangsan schluss 23 fließt) durch Steuern des Stroms i_B, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, gesteuert werden.
Wenn dieser Differenzialverstärker arbeitet, wird eine (nicht in der Figur gezeigte) kapazitive Last an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossen, die Spannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 wird direkt zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17 geführt oder wird durch eine Rückkopplungs-Kapazität zurückgeführt. Es wird angenommen, dass in der kapazitiven Last kein Verluststrom auftritt, dass der absolute Wert des von dem Konstantstromquellen-Transistors 21 fließenden Stroms i_A und der absolute Wert des von dem Steuertransistor 22 fließenden Stroms i_B gleich sind und dass diese gleich bleibend sind, wenn der Strom i_O von dem Ausgangsanschluss 23 oder der Strom –i_O, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt, null ist. Dieser Zustand wird unten als Gleichgewichtszustand bezeichnet.
Die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 ändert sich außerdem zu jedem Zeitpunkt, wo die Spannung V+, die an den nicht invertierenden Eingangsanschluss 16 gelegt wird, und die Spannung V–, die an den invertierenden Eingangsanschluss 17 gelegt wird, sich ändern. Dies bedingt eine Änderung des Stroms i_B, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, eine Ladung der kapazitiven Last, die an dem Ausgangsanschluss 23 angeschlossen ist, durch Zuführen des Ganzen oder eines Teils des Stroms i_A von dem Konstantstromquellen-Transistor 21 zu dem Ausgangsanschluss 23, wodurch die Spannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 erhöht wird, oder eine Entladung der kapazitiven Last, die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossen ist, durch Leiten eines Stroms von dem Ausgangsanschluss 23 durch den Steuertransistor 22 und dadurch Verringern der Spannung V_O des Ausgangsanschlusses 23. Ein Gleichgewichtszustand wird wieder angenommen, wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 zu der originären (Gleichgewichts-)Spannung als Ergebnis der Erhöhung oder Verringerung der Spannung V_O zurückkehrt.
Die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 und den Strömen i_A und i_B, die durch die Ausgangsschaltung 2 fließen, ist in 13 gezeigt. Der Strom i_B erhöht sich mit der Erhöhung der Difterenzialschaltungs-Ausgangsspannung V_X und wird zu dem hereinfließenden Strom, der einen Stromfluss von dem Ausgangsanschluss 23 zu der Verbindung zwischen dem Konstantstrom quellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22 erzeugt. Das Gebiet des in 13 gezeigten Stroms i_B liegt deshalb in dem Bereich mit positiven Vorzeichen.
Der Strom i_A ist ungeachtet der Difterenzialschaltungs-Ausgangsspannung V_x konstant und wird zu dem Entladestrom, der von der gemeinsamen Verbindung des Konstantstromquellen-Transistors 21 und dem Steuertransistor 22 zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Der Strom i_A ist deshalb in der 13 innerhalb des Bereichs mit negativem Vorzeichen dargestellt.
Wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung klein ist, ist der Strom i_B null oder ein sehr geringer Strompegel und der Strom i_A ist größer als der Strom i_B. Der Differenzstrom der Ströme i_A und i_B fließt deshalb von der gemeinsamen Verbindung des Konstantstromquellen-Transistors 21 und des Steuertransistors 22 zu dem Ausgangsanschluss 23, wodurch die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossene kapazitive Last geladen wird und die Spannung an dem Ausgangsanschluss 23 sich erhöht.
Wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 hoch ist, fließt ein großer Strom i_B und dieser Strom i_B überschreitet deshalb den Pegel des Stroms i_A. Deshalb bedingt der Differenzstrom der Ströme i_A und i_B, dass der Strom von dem Ausgangsanschluss 23 zu der gemeinsamen Verbindung des Konstantstromquellen-Transistors 21 und des Steuertransistors 22 fließt, wodurch die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossene kapazitive Last entladen wird und die Spannung an dem Ausgangsanschluss 23 abfällt.
Dieser Differenzialverstärker stabilisiert sich deshalb an dem Punkt (dem Gleichgewichtspunkt), wo die Absolutwerte der Ströme i_A und i_B gleich sind, wegen der während der Betriebsfunktion angewendeten Gegenkopplung.
Die Betriebsfunktion des in 12 gezeigten Differenzialverstärkers ist unten mit Bezug auf das in 14 gezeigte Zeitdiagramm für die Betriebsart, wenn der Ausgangsanschluss 23 an den invertierenden Eingangsanschluss 17 angeschlossen ist und die Ausgangsspannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 direkt zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17 (V^– = V_O) zurückgeführt wird, in größerem Detail beschrieben.
Wie in 14(a) gezeigt, wird angenommen, dass sich die Spannung V+ des nicht invertierenden Eingangsanschlusses 16 in dem rechteckigen Wellenmuster V_A → V_B → V_A ändert (wobei V_A > V_B ist). Wenn die Spannung V+ abfällt (V_A → V_B), erhöht sich die Differenzialschaltungs-Ausgangsspannung V_X plötzlich von der Ausgangsspannung V_X0, dem Gleichgewichtspunkt, wo die Absolutwerte der Ströme i_A und i_B gleich sind, wie in 14(c) gezeigt, zu der Ausgangsspannung V_X1. Als Ergebnis erhöht sich der Strom i_B des Steuertransistors 22 plötzlich von dem Strom i_B0 des Gleichgewichtspunkts zu dem Strom i_B1, wie in 14(d) gezeigt, was zur raschen Entladung der kapazitiven Last führt, und die Ausgangsspannung V_O fällt von der Spannung V_O1 zu der Spannung V_O2 schart ab, wie in 14(b) gezeigt. Wenn die Ausgangsspannung V_O die Spannung V_O2 erreicht, fällt die Ausgangsspannung V_X ab, der Strom i_B verringert sich, die Spannung V_O wird zur Spannung V_O2, der Strom i_B wird zum Strom i_B0 und der Gleichgewichtszustand ist wieder hergestellt.
Wenn die Spannung V⁺ sich, wie in 14(a) gezeigt, erhöht (V_B → V_A), fällt die Differenzialschaltungs-Ausgangsspannung V_X von der Ausgangsspannung V_X0 des Gleichgewichtspunkts, wo die Absolutwerte der Ströme i_A und i_B gleich sind rasch, wie in 14(c) gezeigt, auf null ab. Als Ergebnis verringert sich der Strom i_B des Steuertransistors 22 von dem Strom i_B0 des Gleichgewichtspunkts auf null, was nach und nach die Ladung der kapazitiven Last durch den Strom i_A des Konstantstromquellen-Transistors 21 bewirkt. Die Ausgangsspannung V_O erhöht sich deshalb nach und nach von der Spannung V_O2 zu der Spannung V_O1, wie in 14(b) gezeigt. Wenn die Ausgangsspannung V_O annähernd zu der Spannung V_O, ansteigt und der Strom i_B zu dem Strom i_B0 ansteigt, ist der Gleichgewichtszustand erneut wieder hergestellt.
Das schnelle Abfallen und langsame Ansteigen der Ausgangsanschlussspannung V_O ist Folge davon, dass die Stromkapazität des Steuertransistors 22 hoch ist, der Strom i_A des Konstantstromquellen-Transistors 21 niedrig gehalten wird und der Durchflussstrom, der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 und den Steuertransistor 22 in dem Gleichgewichtszustand fließt, niedrig gehalten wird, um den Energieverbrauch zu verringern.
Um eine Hochstromkapazität in dem Steuertransistor 22 zu erzielen, während der Energieverbrauch in dem beschriebenen gewöhnlichen Differenzialverstärker ver ringert ist, wird der Durchflussstrom, der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 und den Steuertransistor 22 in dem Gleichgewichtszustand fließt, verringert, d. h., der Strom i_A des Konstantstromquellen-Transistors 21 wird verringert. Als Ergebnis fällt die Ausgangsspannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 vergleichsweise schnell ab, kann aber nicht schnell erhöht werden, da der Strom i_A des Konstantstromquellen-Transistors 21 gering ist und deshalb die Durchflussrate gering ist.
Falls das Ziel eine hohe Durchflussrate ist, wird in dem Konstantstromquellen-Transistor 21 jedoch ein hoher Strom i_A benötigt. Dies erhöht den Durchflussstrom, der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 und den Steuertransistor 22 in dem Gleichgewichtszustand geleitet wird, und erhöht den Energieverbrauch.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Deshalb ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Differenzialverstärker bereitzustellen, der eine hohe Durchflussrate erzielt, während auch ein geringer Energieverbrauch erzielt wird.
Um die obige und weitere Aufgaben zu lösen, wird gemäß einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung eine Differenzialschaltung bzw. ein Differenzialschaltkreis bereitgestellt, die bzw. der enthält: einen nicht invertierenden Eingang und einen invertierenden Eingang zum Ausgeben einer Differenzspannung relativ zu einer Differenz zwischen einer Spannung, die an den nicht invertierenden Eingang gelegt wird, und einer Spannung, die an den invertierenden Eingang gelegt wird; eine Ausgangsschaltung bzw. einen Ausgangsschaltkreis, die bzw. der einen Konstantstrom-Versorgungstransistor zum Bereitstellen bzw. Zufahren eines Konstantstroms, einen Steuertransistor, der durch die Differenzspannung gesteuert wird, und einen Verbindungspunkt zwischen dem Versorgungstransistor und dem Steuertransistor aufweist; einen Treibertransistor, der an den Verbindungspunkt zum Zuführen eines Stroms in den Verbindungspunkt angeschlossen ist; eine Umschaltschaltkreis zum Zuführen eines Treibersignals zu dem Treibertransistor; um den Treibertransistor zu aktivieren bzw. einzuschalten, wenn die Differenzspannung unterhalb einer vorbestimmten Schwellspannung ist, und den Treibertransistor zu deaktivieren bzw. auszuschalten, wenn die Differenzspannung oberhalb der vorbestimmten Schwellspannung ist; und eine Rückkopplungsschaltung bzw. einen Rückkopplungsschalt kreis, die bzw. der zwischen dem Verbindungspunkt und dem invertierenden Eingang angeschlossen ist.
Gemäß einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird eine Differenzialschaltung bzw. ein Differenzialschaltkreis bereitgestellt, die bzw. der aufweist: bzw. der einen nicht invertierenden Eingang und einen invertierenden Eingang zum Ausgeben einer Differenzspannung entsprechend einer Differenz zwischen einer Spannung, die dem nicht invertierenden Eingang zugeführt wird, und einer Spannung, die dem invertierenden Eingang zugeführt wird; einer Ausgangsschaltung bzw. einem Ausgabeschaltkreis mit einem Konstantstrom-Versorgungstransistor zum Zuführen eines Konstantstroms und einem Steuertransistor, der durch die Differenzspannung gesteuert wird, und einem Verbindungspunkt zwischen dem Versorgungstransistor und dem Steuertransistor; einen Treibertransistor, der an den Verbindungspunkt zum Zuführen eines Stroms in den Verbindungspunkt angeschlossen ist; einen Umschaltschaltkreis zum Zuführen eines Treibersignals zu dem Treibertransistor, um den Treibertransistor zu aktivieren, wenn die Differenzspannung über einer vorbestimmten Schwellspannung ist, und um den Treibertransistor zu deaktivieren, wenn die Differenzspannung unter der vorbestimmten Schwellspannung ist; und eine Rückkopplungsschaltung bzw. einem Rückkopplungsschaltkreis, die bzw. der zwischen dem Verbindungspunkt und dem invertierenden Eingang angeschlossen ist.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind durch die abhängigen Ansprüche angegeben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Treibertransistor in Reihe mit dem Konstantstrom-Versorgungstransistor der Ausgabeschaltung bereitgestellt, ein Umschaltschaltkreis, zu dem die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung geleitet wird, wird bereitgestellt und ein Strom wird nur dann zu dem Treibertransistor geführt, wenn die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung hinreichend niedrig ist, und Strom fließt entweder nicht oder fließt mit einem hinreichend niedrigen Pegel zu dem Steuertransistor. Es ist deshalb möglich, einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor zu dem Ausgangsanschluss zu führen, den Spannungsanstieg des Ausgangsanschlusses zu beschleunigen und den Treibertransistor in dem Gleichgewichtszustand abzuschalten, selbst wenn der zu dem Konstantstrom- Versorgungstransistor fließende Strom niedrig eingestellt ist, und der Durchflussstrom, der zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor und dem Steuertransistor in dem stationären Zustand fließt, wird dadurch verringert.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird anhand der unten ausgeführten ausführlichen Beschreibung und der begleitenden Zeichnungen noch vollständiger verstanden werden, wobei:
1 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 eine grafische Darstellung der Beziehung zwischen der Ausgabe der Differenzialschaltung und dem Ausgabestrom der Ausgabeschaltung in dem Differenzialverstärker von 1 zeigt;
3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F und 3G grafische Darstellungen zeigen, die Wellenzüge zum Beschreiben der Betriebsfunktion des Differenzialverstärkers von 1 zeigen;
4 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 einen Schaltplan der in 4 gezeigten Zwischenspeicherschaltung zeigt;
6 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
7 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
8 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
9 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
11 einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 einen Schaltplan zeigt, der zum Beschreiben eines Differenzialverstärkers gemäß des Standes der Technik verwendet wird;
13 eine grafische Darstellung der Beziehung zwischen der Ausgabe der Differenzialschaltung und dem Ausgangsstrom der Ausgangsschaltung des Differenzialverstärkers von 12 zeigt; und
14A, 14B, 14C und 14D Wellenzüge zum Beschreiben der Betriebsfunktion des Differenzialverstärkers von 12 zeigen.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Die bevorzugten Ausführungsbeispiele eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Ausführungsbeispiel 1
1 zeigt einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Wie in 1 gezeigt, weist dieser Differenzialverstärker eine Differenzialschaltung 1, eine Ausgangsschaltung 2, einen Treibertransistor 3 und einen Umschaltschaltkreis 4 auf. Es ist zu beachten, dass der Treibertransistor 3 ein p-Kanal MOS Transistor ist und der Umschaltschaltkreis 4 die Stromzufuhr zu dem Treibertransistor steuert, d. h. Strom zuführt und die Stromzufuhr zu dem Treibertransistor 3 unterbricht.
Die Differenzialschaltung 1 ist identisch zu der in 12 dargestellten Differenzialschaltung 1, stellt die Energieversorgung V_DD für den Source-Anschluss und eine konstante Arbeitspunktspannung V_bias für den Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 zur Verfügung und ermöglicht es so, dass der p-Kanal MOS Transistor 11 als eine Konstantstromversorgung dient.
Die Source-Anschlüsse der zwei p-Kanal MOS Transistoren 12 und 13 sind gemeinsam an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 angeschlossen. Der Drain-Anschluss eines n-Kanal MOS Transistors 14 ist an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 angeschlossen und der Drain-Anschluss eines weiteren n-Kanal MOS Transistors 15 ist an den Drain-Anschluss eines anderen p-Kanal MOS Transistors 13 angeschlossen.
Die Source-Anschlüsse der n-Kanal MOS Transistoren 14 und 15 sind gemeinsam an Masse angeschlossen und deren Gate-Anschlüsse sind gemeinsam an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 13, d. h. an den Drain-Anschluss des einen n-Kanal MOS Transistors 15, angeschlossen.
Die Ausgangsschaltung 2 ist ebenfalls ähnlich zu der in 12 gezeigten. Der Source-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21, welcher ein p-Kanal MOS Transistor ist, ist an die Energieversorgung V_DD angeschlossen und eine konstante Arbeitspunktspannung V_bias ist an deren Gate-Anschluss angelegt. Der Drain-Anschluss des Steuertransistors 22, welcher ein n-Kanal MOS Transistor ist, ist an den Drain-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21 angeschlossen, der Source-Anschluss ist geerdet und der Gate-Anschluss ist an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12, der der Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1 ist, angeschlossen.
Der Source-Anschluss des Treibertransistors 3 ist an die Energieversorgung V_DD angeschlossen und der Drain-Anschluss ist an die Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor (p-Kanal MOS Transistor) 21 und dem Steuertransistor (n-Kanal MOS Transistor) 22 angeschlossen. Auf diese Weise ist der Treibertransistor 3 in Reihe mit dem Konstantstromquellen-Transistor 21 angeordnet und lässt in der gleichen Richtung wie der Konstantstromquellen-Transistor 21 Strom fließen.
Der Umschaltschaltkreis 4 weist z. B. zwei Paare Reihenschaltungen auf, die zwei in Reihe geschaltete Invertierschaltungen bilden. Die eine Reihenschaltung weist ei nen p-Kanal MOS Transistor 41 und einen n-Kanal MOS Transistor 42 auf, und die andere Reihenschaltung weist einen p-Kanal MOS Transistor 43 und einen n-Kanal MOS Transistor 44 auf. Insbesondere haben der p-Kanal MOS Transistor 41 und der n-Kanal MOS Transistor 42, die den primären Invertierer bilden, eine niedrige Schwellspannungseinstellung, die durch das Entwurfsmuster während der Integrierung der Schaltung bestimmt ist, und arbeiten, um ein Treibersignal und daher Strom zu dem Treibertransistor 3 zu führen, wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 unterhalb einer bestimmten Schwellspannung ist, und die Zuführung des Treibersignals abzubrechen und somit den Treibertransistor 3 abzuschalten, wenn die Ausgangsspannung V_X größer als die bestimmte Schwellspannung ist. Daher arbeitet der Umschaltschaltkreis 4 so, dass der Umschaltschaltkreis 4 ein Niedrigpegelsignal erzeugt, wenn die Eingangsspannung V_X kleiner als eine vorbestimmte Schwellspannung V_T (3F) wird, und der Umschaltschaltkreis 4 ein Hochpegelsignal erzeugt, wenn die Eingangsspannung V_X größer als die Schwellspannung V_T wird.
Ein nicht invertierender Eingangsanschluss 16 ist dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 zugeordnet und ein invertierender Eingangsanschluss 17 ist dem Gate-Anschluss des anderen p-Kanal MOS Transistors 13 zugeordnet. Ein Ausgangsanschluss 23 ist an einen Verbindungspunkt J (gemeinsamer Drain-Punkt) zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22 angeschlossen. Der Verbindungspunkt J ist ferner durch eine Rückkopplungsschaltung 18 mit dem invertierenden Eingangsanschluss 17 verbunden. Die Rückkopplungsschaltung 18 kann ein einfacher Kurzschluss sein oder eine CR-Schaltung oder irgendeine andere Art einer Rückkopplungsschaltung sein. Der Ausgangsanschluss 23 ist durch einen Widerstand R mit einer kapazitiven Last C verbunden.
Die Betriebsfunktion des so offenbarten Differenzialverstärkers wird unten beschrieben.
Die Differenzialschaltung 1 dieses Differenzialverstärkers gibt die Spannung V_X ( 3C) aufgrund der Differenz zwischen der Spannung V+ (3A), die an dem nicht invertierenden Eingangsanschluss 16 anliegt, und der Spannung V– (3B), die an dem invertierenden Eingangsanschluss 17 anliegt, aus. Der Konstantstromquellen-Transistor 21 der Ausgangsschaltung 2 gibt einen konstanten Strom (Entladestrom) i_A aus, welcher entweder zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt oder durch den Steuertransistor 22 als ein Durchflussstrom hindurchfließt.
Der Strom i_B (hereinfließender Strom) (3E), der zu dem Steuertransistor 22 fließt, verändert sich gemäß der Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 und ist die Summe des Stroms i_A (Durchflussstrom), der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 fließt, und des Stroms i_O, der von dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Als Ergebnis kann der Strom i_O von dem Ausgangsanschluss 23 (oder dem Strom –i_O, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt) durch Steuern des Stroms i_B, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, gesteuert werden.
Wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 hinreichend klein ist und kleiner als eine Schwellspannung V_T (Zeitpunkt t3 in 3F oder 3C) wird und der Strom i_B kleiner als der Strom i_A ist, erzeugt der Umschaltschaltkreis 4 ein Niedrigpegel-Treibersignal für den Treibertransistor 3. Deshalb schaltet sich zum Zeitpunkt t3 der Transistor 3 ein, um den Strom i_C (3D oder 3G) durch den Treibertransistor 3 zu dem Ausgangsanschluss 23 fließen zu lassen. Deshalb wird der zu dem Strom i_A hinzugerechnete Strom i_C zum Laden der kapazitiven Last C, die mit dem Ausgangsanschluss 23 verbunden ist, verwendet. Dies führt zum schnelleren Laden der kapazitiven Last C als der in 12 gezeigten, d. h. als dem Laden, wenn nur der Strom i_A zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt, was zu einem raschen Ansteigen der Spannung V_O (3B) des Ausgangsanschlusses 23 führt. Die in der kapazitiven Last C gespeicherte Spannung wird durch die Rückkopplungsschaltung 18 an den Anschluss 17 gelegt.
Wenn sich die Spannung V_O (≈ V–) erhöht, so dass die Differenz zwischen den Spannungen V+ und V–, d. h. die Spannung V_X, groß wird, so dass der Strom i_B des Steuertransistors 22 zu fließen beginnt. Ferner, wenn die Spannung V_X größer wird als die Schwellspannung V_T (Zeitpunkt t4 in 3F oder 3C), erzeugt der Umschaltschaltkreis 4 ein Hochpegel-Treibersignal für den Treibertransistor 3. Deshalb schaltet sich zum Zeitpunkt t4 der Transistor 3 ab, um den Strom i_C (3D oder 3G) abzuschalten, wodurch ein Durchflussstrom am Fließen von dem Treibertransistor 3 zu dem Steuertransistor 22 gehindert wird.
Wenn dieser Differenzialverstärker arbeitet, wird die kapazitive Last C mit dem Ausgangsanschluss 23 verbunden und die Spannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 wird direkt oder durch die Rückkopplungsschaltung 18 zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17 zurückgeführt. Es wird angenommen, dass es in der kapazitiven Last C keinen Verluststrom gibt, der Absolutwert des Stroms i_A, der von dem Konstantstromquellen-Transistor 21 fließt, und der Absolutwert des Stroms i_B, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, gleich sind und gleich bleibend (Gleichgewichtspunkt in 2) sind, wenn der Strom i_O von dem Ausgangsanschluss 23 oder der Strom – i_O, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt, null ist.
Die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 ändert sich auch zu jedem Zeitpunkt, wo sich die an den nicht invertierenden Eingangsanschluss 16 gelegte Spannung V+ und die an den invertierenden Einganganschluss 17 gelegte Spannung V– ändern, wodurch der Strom i_B, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, und der Strom i_C, der von dem Umschaltschaltkreis 4 zu dem Treibertransistor 3 fließt, geändert werden.
Durch diese Steuerung der Pegel der Ströme i_B und i_C und Zuführen des Ganzen oder eines Teils des Stroms i_C von dem Treibertransistor 3 und des Stroms i_A von dem Konstantstromquellen-Transistor 21 zu dem Ausgangsanschluss 23kann die kapazitive Last C, die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossen ist, geladen werden und die Spannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 erhöht sich oder der Strom kann von dem Ausgangsanschluss 23 durch den Steuertransistor 22 gepumpt werden, um die mit dem Ausgangsanschluss 23 verbundene kapazitive Last C zu entladen und damit die Spannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 abzusenken. Ein Gleichgewichtszustand kann deshalb durch Erhöhen oder Verringern der Spannung V_O wiederhergestellt werden, um die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 auf den ursprünglichen (Gleichgewichts-) Pegel zurückzubringen.
Die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1, der zu der Ausgangsschaltung 2 fließenden Ströme i_A und i_B und des zu dem Treibertransistor 3 fließenden Stroms i_C ist in 2 dargestellt. Der Strom i_B nimmt zu, wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung zunimmt und wird zum hereinfließenden Strom, der einen Stromfluss von dem Ausgangsanschluss 23 zu dem Verbindungspunkt J zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22 bedingt. Das in 2 gezeigte Gebiet des Stroms i_B liegt deshalb in dem Bereich mit positivem Vorzeichen.
Der Strom i_A ist unabhängig von der Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung konstant und wird zum Entladestrom, der, von dem Verbindungspunkt J des Konstantstromquellen-Transistors 21 und des Steuertransistors 22 zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Der Strom i_A ist deshalb in der 2 innerhalb des Bereichs mit negativem Vorzeichen gezeigt.
Der Strom i_C fließt nur innerhalb des Bereichs, wo die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 kleiner ist als die Schwellspannung V_T, wobei V_T die Schwellspannung des Umschaltschaltkreises 4 ist, und ist deshalb der Entladestrom, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt und in der 2 in dem Bereich mit negativem Vorzeichen gezeigt ist.
Diese Schwellspannung V_T ist kleiner als die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 eingestellt, wenn der Strom i_B zu dem Steuertransistor 22 zu fließen beginnt, um einen Durchflussstrom zu verhindern, der von dem Treibertransistor 3 zu dem Steuertransistor 22 fließt, d. h., um zu verhindern, dass der Strom i_B des Steuertransistors 22 und der Strom i_C des Treibertransistors 3 (welche in Bezug auf den Ausgangsanschluss 23 in entgegengesetzte Richtungen fließen) zu der gleichen Zeit fließen, und dadurch einen Anstieg des Energieverbrauchs zu verhindern. Falls die Schwellspannung V_T niedriger als die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 eingestellt ist, wenn die Absolutwerte des Stroms i_B, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, und des Stroms i_A, der von dem Konstantstromquellen-Transistor 21 fließt, gleich sind, ist der Durchflussstrom des Gleichgewichtszustandes der gleiche wie beim Stand der Technik.
Wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 niedrig ist, fließt der Strom i_B nicht oder fließt mit einem extrem niedrigen Wert, ist der Strom i_A stärker als der Strom i_B und fließt der Strom i_C. Der Differenzstrom der Ströme i_A und i_B fließt deshalb von der Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22 zu dem Ausgangsanschluss 23 und der Strom i_C fließt von dem Treibertransistor 3 zu dem Ausgangsanschluss 23. Die mit dem Ausgangsan schluss 23 verbundene kapazitive Last wird daher rasch geladen und die Spannung an dem Ausgangsanschluss 23 steigt rasch an.
Wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 groß ist, wird der Strom i_C null und der Strom i_B fließt auf einem hohen Pegel, der den Strom i_A überschreitet. Der Differenzstrom der Ströme i_A und i_B fließt deshalb von dem Ausgangsanschluss 23 zu der Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22, wodurch die mit dem Ausgangsanschluss 23 verbundene kapazitive Last C entladen wird und die Spannung des Ausgangsanschlusses rasch abfällt.
Dieser Differenzialverstärker stabilisiert sich deshalb an dem Punkt (dem Gleichgewichtspunkt), wo die Absolutwerte der Ströme i_A und i_B wegen der während der Betriebsfunktion angewandten Gegenkopplung gleich werden.
Die Betriebsfunktion des in 1 gezeigten Differenzialverstärkers wird nachfolgend in größerem Detail beschrieben unter Bezugnahme auf die Zeitdiagramme, die in den 3A bis 3G gezeigt sind, in welchen 3F und 3G als Vergrößerungen der Ausschnitte F und G gezeigt sind, die in 3C bzw. 3D gezeigt sind. Im Betrieb wird angenommen, dass die Rückkopplungsschaltung 18 eine direkte Verbindung zwischen dem Ausgangsanschluss 23 und dem invertierten Eingangsanschluss 17 herstellt, so dass die Ausgangsspannung V_O des Ausgangsanschlusses 23 direkt zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17 zurückgeführt wird (V^– = V_O).
Wie in 3A gezeigt, wird angenommen, dass sich die Spannung V+ des nicht invertierenden Eingangsanschlusses 16 in dem rechteckigen Wellenmuster V_A → V_B → V_A (wobei V_A > V_B ist) ändert. Wenn die Spannung V⁺ abfällt (V_A → V_B), erhöht sich die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung plötzlich zu der Ausgangsspannung V_X1, von der Ausgangsspannung V_X0, der Ausgangsspannung an dem Gleichgewichtspunkt, wo die Absolutwerte der Ströme i_A und i_B gleich sind, wie in 3C gezeigt. Als Ergebnis steigt der Strom i_B des Steuertransistors 22 plötzlich von dem Strom i_B0 des Gleichgewichtspunkts zu dem Strom i_B1 an, wie in 3E gezeigt, wodurch die kapazitive Last rasch entladen wird und die Ausgangsspannung V_O von der Spannung V_O1 zu der Spannung V_O2 steil abfällt, wie in 3B ge zeigt. Wenn die Ausgangsspannung V_O die Spannung V_O2 erreicht, fällt die Ausgangsspannung V_X ab, der Strom i_B verringert sich, die Spannung V_O wird zur Spannung V_O2, der Strom i_B wird zum Strom i_B0 und der Gleichgewichtszustand wird erreicht.
Wenn die Spannung V⁺ ansteigt (V_B → V_A), wie in 3A gezeigt, fällt die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung steil ab, wie in 3C gezeigt, von der Ausgangsspannung V_x0 des Stabilisierungspunkts, wo die Absolutwerte der Ströme i_A und i_B gleich sind, steil auf Null ab. Als Ergebnis verringert sich der Strom i_B des Steuertransistors 22 von dem Strom i_B0 des Stabilisierungspunkts auf null, wie in 3E gezeigt, der Strom i_A des Konstantstromquellen-Transistors 21 fließt zu dem Ausgangsanschluss 23 und der Strom i_C, der durch den Treibertransistor 3 fließt, steigt steil auf den Strom i_C1 an, wie in 3D gezeigt (obwohl das Vorzeichen eigentlich umgekehrt zu dem gezeigten ist). Dieser Strom i_C1 wird deshalb von dem Treibertransistor 3 zu dem Ausgangsanschluss 23 ausgegeben, wodurch die kapazitive Last rasch geladen wird und deshalb die Ausgangsspannung V_O von der Spannung V_O2 zu der Spannung V_O1 rasch ansteigt, wie in 3B gezeigt. Der Gleichgewichtszustand wird erneut wieder hergestellt, wenn die Ausgangsspannung V_O im Wesentlichen auf die Spannung V_O1 ansteigt, der Strom i_C auf null zurückkehrt und der Strom i_B zu dem Strom i_B0 zurückkehrt.
Der Differenzialverstärker gemäß des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung, der oben beschrieben worden ist, verfügt deshalb über einen Treibertransistor 3 in Reihe mit dem Konstantstromquellen-Transistor 21 der Ausgangsschaltung 2 und einen Umschaltschaltkreis 4, an welchen die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 angelegt wird und welcher nur Strom. zu dem Treibertransistor 3 zuführt, wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 hinreichend klein ist und der Strom nicht zu dem Steuertransistor 22 fließt. Es ist daher möglich, einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor 3 zu dem Ausgangsanschluss 23 zu leiten, den Spannungsanstieg am Ausgangsanschluss zu beschleunigen und den Treibertransistor 3 im Gleichgewichtszustand abzuschalten, selbst wenn der zu dem Konstantstromquellen-Transistor 21 fließende Strom niedrig eingestellt ist, und der Durchflussstrom, der zu dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22 in den Gleichgewichtszustand fließt, wird verringert. Deshalb kann eine Durchflussrate erzielt und der Energieverbrauch verringert wer den. Da der Strom i_B des Steuertransistors 22 und der Strom i_C des Treibertransistors 3 auch nicht zum gleichen Zeitpunkt fließen (unwirtschaftlicher Durchflussstrom), kann der Energieverbrauch weiter verringert werden.
Ausführungsbeispiel 2
Ein Differenzialverstärker gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in 4 gezeigt. Dieser Differenzialverstärker verwendet einen Umschaltschaltkreis 5, wie in 4 gezeigt, für den Umschaltschaltkreis 4, der in 1 gezeigt ist. Dieser Umschaltschaltkreis 5 unterscheidet sich von dem Umschaltschaltkreis 4 in der Verwendung einer Zwischenspeicherschaltung 51 anstelle des zweistufigen Zustandsinvertierers, der in 1 gezeigt ist. Wenn die Ausgangsspannung V_x der Differenzialschaltung 1 kleiner als eine Schwellspannung V_T ist, leitet der Umschaltschaltkreis 5 ein Niedrigpegel-Treibersignal zu dem Treibertransistor 3, um den Strom i_C fließen zu lassen; wenn die Ausgangsspannung V_x der Differenzialschaltung 1 die Schwellspannung V_T überschreitet, leitet der Umschaltschaltkreis 5 ein Hochpegelsignal zu dem Treibertransistor 3 und schaltet dadurch den Treibertransistor 3 ab. Beachte, dass die Zwischenspeicherschaltung 51 von beliebigem Aufbau sein kann, wobei sich der Ausgangszustand, wie oben beschrieben, an der Flanke der Schwellspannung V_T invertiert.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Zwischenspeicherschaltung 51 wird als nächstes unter Bezugnahme auf die 5 beschrieben. Diese Zwischenspeicherschaltung 51 ist z. B. eine Pegelumsetzschaltung, welche eine Spannungsumsetzungsschaltung zum Verbinden zweier Schaltungen mit unterschiedlichen Energieversorgungsspannungen ist. Wie in 5 gezeigt, weist die Zwischenspeicherschaltung 51 drei p-Kanal MOS Transistoren MP1, MP2, MP3 und drei n-Kanal MOS Transistoren MN1, MN2, MN3 auf mit einer Reihenschaltung des p-Kanal MOS Transistors MP1 und des n-Kanal MOS Transistors MN1, einer Reihenschaltung des p-Kanal MOS Transistors MP2 und des n-Kanal MOS Transistors MN2 und einer Reihenschaltung des p-Kanal MOS Transistors MP3 und des n-Kanal MOS Transistors MN3.
Der gemeinsame Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors MP1 und des n-Kanal MOS Transistors MN1 ist mit dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors MP2 verbunden. Der gemeinsame Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Tran sistors MP2 und des n-Kanal MOS Transistors MN2 ist mit dem Gate-Anschluss des ersten p-Kanal MOS Transistors MP1 und mit dem Gate-Anschluss des Treibertransistors 3 verbunden. Der Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1 ist mit dem Gate-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors MN1 und mit dem gemeinsamen Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors MP3 und des n-Kanal MOS Transistors MN3 verbunden und der gemeinsame Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors MP3 und des n-Kanal MOS Transistors MN3 ist mit dem Gate-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors MN2 verbunden.
Wenn die Ausgangsspannung V_X der Differenzialschaltung 1 in 5 HOCH ist, wird der erste n-Kanal MOS Transistor MN1 angeschaltet und der zweite n-Kanal MOS Transistor MN2 wird ausgeschaltet. Wenn der n-Kanal MOS Transistor MN1 angeschaltet ist, fällt die Gate-Spannung des p-Kanal MOS Transistors MP2 ab, der p-Kanal MOS Transistor MP2 wird angeschaltet und der p-Kanal MOS Transistor MP1 wird ausgeschaltet. Daher wird eine HOHE Gate-Spannung an den Treibertransistor 3 angelegt.
Wenn die Ausgangsspannung V_x der Differenzialschaltung 1 NIEDRIG ist, wird der erste n-Kanal MOS Transistor MN1 ausgeschaltet und der zweite n-Kanal MOS Transistor MN2 wird angeschaltet. Wenn der n-Kanal MOS Transistor MN2 angeschaltet ist, fällt die Gate-Spannung des p-Kanal MOS Transistors MP1 ab, der p-Kanal MOS Transistor MP1 wird angeschaltet und der p-Kanal MOS Transistor MP2 wird ausgeschaltet. Daher wird eine NIEDRIGE Gate-Spannung an den Treibertransistor 3 angelegt.
Beachte, dass durch geeignetes Einstellen der Größen der p-Kanal MOS Transistoren MP1–MP3 und der n-Kanal MOS Transistoren MN1–MN3 die Ausgangsspannung Vx niedrig und die an den Treibertransistor 3 angelegte Gate-Spannung hoch eingestellt werden kann und dadurch eine Pegelumsetzung erzielt wird.
Die Schwellspannung kann auch in einem CMOS-Invertierer durch Ändern der Eingangstransistorgröße geändert werden. Während der Durchflussstrom im Gleichgewichtszustand mit einem CMOS-Invertierer fließt, kann der Durchflussstrom in dem Gleichgewichtszustand mit einem Pegelumsetzer ausgelöscht werden und dadurch kann ein niedriger Energieverbrauch erreicht werden.
Es ist deshalb möglich, eine hohe Treiberausgangsspannung zu erreichen und den Dynamikumfang zu vergrößern, während die Energieversorgungsspannung der Differenzialschaltung 1 verringert wird, und dadurch der Energieverbrauch durch Verringern der Energieversorgungsspannung der Differenzialschaltung 1, Absenken der Ausgangsspannung V_x und Erhöhen der Energieversorgungsspannung des Treibertransistors 3 verringert wird. Die anderen Wirkungsweisen dieses zweiten Ausführungsbeispiels sind gleich zu denen des obigen ersten Ausführungsbeispiels.
Ausführungsbeispiel 3
Das dritte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung ist nachfolgend mit Bezug auf die 6 beschrieben. In dem Differenzialverstärker dieses Ausführungsbeispiels lässt der Konstantstromquellen-Transistor den hereinfließenden Strom fließen. Insbesondere weist dieser Differenzialverstärker eine Differenzialschaltung 1', eine Ausgangsschaltung 2', einen Treibertransistor 3' (einen n-Kanal MOS Transistor), und einen Umschaltschaltkreis 4' auf, der die Stromversorgung des Treibertransistors 3' steuert.
In dieser Differenzialschaltung 1' ist der Source-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 11' geerdet und eine konstante Arbeitspunktspannung V_bias ist an den Gate-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 11' angelegt, wodurch der n-Kanal MOS Transistor 11' als eine Konstantstromquelle arbeitet.
Die Quellen der zwei n-Kanal MOS Transistoren 12', 13' sind gemeinsam mit dem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 11' verbunden. Der Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 14' ist mit dem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 12' verbunden und der Drain-Anschluss eines weiteren p-Kanal MOS Transistors 15' ist mit dem Drain-Anschluss des anderen n-Kanal MOS Transistors 13' verbunden.
Die Quellen der p-Kanal MOS Transistoren 14' und 15' sind gemeinsam mit der Energieversorgung V_DD verbunden und deren Gate-Anschlüsse sind gemeinsam mit dem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 13', d. h. mit dem Drain-Anschluss des einen p-Kanal MOS Transistors 15', verbunden.
In der Ausgangsschaltung 2' ist der Source-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21', welcher ein n-Kanal MOS Transistor ist, an Masse angeschlossen und eine konstante Arbeitspunktspannung V_bias wird an dessen Gate-Anschluss angelegt. Der Drain-Anschluss des Steuertransistors 22', welcher ein p-Kanal MOS Transistor ist, ist mit dem Drain-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21' verbunden, der Source-Anschluss des Steuertransistors 22' ist mit der Energieversorgung V_DD verbunden und der Gate-Anschluss ist mit dem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 12', welcher der Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1' ist, verbunden.
Der Source-Anschluss des Treibertransistors 3' ist geerdet und der Drain-Anschluss ist mit einer Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor (n-Kanal MOS Transistor) 21' und dem Steuertransistor (p-Kanal MOS Transistor) 22' verbunden. Deshalb ist der Treibertransistor 3' in Reihe mit dem Konstantstromquellen-Transistor 21' angeordnet und lässt den Strom in der gleichen Richtung wie der Konstantstromquellen-Transistor 21' fließen.
Der Umschaltschaltkreis 4' weist z. B. ein Paar Reihenschaltungen auf, die eine zweistufige Invertiererschaltung bilden, die eine Reihenschaltung weist einen n-Kanal MOS Transistor 41' und einen p-Kanal MOS Transistor 42' auf und die andere Reihenschaltung weist einen n-Kanal MOS Transistor 43' und einen p-Kanal MOS Transistor 44' auf. Im Speziellen haben der n-Kanal MOS Transistor 41' und der p-Kanal MOS Transistor 42', die den primären Invertierer bilden, eine hohe Schwellspannungseinstellung (nahe der Energieversorgung V_DD), die durch das Entwurfsmuster während der Integration der Schaltung bestimmt ist, und arbeiten zum Leiten eines Treibersignals und daher Stroms zu dem Treibertransistor 3', wenn die Ausgangsspannung V_x' der Differenzialschaltung 1' größer ist als eine bestimmte Schwellspannung, und um die Zuleitung des Treibersignals zu unterbrechen und daher den Treibertransistor 3' abzuschalten, wenn die Ausgangsspannung V_x kleiner ist als die bestimmte Schwellspannung.
Ein nicht invertierender Eingangsanschluss 16' ist dem Gate-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 12' zugeordnet, ein invertierender Eingangsanschluss 17' ist dem Gate-Anschluss des anderen n-Kanal MOS Transistors 13' zugeordnet und der Ausgangsanschluss 23' ist der Verbindung (gemeinsamer Drain-Anschluss) zwi schen dem Konstantstromquellen-Transistor 21' und dem Steuertransistor 22' zugeordnet.
Die Spannungen V+' und V-' sind die Spannungen, die jeweils an dem nicht invertierenden Eingangsanschluss 16' und dem invertierenden Eingangsanschluss 17' anliegen, und jede hat einen negativen Wert. Der Strom i_A' ist der Strom; der zu dem Konstantstromquellen-Transistor 21' fließt, der Strom i_B' ist der Strom, der von dem Steuertransistor 22' fließt, der Strom i_C' ist der Strom, der zu dem Treibertransistor 3' fließt und der Strom i_O' ist der Strom des Ausgangsanschlusses 23'.
Die Betriebsfunktion des dritten Ausführungsbeispiels des so offenbarten Differenzialverstärkers wird nachfolgend beschrieben.
Die Differenzialschaltung 1' dieses Differenzialverstärkers gibt die Spannung VX aufgrund der Differenz zwischen der Spannung V+', die an den nicht invertierenden Eingangsanschluss 16' angelegt wird, und der Spannung V–', die an den invertierenden Eingangsanschluss 17' angelegt wird, aus. Der Konstantstromquellen-Transistor 21' der Ausgangsschaltung 2' gibt einen Konstantstrom (hereinfließenden Strom) i_A' aus, welcher entweder von dem Ausgangsanschluss 23' hereinfließt oder durch den Steuertransistor 22' als ein Durchflussstrom hindurchfließt.
Der Strom i_B' (Entladestrom), der von dem Steuertransistor 22' fließt, verändert sich gemäß der Ausgangsspannung V_X' der Differenzialschaltung 1' und ist die Summe des Stroms i_A' (Durchflussstrom), der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21' fließt, und dem Strom i_O, der von dem Ausgangsanschluss 23' fließt. Als Ergebnis kann der Strom i_O zu dem Ausgangsanschluss 23' (oder der Strom –i_O, der von dem Ausgangsanschluss 23 fließt) durch Steuern des Stroms i_B', der zu dem Steuertransistor 22' fließt, gesteuert werden.
Wenn die Ausgangsspannung V_X' der Differenzialschaltung 1' hinreichend groß ist und der Strom i_B' kleiner ist als der Strom i_A', erlaubt das durch den Umschaltschaltkreis 4' erzeugte Treibersignal dem Strom i_C', der zu dem Treibertransistor 3' fließt, zu dem Ausgangsanschluss 23' zu fließen. Dies führt zur schnelleren Entladung der kapazitiven Last, die mit dem Ausgangsanschluss 23' verbunden ist, verglichen da mit, wenn nur der Strom i_A' zu dem Ausgangsanschluss 23' fließt, wodurch ein rasches Abfallen der Spannung V_O' des Ausgangsanschlusses 23' verursacht wird.
Es ist anzumerken, dass die Ausgangsspannung V_X' der Differenzialschaltung 1' abfällt und der Strom i_B' des Steuertransistors 22' zu fließen beginnt, wenn die Spannung V_O' den End-(Ziel)-Pegel erreicht. Zu diesem Zeitpunkt beendet jedoch der Umschaltschaltkreis 4' die Ausgabe des Treibersignals und der Strom i_C' fällt auf null ab, wodurch ein Durchflussstrom am Fließen durch den Treibertransistor 3' und den Steuertransistor 22' gehindert wird.
Wenn der Differenzialverstärker arbeitet, ist eine kapazitive Last (in der Figur nicht gezeigt) mit dem Ausgangsanschluss 23' verbunden und die Spannung V_O' des Ausgangsanschlusses 23' wird direkt zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17' geführt oder wird durch eine Rückkopplungs-Kapazität zurückgeführt. Falls angenommen wird, dass es keinen Verluststrom in der kapazitiven Last gibt, dann sind der Absolutwert des Stroms i_A', der von dem Konstantstromquellen-Transistor 21' fließt, und der Absolutwert des Stroms i_B', der zu dem Steuertransistor 22' fließt, gleich und sie sind gleich bleibend, wenn der Strom i_O' zu dem Ausgangsanschluss 23' oder der Strom –i_O , der von dem Ausgangsanschluss 23' fließt, null ist.
Die Ausgangsspannung V_X' der Differenzialschaltung 1' ändert sich auch zu jedem Zeitpunkt, wo die Spannung V+', die an dem nicht invertierenden Eingangsanschluss 16' anliegt, und die Spannung V-', die an dem invertierenden Eingangsanschluss 17' anliegt, sich ändern, wodurch der Strom i_B', der zu dem Steuertransistor 22' fließt, und der Strom i_C', der von dem Umschaltschaltkreis 4' zu dem Treibertransistor 3' fließt, geändert wird.
Durch dieses Steuern der Pegel der Ströme i_B' und i_C' und Zuführen des Ganzen oder eines Teils des Stroms i_C' von dem Treibertransistor 3' und des Stroms i_A' von dem Konstantstromquellen-Transistor 21' zu dem Ausgangsanschluss 23' kann die mit dem Ausgangsanschluss 23' verbundene kapazitive Last entladen werden und die Spannung V_O' des Ausgangsanschlusses 23' verringert werden oder Strom kann von dem Ausgangsanschluss 23' durch den Steuertransistor 22' zum Laden der an den Ausgangsanschluss 23' angeschlossenen kapazitiven Last gepumpt werden und die Spannung V_O' des Ausgangsanschlusses 23' erhöhen. Ein Gleichgewichts zustand kann so durch Anheben oder Absenken der Spannung V_O' wiederhergestellt werden, um die Ausgangsspannung V_X' der Differenzialschaltung 1' auf den ursprünglichen (Gleichgewichtszustands-) Pegel zurückzuführen.
Beachte, dass die Zustände des Hineinfließens und Entladens genau umgekehrt zu denen sind, die in 2 gezeigt sind, infolge der Beziehung zwischen der Ausgangsspannung V_X', der Differenzialschaltung 1', der zu der Ausgangsschaltung 2' fließenden Ströme i_A' und i_B' und des zu dem Treibertransistor 3' fließenden Stroms i_C'.
Die Schwellspannung in diesem dritten Ausführungsbeispiel ist höher eingestellt als die Ausgangsspannung V_X' der Differenzialschaltung 1', wenn der Strom i_B' zu dem Steuertransistor 22' zu fließen beginnt, um einen von dem Treibertransistor 3' zu dem Steuertransistor 22' fließenden Durchflussstrom zu verhindern, d. h., um zu verhindern, dass der Strom i_B' des Steuertransistors 22' und der Strom i_C' des Treibertransistors 3' (welche relativ zu dem Ausgangsanschluss 23' in umgekehrte Richtungen fließen) zum gleichen Zeitpunkt fließen, und dadurch einen Anstieg des Energieverbrauchs zu verhindern. Falls die Schwellspannung niedriger als die Ausgangsspannung V_x der Differenzialschaltung 1' eingestellt ist, wenn die Absolutwerte des zu dem Steuertransistor 22' fließenden Stroms i_B' und des zu dem Konstantstromquellen-Transistors 21' fließenden Stroms i_A' gleich sind, ist der Durchflussstrom des Gleichgewichtszustands der gleiche wie in dem Stand der Technik.
Dieses dritte Ausführungsbeispiel des Differenzialverstärkers unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel daher in dem, dass es den Spannungsabfall der Spannung des Ausgangsanschlusses beschleunigen kann, aber dessen Wirkungen sind andererseits die gleichen wie jene des ersten Ausführungsbeispiels.
Weitere alternative Ausführungsbeispiele der in den 1 und 6 gezeigten können durch Umkehren der gezeigten Kanaltypen erhalten werden durch Verwenden einer negativen (–V_DD) Energieversorgung und einer negativen Arbeitspunktspannung (–V_bias). In diesem Fall sind die Stromflüsse auch entgegengesetzt zu den in den 1 und 6 gezeigten, aber andere Betriebsfunktionen sind die gleichen.
Ausführungsbeispiel 4
Das vierte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf 7 beschrieben. In dem Differenzialverstärker dieses Ausführungsbeispiels ist der in 1 gezeigte primäre Invertierer des Umschaltschaltkreises 4 eine Serienschaltung, die einen p-Kanal MOS Transistor 52 und einen n-Kanal MOS Transistor 53 aufweist. Mit diesem Umschaltschaltkreis 4 ist der Ausgang der Differenzialschaltung 1 nur zu dem Gate-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 53 verbunden, wodurch die Kapazitätslast der Differenzialschaltung 1 verringert wird und die Arbeitsgeschwindigkeit des Umschaltschaltkreises 4 erhöht wird. Im Ergebnis kann der rasche Anstieg der Ausgangsspannung V_O der Ausgangsschaltung 2 verglichen mit dem in 1 gezeigten Differenzialverstärker beschleunigt werden.
Beachte ferner, dass der in 7 gezeigte p-Kanal MOS Transistor 52 einen geerdeten Gate-Anschluss aufweist und als Widerstand wirkt, wodurch der Durchflussstrom des primären Invertierers verringert wird und der Energieverbrauch verringert wird.
Der Aufbau und die Arbeitsweise dieses Differenzialverstärkers sind im Übrigen gleich dem ersten Ausführungsbeispiel und eine weitere Beschreibung dieser wird nachfolgend ausgelassen.
Ausführungsbeispiel 5
Das fünfte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung ist nachfolgend mit Bezug auf die 8 beschrieben. In dem Differenzialverstärker dieses Ausführungsbeispiels ist der primäre Invertierer des in 6 gezeigten Umschaltschaltkreises 4' eine Reihenschaltung, die einen p-Kanal MOS Transistor 57 und einen n-Kanal MOS Transistor 56 aufweist. Mit diesem Umschaltschaltkreis 4' wird der Ausgang der Differenzialschaltung 1 nur zu dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 57 verbunden, wodurch die Kapazitätslast der Differenzialschaltung 1 reduziert wird und die Arbeitsgeschwindigkeit des Umschaltschaltkreises 4' erhöht wird. Im Ergebnis kann der rasche Abfall der Ausgangsspannung V_O der Ausgangsschaltung 2 verglichen mit der in 6 gezeigten Differenzialverstärkervorrichtung beschleunigt werden. Der Aufbau und die Betriebsart dieses Differenzialverstärkers sind im Übrigen identisch zu dem dritten Ausführungsbeispiel und eine weitere Beschreibung dieser wird nachfolgend ausgelassen.
Ausführungsbeispiel 6
Das sechste Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf 9 beschrieben. In dem primären Invertierer des in 9 gezeigten Umschaltschaltkreises 4 dieses Ausführungsbeispiels wird ein p-Kanal MOS Transistor 62 in den Stromweg von der Energieversorgung V_DD zu dem p-Kanal MOS Transistor 52 eingefügt, ein n-Kanal MOS Transistor 63 wird in Reihe mit dem n-Kanal MOS Transistor 53 geschaltet und die Gate-Spannung des p-Kanal MOS Transistors 62 und des n-Kanal MOS Transistors 63 wird durch eine Steuerspannung V_C verändert, die mit der Eingangsspannung V+ der Differenzialschaltung 1 synchronisiert ist. Es ist deshalb möglich, den p-Kanal MOS Transistor 62 zu unterbrechen, wenn Strom zu dem n-Kanal MOS Transistor 53 geführt wird, und dadurch Strom zu dem n-Kanal MOS Transistor 63 zu führen oder Strom zu dem p-Kanal MOS Transistor 62 zu führen, wenn der n-Kanal MOS Transistor 53 abgeschaltet ist und dadurch den n-Kanal MOS Transistor 63 abzuschalten.
Mit dem so offenbarten Differenzialverstärker kann der Durchflussstrom des primären Invertierers abgeschaltet werden, wenn Strom zu dem n-Kanal MOS Transistor 53 fließt, durch Abschalten des p-Kanal MOS Transistors 62, und der n-Kanal MOS Transistor 63 kann die Ausgangsspannung des primären Invertierers auf das Massepotenzial festlegen, um den Durchflussstrom des Invertierers der zweiten Stufe zu unterdrücken. Im Ergebnis kann der Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis 4 wirksamer als in dem vierten Ausführungsbeispiel durch Bereitstellen des p-Kanal MOS Transistors 62 und des n-Kanal MOS Transistors 63 unterdrückt werden.
Die Betriebsfunktion des in 9 gezeigten Differenzialverstärkers wird als nächstes mit Bezugnahme auf das Zeitdiagramm in 3 beschrieben.
Wenn die Eingangsspannung V⁺ des nicht invertierenden Eingangsanschlusses 16 abfällt (V_A → V_B), ändert sich das Steuersignal V_C von HOCH auf NIEDRIG, der p- Kanal MOS Transistor 62 wird eingeschaltet und der n-Kanal MOS Transistor 63 wird ausgeschaltet.
Wenn die Eingangsspannung V⁺ ansteigt (V_B → V_A), ändert sich das Steuersignal V_C von NIEDRIG auf HOCH, der p-Kanal MOS Transistor 62 wird ausgeschaltet, um zu verhindern, dass ein Durchflussstrom durch den primären Invertierer fließt, und der n-Kanal MOS Transistor 63 wird EIN-geschaltet, um den Ausgang des primären Invertierers auf NIEDRIG festzulegen. Der Eingang des primären Invertierers kann so die An/Aus-Zustände des p-Kanal MOS Transistors 43 und des n-Kanal MOS Transistors 44 steuern, d. h. kann nur einen Transistor 43 oder 44 anschalten, um den Energieverbrauch als Ergebnis des Durchflussstroms zu verringern.
Der Grundaufbau und -betrieb dieses Ausführungsbeispiels sind im Übrigen gleich dem Differenzialverstärker des in 7 gezeigten vierten Ausführungsbeispiels und deshalb wird eine weitere Beschreibung nachfolgend ausgelassen.
Es ist möglich, dass die Steuerspannung V_C manuell gesteuert wird. und nicht zu der Eingangsspannung V+ der Differenzialschaltung 1 synchronisiert ist. Wenn es erforderlich ist, den Umschaltschaltkreis 4 zu deaktivieren, wird eine Hochpegel-Steuerspannung V_C manuell durch einen geeigneten Schalter (nicht dargestellt) angelegt. In diesem Fall schalten sich der Transistor 63 und der Transistor 43 beide an. Daher wird zwingend ein Hochpegelsignal zu dem Gate-Anschluss des Transistors 3 angelegt, um den Transistor 3 im abgeschalteten Zustand zu halten.
Es ist ferner anzumerken, dass das oben beschriebene sechste Ausführungsbeispiel gleich zu dem in 7 gezeigten vierten Ausführungsbeispiel ist mit Hinzunahme des p-Kanal MOS Transistors 62 und des n-Kanal MOS Transistors 63. Dieses Ausführungsbeispiel kann deshalb als ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß des ersten in 1 gezeigten Ausführungsbeispiels mit der Hinzunahme des p-Kanal MOS Transistors 62 und des n-Kanal MOS Transistors 63 beschrieben werden, in welchem Fall die Wirkungen immer noch wie die oben beschriebenen sind.
Ausführungsbeispiel 7
Das siebte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung ist nachfolgend mit Bezug auf die 9 beschrieben. In dem primären Invertierer des in 6 gezeigten Umschaltschaltkreises 4' wird ein p-Kanal MOS Transistor 67 in Reihe mit dem p-Kanal MOS Transistor 57 geschaltet, ein n-Kanal MOS Transistor 66 wird in. den Stromweg von dem n-Kanal MOS Transistor 56 zu der Masse eingefügt und die Gate-Spannung des p-Kanal MOS Transistors 67 und des n-Kanal MOS Transistors 66 wird durch eine Steuerspannung/V_C (wobei/V_C die reziproke Steuerspannung V_C angibt) in Synchronisation mit der Eingangsspannung V+' der Differenzialschaltung 1' verändert. Es ist deshalb möglich, einen Strom zu dem p-Kanal MOS Transistor 67 zu führen und dadurch den n-Kanal MOS Transistor 66 abzuschalten, wenn Strom zu dem p-Kanal MOS Transistor 57 geführt wird oder wenn der p-Kanal MOS Transistor 57 abgeschaltet wird, um den p-Kanal MOS Transistor 67 abzuschalten, und dadurch Strom zu dem n-Kanal MOS Transistor 66 zu führen.
Mit dem so offenbarten Differenzialverstärker kann der Durchflussstrom des primären Invertierers abgeschaltet werden, wenn Strom zu dem p-Kanal MOS Transistor 57 fließt, durch Abschalten des n-Kanal MOS Transistors 66, und der p-Kanal MOS Transistor 67 kann die Ausgangsspannung des primären Invertierers auf das Potenzial der Energieversorgung festlegen, um den Durchflussstrom des Invertierers der zweiten Stufe zu unterdrücken. Im Ergebnis kann der Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis 4' wirkungsvoller als in dem fünften Ausführungsbeispiel durch Bereitstellen des p-Kanal MOS Transistors 67 und des n-Kanal MOS Transistors 66 unterdrückt werden.
Der Grundaufbau und -betrieb dieses Ausführungsbeispiels sind im Übrigen gleich zu dem in 8 gezeigten Differenzialverstärker des fünften Ausführungsbeispiels und deshalb wird eine weitere Beschreibung nachfolgend ausgelassen.
Es ist ferner anzumerken, dass das oben beschriebene derzeitige Ausführungsbeispiel als Differenzialverstärker des in 8 gezeigten fünften Ausführungsbeispiels mit einem hinzugefügten p-Kanal MOS Transistor 67 und einem n-Kanal MOS Transistor 66 beschrieben worden ist. Dieses Ausführungsbeispiel kann deshalb als ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß des in 4 gezeigten dritten Ausführungsbeispiels mit der Hinzunahme eines p-Kanal MOS Transistors 67 und eines n-Kanal MOS Transistors 66 beschrieben werden, in welchem Fall die Wirkungen immer noch wie oben beschrieben sind.
Ferner ist es wie in dem sechsten Ausführungsbeispiel möglich, dass die Steuerspannung/V_C manuell und nicht synchronisiert zu der Eingangsspannung V+ der Differenzialschaltung 1 gesteuert wird. Wenn die Deaktivierung des Umschaltschaltkreises 4 erforderlich ist, wird eine Niedrigpegel-Steuerspannung/V_C durch einen geeigneten Schalter (nicht dargestellt) angelegt. In diesem Fall schaltet sich der Transistor 66 ab und der Transistor 67 schaltet sich an und der Transistor 43' schaltet sich an. Dadurch wird zwingend ein Niedrigpegelsignal an den Gate-Anschluss des Transistors 3' zum Halten des Transistors 3' in dem ausgeschalteten Zustand angelegt.
Ausführungsbeispiel 8
Ein achtes Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers wird als nächstes mit Bezug auf 11 beschrieben. Wie in 11 gezeigt, erzeugt dieser Differenzialverstärker die konstante Arbeitspunktspannung V_bias, die an die Gate-Anschlüsse des p-Kanal MOS Transistors 11 in der Differenzialschaltung 1 und den Konstantstromquellen-Transistor 21 der Ausgangsschaltung 2 durch eine veränderbare Arbeitspunktspannungs-Spannungsversorgung 71 angelegt wird, und ist im Übrigen gleich zu dem ersten Ausführungsbeispiel in 1.
Es ist deshalb möglich, den Energieverbrauch durch Einstellen des Stroms der Konstantstromquellen (11, 21) durch Erhöhen oder Absenken der konstanten Arbeitspunktspannung V_bias zu verringern. Insbesondere kann, obwohl eine kapazitive Last mit dem Differenzialverstärker dieses Ausführungsbeispiels während der Betriebsfunktion verbunden ist, die konstante Arbeitspunktspannung V_bias erhöht oder abgesenkt werden, um den mindestens erforderlichen Strom zur Verfügung zu stellen, selbst wenn sich die Ladebedingungen ändern, wodurch ein niedriger Energieverbrauch erzielt wird, während sich die Arbeitsgeschwindigkeit erhöht.
Es ist anzumerken, dass das obige Ausführungsbeispiel, durch welches die konstante Arbeitspunktspannung V_bias erhöht oder abgesenkt wird, nicht nur mit dem in der 1 gezeigten Differenzialverstärker des ersten Ausführungsbeispiels, son dern mit irgendeinem der in den 4–10 gezeigten Differenzialverstärkern erzielt werden kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Treibertransistor in Serie mit dem Konstantstrom-Versorgungstransistor der Ausgangsschaltung vorgesehen, ein Um- schaltschaltkreis, zu dem die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung zugeführt wird, ist vorgesehen und Strom wird zu dem Treibertransistor nur dann geführt, wenn die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung hinreichend niedrig ist und Strom fließt entweder nicht oder fließt auf einem hinreichend niedrigen Pegel zu dem Steuertransistor. Es ist deshalb möglich, einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor zu dem Ausgangsanschluss zu bringen, den Spannungsanstieg an dem Ausgangsanschluss zu beschleunigen und den Treibertransistor im Gleichgewichtszustand abzuschalten, selbst wenn der zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor fließende Strom niedrig eingestellt ist, und dadurch werden die Durchflussströme, die durch den Konstantstrom-Versorgungstransistor und den Steuertransistor in dem Gleichgewichtszustand fließen, verringert. Es ist deshalb möglich, eine hohe Durchflussrate zu erzielen und den Energieverbrauch zu verringern.
Mit einem Differenzialverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich zu verhindern, dass Strom gleichzeitig zu dem Steuertransistor und dem Treibertransistor fließt, und dadurch den Energieverbrauch weiter zu verringern.
Es ist außerdem möglich, in einer ein p-dotiertes Substrat verwendenden Halbleiterschaltung die Wirkungen der Arbeitspunktspannung des Substrats aufzuheben.
Es ist außerdem möglich, durch Verwenden eines CMOS-Schaltungslayouts den Schwellwert des Inverters während der Integration der Schaltung zu ändern.
Zusätzlich wird die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung nur an den vierten n-Kanal MOS Transistor angelegt, der einen Teil des primären Invertierers bildet, wodurch die Kapazitätslast der Differenzialschaltung abgesenkt wird, die Arbeitsgeschwindigkeit des Umschaltschaltkreises erhöht wird und deshalb der Anstieg der Ausgangsspannung von der Ausgangsschaltung beschleunigt wird. Der sechste p-Kanal MOS Transistor stellt außerdem eine Widerstandsbetriebsfunktion zur Verfü gung, die den Durchflussstrom des primären Invertierers absenkt und den Energieverbrauch verringert.
Zusätzlich wird der Durchflussstrom des primären Invertierers unterbrochen, wenn Strom zu dem vierten n-Kanal MOS Transistor geführt wird, durch Unterbrechen des achten p-Kanal MOS Transistors, und der sechste n-Kanal MOS Transistor legt die Ausgangsspannung des primären Invertierers auf das Massepotenzial fest, wodurch der Durchflussstrom des Invertierers der zweiten Stufe unterdrückt wird und im Ergebnis der Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis unterdrückt wird.
Mit einem Differenzialverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Treibertransistor in Serie mit dem Konstantstrom-Versorgungstransistor der Ausgangsschaltung geschaltet, ein Umschaltschaltkreis, zu welchem die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung eingegeben wird, ist vorgesehen und Strom wird zu dem Treibertransistor nur geführt, wenn die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung hinreichend hoch ist, und Strom fließt entweder nicht oder fließt auf einem hinreichend niedrigen Pegel zu dem Steuertransistor. Es ist deshalb möglich, einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor zu dem Ausgangsanschluss zu führen, den Spannungsabfall des Ausgangsanschlusses zu beschleunigen und den Treibertransistor in dem Gleichgewichtszustand abzuschalten, selbst wenn der zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor fließende Strom niedrig eingestellt ist, und die Durchflussströme, die zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor und dem Steuertransistor in dem Gleichgewichtszustand fließen, werden dadurch verringert. Es ist deshalb möglich, eine hohe Durchflussrate zu erzielen und den Energieverbrauch zu reduzieren.
Mit einem Differenzialverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich zu verhindern, dass Strom gleichzeitig zu dem Steuertransistor und dem Treibertransistor fließt, und deshalb den Energieverbrauch weiter zu reduzieren.
Es ist außerdem möglich, die Wirkungen der Arbeitspunktspannung eines Substrats aufzuheben, wenn die Anwendung für eine Halbleiterschaltung erfolgt, die ein ndotiertes Substrat verwendet.
Es ist ferner möglich, den Schwellwert des Invertierers während der Integration der Schaltung einzustellen, wenn ein CMOS-Invertiereraufbau verwendet wird.
Zusätzlich wird die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung nur an den vierten p-Kanal MOS Transistor, der einen Teil des primären Invertierers bildet, angelegt, wodurch die Kapazitätslast der Differenzialschaltung abgesenkt wird, die Arbeitsgeschwindigkeit des Umschaltschaltkreises erhöht und deshalb der Anstieg der Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung beschleunigt wird. Der sechste n-Kanal MOS Transistor beinhaltet ferner eine Widerstandsbetriebsfunktion, die den Durchflussstrom des primären Invertierers absenkt und den Energieverbrauch verringert.
Zusätzlich wird der Durchflussstrom des primären Invertierers unterbrochen, wenn Strom zu dem vierten p-Kanal MOS Transistor geführt wird, durch Unterbrechen des Stroms zu dem achten n-Kanal MOS Transistor und der sechste p-Kanal MOS Transistor setzt die Ausgangsspannung des primären Invertierers auf das Energieversorgungspotenzial fest, wodurch der Durchflussstrom des primären Invertierers unterdrückt wird und im Ergebnis der Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis unterdrückt wird.

Claims

Differentialverstärker enthaltend: einen Differentialschaltkreis (1) mit einem nichtinvertierenden Eingang (16) und einem invertierenden Eingang (17) zur Ausgabe einer Differenzspannung (V_x) relativ zu einer Differenz zwischen einer an den nichtinvertierenden Eingang angelegten Spannung und einer an den invertierenden Eingang angelegten Spannung; einen Ausgabeschaltkreis (2) mit einem Konstantstrom-Versorgungstransistor (21) zur Zuführung eines Konstantstroms, einem durch die Differenzspannung (V_X) gesteuerten Steuertransistor (22) und einem Verbindungspunkt (J) zwischen dem Versorgungstransistor (21) und dem Steuertransistor (22); einen mit dem Verbindungspunkt verbundenen Treibertransistor (3) zur Zuführung von Strom in den Verbindungspunkt (J); einen Umschaltschaltkreis (4) zur Zuführung eines Treibersignals zu dem Treibertransistor (3) zum Einschalten des Treibertransistors (3), wenn die Differenzspannung (V_x) unter einer vorherbestimmten Schwellspannung (V_T) liegt, und zum Ausschalten des Treibertransistors (3), wenn die Differenzspannung (V_x) über einer vorherbestimmten Schwellspannung liegt; und einen zwischen dem Verbindungspunkt (J) und dem invertierenden Eingang (17) geschalteten Rückkopplungsschaltkreis (18).
Differentialverstärker nach Anspruch 1, wobei die vorherbestimmte Schwellspannung auf einen Wert eingestellt ist, der kleiner als die Differenzspannung (V_x) ist, die erhalten wird, wenn die absoluten Werte der durch den Konstantstrom-Versorgungstransistor (21) und den Steuertransistor (22) fließenden Ströme gleich sind.
Differentialverstärker nach Anspruch 1, wobei die vorherbestimmte Schwellspannung auf einen Wert gesetzt ist, der kleiner als die Differenzspannung (V_x) ist, die erhalten wird, sobald Strom durch den Steuertransistor (22) zu fließen beginnt.
Differentialverstärker nach Anspruch 1, wobei der Differentialschaltkreis enthält: einen ersten p-Kanal MOS Transistor (11), an dessen Gate-Anschluss eine konstante Arbeitspunktspannung angelegt ist; einen zweiten und einen dritten p-Kanal MOS Transistor (12, 13), deren Source-Anschlüsse mit dem Drain-Anschluss des ersten p-Kanal MOS Transistors (11) verbunden sind und deren Gate-Anschlüsse mit dem nichtinvertierenden bzw. dem invertierenden Eingängen verbunden sind, und einen ersten und einen zweiten n-Kanal MOS Transistor (14, 15), deren Drain-Anschlüsse mit den Drain-Anschlüssen des zweiten bzw. des dritten p-Kanal MOS Transistors verbunden sind, wobei die Gate-Anschlüsse gemeinsam und mit einem der Drain-Anschlüsse davon verbunden sind und die Source-Anschlüsse davon gemeinsam verbunden sind.
Differentialverstärker nach Anspruch 4, wobei der Konstantstrom-Versorgungstransistor (21) ein vierter p-Kanal MOS Transistor ist, an dessen Gate-Anschluss eine konstante Arbeitspunktspannung angelegt ist; der Steuertransistor (22) ein dritter n-Kanal MOS Transistor ist, an dessen Gate-Anschluss die Differenzspannung (C) angelegt ist; und der Treibertransistor (3) ein fünfter p-Kanal MOS Transistor ist, an dessen Gate-Anschluss das Treibersignal von dem Umschaltschaltkreis angelegt ist.
Differentialverstärker nach Anspruch 4, wobei der Umschaltschaltkreis (4) aus einem ersten Inverter-Schaltkreis (41, 42) und einem zweiten Inverter-Schaltkreis (43, 44), die in Serie miteinander verschaltet sind, besteht.
Differentialverstärker nach Anspruch 6, wobei der erste Inverter-Schaltkreis ei= nen sechsten p-Kanal MOS Transistor (41), an dessen Gate-Anschluss die Differenzspannung (V_X) angelegt ist, und einem vierten n-Kanal MOS Transistor (42), an dessen Gate-Anschluss auch die Differenzspannung (V_X) angelegt ist, enthält und wobei der zweite Inverter-Schaltkreis einen siebten p-Kanal MOS Transistor (43), an dessen Gate-Anschluss eine Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, und einen fünften n-Kanal MOS Transistor (44), an dessen Gate-Anschluss die Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, enthält.
Differentialverstärker nach Anspruch 6, wobei der erste Inverter-Schaltkreis einen sechsten p-Kanal MOS Transistor (52), dessen Gate-Anschluss mit Masse verbunden ist, und einen vierten n-Kanal MOS Transistor (53), an dessen Gate-Anschluss die Differenzspannung (V_X) angelegt ist, enthält und wobei der zweite Inverter-Schaltkreis einen siebten p-Kanal MOS Transistor (43), an dessen Gate-Anschluss eine Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, und einen fünften n-Kanal MOS Transistor (44), an dessen Gate-Anschluss auch die Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, enthält.
Differentialverstärker nach Anspruch 7, wobei der Umschaltschaltkreis (4) weiter enthält: einen achten mit einem Strompfad verbundenen p-Kanal MOS Transistor (62) zur Zuführung von Strom zu dem sechsten p-Kanal MOS Transistor (41; 52); und einen sechsten zu dem fünften n-Kanal MOS Transistor (53) parallel geschalteten n-Kanal MOS Transistor (63).
Differentialverstärker nach Anspruch 8, wobei der Umschaltschaltkreis (4) weiter enthält: einen achten mit einem Strompfad verbundenen p-Kanal MOS Transistor (62) zur Zuführung von Strom zu dem sechsten p-Kanal MOS Transistor (41; 52); und einen sechsten zu dem vierten n-Kanal MOS Transistor (53) parallel geschalteten n-Kanal MOS Transistor (63).
Differentialverstärker enthaltend: einen Differentialschaltkreis (1') mit einem nichtinvertierenden Eingang (16') und einem invertierenden Eingang (17') zur Ausgabe einer Differenzspannung (V'_X) relativ zu einer Differenz zwischen einer an den nichtinvertierenden Eingang angelegten Spannung und einer an den invertierenden Eingang angelegten Spannung; einen Ausgabeschaltkreis (2') mit einem Konstantstrom-Versorgungstransistor (21') zur Zuführung eines Konstantstromes, einem durch die Differenzspannung (V'_X) gesteuerten Steuertransistor (22') und einem Verbindungspunkt (J) zwischen dem Versorgungstransistor (21') und dem Steuertransistor (22'); einen mit dem Verbindungspunkt verbundenen Treibertransistor (3') zur Zufüh rung von Strom in den Verbindungspunkt (J); einen Umschaltschaltkreis (4') zur Zuführung eines Treibersignals zu dem Treibertransistor (3') zum Einschalten des Treibertransistors (3'), wenn die Differenzspannung (V'_X) über einer vorherbestimmten Schwellspannung (V_T) liegt, und zum Ausschalten des Treibertransistors (3'), wenn die Differenzspannung (V'_X) unter einer vorherbestimmten Schwellspannung liegt; und einen zwischen den Verbindungspunkt (J) und den invertierenden Eingang (17') geschalteten Rückkoppelschaltkreis (18').
Differentialverstärker nach Anspruch 11, wobei die vorherbestimmte Schwellspannung auf einen Wert eingestellt ist, der größer als die Differenzspannung (V'_X) ist, die erhalten wird, wenn die Absolutwerte der durch den Konstantstrom-Versorgungstransistor (21') und den Steuertransistor (22') fließenden Ströme gleich sind.
Differentialverstärker nach Anspruch 11, wobei die vorherbestimmte Schwellspannung auf einen Wert gesetzt ist, der größer als die Differenzspannung (V'_X) ist, die erhalten wird, sobald der Strom durch den Steuertransistor (22') zu fließen beginnt.
Differentialverstärker nach Anspruch 11, wobei der Differentialschaltkreis enthält: einen ersten n-Kanal MOS Transistor (11'), an dessen Gate-Anschluss eine konstante Arbeitspunktspannung angelegt ist; einen zweiten und einen dritten n-Kanal MOS Transistor (12', 13'), deren Source-Anschlüsse mit dem Drain-Anschluss des ersten n-Kanal MOS Transistors (11') verbunden sind, und deren Gate-Anschlüsse mit dem nichtinvertierenden bzw. invertierenden Eingang verbunden sind, und einen ersten und einen zweiten p-Kanal MOS Transistor (14', 15'), deren Drain-Anschlüsse mit den Drain-Anschlüssen des zweiten bzw. dritten n-Kanal MOS Transistors verbunden sind, wobei deren Gate-Anschlüsse gemeinsam und mit einem der Drain-Anschlüsse davon verbunden sind, und die Source-Anschlüsse davon gemeinsam verbunden sind.
Differentialverstärker nach Anspruch 14, wobei der Konstantstrom-Versorgungstransistor (21') ein vierter n-Kanal MOS Transistor ist, an dessen Gate-Anschluss die konstante Arbeitspunktspannung angelegt ist; der Steuertransistor (22') ein dritter p-Kanal MOS Transistor ist, an dessen Ga te-Anschluss die Differenzspannung (V'_X) angelegt ist; und der Treibertransistor (3') ein fünfter n-Kanal MOS Transistor ist, an dessen Gate-Anschluss das Treibersignal von dem Umschaltschaltkreis angelegt ist.
Differentialverstärker nach Anspruch 14, wobei der Umschaltschaltkreis (4') einen ersten Inverter-Schaltkreis (41', 42') und einen zweiten Inverter-Schaltkreis (43', 44'), die in Serie miteinander verbunden sind, enthält.
Differentialverstärker nach Anspruch 16, wobei der erste Inverter-Schaltkreis einen sechsten n-Kanal MOS Transistor (41'), an dessen Gate-Anschluss die Differenzspannung (V_X) angelegt ist, und einen vierten p-Kanal MOS Transistor (42'), an dessen Gate-Anschluss auch die Differenzspannung (V'_X) angelegt ist, enthält und wobei der zweite Inverter-Schaltkreis einen siebten n-Kanal MOS Transistor (43'), an dessen Gate-Anschluss eine Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, und einen fünften p-Kanal MOS Transistor (44'), an dessen Gate-Anschluss die Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, enthält.
Differentialverstärker nach Anspruch 16, wobei der erste Inverter-Schaltkreis einen sechsten n-Kanal MOS Transistor (56), an dessen Gate-Anschluss eine Konstantspannung angelegt ist, und einen fünften p-Kanal MOS Transistor (57), an dessen Gate-Anschluss die Differenzspannung (V'_X) angelegt ist, enthält und wobei der zweite Inverter-Schaltkreis einen siebten n-Kanal MOS Transistor (43'), an dessen Gate-Anschluss eine Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, und einen fünften p-Kanal MOS Transistor (44'), an dessen Gate-Anschluss auch die Ausgangsspannung des ersten Inverter-Schaltkreises angelegt ist, enthält.
Differentialverstärker nach Anspruch 17, wobei der Umschaltschaltkreis (4') weiter enthält: einen achten mit einem Strompfad verbundenen n-Kanal MOS Transistor (66), zur Zuführung von Strom zu dem sechsten n-Kanal MOS Transistor (56); und einen sechsten zu dem fünften p-Kanal MOS Transistor (57) parallel geschalteten p-Kanal MOS Transistor (67).
Differentialverstärker nach Anspruch 18, wobei der Umschaltschaltkreis (4') weiter enthält: einen achten mit einem Strompfad verbunden n-Kanal MOS Transistor (66) zur Zuführung von Strom zu dem sechsten p-Kanal MOS Transistor (56); und einen sechsten zu dem fünften n-Kanal MOS Transistor (57) parallel geschalteten p-Kanal MOS Transistor (67).