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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
einen Differenzialverstärker,
der z. B. in einem kapazitiven Digital/Analog-(D/A)-Umsetzer verwendet
wird, der in einem Flüssigkeitskristall-(LC)-Treiber
zum Antreiben einer TFT-Matrix-Farb-LCD-Tafel eingebaut ist und digitale
Farbbildsignale in analoge Spannungssignale umsetzt. Wenn diese
Art des Differenzialverstärkers
beinhaltet ist, werden mehrere Einrichtungen regelmäßig auf
einem einzelnen Halbleitersubstrat in Bezug auf die Spalten der
TFT-Matrix-Farb-LCD-Tafel
in Reihe angeordnet.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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Die
US
5,027,013 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung
zum Erzeugen eines ECL-Ausgangssignals für eine kapazitive Last, wobei
eine Differenzialverstärkung
eines Eingangssignals mit einer ersten Ausgabe eines Differenzialverstärkers, der zum
Begründen
eines Spannungspegels zwischen Spannungsgrenzen V
CC und
V
ee an dem Ausgang eines Ausgangstreibers
angeschlossen ist, bezüglich Änderungen
in der ersten Verstärkerausgabe
erzeugt wird. Ein absenkender Transistor bzw. ein Pull-down-Transistor
ist mit seinem Kollektor an den Ausgang des Ausgangstreibers angeschlossen,
wobei der Emitter an die V
ee Spannungsquelle
angeschlossen und die Basis mittels eines anhebenden Kondensators
mit dem zweiten Verstärkerausgang verbunden
ist. Eine Spannungsklemmschaltung, die einen Klemmschaltungstransistor
umfasst, dessen Basis zum Erhalten einer vorbestimmten Steuerspannung
angeschlossen ist, besitzt einen Emitter, der an den anhebenden
Kondensator und an die Basis des absenkenden Transistors angeschlossen
ist, und einen Kollektor, der an die V
CC Spannungsquelle angeschlossen
ist. Der Klemmschaltungstransistor wird in der Darlington-Anordnung
betrieben, um eine minimale Entladungsimpedanz an der Basis des
absenkenden Transistors zu erzeugen. Ein Rückflusskondensator ist zwischen
der Basis des Klemmschaltungstransistors und dem ersten Verstärkerausgang zum
Beschleunigen der Betriebsfunktion des Klemmschaltungstransistors
angeschlossen.
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Aus der
JP 05315853 A ist eine Emitternachlaufschaltung
bekannt, um ein Anheben und Absenken eines Pegels an einem Ausgangsanschluss durch
Ausgestalten eines Emitters eines Emitternachfolge-NPN-Transistors
in einer aktiven Absenkungsanordnung mit hoher Geschwindigkeit zu
erzielen. Wenn sich eine Differenzialausgabe einer Differenzialschaltung
von einem HOCH- zu einem NIEDRIG-Pegel ändert, wird die Antriebsleistung
der Emitternachlaufschaltung reduziert, wobei eine Spannung zwischen
einem Spannungsteilungsausgang einer Spannungsteilungsschaltung
und einer Spannung an einem Ausgangsanschluss erhöht wird
und erheblich eine Schwellspannung eines PMOSFET überschreitet,
der leitend ist. Als Ergebnis wird ein Strom zu einer Basis des
absenkenden NPN-Transistors, der eingeschaltet ist, zugeführt und
der Ausgangsanschluss wird über
den Transistor mit einer Energieversorgung verbunden. Deshalb wird
ein Lastkondensator schnell entladen und der Pegel an dem Ausgangsanschluss
wird durch die Entladung des Kondensators schnell abgesenkt, wodurch
der Pegel mit hoher Geschwindigkeit auf den NIEDRIG-Pegel umgeschaltet
wird.
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Ein weiterer bekannter Differenzialverstärker ist
in 12 gezeigt, wobei
der Verstärker
eine Differenzialschaltung 1 und eine Ausgangsschaltung 2 umfasst.
Die Differenzialschaltung 1 verbindet den Source-Anschluss
eines p-Kanal MOS Transistors 11 mit der Energieversorgung
VDD, führt
eine konstante Arbeitspunktspannung Vbias zu
dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 und veranlasst
deshalb den p-Kanal MOS Transistor 11 als eine Konstantstromversorgung
zu arbeiten.
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Die Source-Anschlüsse der zwei anderen p-Kanal
MOS Transistoren 12 und 13 sind gemeinsam an den
Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 angeschlossen.
Der Drain-Anschluss eines n-Kanal MOS Transistors 14 ist
an den Drain-Anschluss des einen p-Kanal MOS Transistors 12 angeschlossen
und der Drain-Anschluss eines anderen n-Kanal MOS Transistors 15 ist
an dem Drain-Anschluss des anderen p-Kanal MOS Transistors 13 angeschlossen.
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Die Source-Anschlüsse der n-Kanal MOS Transistoren 14 und 15 sind
gemeinsam an die Masse angeschlossen und die Gate-Anschlüsse der n-Kanal
MOS Transistoren 14 und 15 sind gemeinsam an den
Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transis tors 13, d. h. an
den Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 15, angeschlossen.
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Die Ausgangsschaltung 2 verbindet
den Source-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21,
welcher ein p-Kanal MOS Transistor ist, mit der Energieversorgung
VDD und legt eine konstante Arbeitspunktspannung
Vbias an den Gate-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21. Der
Drain-Anschluss des Steuertransistors 22, der ein n-Kanal
MOS Transistor ist, ist an den Drain-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21 angeschlossen,
der Source-Anschluss ist geerdet und der Gate-Anschluss ist an den
Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 angeschlossen,
welcher der Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1 ist.
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Ein nicht invertierender Eingangsanschluss 16 ist
außerdem
dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 zugeordnet,
ein invertierender Eingangsanschluss 17 ist dem Gate-Anschluss
des p-Kanal MOS Transistors 13 zugeordnet und ein Ausgangsanschluss 23 ist
der Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22 (d.
h. ihrem gemeinsamen Drain-Anschluss) zugeordnet.
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Die Betriebsfunktion des so offenbarten
Differenzialverstärkers
wird als nächstes
beschrieben.
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Die Differenzialschaltung 1 dieses
Differenzialverstärkers
gibt die Ausgangsspannung VX aufgrund der
Differenz zwischen der Spannung V+, die an den nicht invertierenden
Eingangsanschluss 16 gelegt wird, und der Spannung V–, die an
den invertierenden Eingangsanschluss 17 gelegt wird, aus. Der
Konstantstromquellen-Transistor 21 der
Ausgangsschaltung 2 gibt einen Konstantstrom (Entladestrom)
iA aus, welcher entweder zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt oder
durch den Steuertransistor 22 als ein Durchflussstrom hindurchfließt. Der
Strom iB (hereinfließender Strom), der zu dem Steuertransistor 22 fließt, verändert sich
entsprechend der Ausgangsspannung VX der
Differenzialschaltung 1 und ist die Summe des Stroms iA (Durchflussstrom), der den Konstantstromquellen-Transistor 21 durchfließt, und
dem Strom iO, der von dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Als
Ergebnis kann der Strom iO von dem Ausgangsanschluss 23 (oder
der Strom –iO, der zu dem Ausgangsan schluss 23 fließt) durch
Steuern des Stroms iB, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, gesteuert
werden.
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Wenn dieser Differenzialverstärker arbeitet, wird
eine (nicht in der Figur gezeigte) kapazitive Last an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossen,
die Spannung VO des Ausgangsanschlusses 23 wird
direkt zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17 geführt oder
wird durch eine Rückkopplungs-Kapazität zurückgeführt. Es
wird angenommen, dass in der kapazitiven Last kein Verluststrom
auftritt, dass der absolute Wert des von dem Konstantstromquellen-Transistors 21 fließenden Stroms
iA und der absolute Wert des von dem Steuertransistor 22 fließenden Stroms
iB gleich sind und dass diese gleich bleibend sind,
wenn der Strom iO von dem Ausgangsanschluss 23 oder
der Strom –iO, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt, null
ist. Dieser Zustand wird unten als Gleichgewichtszustand bezeichnet.
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Die Ausgangsspannung VX der
Differenzialschaltung 1 ändert sich außerdem zu
jedem Zeitpunkt, wo die Spannung V+, die an den nicht invertierenden
Eingangsanschluss 16 gelegt wird, und die Spannung V–, die an
den invertierenden Eingangsanschluss 17 gelegt wird, sich ändern. Dies
bedingt eine Änderung
des Stroms iB, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, eine
Ladung der kapazitiven Last, die an dem Ausgangsanschluss 23 angeschlossen
ist, durch Zuführen
des Ganzen oder eines Teils des Stroms iA von
dem Konstantstromquellen-Transistor 21 zu dem Ausgangsanschluss 23,
wodurch die Spannung VO des Ausgangsanschlusses 23 erhöht wird,
oder eine Entladung der kapazitiven Last, die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossen
ist, durch Leiten eines Stroms von dem Ausgangsanschluss 23 durch
den Steuertransistor 22 und dadurch Verringern der Spannung
VO des Ausgangsanschlusses 23.
Ein Gleichgewichtszustand wird wieder angenommen, wenn die Ausgangsspannung
VX der Differenzialschaltung 1 zu
der originären
(Gleichgewichts-)Spannung als Ergebnis der Erhöhung oder Verringerung der
Spannung VO zurückkehrt.
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Die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung
VX der Differenzialschaltung 1 und
den Strömen iA und iB, die durch
die Ausgangsschaltung 2 fließen, ist in 13 gezeigt. Der Strom iB erhöht sich
mit der Erhöhung
der Difterenzialschaltungs-Ausgangsspannung VX und
wird zu dem hereinfließenden Strom,
der einen Stromfluss von dem Ausgangsanschluss 23 zu der
Verbindung zwischen dem Konstantstrom quellen-Transistor 21 und
dem Steuertransistor 22 erzeugt. Das Gebiet des in 13 gezeigten Stroms iB liegt deshalb in dem Bereich mit positiven
Vorzeichen.
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Der Strom iA ist
ungeachtet der Difterenzialschaltungs-Ausgangsspannung Vx konstant und wird zu dem Entladestrom,
der von der gemeinsamen Verbindung des Konstantstromquellen-Transistors 21 und
dem Steuertransistor 22 zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Der
Strom iA ist deshalb in der 13 innerhalb des Bereichs mit negativem
Vorzeichen dargestellt.
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Wenn die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung klein ist, ist
der Strom iB null oder ein sehr geringer
Strompegel und der Strom iA ist größer als
der Strom iB. Der Differenzstrom der Ströme iA und iB fließt deshalb
von der gemeinsamen Verbindung des Konstantstromquellen-Transistors 21 und
des Steuertransistors 22 zu dem Ausgangsanschluss 23, wodurch
die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossene kapazitive
Last geladen wird und die Spannung an dem Ausgangsanschluss 23 sich
erhöht.
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Wenn die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 hoch
ist, fließt
ein großer
Strom iB und dieser Strom iB überschreitet
deshalb den Pegel des Stroms iA. Deshalb
bedingt der Differenzstrom der Ströme iA und
iB, dass der Strom von dem Ausgangsanschluss 23 zu
der gemeinsamen Verbindung des Konstantstromquellen-Transistors 21 und
des Steuertransistors 22 fließt, wodurch die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossene
kapazitive Last entladen wird und die Spannung an dem Ausgangsanschluss 23 abfällt.
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Dieser Differenzialverstärker stabilisiert
sich deshalb an dem Punkt (dem Gleichgewichtspunkt), wo die Absolutwerte
der Ströme
iA und iB gleich
sind, wegen der während
der Betriebsfunktion angewendeten Gegenkopplung.
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Die Betriebsfunktion des in 12 gezeigten Differenzialverstärkers ist
unten mit Bezug auf das in 14 gezeigte
Zeitdiagramm für
die Betriebsart, wenn der Ausgangsanschluss 23 an den invertierenden
Eingangsanschluss 17 angeschlossen ist und die Ausgangsspannung
VO des Ausgangsanschlusses 23 direkt
zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17 (V– =
VO) zurückgeführt wird,
in größerem Detail
beschrieben.
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Wie in 14(a) gezeigt,
wird angenommen, dass sich die Spannung V+ des nicht invertierenden
Eingangsanschlusses 16 in dem rechteckigen Wellenmuster
VA → VB → VA ändert
(wobei VA > VB ist). Wenn die Spannung V+ abfällt (VA → VB), erhöht
sich die Differenzialschaltungs-Ausgangsspannung VX plötzlich von
der Ausgangsspannung VX0, dem Gleichgewichtspunkt,
wo die Absolutwerte der Ströme
iA und iB gleich
sind, wie in 14(c) gezeigt, zu der
Ausgangsspannung VX1. Als Ergebnis erhöht sich
der Strom iB des Steuertransistors 22 plötzlich von
dem Strom iB0 des Gleichgewichtspunkts zu
dem Strom iB1, wie in 14(d) gezeigt,
was zur raschen Entladung der kapazitiven Last führt, und die Ausgangsspannung
VO fällt
von der Spannung VO1 zu der Spannung VO2 schart ab, wie in 14(b) gezeigt. Wenn
die Ausgangsspannung VO die Spannung VO2 erreicht, fällt die Ausgangsspannung VX ab, der Strom iB verringert
sich, die Spannung VO wird zur Spannung
VO2, der Strom iB wird
zum Strom iB0 und der Gleichgewichtszustand
ist wieder hergestellt.
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Wenn die Spannung V+ sich,
wie in 14(a) gezeigt, erhöht (VB → VA), fällt
die Differenzialschaltungs-Ausgangsspannung VX von
der Ausgangsspannung VX0 des Gleichgewichtspunkts,
wo die Absolutwerte der Ströme
iA und iB gleich
sind rasch, wie in 14(c) gezeigt,
auf null ab. Als Ergebnis verringert sich der Strom iB des
Steuertransistors 22 von dem Strom iB0 des
Gleichgewichtspunkts auf null, was nach und nach die Ladung der
kapazitiven Last durch den Strom iA des
Konstantstromquellen-Transistors 21 bewirkt. Die Ausgangsspannung VO erhöht
sich deshalb nach und nach von der Spannung VO2 zu
der Spannung VO1, wie in 14(b) gezeigt.
Wenn die Ausgangsspannung VO annähernd zu
der Spannung VO, ansteigt und der Strom
iB zu dem Strom iB0 ansteigt,
ist der Gleichgewichtszustand erneut wieder hergestellt.
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Das schnelle Abfallen und langsame
Ansteigen der Ausgangsanschlussspannung VO ist
Folge davon, dass die Stromkapazität des Steuertransistors 22 hoch
ist, der Strom iA des Konstantstromquellen-Transistors 21 niedrig
gehalten wird und der Durchflussstrom, der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 und
den Steuertransistor 22 in dem Gleichgewichtszustand fließt, niedrig
gehalten wird, um den Energieverbrauch zu verringern.
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Um eine Hochstromkapazität in dem
Steuertransistor 22 zu erzielen, während der Energieverbrauch
in dem beschriebenen gewöhnlichen
Differenzialverstärker
ver ringert ist, wird der Durchflussstrom, der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 und
den Steuertransistor 22 in dem Gleichgewichtszustand fließt, verringert,
d. h., der Strom iA des Konstantstromquellen-Transistors 21 wird
verringert. Als Ergebnis fällt
die Ausgangsspannung VO des Ausgangsanschlusses 23 vergleichsweise
schnell ab, kann aber nicht schnell erhöht werden, da der Strom iA des Konstantstromquellen-Transistors 21 gering
ist und deshalb die Durchflussrate gering ist.
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Falls das Ziel eine hohe Durchflussrate
ist, wird in dem Konstantstromquellen-Transistor 21 jedoch
ein hoher Strom iA benötigt. Dies erhöht den Durchflussstrom,
der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 und den
Steuertransistor 22 in dem Gleichgewichtszustand geleitet
wird, und erhöht
den Energieverbrauch.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Deshalb ist es eine Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, einen Differenzialverstärker bereitzustellen, der eine
hohe Durchflussrate erzielt, während auch
ein geringer Energieverbrauch erzielt wird.
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Um die obige und weitere Aufgaben
zu lösen,
wird gemäß einem
ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung eine Differenzialschaltung bzw.
ein Differenzialschaltkreis bereitgestellt, die bzw. der enthält: einen
nicht invertierenden Eingang und einen invertierenden Eingang zum
Ausgeben einer Differenzspannung relativ zu einer Differenz zwischen
einer Spannung, die an den nicht invertierenden Eingang gelegt wird,
und einer Spannung, die an den invertierenden Eingang gelegt wird;
eine Ausgangsschaltung bzw. einen Ausgangsschaltkreis, die bzw.
der einen Konstantstrom-Versorgungstransistor zum Bereitstellen
bzw. Zufahren eines Konstantstroms, einen Steuertransistor, der
durch die Differenzspannung gesteuert wird, und einen Verbindungspunkt
zwischen dem Versorgungstransistor und dem Steuertransistor aufweist;
einen Treibertransistor, der an den Verbindungspunkt zum Zuführen eines
Stroms in den Verbindungspunkt angeschlossen ist; eine Umschaltschaltkreis
zum Zuführen
eines Treibersignals zu dem Treibertransistor; um den Treibertransistor
zu aktivieren bzw. einzuschalten, wenn die Differenzspannung unterhalb
einer vorbestimmten Schwellspannung ist, und den Treibertransistor
zu deaktivieren bzw. auszuschalten, wenn die Differenzspannung oberhalb
der vorbestimmten Schwellspannung ist; und eine Rückkopplungsschaltung
bzw. einen Rückkopplungsschalt kreis,
die bzw. der zwischen dem Verbindungspunkt und dem invertierenden
Eingang angeschlossen ist.
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Gemäß einem zweiten Gesichtspunkt
der vorliegenden Erfindung wird eine Differenzialschaltung bzw.
ein Differenzialschaltkreis bereitgestellt, die bzw. der aufweist:
bzw. der einen nicht invertierenden Eingang und einen invertierenden
Eingang zum Ausgeben einer Differenzspannung entsprechend einer
Differenz zwischen einer Spannung, die dem nicht invertierenden
Eingang zugeführt
wird, und einer Spannung, die dem invertierenden Eingang zugeführt wird;
einer Ausgangsschaltung bzw. einem Ausgabeschaltkreis mit einem
Konstantstrom-Versorgungstransistor zum Zuführen eines Konstantstroms und
einem Steuertransistor, der durch die Differenzspannung gesteuert
wird, und einem Verbindungspunkt zwischen dem Versorgungstransistor
und dem Steuertransistor; einen Treibertransistor, der an den Verbindungspunkt
zum Zuführen
eines Stroms in den Verbindungspunkt angeschlossen ist; einen Umschaltschaltkreis
zum Zuführen
eines Treibersignals zu dem Treibertransistor, um den Treibertransistor
zu aktivieren, wenn die Differenzspannung über einer vorbestimmten Schwellspannung
ist, und um den Treibertransistor zu deaktivieren, wenn die Differenzspannung
unter der vorbestimmten Schwellspannung ist; und eine Rückkopplungsschaltung
bzw. einem Rückkopplungsschaltkreis,
die bzw. der zwischen dem Verbindungspunkt und dem invertierenden
Eingang angeschlossen ist.
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Weitere vorteilhafte Ausführungsformen
sind durch die abhängigen
Ansprüche
angegeben.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird der Treibertransistor in Reihe mit dem Konstantstrom-Versorgungstransistor
der Ausgabeschaltung bereitgestellt, ein Umschaltschaltkreis, zu
dem die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung geleitet wird,
wird bereitgestellt und ein Strom wird nur dann zu dem Treibertransistor
geführt,
wenn die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung hinreichend
niedrig ist, und Strom fließt
entweder nicht oder fließt
mit einem hinreichend niedrigen Pegel zu dem Steuertransistor. Es
ist deshalb möglich,
einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor zu
dem Ausgangsanschluss zu führen,
den Spannungsanstieg des Ausgangsanschlusses zu beschleunigen und
den Treibertransistor in dem Gleichgewichtszustand abzuschalten,
selbst wenn der zu dem Konstantstrom- Versorgungstransistor fließende Strom
niedrig eingestellt ist, und der Durchflussstrom, der zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor
und dem Steuertransistor in dem stationären Zustand fließt, wird
dadurch verringert.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Die vorliegende Erfindung wird anhand
der unten ausgeführten
ausführlichen
Beschreibung und der begleitenden Zeichnungen noch vollständiger verstanden
werden, wobei:
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1 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 eine
grafische Darstellung der Beziehung zwischen der Ausgabe der Differenzialschaltung
und dem Ausgabestrom der Ausgabeschaltung in dem Differenzialverstärker von 1 zeigt;
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3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F und 3G grafische Darstellungen
zeigen, die Wellenzüge
zum Beschreiben der Betriebsfunktion des Differenzialverstärkers von 1 zeigen;
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4 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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5 einen
Schaltplan der in 4 gezeigten
Zwischenspeicherschaltung zeigt;
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6 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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7 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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8 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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9 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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10 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem siebten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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11 einen
Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem achten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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12 einen
Schaltplan zeigt, der zum Beschreiben eines Differenzialverstärkers gemäß des Standes
der Technik verwendet wird;
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13 eine
grafische Darstellung der Beziehung zwischen der Ausgabe der Differenzialschaltung
und dem Ausgangsstrom der Ausgangsschaltung des Differenzialverstärkers von 12 zeigt; und
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14A, 14B, 14C und 14D Wellenzüge zum Beschreiben
der Betriebsfunktion des Differenzialverstärkers von 12 zeigen.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Die bevorzugten Ausführungsbeispiele
eines Differenzialverstärkers
gemäß der vorliegenden
Erfindung werden nachfolgend mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen
beschrieben.
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Ausführungsbeispiel 1
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1 zeigt
einen Schaltplan eines Differenzialverstärkers gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Wie in 1 gezeigt,
weist dieser Differenzialverstärker
eine Differenzialschaltung 1, eine Ausgangsschaltung 2,
einen Treibertransistor 3 und einen Umschaltschaltkreis 4 auf.
Es ist zu beachten, dass der Treibertransistor 3 ein p-Kanal
MOS Transistor ist und der Umschaltschaltkreis 4 die Stromzufuhr
zu dem Treibertransistor steuert, d. h. Strom zuführt und
die Stromzufuhr zu dem Treibertransistor 3 unterbricht.
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Die Differenzialschaltung 1 ist
identisch zu der in 12 dargestellten
Differenzialschaltung 1, stellt die Energieversorgung VDD für
den Source-Anschluss und eine konstante Arbeitspunktspannung Vbias für
den Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 zur Verfügung und
ermöglicht
es so, dass der p-Kanal MOS Transistor 11 als eine Konstantstromversorgung
dient.
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Die Source-Anschlüsse der zwei p-Kanal MOS Transistoren 12 und 13 sind
gemeinsam an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 11 angeschlossen.
Der Drain-Anschluss eines n-Kanal MOS Transistors 14 ist
an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 angeschlossen
und der Drain-Anschluss eines weiteren n-Kanal MOS Transistors 15 ist
an den Drain-Anschluss eines anderen p-Kanal MOS Transistors 13 angeschlossen.
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Die Source-Anschlüsse der n-Kanal MOS Transistoren 14 und 15 sind
gemeinsam an Masse angeschlossen und deren Gate-Anschlüsse sind
gemeinsam an den Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 13,
d. h. an den Drain-Anschluss des einen n-Kanal MOS Transistors 15,
angeschlossen.
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Die Ausgangsschaltung 2 ist
ebenfalls ähnlich
zu der in 12 gezeigten.
Der Source-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21, welcher
ein p-Kanal MOS Transistor ist, ist an die Energieversorgung VDD angeschlossen und eine konstante Arbeitspunktspannung
Vbias ist an deren Gate-Anschluss angelegt.
Der Drain-Anschluss
des Steuertransistors 22, welcher ein n-Kanal MOS Transistor
ist, ist an den Drain-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21 angeschlossen,
der Source-Anschluss ist geerdet und der Gate-Anschluss ist an den
Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12, der der
Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1 ist, angeschlossen.
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Der Source-Anschluss des Treibertransistors 3 ist
an die Energieversorgung VDD angeschlossen und
der Drain-Anschluss ist an die Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor
(p-Kanal MOS Transistor) 21 und dem Steuertransistor (n-Kanal
MOS Transistor) 22 angeschlossen. Auf diese Weise ist der
Treibertransistor 3 in Reihe mit dem Konstantstromquellen-Transistor 21 angeordnet und
lässt in
der gleichen Richtung wie der Konstantstromquellen-Transistor 21 Strom
fließen.
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Der Umschaltschaltkreis 4 weist
z. B. zwei Paare Reihenschaltungen auf, die zwei in Reihe geschaltete
Invertierschaltungen bilden. Die eine Reihenschaltung weist ei nen
p-Kanal MOS Transistor 41 und einen n-Kanal MOS Transistor 42 auf,
und die andere Reihenschaltung weist einen p-Kanal MOS Transistor 43 und
einen n-Kanal MOS Transistor 44 auf. Insbesondere haben
der p-Kanal MOS Transistor 41 und der n-Kanal MOS Transistor 42,
die den primären
Invertierer bilden, eine niedrige Schwellspannungseinstellung, die
durch das Entwurfsmuster während
der Integrierung der Schaltung bestimmt ist, und arbeiten, um ein
Treibersignal und daher Strom zu dem Treibertransistor 3 zu
führen,
wenn die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 unterhalb
einer bestimmten Schwellspannung ist, und die Zuführung des
Treibersignals abzubrechen und somit den Treibertransistor 3 abzuschalten,
wenn die Ausgangsspannung VX größer als
die bestimmte Schwellspannung ist. Daher arbeitet der Umschaltschaltkreis 4 so,
dass der Umschaltschaltkreis 4 ein Niedrigpegelsignal erzeugt,
wenn die Eingangsspannung VX kleiner als
eine vorbestimmte Schwellspannung VT (3F) wird, und der Umschaltschaltkreis 4 ein
Hochpegelsignal erzeugt, wenn die Eingangsspannung VX größer als
die Schwellspannung VT wird.
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Ein nicht invertierender Eingangsanschluss 16 ist
dem Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 12 zugeordnet
und ein invertierender Eingangsanschluss 17 ist dem Gate-Anschluss
des anderen p-Kanal MOS Transistors 13 zugeordnet. Ein Ausgangsanschluss 23 ist
an einen Verbindungspunkt J (gemeinsamer Drain-Punkt) zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und
dem Steuertransistor 22 angeschlossen. Der Verbindungspunkt J
ist ferner durch eine Rückkopplungsschaltung 18 mit
dem invertierenden Eingangsanschluss 17 verbunden. Die
Rückkopplungsschaltung 18 kann
ein einfacher Kurzschluss sein oder eine CR-Schaltung oder irgendeine
andere Art einer Rückkopplungsschaltung
sein. Der Ausgangsanschluss 23 ist durch einen Widerstand
R mit einer kapazitiven Last C verbunden.
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Die Betriebsfunktion des so offenbarten
Differenzialverstärkers
wird unten beschrieben.
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Die Differenzialschaltung 1 dieses
Differenzialverstärkers
gibt die Spannung VX ( 3C) aufgrund der Differenz zwischen der
Spannung V+ (3A), die
an dem nicht invertierenden Eingangsanschluss 16 anliegt,
und der Spannung V– (3B), die an dem invertierenden
Eingangsanschluss 17 anliegt, aus. Der Konstantstromquellen-Transistor 21 der
Ausgangsschaltung 2 gibt einen konstanten Strom (Entladestrom) iA aus, welcher entweder zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt oder durch
den Steuertransistor 22 als ein Durchflussstrom hindurchfließt.
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Der Strom iB (hereinfließender Strom) (3E), der zu dem Steuertransistor 22 fließt, verändert sich
gemäß der Ausgangsspannung
VX der Differenzialschaltung 1 und
ist die Summe des Stroms iA (Durchflussstrom),
der durch den Konstantstromquellen-Transistor 21 fließt, und
des Stroms iO, der von dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Als
Ergebnis kann der Strom iO von dem Ausgangsanschluss 23 (oder
dem Strom –iO, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt) durch
Steuern des Stroms iB, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, gesteuert werden.
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Wenn die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 hinreichend
klein ist und kleiner als eine Schwellspannung VT (Zeitpunkt
t3 in 3F oder 3C) wird und der Strom iB kleiner als der Strom iA ist,
erzeugt der Umschaltschaltkreis 4 ein Niedrigpegel-Treibersignal
für den
Treibertransistor 3. Deshalb schaltet sich zum Zeitpunkt
t3 der Transistor 3 ein, um den Strom iC (3D oder 3G) durch den Treibertransistor 3 zu
dem Ausgangsanschluss 23 fließen zu lassen. Deshalb wird
der zu dem Strom iA hinzugerechnete Strom
iC zum Laden der kapazitiven Last C, die
mit dem Ausgangsanschluss 23 verbunden ist, verwendet.
Dies führt
zum schnelleren Laden der kapazitiven Last C als der in 12 gezeigten, d. h. als
dem Laden, wenn nur der Strom iA zu dem
Ausgangsanschluss 23 fließt, was zu einem raschen Ansteigen
der Spannung VO (3B) des Ausgangsanschlusses 23 führt. Die
in der kapazitiven Last C gespeicherte Spannung wird durch die Rückkopplungsschaltung 18 an
den Anschluss 17 gelegt.
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Wenn sich die Spannung VO (≈ V–) erhöht, so dass
die Differenz zwischen den Spannungen V+ und V–, d. h. die Spannung VX, groß wird,
so dass der Strom iB des Steuertransistors 22 zu
fließen
beginnt. Ferner, wenn die Spannung VX größer wird
als die Schwellspannung VT (Zeitpunkt t4
in 3F oder 3C), erzeugt der Umschaltschaltkreis 4 ein
Hochpegel-Treibersignal für
den Treibertransistor 3. Deshalb schaltet sich zum Zeitpunkt
t4 der Transistor 3 ab, um den Strom iC (3D oder 3G) abzuschalten, wodurch ein Durchflussstrom
am Fließen
von dem Treibertransistor 3 zu dem Steuertransistor 22 gehindert wird.
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Wenn dieser Differenzialverstärker arbeitet, wird
die kapazitive Last C mit dem Ausgangsanschluss 23 verbunden
und die Spannung VO des Ausgangsanschlusses 23 wird
direkt oder durch die Rückkopplungsschaltung 18 zu
dem invertierenden Eingangsanschluss 17 zurückgeführt. Es
wird angenommen, dass es in der kapazitiven Last C keinen Verluststrom
gibt, der Absolutwert des Stroms iA, der von
dem Konstantstromquellen-Transistor 21 fließt, und
der Absolutwert des Stroms iB, der zu dem
Steuertransistor 22 fließt, gleich sind und gleich
bleibend (Gleichgewichtspunkt in 2)
sind, wenn der Strom iO von dem Ausgangsanschluss 23 oder
der Strom – iO, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt, null
ist.
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Die Ausgangsspannung VX der
Differenzialschaltung 1 ändert sich auch zu jedem Zeitpunkt,
wo sich die an den nicht invertierenden Eingangsanschluss 16 gelegte
Spannung V+ und die an den invertierenden Einganganschluss 17 gelegte
Spannung V– ändern, wodurch
der Strom iB, der zu dem Steuertransistor 22 fließt, und
der Strom iC, der von dem Umschaltschaltkreis 4 zu
dem Treibertransistor 3 fließt, geändert werden.
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Durch diese Steuerung der Pegel der
Ströme iB und iC und Zuführen des
Ganzen oder eines Teils des Stroms iC von
dem Treibertransistor 3 und des Stroms iA von
dem Konstantstromquellen-Transistor 21 zu dem Ausgangsanschluss 23kann
die kapazitive Last C, die an den Ausgangsanschluss 23 angeschlossen
ist, geladen werden und die Spannung VO des
Ausgangsanschlusses 23 erhöht sich oder der Strom kann
von dem Ausgangsanschluss 23 durch den Steuertransistor 22 gepumpt
werden, um die mit dem Ausgangsanschluss 23 verbundene
kapazitive Last C zu entladen und damit die Spannung VO des Ausgangsanschlusses 23 abzusenken.
Ein Gleichgewichtszustand kann deshalb durch Erhöhen oder Verringern der Spannung
VO wiederhergestellt werden, um die Ausgangsspannung
VX der Differenzialschaltung 1 auf
den ursprünglichen
(Gleichgewichts-) Pegel zurückzubringen.
-
Die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung
VX der Differenzialschaltung 1,
der zu der Ausgangsschaltung 2 fließenden Ströme iA und
iB und des zu dem Treibertransistor 3 fließenden Stroms
iC ist in 2 dargestellt.
Der Strom iB nimmt zu, wenn die Ausgangsspannung
VX der Differenzialschaltung zunimmt und
wird zum hereinfließenden
Strom, der einen Stromfluss von dem Ausgangsanschluss 23 zu dem
Verbindungspunkt J zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem
Steuertransistor 22 bedingt. Das in 2 gezeigte Gebiet des Stroms iB liegt deshalb in dem Bereich mit positivem
Vorzeichen.
-
Der Strom iA ist
unabhängig
von der Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung
konstant und wird zum Entladestrom, der, von dem Verbindungspunkt
J des Konstantstromquellen-Transistors 21 und des Steuertransistors 22 zu
dem Ausgangsanschluss 23 fließt. Der Strom iA ist
deshalb in der 2 innerhalb
des Bereichs mit negativem Vorzeichen gezeigt.
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Der Strom iC fließt nur innerhalb
des Bereichs, wo die Ausgangsspannung VX der
Differenzialschaltung 1 kleiner ist als die Schwellspannung
VT, wobei VT die
Schwellspannung des Umschaltschaltkreises 4 ist, und ist
deshalb der Entladestrom, der zu dem Ausgangsanschluss 23 fließt und in
der 2 in dem Bereich
mit negativem Vorzeichen gezeigt ist.
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Diese Schwellspannung VT ist
kleiner als die Ausgangsspannung VX der
Differenzialschaltung 1 eingestellt, wenn der Strom iB zu dem Steuertransistor 22 zu
fließen
beginnt, um einen Durchflussstrom zu verhindern, der von dem Treibertransistor 3 zu dem
Steuertransistor 22 fließt, d. h., um zu verhindern,
dass der Strom iB des Steuertransistors 22 und der
Strom iC des Treibertransistors 3 (welche
in Bezug auf den Ausgangsanschluss 23 in entgegengesetzte
Richtungen fließen)
zu der gleichen Zeit fließen,
und dadurch einen Anstieg des Energieverbrauchs zu verhindern. Falls
die Schwellspannung VT niedriger als die
Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 eingestellt
ist, wenn die Absolutwerte des Stroms iB,
der zu dem Steuertransistor 22 fließt, und des Stroms iA, der von dem Konstantstromquellen-Transistor 21 fließt, gleich
sind, ist der Durchflussstrom des Gleichgewichtszustandes der gleiche wie
beim Stand der Technik.
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Wenn die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 niedrig
ist, fließt
der Strom iB nicht oder fließt mit einem
extrem niedrigen Wert, ist der Strom iA stärker als
der Strom iB und fließt der Strom iC.
Der Differenzstrom der Ströme
iA und iB fließt deshalb
von der Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und
dem Steuertransistor 22 zu dem Ausgangsanschluss 23 und
der Strom iC fließt von dem Treibertransistor 3 zu
dem Ausgangsanschluss 23. Die mit dem Ausgangsan schluss 23 verbundene
kapazitive Last wird daher rasch geladen und die Spannung an dem
Ausgangsanschluss 23 steigt rasch an.
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Wenn die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 groß ist, wird
der Strom iC null und der Strom iB fließt
auf einem hohen Pegel, der den Strom iA überschreitet.
Der Differenzstrom der Ströme
iA und iB fließt deshalb
von dem Ausgangsanschluss 23 zu der Verbindung zwischen
dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und dem Steuertransistor 22,
wodurch die mit dem Ausgangsanschluss 23 verbundene kapazitive
Last C entladen wird und die Spannung des Ausgangsanschlusses rasch
abfällt.
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Dieser Differenzialverstärker stabilisiert
sich deshalb an dem Punkt (dem Gleichgewichtspunkt), wo die Absolutwerte
der Ströme
iA und iB wegen
der während
der Betriebsfunktion angewandten Gegenkopplung gleich werden.
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Die Betriebsfunktion des in 1 gezeigten Differenzialverstärkers wird
nachfolgend in größerem Detail
beschrieben unter Bezugnahme auf die Zeitdiagramme, die in den 3A bis 3G gezeigt sind, in welchen 3F und 3G als Vergrößerungen der Ausschnitte F
und G gezeigt sind, die in 3C bzw. 3D gezeigt sind. Im Betrieb
wird angenommen, dass die Rückkopplungsschaltung 18 eine
direkte Verbindung zwischen dem Ausgangsanschluss 23 und
dem invertierten Eingangsanschluss 17 herstellt, so dass
die Ausgangsspannung VO des Ausgangsanschlusses 23 direkt
zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17 zurückgeführt wird
(V– =
VO).
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Wie in 3A gezeigt,
wird angenommen, dass sich die Spannung V+ des nicht invertierenden Eingangsanschlusses 16 in
dem rechteckigen Wellenmuster VA → VB → VA (wobei VA > VB ist) ändert. Wenn
die Spannung V+ abfällt (VA → VB), erhöht
sich die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung plötzlich zu
der Ausgangsspannung VX1, von der Ausgangsspannung
VX0, der Ausgangsspannung an dem Gleichgewichtspunkt,
wo die Absolutwerte der Ströme
iA und iB gleich
sind, wie in 3C gezeigt.
Als Ergebnis steigt der Strom iB des Steuertransistors 22 plötzlich von
dem Strom iB0 des Gleichgewichtspunkts zu
dem Strom iB1 an, wie in 3E gezeigt, wodurch die kapazitive Last
rasch entladen wird und die Ausgangsspannung VO von
der Spannung VO1 zu der Spannung VO2 steil abfällt, wie in 3B ge zeigt. Wenn die Ausgangsspannung
VO die Spannung VO2 erreicht,
fällt die
Ausgangsspannung VX ab, der Strom iB verringert sich, die Spannung VO wird zur Spannung VO2,
der Strom iB wird zum Strom iB0 und der
Gleichgewichtszustand wird erreicht.
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Wenn die Spannung V+ ansteigt
(VB → VA), wie in 3A gezeigt,
fällt die
Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung
steil ab, wie in 3C gezeigt,
von der Ausgangsspannung Vx0 des Stabilisierungspunkts,
wo die Absolutwerte der Ströme
iA und iB gleich
sind, steil auf Null ab. Als Ergebnis verringert sich der Strom
iB des Steuertransistors 22 von dem
Strom iB0 des Stabilisierungspunkts auf
null, wie in 3E gezeigt,
der Strom iA des Konstantstromquellen-Transistors 21 fließt zu dem
Ausgangsanschluss 23 und der Strom iC,
der durch den Treibertransistor 3 fließt, steigt steil auf den Strom
iC1 an, wie in 3D gezeigt (obwohl das Vorzeichen eigentlich umgekehrt
zu dem gezeigten ist). Dieser Strom iC1 wird
deshalb von dem Treibertransistor 3 zu dem Ausgangsanschluss 23 ausgegeben,
wodurch die kapazitive Last rasch geladen wird und deshalb die Ausgangsspannung
VO von der Spannung VO2 zu
der Spannung VO1 rasch ansteigt, wie in 3B gezeigt. Der Gleichgewichtszustand
wird erneut wieder hergestellt, wenn die Ausgangsspannung VO im Wesentlichen auf die Spannung VO1 ansteigt, der Strom iC auf null
zurückkehrt
und der Strom iB zu dem Strom iB0 zurückkehrt.
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Der Differenzialverstärker gemäß des ersten Ausführungsbeispiels
der Erfindung, der oben beschrieben worden ist, verfügt deshalb über einen Treibertransistor 3 in
Reihe mit dem Konstantstromquellen-Transistor 21 der Ausgangsschaltung 2 und einen
Umschaltschaltkreis 4, an welchen die Ausgangsspannung
VX der Differenzialschaltung 1 angelegt
wird und welcher nur Strom. zu dem Treibertransistor 3 zuführt, wenn
die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 hinreichend
klein ist und der Strom nicht zu dem Steuertransistor 22 fließt. Es ist daher
möglich,
einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor 3 zu
dem Ausgangsanschluss 23 zu leiten, den Spannungsanstieg
am Ausgangsanschluss zu beschleunigen und den Treibertransistor 3 im
Gleichgewichtszustand abzuschalten, selbst wenn der zu dem Konstantstromquellen-Transistor 21 fließende Strom
niedrig eingestellt ist, und der Durchflussstrom, der zu dem Konstantstromquellen-Transistor 21 und
dem Steuertransistor 22 in den Gleichgewichtszustand fließt, wird
verringert. Deshalb kann eine Durchflussrate erzielt und der Energieverbrauch
verringert wer den. Da der Strom iB des Steuertransistors 22 und
der Strom iC des Treibertransistors 3 auch
nicht zum gleichen Zeitpunkt fließen (unwirtschaftlicher Durchflussstrom),
kann der Energieverbrauch weiter verringert werden.
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Ausführungsbeispiel 2
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Ein Differenzialverstärker gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist in 4 gezeigt.
Dieser Differenzialverstärker
verwendet einen Umschaltschaltkreis 5, wie in 4 gezeigt, für den Umschaltschaltkreis 4,
der in 1 gezeigt ist.
Dieser Umschaltschaltkreis 5 unterscheidet sich von dem
Umschaltschaltkreis 4 in der Verwendung einer Zwischenspeicherschaltung 51 anstelle des
zweistufigen Zustandsinvertierers, der in 1 gezeigt ist. Wenn die Ausgangsspannung
Vx der Differenzialschaltung 1 kleiner
als eine Schwellspannung VT ist, leitet
der Umschaltschaltkreis 5 ein Niedrigpegel-Treibersignal
zu dem Treibertransistor 3, um den Strom iC fließen zu lassen;
wenn die Ausgangsspannung Vx der Differenzialschaltung 1 die
Schwellspannung VT überschreitet, leitet der Umschaltschaltkreis 5 ein
Hochpegelsignal zu dem Treibertransistor 3 und schaltet
dadurch den Treibertransistor 3 ab. Beachte, dass die Zwischenspeicherschaltung 51 von
beliebigem Aufbau sein kann, wobei sich der Ausgangszustand, wie
oben beschrieben, an der Flanke der Schwellspannung VT invertiert.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der Zwischenspeicherschaltung 51 wird als nächstes unter
Bezugnahme auf die 5 beschrieben.
Diese Zwischenspeicherschaltung 51 ist z. B. eine Pegelumsetzschaltung,
welche eine Spannungsumsetzungsschaltung zum Verbinden zweier Schaltungen mit
unterschiedlichen Energieversorgungsspannungen ist. Wie in 5 gezeigt, weist die Zwischenspeicherschaltung 51 drei
p-Kanal MOS Transistoren MP1, MP2, MP3 und drei n-Kanal MOS Transistoren MN1,
MN2, MN3 auf mit einer Reihenschaltung des p-Kanal MOS Transistors
MP1 und des n-Kanal MOS Transistors MN1, einer Reihenschaltung des
p-Kanal MOS Transistors MP2 und des n-Kanal MOS Transistors MN2
und einer Reihenschaltung des p-Kanal MOS Transistors MP3 und des
n-Kanal MOS Transistors MN3.
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Der gemeinsame Drain-Anschluss des
p-Kanal MOS Transistors MP1 und des n-Kanal MOS Transistors MN1 ist mit dem
Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors MP2 verbunden. Der gemeinsame
Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Tran sistors MP2 und des n-Kanal
MOS Transistors MN2 ist mit dem Gate-Anschluss des ersten p-Kanal
MOS Transistors MP1 und mit dem Gate-Anschluss des Treibertransistors 3 verbunden.
Der Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1 ist mit
dem Gate-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors MN1 und mit dem gemeinsamen
Gate-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors MP3 und des n-Kanal MOS Transistors
MN3 verbunden und der gemeinsame Drain-Anschluss des p-Kanal MOS
Transistors MP3 und des n-Kanal MOS Transistors MN3 ist mit dem Gate-Anschluss
des n-Kanal MOS Transistors MN2 verbunden.
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Wenn die Ausgangsspannung VX der Differenzialschaltung 1 in 5 HOCH ist, wird der erste n-Kanal
MOS Transistor MN1 angeschaltet und der zweite n-Kanal MOS Transistor
MN2 wird ausgeschaltet. Wenn der n-Kanal MOS Transistor MN1 angeschaltet
ist, fällt
die Gate-Spannung des p-Kanal MOS Transistors MP2 ab, der p-Kanal
MOS Transistor MP2 wird angeschaltet und der p-Kanal MOS Transistor
MP1 wird ausgeschaltet. Daher wird eine HOHE Gate-Spannung an den
Treibertransistor 3 angelegt.
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Wenn die Ausgangsspannung Vx der Differenzialschaltung 1 NIEDRIG
ist, wird der erste n-Kanal MOS Transistor MN1 ausgeschaltet und
der zweite n-Kanal MOS Transistor MN2 wird angeschaltet. Wenn der
n-Kanal MOS Transistor MN2 angeschaltet ist, fällt die Gate-Spannung des p-Kanal
MOS Transistors MP1 ab, der p-Kanal
MOS Transistor MP1 wird angeschaltet und der p-Kanal MOS Transistor MP2
wird ausgeschaltet. Daher wird eine NIEDRIGE Gate-Spannung an den
Treibertransistor 3 angelegt.
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Beachte, dass durch geeignetes Einstellen der
Größen der
p-Kanal MOS Transistoren MP1–MP3
und der n-Kanal MOS Transistoren MN1–MN3 die Ausgangsspannung Vx
niedrig und die an den Treibertransistor 3 angelegte Gate-Spannung
hoch eingestellt werden kann und dadurch eine Pegelumsetzung erzielt
wird.
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Die Schwellspannung kann auch in
einem CMOS-Invertierer durch Ändern
der Eingangstransistorgröße geändert werden.
Während
der Durchflussstrom im Gleichgewichtszustand mit einem CMOS-Invertierer
fließt,
kann der Durchflussstrom in dem Gleichgewichtszustand mit einem
Pegelumsetzer ausgelöscht
werden und dadurch kann ein niedriger Energieverbrauch erreicht
werden.
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Es ist deshalb möglich, eine hohe Treiberausgangsspannung
zu erreichen und den Dynamikumfang zu vergrößern, während die Energieversorgungsspannung
der Differenzialschaltung 1 verringert wird, und dadurch
der Energieverbrauch durch Verringern der Energieversorgungsspannung der
Differenzialschaltung 1, Absenken der Ausgangsspannung
Vx und Erhöhen der Energieversorgungsspannung
des Treibertransistors 3 verringert wird. Die anderen Wirkungsweisen
dieses zweiten Ausführungsbeispiels
sind gleich zu denen des obigen ersten Ausführungsbeispiels.
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Ausführungsbeispiel 3
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Das dritte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden
Erfindung ist nachfolgend mit Bezug auf die 6 beschrieben. In dem Differenzialverstärker dieses
Ausführungsbeispiels
lässt der
Konstantstromquellen-Transistor den hereinfließenden Strom fließen. Insbesondere
weist dieser Differenzialverstärker
eine Differenzialschaltung 1',
eine Ausgangsschaltung 2', einen
Treibertransistor 3' (einen
n-Kanal MOS Transistor), und einen Umschaltschaltkreis 4' auf, der die Stromversorgung
des Treibertransistors 3' steuert.
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In dieser Differenzialschaltung 1' ist der Source-Anschluss
des n-Kanal MOS Transistors 11' geerdet und eine konstante Arbeitspunktspannung Vbias ist an den Gate-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 11' angelegt, wodurch
der n-Kanal MOS Transistor 11' als eine Konstantstromquelle arbeitet.
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Die Quellen der zwei n-Kanal MOS
Transistoren 12', 13' sind gemeinsam
mit dem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 11' verbunden. Der
Drain-Anschluss des p-Kanal MOS Transistors 14' ist mit dem
Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 12' verbunden und
der Drain-Anschluss eines weiteren p-Kanal MOS Transistors 15' ist mit dem
Drain-Anschluss des anderen n-Kanal MOS Transistors 13' verbunden.
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Die Quellen der p-Kanal MOS Transistoren 14' und 15' sind gemeinsam
mit der Energieversorgung VDD verbunden
und deren Gate-Anschlüsse sind
gemeinsam mit dem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 13', d. h. mit
dem Drain-Anschluss des einen p-Kanal MOS Transistors 15', verbunden.
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In der Ausgangsschaltung 2' ist der Source-Anschluss
des Konstantstromquellen-Transistors 21', welcher ein
n-Kanal MOS Transistor ist, an Masse angeschlossen und eine konstante
Arbeitspunktspannung Vbias wird an dessen
Gate-Anschluss angelegt. Der Drain-Anschluss des Steuertransistors 22', welcher ein
p-Kanal MOS Transistor ist, ist mit dem Drain-Anschluss des Konstantstromquellen-Transistors 21' verbunden,
der Source-Anschluss des Steuertransistors 22' ist mit der
Energieversorgung VDD verbunden und der
Gate-Anschluss ist mit dem Drain-Anschluss des n-Kanal MOS Transistors 12', welcher der
Ausgangsanschluss der Differenzialschaltung 1' ist, verbunden.
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Der Source-Anschluss des Treibertransistors 3' ist geerdet
und der Drain-Anschluss ist mit einer Verbindung zwischen dem Konstantstromquellen-Transistor
(n-Kanal MOS Transistor) 21' und
dem Steuertransistor (p-Kanal MOS Transistor) 22' verbunden.
Deshalb ist der Treibertransistor 3' in Reihe mit dem Konstantstromquellen-Transistor 21' angeordnet
und lässt
den Strom in der gleichen Richtung wie der Konstantstromquellen-Transistor 21' fließen.
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Der Umschaltschaltkreis 4' weist z. B.
ein Paar Reihenschaltungen auf, die eine zweistufige Invertiererschaltung
bilden, die eine Reihenschaltung weist einen n-Kanal MOS Transistor 41' und einen p-Kanal
MOS Transistor 42' auf
und die andere Reihenschaltung weist einen n-Kanal MOS Transistor 43' und einen p-Kanal
MOS Transistor 44' auf.
Im Speziellen haben der n-Kanal MOS Transistor 41' und der p-Kanal MOS Transistor 42', die den primären Invertierer
bilden, eine hohe Schwellspannungseinstellung (nahe der Energieversorgung
VDD), die durch das Entwurfsmuster während der
Integration der Schaltung bestimmt ist, und arbeiten zum Leiten eines
Treibersignals und daher Stroms zu dem Treibertransistor 3', wenn die Ausgangsspannung
Vx' der Differenzialschaltung 1' größer ist
als eine bestimmte Schwellspannung, und um die Zuleitung des Treibersignals
zu unterbrechen und daher den Treibertransistor 3' abzuschalten,
wenn die Ausgangsspannung Vx kleiner ist
als die bestimmte Schwellspannung.
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Ein nicht invertierender Eingangsanschluss 16' ist dem Gate-Anschluss
des n-Kanal MOS Transistors 12' zugeordnet, ein invertierender
Eingangsanschluss 17' ist
dem Gate-Anschluss des anderen n-Kanal MOS Transistors 13' zugeordnet
und der Ausgangsanschluss 23' ist
der Verbindung (gemeinsamer Drain-Anschluss) zwi schen dem Konstantstromquellen-Transistor 21' und dem Steuertransistor 22' zugeordnet.
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Die Spannungen V+' und V-' sind die Spannungen, die jeweils an
dem nicht invertierenden Eingangsanschluss 16' und dem invertierenden
Eingangsanschluss 17' anliegen,
und jede hat einen negativen Wert. Der Strom iA' ist der Strom; der
zu dem Konstantstromquellen-Transistor 21' fließt, der Strom iB' ist der Strom, der
von dem Steuertransistor 22' fließt, der
Strom iC' ist
der Strom, der zu dem Treibertransistor 3' fließt und der Strom iO' ist der Strom des Ausgangsanschlusses 23'.
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Die Betriebsfunktion des dritten
Ausführungsbeispiels
des so offenbarten Differenzialverstärkers wird nachfolgend beschrieben.
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Die Differenzialschaltung 1' dieses Differenzialverstärkers gibt
die Spannung VX aufgrund der Differenz zwischen der Spannung V+', die an den nicht
invertierenden Eingangsanschluss 16' angelegt wird, und der Spannung
V–', die an den invertierenden
Eingangsanschluss 17' angelegt
wird, aus. Der Konstantstromquellen-Transistor 21' der Ausgangsschaltung 2' gibt einen
Konstantstrom (hereinfließenden
Strom) iA' aus, welcher entweder von dem Ausgangsanschluss 23' hereinfließt oder
durch den Steuertransistor 22' als ein Durchflussstrom hindurchfließt.
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Der Strom iB' (Entladestrom),
der von dem Steuertransistor 22' fließt, verändert sich gemäß der Ausgangsspannung
VX' der
Differenzialschaltung 1' und
ist die Summe des Stroms iA' (Durchflussstrom), der
durch den Konstantstromquellen-Transistor 21' fließt, und dem Strom iO, der von dem Ausgangsanschluss 23' fließt. Als
Ergebnis kann der Strom iO zu dem Ausgangsanschluss 23' (oder der Strom –iO, der von dem Ausgangsanschluss 23 fließt) durch
Steuern des Stroms iB', der zu dem Steuertransistor 22' fließt, gesteuert
werden.
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Wenn die Ausgangsspannung VX' der
Differenzialschaltung 1' hinreichend
groß ist
und der Strom iB' kleiner ist als der Strom iA',
erlaubt das durch den Umschaltschaltkreis 4' erzeugte Treibersignal dem Strom
iC',
der zu dem Treibertransistor 3' fließt, zu dem Ausgangsanschluss 23' zu fließen. Dies
führt zur
schnelleren Entladung der kapazitiven Last, die mit dem Ausgangsanschluss 23' verbunden ist,
verglichen da mit, wenn nur der Strom iA' zu dem Ausgangsanschluss 23' fließt, wodurch
ein rasches Abfallen der Spannung VO' des Ausgangsanschlusses 23' verursacht
wird.
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Es ist anzumerken, dass die Ausgangsspannung
VX' der
Differenzialschaltung 1' abfällt und
der Strom iB' des Steuertransistors 22' zu fließen beginnt, wenn
die Spannung VO' den End-(Ziel)-Pegel erreicht. Zu diesem
Zeitpunkt beendet jedoch der Umschaltschaltkreis 4' die Ausgabe
des Treibersignals und der Strom iC' fällt auf
null ab, wodurch ein Durchflussstrom am Fließen durch den Treibertransistor 3' und den Steuertransistor 22' gehindert wird.
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Wenn der Differenzialverstärker arbeitet,
ist eine kapazitive Last (in der Figur nicht gezeigt) mit dem Ausgangsanschluss 23' verbunden und
die Spannung VO' des Ausgangsanschlusses 23' wird direkt
zu dem invertierenden Eingangsanschluss 17' geführt oder wird durch eine Rückkopplungs-Kapazität zurückgeführt. Falls
angenommen wird, dass es keinen Verluststrom in der kapazitiven
Last gibt, dann sind der Absolutwert des Stroms iA', der von dem Konstantstromquellen-Transistor 21' fließt, und
der Absolutwert des Stroms iB', der zu dem Steuertransistor 22' fließt, gleich
und sie sind gleich bleibend, wenn der Strom iO' zu dem Ausgangsanschluss 23' oder der Strom –iO , der von dem Ausgangsanschluss 23' fließt, null
ist.
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Die Ausgangsspannung VX' der Differenzialschaltung 1' ändert sich
auch zu jedem Zeitpunkt, wo die Spannung V+', die an dem nicht invertierenden Eingangsanschluss 16' anliegt, und
die Spannung V-',
die an dem invertierenden Eingangsanschluss 17' anliegt, sich ändern, wodurch
der Strom iB', der zu dem Steuertransistor 22' fließt, und
der Strom iC', der von dem Umschaltschaltkreis 4' zu dem Treibertransistor 3' fließt, geändert wird.
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Durch dieses Steuern der Pegel der
Ströme iB' und
iC' und
Zuführen
des Ganzen oder eines Teils des Stroms iC' von dem Treibertransistor 3' und des Stroms
iA' von
dem Konstantstromquellen-Transistor 21' zu dem Ausgangsanschluss 23' kann die mit
dem Ausgangsanschluss 23' verbundene
kapazitive Last entladen werden und die Spannung VO' des Ausgangsanschlusses 23' verringert
werden oder Strom kann von dem Ausgangsanschluss 23' durch den Steuertransistor 22' zum Laden der
an den Ausgangsanschluss 23' angeschlossenen
kapazitiven Last gepumpt werden und die Spannung VO' des Ausgangsanschlusses 23' erhöhen. Ein
Gleichgewichts zustand kann so durch Anheben oder Absenken der Spannung
VO' wiederhergestellt
werden, um die Ausgangsspannung VX' der Differenzialschaltung 1' auf den ursprünglichen
(Gleichgewichtszustands-) Pegel zurückzuführen.
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Beachte, dass die Zustände des
Hineinfließens
und Entladens genau umgekehrt zu denen sind, die in 2 gezeigt sind, infolge der Beziehung
zwischen der Ausgangsspannung VX', der Differenzialschaltung 1', der zu der
Ausgangsschaltung 2' fließenden Ströme iA' und
iB' und
des zu dem Treibertransistor 3' fließenden Stroms iC'.
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Die Schwellspannung in diesem dritten
Ausführungsbeispiel
ist höher
eingestellt als die Ausgangsspannung VX' der Differenzialschaltung 1', wenn der Strom
iB' zu
dem Steuertransistor 22' zu fließen beginnt,
um einen von dem Treibertransistor 3' zu dem Steuertransistor 22' fließenden Durchflussstrom
zu verhindern, d. h., um zu verhindern, dass der Strom iB' des
Steuertransistors 22' und
der Strom iC' des Treibertransistors 3' (welche relativ
zu dem Ausgangsanschluss 23' in
umgekehrte Richtungen fließen)
zum gleichen Zeitpunkt fließen,
und dadurch einen Anstieg des Energieverbrauchs zu verhindern. Falls
die Schwellspannung niedriger als die Ausgangsspannung Vx der Differenzialschaltung 1' eingestellt
ist, wenn die Absolutwerte des zu dem Steuertransistor 22' fließenden Stroms
iB' und
des zu dem Konstantstromquellen-Transistors 21' fließenden Stroms
iA' gleich
sind, ist der Durchflussstrom des Gleichgewichtszustands der gleiche
wie in dem Stand der Technik.
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Dieses dritte Ausführungsbeispiel
des Differenzialverstärkers
unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel daher in dem,
dass es den Spannungsabfall der Spannung des Ausgangsanschlusses
beschleunigen kann, aber dessen Wirkungen sind andererseits die
gleichen wie jene des ersten Ausführungsbeispiels.
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Weitere alternative Ausführungsbeispiele der
in den 1 und 6 gezeigten können durch
Umkehren der gezeigten Kanaltypen erhalten werden durch Verwenden
einer negativen (–VDD) Energieversorgung und einer negativen
Arbeitspunktspannung (–Vbias). In diesem Fall sind die Stromflüsse auch
entgegengesetzt zu den in den 1 und 6 gezeigten, aber andere
Betriebsfunktionen sind die gleichen.
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Ausführungsbeispiel 4
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Das vierte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden
Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf 7 beschrieben. In dem Differenzialverstärker dieses
Ausführungsbeispiels
ist der in 1 gezeigte
primäre
Invertierer des Umschaltschaltkreises 4 eine Serienschaltung,
die einen p-Kanal MOS Transistor 52 und einen n-Kanal MOS
Transistor 53 aufweist. Mit diesem Umschaltschaltkreis 4 ist
der Ausgang der Differenzialschaltung 1 nur zu dem Gate-Anschluss
des n-Kanal MOS Transistors 53 verbunden, wodurch die Kapazitätslast der
Differenzialschaltung 1 verringert wird und die Arbeitsgeschwindigkeit
des Umschaltschaltkreises 4 erhöht wird. Im Ergebnis kann der
rasche Anstieg der Ausgangsspannung VO der
Ausgangsschaltung 2 verglichen mit dem in 1 gezeigten Differenzialverstärker beschleunigt
werden.
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Beachte ferner, dass der in 7 gezeigte p-Kanal MOS Transistor 52 einen
geerdeten Gate-Anschluss aufweist und als Widerstand wirkt, wodurch
der Durchflussstrom des primären
Invertierers verringert wird und der Energieverbrauch verringert
wird.
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Der Aufbau und die Arbeitsweise dieses
Differenzialverstärkers
sind im Übrigen
gleich dem ersten Ausführungsbeispiel
und eine weitere Beschreibung dieser wird nachfolgend ausgelassen.
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Ausführungsbeispiel 5
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Das fünfte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden
Erfindung ist nachfolgend mit Bezug auf die 8 beschrieben. In dem Differenzialverstärker dieses
Ausführungsbeispiels
ist der primäre
Invertierer des in 6 gezeigten
Umschaltschaltkreises 4' eine
Reihenschaltung, die einen p-Kanal MOS Transistor 57 und
einen n-Kanal MOS Transistor 56 aufweist. Mit diesem Umschaltschaltkreis 4' wird der Ausgang
der Differenzialschaltung 1 nur zu dem Gate-Anschluss des
p-Kanal MOS Transistors 57 verbunden, wodurch die Kapazitätslast der
Differenzialschaltung 1 reduziert wird und die Arbeitsgeschwindigkeit
des Umschaltschaltkreises 4' erhöht wird.
Im Ergebnis kann der rasche Abfall der Ausgangsspannung VO der Ausgangsschaltung 2 verglichen
mit der in 6 gezeigten
Differenzialverstärkervorrichtung
beschleunigt werden. Der Aufbau und die Betriebsart dieses Differenzialverstärkers sind
im Übrigen
identisch zu dem dritten Ausführungsbeispiel
und eine weitere Beschreibung dieser wird nachfolgend ausgelassen.
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Ausführungsbeispiel 6
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Das sechste Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden
Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf 9 beschrieben. In dem primären Invertierer
des in 9 gezeigten Umschaltschaltkreises 4 dieses
Ausführungsbeispiels
wird ein p-Kanal MOS Transistor 62 in den Stromweg von
der Energieversorgung VDD zu dem p-Kanal
MOS Transistor 52 eingefügt, ein n-Kanal MOS Transistor 63 wird
in Reihe mit dem n-Kanal MOS Transistor 53 geschaltet und
die Gate-Spannung
des p-Kanal MOS Transistors 62 und des n-Kanal MOS Transistors 63 wird
durch eine Steuerspannung VC verändert, die
mit der Eingangsspannung V+ der Differenzialschaltung 1 synchronisiert
ist. Es ist deshalb möglich,
den p-Kanal MOS Transistor 62 zu unterbrechen, wenn Strom
zu dem n-Kanal MOS Transistor 53 geführt wird, und dadurch Strom
zu dem n-Kanal MOS Transistor 63 zu führen oder Strom zu dem p-Kanal
MOS Transistor 62 zu führen, wenn
der n-Kanal MOS Transistor 53 abgeschaltet ist und dadurch
den n-Kanal MOS Transistor 63 abzuschalten.
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Mit dem so offenbarten Differenzialverstärker kann
der Durchflussstrom des primären
Invertierers abgeschaltet werden, wenn Strom zu dem n-Kanal MOS
Transistor 53 fließt,
durch Abschalten des p-Kanal MOS Transistors 62, und der
n-Kanal MOS Transistor 63 kann die Ausgangsspannung des
primären Invertierers
auf das Massepotenzial festlegen, um den Durchflussstrom des Invertierers
der zweiten Stufe zu unterdrücken.
Im Ergebnis kann der Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis 4 wirksamer
als in dem vierten Ausführungsbeispiel
durch Bereitstellen des p-Kanal
MOS Transistors 62 und des n-Kanal MOS Transistors 63 unterdrückt werden.
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Die Betriebsfunktion des in 9 gezeigten Differenzialverstärkers wird
als nächstes
mit Bezugnahme auf das Zeitdiagramm in 3 beschrieben.
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Wenn die Eingangsspannung V+ des nicht invertierenden Eingangsanschlusses 16 abfällt (VA → VB), ändert
sich das Steuersignal VC von HOCH auf NIEDRIG,
der p- Kanal MOS
Transistor 62 wird eingeschaltet und der n-Kanal MOS Transistor 63 wird
ausgeschaltet.
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Wenn die Eingangsspannung V+ ansteigt (VB → VA), ändert
sich das Steuersignal VC von NIEDRIG auf
HOCH, der p-Kanal MOS Transistor 62 wird ausgeschaltet,
um zu verhindern, dass ein Durchflussstrom durch den primären Invertierer
fließt,
und der n-Kanal MOS Transistor 63 wird EIN-geschaltet,
um den Ausgang des primären
Invertierers auf NIEDRIG festzulegen. Der Eingang des primären Invertierers kann
so die An/Aus-Zustände
des p-Kanal MOS Transistors 43 und des n-Kanal MOS Transistors 44 steuern,
d. h. kann nur einen Transistor 43 oder 44 anschalten,
um den Energieverbrauch als Ergebnis des Durchflussstroms zu verringern.
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Der Grundaufbau und -betrieb dieses
Ausführungsbeispiels
sind im Übrigen
gleich dem Differenzialverstärker
des in 7 gezeigten vierten
Ausführungsbeispiels
und deshalb wird eine weitere Beschreibung nachfolgend ausgelassen.
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Es ist möglich, dass die Steuerspannung
VC manuell gesteuert wird. und nicht zu
der Eingangsspannung V+ der Differenzialschaltung 1 synchronisiert
ist. Wenn es erforderlich ist, den Umschaltschaltkreis 4 zu
deaktivieren, wird eine Hochpegel-Steuerspannung VC manuell
durch einen geeigneten Schalter (nicht dargestellt) angelegt. In
diesem Fall schalten sich der Transistor 63 und der Transistor 43 beide
an. Daher wird zwingend ein Hochpegelsignal zu dem Gate-Anschluss
des Transistors 3 angelegt, um den Transistor 3 im
abgeschalteten Zustand zu halten.
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Es ist ferner anzumerken, dass das
oben beschriebene sechste Ausführungsbeispiel
gleich zu dem in 7 gezeigten
vierten Ausführungsbeispiel ist
mit Hinzunahme des p-Kanal MOS Transistors 62 und des n-Kanal
MOS Transistors 63. Dieses Ausführungsbeispiel kann deshalb
als ein alternatives Ausführungsbeispiel
eines Differenzialverstärkers gemäß des ersten
in 1 gezeigten Ausführungsbeispiels
mit der Hinzunahme des p-Kanal MOS Transistors 62 und des
n-Kanal MOS Transistors 63 beschrieben werden, in welchem
Fall die Wirkungen immer noch wie die oben beschriebenen sind.
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Ausführungsbeispiel 7
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Das siebte Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß der vorliegenden
Erfindung ist nachfolgend mit Bezug auf die 9 beschrieben. In dem primären Invertierer
des in 6 gezeigten Umschaltschaltkreises 4' wird ein p-Kanal MOS
Transistor 67 in Reihe mit dem p-Kanal MOS Transistor 57 geschaltet,
ein n-Kanal MOS
Transistor 66 wird in. den Stromweg von dem n-Kanal MOS Transistor 56 zu
der Masse eingefügt
und die Gate-Spannung des p-Kanal MOS Transistors 67 und
des n-Kanal MOS Transistors 66 wird durch eine Steuerspannung/VC (wobei/VC die reziproke
Steuerspannung VC angibt) in Synchronisation
mit der Eingangsspannung V+' der
Differenzialschaltung 1' verändert. Es
ist deshalb möglich,
einen Strom zu dem p-Kanal MOS Transistor 67 zu führen und
dadurch den n-Kanal MOS Transistor 66 abzuschalten, wenn Strom
zu dem p-Kanal MOS Transistor 57 geführt wird oder wenn der p-Kanal
MOS Transistor 57 abgeschaltet wird, um den p-Kanal MOS
Transistor 67 abzuschalten, und dadurch Strom zu dem n-Kanal
MOS Transistor 66 zu führen.
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Mit dem so offenbarten Differenzialverstärker kann
der Durchflussstrom des primären
Invertierers abgeschaltet werden, wenn Strom zu dem p-Kanal MOS
Transistor 57 fließt,
durch Abschalten des n-Kanal MOS Transistors 66, und der
p-Kanal MOS Transistor 67 kann die Ausgangsspannung des
primären Invertierers
auf das Potenzial der Energieversorgung festlegen, um den Durchflussstrom
des Invertierers der zweiten Stufe zu unterdrücken. Im Ergebnis kann der
Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis 4' wirkungsvoller
als in dem fünften
Ausführungsbeispiel
durch Bereitstellen des p-Kanal MOS Transistors 67 und
des n-Kanal MOS Transistors 66 unterdrückt werden.
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Der Grundaufbau und -betrieb dieses
Ausführungsbeispiels
sind im Übrigen
gleich zu dem in 8 gezeigten
Differenzialverstärker
des fünften Ausführungsbeispiels
und deshalb wird eine weitere Beschreibung nachfolgend ausgelassen.
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Es ist ferner anzumerken, dass das
oben beschriebene derzeitige Ausführungsbeispiel als Differenzialverstärker des
in 8 gezeigten fünften Ausführungsbeispiels
mit einem hinzugefügten
p-Kanal MOS Transistor 67 und einem n-Kanal MOS Transistor 66 beschrieben
worden ist. Dieses Ausführungsbeispiel
kann deshalb als ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers gemäß des in 4 gezeigten dritten Ausführungsbeispiels mit
der Hinzunahme eines p-Kanal MOS Transistors 67 und eines
n-Kanal MOS Transistors 66 beschrieben werden, in welchem
Fall die Wirkungen immer noch wie oben beschrieben sind.
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Ferner ist es wie in dem sechsten
Ausführungsbeispiel
möglich,
dass die Steuerspannung/VC manuell und nicht
synchronisiert zu der Eingangsspannung V+ der Differenzialschaltung 1 gesteuert wird.
Wenn die Deaktivierung des Umschaltschaltkreises 4 erforderlich
ist, wird eine Niedrigpegel-Steuerspannung/VC durch
einen geeigneten Schalter (nicht dargestellt) angelegt. In diesem
Fall schaltet sich der Transistor 66 ab und der Transistor 67 schaltet
sich an und der Transistor 43' schaltet sich an. Dadurch wird
zwingend ein Niedrigpegelsignal an den Gate-Anschluss des Transistors 3' zum Halten
des Transistors 3' in
dem ausgeschalteten Zustand angelegt.
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Ausführungsbeispiel 8
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Ein achtes Ausführungsbeispiel eines Differenzialverstärkers wird
als nächstes
mit Bezug auf 11 beschrieben.
Wie in 11 gezeigt, erzeugt dieser
Differenzialverstärker
die konstante Arbeitspunktspannung Vbias,
die an die Gate-Anschlüsse
des p-Kanal MOS Transistors 11 in der Differenzialschaltung 1 und
den Konstantstromquellen-Transistor 21 der Ausgangsschaltung 2 durch
eine veränderbare Arbeitspunktspannungs-Spannungsversorgung 71 angelegt
wird, und ist im Übrigen
gleich zu dem ersten Ausführungsbeispiel
in 1.
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Es ist deshalb möglich, den Energieverbrauch
durch Einstellen des Stroms der Konstantstromquellen (11, 21)
durch Erhöhen
oder Absenken der konstanten Arbeitspunktspannung Vbias zu
verringern. Insbesondere kann, obwohl eine kapazitive Last mit dem
Differenzialverstärker
dieses Ausführungsbeispiels
während
der Betriebsfunktion verbunden ist, die konstante Arbeitspunktspannung
Vbias erhöht oder abgesenkt werden, um
den mindestens erforderlichen Strom zur Verfügung zu stellen, selbst wenn
sich die Ladebedingungen ändern,
wodurch ein niedriger Energieverbrauch erzielt wird, während sich
die Arbeitsgeschwindigkeit erhöht.
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Es ist anzumerken, dass das obige
Ausführungsbeispiel,
durch welches die konstante Arbeitspunktspannung Vbias erhöht oder
abgesenkt wird, nicht nur mit dem in der 1 gezeigten Differenzialverstärker des
ersten Ausführungsbeispiels,
son dern mit irgendeinem der in den 4–10 gezeigten Differenzialverstärkern erzielt
werden kann.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird der Treibertransistor in Serie mit dem Konstantstrom-Versorgungstransistor
der Ausgangsschaltung vorgesehen, ein Um- schaltschaltkreis, zu
dem die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung zugeführt wird,
ist vorgesehen und Strom wird zu dem Treibertransistor nur dann
geführt,
wenn die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung hinreichend
niedrig ist und Strom fließt
entweder nicht oder fließt
auf einem hinreichend niedrigen Pegel zu dem Steuertransistor. Es
ist deshalb möglich,
einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor zu
dem Ausgangsanschluss zu bringen, den Spannungsanstieg an dem Ausgangsanschluss
zu beschleunigen und den Treibertransistor im Gleichgewichtszustand
abzuschalten, selbst wenn der zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor
fließende Strom
niedrig eingestellt ist, und dadurch werden die Durchflussströme, die
durch den Konstantstrom-Versorgungstransistor und den Steuertransistor
in dem Gleichgewichtszustand fließen, verringert. Es ist deshalb
möglich,
eine hohe Durchflussrate zu erzielen und den Energieverbrauch zu
verringern.
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Mit einem Differenzialverstärker gemäß der vorliegenden
Erfindung ist es möglich
zu verhindern, dass Strom gleichzeitig zu dem Steuertransistor und dem
Treibertransistor fließt,
und dadurch den Energieverbrauch weiter zu verringern.
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Es ist außerdem möglich, in einer ein p-dotiertes
Substrat verwendenden Halbleiterschaltung die Wirkungen der Arbeitspunktspannung
des Substrats aufzuheben.
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Es ist außerdem möglich, durch Verwenden eines
CMOS-Schaltungslayouts den Schwellwert des Inverters während der
Integration der Schaltung zu ändern.
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Zusätzlich wird die Ausgangsspannung
der Differenzialschaltung nur an den vierten n-Kanal MOS Transistor
angelegt, der einen Teil des primären Invertierers bildet, wodurch
die Kapazitätslast
der Differenzialschaltung abgesenkt wird, die Arbeitsgeschwindigkeit
des Umschaltschaltkreises erhöht
wird und deshalb der Anstieg der Ausgangsspannung von der Ausgangsschaltung
beschleunigt wird. Der sechste p-Kanal
MOS Transistor stellt außerdem eine
Widerstandsbetriebsfunktion zur Verfü gung, die den Durchflussstrom
des primären
Invertierers absenkt und den Energieverbrauch verringert.
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Zusätzlich wird der Durchflussstrom
des primären
Invertierers unterbrochen, wenn Strom zu dem vierten n-Kanal MOS
Transistor geführt
wird, durch Unterbrechen des achten p-Kanal MOS Transistors, und
der sechste n-Kanal MOS Transistor legt die Ausgangsspannung des
primären
Invertierers auf das Massepotenzial fest, wodurch der Durchflussstrom
des Invertierers der zweiten Stufe unterdrückt wird und im Ergebnis der
Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis unterdrückt wird.
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Mit einem Differenzialverstärker gemäß der vorliegenden
Erfindung wird der Treibertransistor in Serie mit dem Konstantstrom-Versorgungstransistor der
Ausgangsschaltung geschaltet, ein Umschaltschaltkreis, zu welchem
die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung eingegeben wird,
ist vorgesehen und Strom wird zu dem Treibertransistor nur geführt, wenn
die Ausgangsspannung der Differenzialschaltung hinreichend hoch
ist, und Strom fließt
entweder nicht oder fließt
auf einem hinreichend niedrigen Pegel zu dem Steuertransistor. Es
ist deshalb möglich,
einen hinreichend hohen Strompegel von dem Treibertransistor zu
dem Ausgangsanschluss zu führen,
den Spannungsabfall des Ausgangsanschlusses zu beschleunigen und
den Treibertransistor in dem Gleichgewichtszustand abzuschalten, selbst
wenn der zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor fließende Strom
niedrig eingestellt ist, und die Durchflussströme, die zu dem Konstantstrom-Versorgungstransistor
und dem Steuertransistor in dem Gleichgewichtszustand fließen, werden dadurch
verringert. Es ist deshalb möglich,
eine hohe Durchflussrate zu erzielen und den Energieverbrauch zu
reduzieren.
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Mit einem Differenzialverstärker gemäß der vorliegenden
Erfindung ist es möglich
zu verhindern, dass Strom gleichzeitig zu dem Steuertransistor und dem
Treibertransistor fließt,
und deshalb den Energieverbrauch weiter zu reduzieren.
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Es ist außerdem möglich, die Wirkungen der Arbeitspunktspannung
eines Substrats aufzuheben, wenn die Anwendung für eine Halbleiterschaltung
erfolgt, die ein ndotiertes Substrat verwendet.
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Es ist ferner möglich, den Schwellwert des Invertierers
während
der Integration der Schaltung einzustellen, wenn ein CMOS-Invertiereraufbau
verwendet wird.
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Zusätzlich wird die Ausgangsspannung
der Differenzialschaltung nur an den vierten p-Kanal MOS Transistor,
der einen Teil des primären
Invertierers bildet, angelegt, wodurch die Kapazitätslast der Differenzialschaltung
abgesenkt wird, die Arbeitsgeschwindigkeit des Umschaltschaltkreises
erhöht
und deshalb der Anstieg der Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung
beschleunigt wird. Der sechste n-Kanal MOS Transistor beinhaltet
ferner eine Widerstandsbetriebsfunktion, die den Durchflussstrom
des primären
Invertierers absenkt und den Energieverbrauch verringert.
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Zusätzlich wird der Durchflussstrom
des primären
Invertierers unterbrochen, wenn Strom zu dem vierten p-Kanal MOS
Transistor geführt
wird, durch Unterbrechen des Stroms zu dem achten n-Kanal MOS Transistor
und der sechste p-Kanal MOS Transistor setzt die Ausgangsspannung
des primären
Invertierers auf das Energieversorgungspotenzial fest, wodurch der
Durchflussstrom des primären
Invertierers unterdrückt
wird und im Ergebnis der Energieverbrauch durch den Umschaltschaltkreis
unterdrückt
wird.